JP4557320B2 - 直交周波数分割多重化（ｏｆｄｍ）方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器 - Google Patents
直交周波数分割多重化（ｏｆｄｍ）方式を用いるデジタル通信システムにおける適応チャンネル等化器 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing：以下、ＯＦＤＭと略する)方式を用いるデジタル通信システムの受信器に係り、特に受信されたＯＦＤＭ信号をパイロット信号にてチャンネルの変動に応じて適応的に等化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための適応チャンネル等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、無線通信チャンネル及びデジタル高画質テレビ(以下、ＨＤＴＶという)の伝送チャンネルでは多重経路フェージングにより受信された信号でシンボル間の干渉(intersymbol interference：ＩＳＩ)が起こる。特に、ＨＤＴＶのようにデータが高速で伝送される場合、シンボル間の干渉は更に深化して受信側でのデータ復元時に深刻な誤謬を招く。この問題を解決する方法として、最近欧州ではデジタルオーディオ放送(ＤＡＢ)及びデジタル地上テレビ放送(ＤＴＴＢ)の伝送方式として多重経路フェージングに強力に動作できるＯＦＤＭ方式が提案されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式では直列状で入力されるシンボル列が所定の単位ブロックに分割された後、前記分割された各ブロックのシンボル列がＮ個の並列シンボルに変換される。このＮ個の並列シンボルは逆高速フーリエ変換(inverse fast fourier transform)により各々相異なる周波数を有する副搬送波を用いて多重化された後に加算されチャンネルを通して伝送される。すなわち、Ｎ個の並列シンボルを一つの単位ブロックとして定義し、単位ブロックの各副搬送波は相互直交性を有するようにして副チャンネル間の影響を無くす。したがって、従来の単一搬送波伝送方式に比べると、同一なシンボル伝送率を保ちながらもシンボル周期を副チャンネル数(Ｎ)だけ増加させることができるので、多重経路フェージングによるシンボル間の干渉を減らし得る。特に、伝送されるシンボルの間に保護区間(Guard Interval：ＧＩ)を挿入する場合にはシンボル間の干渉を更に減らし得るので、チャンネル等化器の構造が非常に簡単化される長所もある。かつ、ＯＦＤＭ方式は従来のＦＤＭ(frequency division multiplexing)方式とは異なり各副チャンネルのスペクトルが相互重畳される特性があるため、帯域効率が高くスペクトルの形態が四角波状で電力が各周波数帯域に均一に分布して同一チャンネル干渉に強い長所もある。このようなＯＦＤＭ方式によく結合される変調方法としてはＰＡＭ(pulse amplitude modulation)、ＦＳＫ(frequency shift keying)、ＰＳＫ(phase shift keying)、ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation)などがある。
【０００４】
図１は一般的なＯＦＤＭ通信システムにおいて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図である。送信側から伝送されたシンボルは有効区間(Useful Part)と保護区間(Guard Interval：ＧＩ)とから構成される。有効区間は有効なＯＦＤＭサンプルが伝送される区間であり、この有効区間の前端に保護区間が挿入されて、ＯＦＤＭサンプルをシンボル単位で区分するようになる。この保護区間では有効区間内の下位に位置した一部のサンプルを複写して用いる。
【０００５】
図２は保護区間を挿入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するための図面である。図２に示したように、連続する有効区間の間に保護区間が挿入されることにより、受信された信号はエコー信号による影響を受けなくなる。すなわち、保護区間より短い多重経路によるシンボル間の干渉を取り除くことができる。
【０００６】
以上、前述したようにＯＦＤＭ方式では、保護区間を伝送シンボルの間に挿入することにより、多重経路フェージングにより発生する隣接シンボル間の干渉を取り除くことはできるが、シンボル内の干渉を取り除くことは困難であった。したがって、ＯＦＤＭ通信システムの受信側ではシンボル内のサンプル間の干渉を取り除き得る特別なチャンネル等化器を必要とする。このチャンネル等化器ではシンボル内の各サンプルが相異なる副搬送波を有しているため、変化するチャンネル状況に応じて歪曲程度を検知してこれを取り除くべきである。
【０００７】
ＯＦＤＭ方式において、効率的なチャンネル等化方法としてはパイロットシンボル挿入(ＰＳＩ)方法が挙げられ、現在も研究しつつある。パイロットシンボル挿入方法においては、送信側から周期的にパイロットシンボルを伝送すると受信側ではパイロットシンボルが伝送される時期を周知の上に、伝送されたパイロットシンボルを復号化してチャンネルにより歪曲された程度を推定する。そして、推定値にてチャンネルにより歪曲された有効データシンボルを補う。
【０００８】
ここで、効率的なチャンネル推定のためのパイロットシンボルを挿入する方法を考えてみると、パイロットシンボル数が増加するほど有効データシンボルの伝送率は減少するために、少数のパイロットシンボルを用い、高精度のチャンネル推定を行わなければならない。これに対しては多様な挿入方法が提示されており、図３に基づき更に詳細に説明することにする。
【０００９】
図３（ａ）、図３（ｂ）は一般的なパイロットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構造図である。ここで、Ｈ(ｎ,ｋ)はｎ番目のシンボル内のｋ番目のサンプルに対する伝達関数を示すものである。
【００１０】
図３（ａ）は時間軸に沿って一つのシンボル内のすべてのサンプルにパイロットセルを割り当てる構造図である。すなわち、時間軸に沿ってＴ番目のシンボル毎にパイロットセルを挿入して伝送するが、ここではＴ＝１６番目のシンボル毎にパイロットシンボルを挿入した。この方法で大事なのは時変チャンネルの変化をどれほど速く付いていくかを決定するＴパラメータの選択である。この方法ではパイロットシンボル(ｎ)とパイロットシンボル(ｎ＋Ｔ)に対するチャンネル伝達関数(Ｈ(ｎ,ｋ),Ｈ(ｎ＋Ｔ,ｋ))を用いて、両パイロットシンボル間の(Ｔ・１)個の有効シンボルのチャンネル伝達関数を補間(interpolation)により推定する。この際、(Ｔ-１)個のデータサンプルを格納すべきなので、メモリのコストが上昇する問題点がある。
【００１１】
図３（ｂ）は周波数軸に沿ってシンボル内では１６番目のサンプル毎に、隣接したシンボル間には４サンプル毎にパイロットセルを割り当て、時間軸に沿って４(Ｔ)シンボル毎に周期的に繰り返して挿入される構造である。この構造はサンプリング理論を適用して最小限のパイロットセルを用い、ドップラー現象に強い特性を持たせたものである。図３（ｂ）の構造は図３（ａ）に比べてパイロット挿入周期が短くてＴ−１＝３シンボルのみを格納するので、少量のメモリが所要される。したがって、ハードウエア的に補間適用が可能で、実際にＳＴＥＲＮＥ装備に適用された。かつ、有効データシンボルより高電力のブースト(boosted)パイロットセルを用いてノイズの影響を減らすことにより、高精度にチャンネルを推定することができる。
【００１２】
前記図３（ａ）及び図３（ｂ）に示された一般的なチャンネル等化方法はシンボル別に幾つかのサンプル(副搬送波チャンネル)にパイロットセルを周期的に挿入し、前記パイロットセルを用いてそのチャンネルの伝達関数を求めた後、補間方法に頼って残りのチャンネルの伝達関数を推定した。しかしながら、ＯＦＤＭ信号に対する補間による推定方法はチャンネルの急な変化に適応的に対処できない問題点があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は前記の問題点を解決するために案出されたものであり、ＯＦＤＭ受信器においてＯＦＤＭ変調され伝送された信号をパイロット信号にてチャンネルの変化に応じて適応的に等化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための適応チャンネル等化器を提供するにその目的がある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するためにＯＦＤＭ受信器において本発明による適応チャンネル等化器は、受信された、分散パイロットセルの基準信号が挿入された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号を出力する第１複素乗算手段と、ＢＰＳＫ変調された基準信号を発生させる基準信号発生手段と、前記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号及びＢＰＳＫ変調された前記基準信号を入力されて位相エラーを計算し、同位相エラー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算手段と、前記同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号を遅延させて同位相遅延信号と直角位相遅延信号を出力する遅延手段と、前記同位相遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御手段と、前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力されて複素乗算を行い、第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号を出力する第２複素乗算手段と、前記第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号及び同位相チャンネル信号の係数値と直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて各々加算し、更新された同位相係数値と更新された直角位相係数値を出力する加算手段と、書込みアドレス信号と読出アドレス信号を出力するアドレス発生手段と、前記書込みアドレス信号に応じて前記更新された係数値を格納し、前記読出アドレス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値を出力する格納手段と、シンボル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号発生手段と、初期係数値を発生するための初期係数値発生手段と、前記選択信号に応じて前記初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選択的に出力するための多重化手段とから構成されたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付した図面に基づき更に詳細に説明する。
【００１６】
まず、チャンネル等化時に基準信号として用いられるパイロットセルとしては、分散パイロットセル(ＳＰＣ)、連続パイロット搬送波(ＣＰＣ)、伝送パラメータ信号パイロット(ＴＰＳ)などがある。このようなパイロットセルはフレーム同期、周波数同期、時間同期、チャンネル推定、伝送モード識別に用いられ、位相ノイズなどを追跡する時にも用いられる。前記パイロットセルは伝送されるデータと共にＯＦＤＭフレーム内に含まれるが、この際受信側に伝送された基準情報値は既知値である。前記基準情報が含まれたセルは“ブースト(boosted)”電力レベル、すなわち伝送データレベルの約１.４倍程度の電力レベルを有して伝送される。本発明の望ましい一実施形態では多数のパイロットセルのうち分散パイロットセル(ＳＰＣ)を基準信号として用いることにする。
【００１７】
一方、ＯＦＤＭフレーム構造を見てみると、伝送された信号はフレームから構成され、この際各々のフレームは６８個のＯＦＤＭシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からなる。そして、各々のシンボルは８Ｋ ＦＦＴモードの場合には副搬送波数ｋ＝６８１７からなり、２Ｋ ＦＦＴモードの場合にはｋ＝１７０５からなる。
【００１８】
図４は欧州ＤＴＴＢスペックの分散パイロットセルの挿入位置を示すためのＯＦＤＭ伝送フレームの構造図である。ｋmin＝０〜ｋmax＝１７０４は２Ｋ ＦＦＴモードのサンプル数(＝副搬送波数)を示し、Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,…,Ｓ67は各々シンボルを示す。そして、“data”は実際の情報が入っている有効データを示し、“ＳＰＣ”はブーストパイロットである分散パイロットセルを示す。一つのシンボル内の分散パイロットセルは１２サンプル毎に繰り返され、一つのシンボル内の分散パイロットセルと隣接した他のシンボル内の分散パイロットセルは３サンプルずつ異なるように分布している。かつ、シンボル順番に応じて“モジュロ４”演算してその値が“０”になるシンボル、すなわち四番目のシンボル(Ｓ64,Ｓ0,Ｓ4,…)の最後のサンプル(ｋmax)毎に分散パイロットセル(ＳＰＣ)が分布している。
【００１９】
図５はＯＦＤＭ受信器において本発明の一実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図であり、第１複素乗算部５１１、基準信号発生部５１２、エラー計算部５１３、遅延部５１４、利得制御部５１５、第２複素乗算部５１６、加算部５１７、アドレス発生部５１８、格納部５１９、選択信号発生部５２０、初期係数値発生部５２１及び多重化部５２２から構成される。
【００２０】
第１複素乗算部５１１は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力され、フィードバックされた同位相チャンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＩ)及び直角位相チャンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＱ)を入力されて複素乗算を行った後、第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。第１複素乗算部５１１の出力信号は同期回路(図示せず)とエラー計算部５１３に入力される。
【００２１】
基準信号発生部５１２は基準信号(ＲＩ)であるパイロット信号、ここでは分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号を発生させてエラー計算部５１３に出力する。
【００２２】
エラー計算部５１３は第１複素乗算部５１１から出力される第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を入力され、基準信号発生部５１２から出力される基準信号(ＲＩ)を入力されてエラーを計算した後、同位相エラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相エラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)を出力する。ここで、基準信号として用いられるパイロット値は送信側でＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方法にで変調された信号であり、“±１(実数)”と“０(虚数)”値で表現される。すなわち、同位相のエラー信号(ＥＩ)はチャンネルを通過した基準信号(ＣＲＩ)で基準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)を減算した結果であり、直角位相のエラー信号(ＥＱ)は虚数値が“０”なのでチャンネルを通過した値(ＣＲＱ)自体になる。
【００２３】
遅延部５１４は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力されて所定時間だけ遅延させた後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を出力する。
【００２４】
利得制御部５１５は同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を入力されて同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)を出力する。ここで、利得に当たる等化収束定数(μ)は等化器の安定した収束のために必要であり、一般に等化収束定数(μ)が大きければ等化器の速い収束を補い得るが発散する可能性が高く、等化収束定数(μ)が小さければ収束速度が遅くなる。したがって、等化収束定数(μ)の適宜な選択は大事な問題であり、本発明の一実施形態ではハードウエアを容易に具現するために２nの近似値で表現することができる。
【００２５】
第２複素乗算部５１６は同位相と直角位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ,ＥＱ＝ＣＲＱ)及び同位相と直角位相の利得制御信号(μＤＸＩ,μＤＸＱ)を入力されて複素乗算を行った後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２６】
加算部５１７は第２複素乗算部５１６からの第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び多重化部５２２から出力されるフィルタリング係数値を入力されて加算した後、更新された同位相フィルタリング係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋Ｃ2ＥＩ＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と更新された直角位相フィルタリング係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋Ｃ2ＥＱ＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２７】
アドレス発生部５１８は書込みアドレス信号(write)と読出アドレス信号(read)を生成する。
【００２８】
格納部５１９は書込みアドレス信号に応じて更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))を格納し、格納されていた更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))は読出アドレス信号に応じて読出される。
【００２９】
選択信号発生部５２０はシンボル同期信号に応じて選択信号を発生する。すなわち、等化器を初期に動作させると係数値が存在しないので、最初の四つのシンボルが通過するまでは初期係数値(“１”と“０”)を選択できるように選択信号を“ロー(０)”に出力し、最初の四つのシンボルがすべて通過すれば更新された係数値を選択できるように選択信号を“ハイ(１)”に出力する。
【００３０】
初期係数値発生部５２１は初期係数値“１(実数)”と“０(虚数)”を発生する。
【００３１】
多重化部５２２は選択信号発生部５２０からの選択信号に応じて初期係数値発生部５２１からの初期係数値(“１”と“０”)と格納部５１９からの更新された係数値のうち一つの係数値を選択して第１複素乗算部５１１と加算部５１７にフィードバックさせる。この際、最初の四つのシンボル値はチャンネルを通じて伝送された信号をそのまま通過させたものである。
【００３２】
図６は図５に示した第１複素乗算部５１１の細部構成図であり、第１有限衝撃応答(ＦＩＲ)フィルター部６１、第２有限衝撃応答フィルター部６２、第３有限衝撃応答フィルター部６３、第４有限衝撃応答フィルター部６４、加算部６５及び減算部６６から構成される。
【００３３】
まず、ＯＦＤＭ通信システムでは保護区間を挿入して多重経路伝送によるシンボル間の干渉を取り除くので、シンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための本発明では適応チャンネル等化器を構成する第１複素乗算部５１１は１タップフィルターから構成される。すなわち、第１複素乗算部５１１を構成する第１乃至第４有限衝撃応答フィルター部６１〜６４は各々１タップフィルターである。
【００３４】
第１有限衝撃応答フィルター部６１は受信された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)を出力する。第２有限衝撃応答フィルター部６２は受信された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)を出力する。第３有限衝撃応答フィルター部６３は受信された直角位相チャンネルの信号(ＸＱ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)を出力する。
第４有限衝撃応答フィルター部６４は受信された直角位相チャンネルの信号(ＸＱ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った後、第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)を出力する。
【００３５】
加算部６５は第１有限衝撃応答フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と第３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)を入力されて加算した後、その加算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)を出力する。減算部６６は第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)を入力されて減算した後、その減算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。
【００３６】
図７（ａ）乃至図７（ｇ）は図５に示した適応チャンネル等化器で用いられる信号の波形図であり、図７（ａ）はフレーム同期信号を示す。この際、一つのフレームは６８個のシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からなる。図７（ｂ）はシンボル同期信号を示し、この際一つのシンボルは２５６０個の副搬送波、すなわち有効区間“２０４８”と保護区間“５１２”からなる。図７（ｃ）は一番目のシンボル(Ｓ0)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｄ）は二番目のシンボル(Ｓ1)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｅ）は三番目のシンボル(Ｓ2)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｆ）は四番目のシンボル(Ｓ3)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号を各々示す。図７（ｇ）は多重化部５２２(図６参照)に入力される選択信号を示す。ここで、図４を参照して図７（ｃ）乃至図７（ｆ）を説明すると、一つのシンボル内で連続する分散パイロットセル信号間の差は１２サンプルで、隣接したシンボル間の分散パイロットセル信号間の差は３サンプルである。
【００３７】
それでは、図４乃至図７に基づき本発明の一実施形態による適応チャンネル等化器の動作を更に詳細に説明する。
【００３８】
図５を参照すると、初期にＯＦＤＭ受信器の電源が“オン”されると、シンボル同期信号(図７（ｂ）参照)とリセット信号が選択信号発生部５２０に入力される。選択信号発生部５２０では入力されたシンボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントし、四つのシンボル(Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3)がすべて入力されるまで“ロー”の選択信号(図７（ｇ）参照)を多重化部５２２に供給する。多重化部５２２では“ロー”の選択信号に応じて初期係数値発生部５１１からの初期係数値“１(実数)”と“０(虚数)”を選択するようになる。すなわち、等化器を作動させた初期には更新された係数値が存在しないために、更新された係数値が選択されず初期係数値が選択される。多重化部５２２で選択された初期係数値“１”は同位相チャンネルの係数値(Ｗ１)の代りに第１複素乗算部５１１に供給され、多重化部５２２から選択されたもう一つ別の初期係数値“０”は直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)の代りに第１複素乗算部５１１に供給される。一方、チャンネルを通して受信された同位相チャンネル信号(ＷＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が第１複素乗算部５１１に入力される。
【００３９】
第１複素乗算部５１１において、第１有限衝撃応答フィルター部６１では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その結果同位相チャンネル信号(ＸＩ)を出力する。かつ、第３有限衝撃応答フィルター部６３では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果“０”を出力する。なお、第２有限衝撃応答フィルター部６２では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果“０”を出力する。更に、第４有限衝撃応答フィルター部６４では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その結果直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を出力する。加算部６５では第１有限衝撃応答フィルター部６１からの出力信号(ＸＩ)と第３有限衝撃応答フィルター部６３からの出力信号(“０”)を加算し、この際に加算された信号(Ｃ1ＸＩ)は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同一である。減算部６６では第４有限衝撃応答フィルター部６４からの出力信号(ＸＱ)で第２有限衝撃応答フィルター部６２からの出力信号(“０”)を減算し、この際に減算された信号(Ｃ1ＸＱ)は受信された直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同一である。したがって、第１複素乗算部５１１から出力される信号は同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)になる。
【００４０】
一方、選択信号発生部５２０ではシンボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントして五番目のシンボルが入力される時点から“ハイ”の選択信号(図７（ｇ）)を多重化部５２２に供給する。
【００４１】
選択信号発生部５２０からの選択信号が“ハイ”で多重化部５２２に入力されると、前記多重化部５２２は格納部５１９から同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)を選択するようになる。前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)は第１複素乗算部５１１と加算部５１７に入力される。
【００４２】
前記第１複素乗算部５１１では受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号及び前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)を入力される。すなわち、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第１有限衝撃応答フィルター部６１に入力されるとフィルタリングが行われた後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)が出力され、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第２有限衝撃応答フィルター部６２に入力されるとフィルタリングが行われた後、第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第３有限衝撃応答フィルター部６３に入力されるとフィルタリングが行われた後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第４有限衝撃応答フィルター部６４に入力されるとフィルタリングが行われた後、第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が出力される。前記第１有限衝撃応答フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と前記第３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が加算部６５に入力されると加算が行われた後、その加算信号、すなわち第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)が出力される。そして、前記第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と前記第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が減算部６６に入力されると減算が行われた後、その減算信号、すなわち第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)が出力される。したがって、前記第１複素乗算部５１１から出力された第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)は同期部(図示せず)と後段のエラー計算部５１３に入力される。
【００４３】
基準信号発生部５１２で基準信号(ＲＩ)に当たる分散パイロットセル信号(ＳＰＣ)が出力されると、その基準信号はエラー計算部５１３に入力される。前記第１複素乗算部５１１からの第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)及び前記基準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)がエラー計算部５１３に入力されると、エラーが計算された後、同位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)が出力される。
【００４４】
かつ、受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が遅延部５１４に入力されて遅延された後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が出力される。前記同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が利得制御部５１５に入力されると収束定数(μ)、すなわち利得が制御された同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)が出力される。
【００４５】
前記エラー計算部５１３からの同位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)及び前記利得制御部５１５からの同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)が第２複素乗算部５１６に入力されると、複素乗算が行われた後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。前記第２複素乗算部５１６からの第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び前記多重化部５２２から選択された同位相の係数値(ＷＩ(ｎ))と直角位相の係数値(ＷＱ(ｎ))が加算部５１７に入力されると、加算が行われた後、同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。
【００４６】
前記更新された係数値を格納するためにアドレス発生部５１８から書込みアドレス信号を発生させて格納部５１９に送ると、格納部５１９では前記加算部５１７から入力された同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を格納する。そして、格納部５１９から前記更新された係数値を出力するために受信された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、アドレス発生部５１８から読出アドレス信号を発生させて格納部５１９に送ると、前記格納部５１９に格納されていた同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が多重化部５２２に出力される。結局、多重化部５２２に入力された更新された係数値は選択信号発生部５２０の選択信号により選択され再び第１複素乗算部５１１と加算部５１７にフィードバックされて前述の過程を繰り返して行う。
【００４７】
【発明の効果】
以上、本発明によると、多重搬送波を用いたＯＦＤＭ受信器において、受信された同位相チャンネル信号と直角位相チャンネル信号のフィルタリング係数値をパイロット信号にて更新することにより、チャンネルの急な変化にも適応的に同化することができる。よって、シンボル内のサンプル間の干渉を効率よく取り除き得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なＯＦＤＭ通信システムにおいて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図である。
【図２】一般的なＯＦＤＭ受信器において保護区間を挿入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するための図面である。
【図３】Ａ,Ｂは一般的なパイロットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構造図である。
【図４】本発明の望ましい一実施形態で基準信号として用いられる分散パイロットセルを示した図面である。
【図５】ＯＦＤＭ受信器において本発明の望ましい実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図である。
【図６】図５に示した第１複素乗算部の細部構成図である。
【図７】（ａ）乃至（ｇ）は図５に示した適応チャンネル等化器で用いられる各信号の波形図である。
【符号の説明】
５１１ 第１複素乗算部
５１２ 基準信号発生部
５１３ エラー計算部
５１４ 遅延部
５１５ 利得制御部
５１６ 第２複素乗算部
５１７ 加算部
５１８ アドレス発生部
５１９ 格納部
５２０ 選択信号発生部
５２１ 初期係数値発生部
５２２ 多重化部
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重化(orthogonal frequency division multiplexing：以下、ＯＦＤＭと略する)方式を用いるデジタル通信システムの受信器に係り、特に受信されたＯＦＤＭ信号をパイロット信号にてチャンネルの変動に応じて適応的に等化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための適応チャンネル等化器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、無線通信チャンネル及びデジタル高画質テレビ(以下、ＨＤＴＶという)の伝送チャンネルでは多重経路フェージングにより受信された信号でシンボル間の干渉(intersymbol interference：ＩＳＩ)が起こる。特に、ＨＤＴＶのようにデータが高速で伝送される場合、シンボル間の干渉は更に深化して受信側でのデータ復元時に深刻な誤謬を招く。この問題を解決する方法として、最近欧州ではデジタルオーディオ放送(ＤＡＢ)及びデジタル地上テレビ放送(ＤＴＴＢ)の伝送方式として多重経路フェージングに強力に動作できるＯＦＤＭ方式が提案されている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式では直列状で入力されるシンボル列が所定の単位ブロックに分割された後、前記分割された各ブロックのシンボル列がＮ個の並列シンボルに変換される。このＮ個の並列シンボルは逆高速フーリエ変換(inverse fast fourier transform)により各々相異なる周波数を有する副搬送波を用いて多重化された後に加算されチャンネルを通して伝送される。すなわち、Ｎ個の並列シンボルを一つの単位ブロックとして定義し、単位ブロックの各副搬送波は相互直交性を有するようにして副チャンネル間の影響を無くす。したがって、従来の単一搬送波伝送方式に比べると、同一なシンボル伝送率を保ちながらもシンボル周期を副チャンネル数(Ｎ)だけ増加させることができるので、多重経路フェージングによるシンボル間の干渉を減らし得る。特に、伝送されるシンボルの間に保護区間(Guard Interval：ＧＩ)を挿入する場合にはシンボル間の干渉を更に減らし得るので、チャンネル等化器の構造が非常に簡単化される長所もある。かつ、ＯＦＤＭ方式は従来のＦＤＭ(frequency division multiplexing)方式とは異なり各副チャンネルのスペクトルが相互重畳される特性があるため、帯域効率が高くスペクトルの形態が四角波状で電力が各周波数帯域に均一に分布して同一チャンネル干渉に強い長所もある。このようなＯＦＤＭ方式によく結合される変調方法としてはＰＡＭ(pulse amplitude modulation)、ＦＳＫ(frequency shift keying)、ＰＳＫ(phase shift keying)、ＱＡＭ(quadrature amplitude modulation)などがある。
【０００４】
図１は一般的なＯＦＤＭ通信システムにおいて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図である。送信側から伝送されたシンボルは有効区間(Useful Part)と保護区間(Guard Interval：ＧＩ)とから構成される。有効区間は有効なＯＦＤＭサンプルが伝送される区間であり、この有効区間の前端に保護区間が挿入されて、ＯＦＤＭサンプルをシンボル単位で区分するようになる。この保護区間では有効区間内の下位に位置した一部のサンプルを複写して用いる。
【０００５】
図２は保護区間を挿入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するための図面である。図２に示したように、連続する有効区間の間に保護区間が挿入されることにより、受信された信号はエコー信号による影響を受けなくなる。すなわち、保護区間より短い多重経路によるシンボル間の干渉を取り除くことができる。
【０００６】
以上、前述したようにＯＦＤＭ方式では、保護区間を伝送シンボルの間に挿入することにより、多重経路フェージングにより発生する隣接シンボル間の干渉を取り除くことはできるが、シンボル内の干渉を取り除くことは困難であった。したがって、ＯＦＤＭ通信システムの受信側ではシンボル内のサンプル間の干渉を取り除き得る特別なチャンネル等化器を必要とする。このチャンネル等化器ではシンボル内の各サンプルが相異なる副搬送波を有しているため、変化するチャンネル状況に応じて歪曲程度を検知してこれを取り除くべきである。
【０００７】
ＯＦＤＭ方式において、効率的なチャンネル等化方法としてはパイロットシンボル挿入(ＰＳＩ)方法が挙げられ、現在も研究しつつある。パイロットシンボル挿入方法においては、送信側から周期的にパイロットシンボルを伝送すると受信側ではパイロットシンボルが伝送される時期を周知の上に、伝送されたパイロットシンボルを復号化してチャンネルにより歪曲された程度を推定する。そして、推定値にてチャンネルにより歪曲された有効データシンボルを補う。
【０００８】
ここで、効率的なチャンネル推定のためのパイロットシンボルを挿入する方法を考えてみると、パイロットシンボル数が増加するほど有効データシンボルの伝送率は減少するために、少数のパイロットシンボルを用い、高精度のチャンネル推定を行わなければならない。これに対しては多様な挿入方法が提示されており、図３に基づき更に詳細に説明することにする。
【０００９】
図３（ａ）、図３（ｂ）は一般的なパイロットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構造図である。ここで、Ｈ(ｎ,ｋ)はｎ番目のシンボル内のｋ番目のサンプルに対する伝達関数を示すものである。
【００１０】
図３（ａ）は時間軸に沿って一つのシンボル内のすべてのサンプルにパイロットセルを割り当てる構造図である。すなわち、時間軸に沿ってＴ番目のシンボル毎にパイロットセルを挿入して伝送するが、ここではＴ＝１６番目のシンボル毎にパイロットシンボルを挿入した。この方法で大事なのは時変チャンネルの変化をどれほど速く付いていくかを決定するＴパラメータの選択である。この方法ではパイロットシンボル(ｎ)とパイロットシンボル(ｎ＋Ｔ)に対するチャンネル伝達関数(Ｈ(ｎ,ｋ),Ｈ(ｎ＋Ｔ,ｋ))を用いて、両パイロットシンボル間の(Ｔ・１)個の有効シンボルのチャンネル伝達関数を補間(interpolation)により推定する。この際、(Ｔ-１)個のデータサンプルを格納すべきなので、メモリのコストが上昇する問題点がある。
【００１１】
図３（ｂ）は周波数軸に沿ってシンボル内では１６番目のサンプル毎に、隣接したシンボル間には４サンプル毎にパイロットセルを割り当て、時間軸に沿って４(Ｔ)シンボル毎に周期的に繰り返して挿入される構造である。この構造はサンプリング理論を適用して最小限のパイロットセルを用い、ドップラー現象に強い特性を持たせたものである。図３（ｂ）の構造は図３（ａ）に比べてパイロット挿入周期が短くてＴ−１＝３シンボルのみを格納するので、少量のメモリが所要される。したがって、ハードウエア的に補間適用が可能で、実際にＳＴＥＲＮＥ装備に適用された。かつ、有効データシンボルより高電力のブースト(boosted)パイロットセルを用いてノイズの影響を減らすことにより、高精度にチャンネルを推定することができる。
【００１２】
前記図３（ａ）及び図３（ｂ）に示された一般的なチャンネル等化方法はシンボル別に幾つかのサンプル(副搬送波チャンネル)にパイロットセルを周期的に挿入し、前記パイロットセルを用いてそのチャンネルの伝達関数を求めた後、補間方法に頼って残りのチャンネルの伝達関数を推定した。しかしながら、ＯＦＤＭ信号に対する補間による推定方法はチャンネルの急な変化に適応的に対処できない問題点があった。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は前記の問題点を解決するために案出されたものであり、ＯＦＤＭ受信器においてＯＦＤＭ変調され伝送された信号をパイロット信号にてチャンネルの変化に応じて適応的に等化させることによりシンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための適応チャンネル等化器を提供するにその目的がある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するためにＯＦＤＭ受信器において本発明による適応チャンネル等化器は、受信された、分散パイロットセルの基準信号が挿入された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号を出力する第１複素乗算手段と、ＢＰＳＫ変調された基準信号を発生させる基準信号発生手段と、前記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号及びＢＰＳＫ変調された前記基準信号を入力されて位相エラーを計算し、同位相エラー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算手段と、前記同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号を遅延させて同位相遅延信号と直角位相遅延信号を出力する遅延手段と、前記同位相遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御手段と、前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力されて複素乗算を行い、第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号を出力する第２複素乗算手段と、前記第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号及び同位相チャンネル信号の係数値と直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて各々加算し、更新された同位相係数値と更新された直角位相係数値を出力する加算手段と、書込みアドレス信号と読出アドレス信号を出力するアドレス発生手段と、前記書込みアドレス信号に応じて前記更新された係数値を格納し、前記読出アドレス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値を出力する格納手段と、シンボル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号発生手段と、初期係数値を発生するための初期係数値発生手段と、前記選択信号に応じて前記初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選択的に出力するための多重化手段とから構成されたことを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を添付した図面に基づき更に詳細に説明する。
【００１６】
まず、チャンネル等化時に基準信号として用いられるパイロットセルとしては、分散パイロットセル(ＳＰＣ)、連続パイロット搬送波(ＣＰＣ)、伝送パラメータ信号パイロット(ＴＰＳ)などがある。このようなパイロットセルはフレーム同期、周波数同期、時間同期、チャンネル推定、伝送モード識別に用いられ、位相ノイズなどを追跡する時にも用いられる。前記パイロットセルは伝送されるデータと共にＯＦＤＭフレーム内に含まれるが、この際受信側に伝送された基準情報値は既知値である。前記基準情報が含まれたセルは“ブースト(boosted)”電力レベル、すなわち伝送データレベルの約１.４倍程度の電力レベルを有して伝送される。本発明の望ましい一実施形態では多数のパイロットセルのうち分散パイロットセル(ＳＰＣ)を基準信号として用いることにする。
【００１７】
一方、ＯＦＤＭフレーム構造を見てみると、伝送された信号はフレームから構成され、この際各々のフレームは６８個のＯＦＤＭシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からなる。そして、各々のシンボルは８Ｋ ＦＦＴモードの場合には副搬送波数ｋ＝６８１７からなり、２Ｋ ＦＦＴモードの場合にはｋ＝１７０５からなる。
【００１８】
図４は欧州ＤＴＴＢスペックの分散パイロットセルの挿入位置を示すためのＯＦＤＭ伝送フレームの構造図である。ｋmin＝０〜ｋmax＝１７０４は２Ｋ ＦＦＴモードのサンプル数(＝副搬送波数)を示し、Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3,…,Ｓ67は各々シンボルを示す。そして、“data”は実際の情報が入っている有効データを示し、“ＳＰＣ”はブーストパイロットである分散パイロットセルを示す。一つのシンボル内の分散パイロットセルは１２サンプル毎に繰り返され、一つのシンボル内の分散パイロットセルと隣接した他のシンボル内の分散パイロットセルは３サンプルずつ異なるように分布している。かつ、シンボル順番に応じて“モジュロ４”演算してその値が“０”になるシンボル、すなわち四番目のシンボル(Ｓ64,Ｓ0,Ｓ4,…)の最後のサンプル(ｋmax)毎に分散パイロットセル(ＳＰＣ)が分布している。
【００１９】
図５はＯＦＤＭ受信器において本発明の一実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図であり、第１複素乗算部５１１、基準信号発生部５１２、エラー計算部５１３、遅延部５１４、利得制御部５１５、第２複素乗算部５１６、加算部５１７、アドレス発生部５１８、格納部５１９、選択信号発生部５２０、初期係数値発生部５２１及び多重化部５２２から構成される。
【００２０】
第１複素乗算部５１１は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力され、フィードバックされた同位相チャンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＩ)及び直角位相チャンネル信号のフィルタリング係数値(ＷＱ)を入力されて複素乗算を行った後、第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。第１複素乗算部５１１の出力信号は同期回路(図示せず)とエラー計算部５１３に入力される。
【００２１】
基準信号発生部５１２は基準信号(ＲＩ)であるパイロット信号、ここでは分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号を発生させてエラー計算部５１３に出力する。
【００２２】
エラー計算部５１３は第１複素乗算部５１１から出力される第１同位相複素乗算信号(ＣI ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(ＣIＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を入力され、基準信号発生部５１２から出力される基準信号(ＲＩ)を入力されてエラーを計算した後、同位相エラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相エラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)を出力する。ここで、基準信号として用いられるパイロット値は送信側でＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調方法にで変調された信号であり、“±１(実数)”と“０(虚数)”値で表現される。すなわち、同位相のエラー信号(ＥＩ)はチャンネルを通過した基準信号(ＣＲＩ)で基準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)を減算した結果であり、直角位相のエラー信号(ＥＱ)は虚数値が“０”なのでチャンネルを通過した値(ＣＲＱ)自体になる。
【００２３】
遅延部５１４は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)及び直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を入力されて所定時間だけ遅延させた後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を出力する。
【００２４】
利得制御部５１５は同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)を入力されて同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)を出力する。ここで、利得に当たる等化収束定数(μ)は等化器の安定した収束のために必要であり、一般に等化収束定数(μ)が大きければ等化器の速い収束を補い得るが発散する可能性が高く、等化収束定数(μ)が小さければ収束速度が遅くなる。したがって、等化収束定数(μ)の適宜な選択は大事な問題であり、本発明の一実施形態ではハードウエアを容易に具現するために２nの近似値で表現することができる。
【００２５】
第２複素乗算部５１６は同位相と直角位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ,ＥＱ＝ＣＲＱ)及び同位相と直角位相の利得制御信号(μＤＸＩ,μＤＸＱ)を入力されて複素乗算を行った後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２６】
加算部５１７は第２複素乗算部５１６からの第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び多重化部５２２から出力されるフィルタリング係数値を入力されて加算した後、更新された同位相フィルタリング係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋Ｃ2ＥＩ＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と更新された直角位相フィルタリング係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋Ｃ2ＥＱ＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を出力する。
【００２７】
アドレス発生部５１８は書込みアドレス信号(write)と読出アドレス信号(read)を生成する。
【００２８】
格納部５１９は書込みアドレス信号に応じて更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))を格納し、格納されていた更新された係数値(ＷＩ(ｎ＋１)、ＷＱ(ｎ＋１))は読出アドレス信号に応じて読出される。
【００２９】
選択信号発生部５２０はシンボル同期信号に応じて選択信号を発生する。すなわち、等化器を初期に動作させると係数値が存在しないので、最初の四つのシンボルが通過するまでは初期係数値(“１”と“０”)を選択できるように選択信号を“ロー(０)”に出力し、最初の四つのシンボルがすべて通過すれば更新された係数値を選択できるように選択信号を“ハイ(１)”に出力する。
【００３０】
初期係数値発生部５２１は初期係数値“１(実数)”と“０(虚数)”を発生する。
【００３１】
多重化部５２２は選択信号発生部５２０からの選択信号に応じて初期係数値発生部５２１からの初期係数値(“１”と“０”)と格納部５１９からの更新された係数値のうち一つの係数値を選択して第１複素乗算部５１１と加算部５１７にフィードバックさせる。この際、最初の四つのシンボル値はチャンネルを通じて伝送された信号をそのまま通過させたものである。
【００３２】
図６は図５に示した第１複素乗算部５１１の細部構成図であり、第１有限衝撃応答(ＦＩＲ)フィルター部６１、第２有限衝撃応答フィルター部６２、第３有限衝撃応答フィルター部６３、第４有限衝撃応答フィルター部６４、加算部６５及び減算部６６から構成される。
【００３３】
まず、ＯＦＤＭ通信システムでは保護区間を挿入して多重経路伝送によるシンボル間の干渉を取り除くので、シンボル内のサンプル間の干渉を取り除くための本発明では適応チャンネル等化器を構成する第１複素乗算部５１１は１タップフィルターから構成される。すなわち、第１複素乗算部５１１を構成する第１乃至第４有限衝撃応答フィルター部６１〜６４は各々１タップフィルターである。
【００３４】
第１有限衝撃応答フィルター部６１は受信された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)を出力する。第２有限衝撃応答フィルター部６２は受信された同位相チャンネルの信号(ＸＩ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)を出力する。第３有限衝撃応答フィルター部６３は受信された直角位相チャンネルの信号(ＸＱ)と直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)を入力されてフィルタリングを行った後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)を出力する。
第４有限衝撃応答フィルター部６４は受信された直角位相チャンネルの信号(ＸＱ)と同位相チャンネルの係数値(ＷＩ)を入力されてフィルタリングを行った後、第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)を出力する。
【００３５】
加算部６５は第１有限衝撃応答フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と第３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)を入力されて加算した後、その加算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)を出力する。減算部６６は第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)を入力されて減算した後、その減算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)を出力する。
【００３６】
図７（ａ）乃至図７（ｇ）は図５に示した適応チャンネル等化器で用いられる信号の波形図であり、図７（ａ）はフレーム同期信号を示す。この際、一つのフレームは６８個のシンボル(Ｓ0〜Ｓ67)からなる。図７（ｂ）はシンボル同期信号を示し、この際一つのシンボルは２５６０個の副搬送波、すなわち有効区間“２０４８”と保護区間“５１２”からなる。図７（ｃ）は一番目のシンボル(Ｓ0)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｄ）は二番目のシンボル(Ｓ1)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｅ）は三番目のシンボル(Ｓ2)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号、図７（ｆ）は四番目のシンボル(Ｓ3)の分散パイロットセル(ＳＰＣ)信号を各々示す。図７（ｇ）は多重化部５２２(図６参照)に入力される選択信号を示す。ここで、図４を参照して図７（ｃ）乃至図７（ｆ）を説明すると、一つのシンボル内で連続する分散パイロットセル信号間の差は１２サンプルで、隣接したシンボル間の分散パイロットセル信号間の差は３サンプルである。
【００３７】
それでは、図４乃至図７に基づき本発明の一実施形態による適応チャンネル等化器の動作を更に詳細に説明する。
【００３８】
図５を参照すると、初期にＯＦＤＭ受信器の電源が“オン”されると、シンボル同期信号(図７（ｂ）参照)とリセット信号が選択信号発生部５２０に入力される。選択信号発生部５２０では入力されたシンボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントし、四つのシンボル(Ｓ0,Ｓ1,Ｓ2,Ｓ3)がすべて入力されるまで“ロー”の選択信号(図７（ｇ）参照)を多重化部５２２に供給する。多重化部５２２では“ロー”の選択信号に応じて初期係数値発生部５１１からの初期係数値“１(実数)”と“０(虚数)”を選択するようになる。すなわち、等化器を作動させた初期には更新された係数値が存在しないために、更新された係数値が選択されず初期係数値が選択される。多重化部５２２で選択された初期係数値“１”は同位相チャンネルの係数値(Ｗ１)の代りに第１複素乗算部５１１に供給され、多重化部５２２から選択されたもう一つ別の初期係数値“０”は直角位相チャンネルの係数値(ＷＱ)の代りに第１複素乗算部５１１に供給される。一方、チャンネルを通して受信された同位相チャンネル信号(ＷＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が第１複素乗算部５１１に入力される。
【００３９】
第１複素乗算部５１１において、第１有限衝撃応答フィルター部６１では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その結果同位相チャンネル信号(ＸＩ)を出力する。かつ、第３有限衝撃応答フィルター部６３では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果“０”を出力する。なお、第２有限衝撃応答フィルター部６２では同位相チャンネル信号(ＸＩ)を初期係数値“０”にてフィルタリングし、その結果“０”を出力する。更に、第４有限衝撃応答フィルター部６４では直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を初期係数値“１”にてフィルタリングし、その結果直角位相チャンネル信号(ＸＱ)を出力する。加算部６５では第１有限衝撃応答フィルター部６１からの出力信号(ＸＩ)と第３有限衝撃応答フィルター部６３からの出力信号(“０”)を加算し、この際に加算された信号(Ｃ1ＸＩ)は受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同一である。減算部６６では第４有限衝撃応答フィルター部６４からの出力信号(ＸＱ)で第２有限衝撃応答フィルター部６２からの出力信号(“０”)を減算し、この際に減算された信号(Ｃ1ＸＱ)は受信された直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同一である。したがって、第１複素乗算部５１１から出力される信号は同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)になる。
【００４０】
一方、選択信号発生部５２０ではシンボル同期信号(図７（ｂ）参照)をカウントして五番目のシンボルが入力される時点から“ハイ”の選択信号(図７（ｇ）)を多重化部５２２に供給する。
【００４１】
選択信号発生部５２０からの選択信号が“ハイ”で多重化部５２２に入力されると、前記多重化部５２２は格納部５１９から同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)を選択するようになる。前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)は第１複素乗算部５１１と加算部５１７に入力される。
【００４２】
前記第１複素乗算部５１１では受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号及び前記選択された同位相の係数値(ＷＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)を入力される。すなわち、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第１有限衝撃応答フィルター部６１に入力されるとフィルタリングが行われた後、第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)が出力され、同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第２有限衝撃応答フィルター部６２に入力されるとフィルタリングが行われた後、第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と直角位相の係数値(ＷＱ)が第３有限衝撃応答フィルター部６３に入力されるとフィルタリングが行われた後、第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が出力され、直角位相チャンネル信号(ＸＱ)と同位相の係数値(ＷＩ)が第４有限衝撃応答フィルター部６４に入力されるとフィルタリングが行われた後、第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が出力される。前記第１有限衝撃応答フィルター部６１からの第１フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＩ)と前記第３有限衝撃応答フィルター部６３からの第３フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＱ)が加算部６５に入力されると加算が行われた後、その加算信号、すなわち第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)が出力される。そして、前記第２有限衝撃応答フィルター部６２からの第２フィルタリング信号(ＸＩ・ＷＱ)と前記第４有限衝撃応答フィルター部６４からの第４フィルタリング信号(ＸＱ・ＷＩ)が減算部６６に入力されると減算が行われた後、その減算信号、すなわち第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)が出力される。したがって、前記第１複素乗算部５１１から出力された第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)は同期部(図示せず)と後段のエラー計算部５１３に入力される。
【００４３】
基準信号発生部５１２で基準信号(ＲＩ)に当たる分散パイロットセル信号(ＳＰＣ)が出力されると、その基準信号はエラー計算部５１３に入力される。前記第１複素乗算部５１１からの第１同位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＩ＝ＸＩＷＩ＋ＸＱＷＱ)と第１直角位相複素乗算信号(Ｃ1ＸＱ＝ＸＱＷＩ−ＸＩＷＱ)及び前記基準信号発生部５１２からの基準信号(ＲＩ)がエラー計算部５１３に入力されると、エラーが計算された後、同位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)が出力される。
【００４４】
かつ、受信された同位相チャンネル信号(ＸＩ)と直角位相チャンネル信号(ＸＱ)が遅延部５１４に入力されて遅延された後、同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が出力される。前記同位相遅延信号(ＤＸＩ)と直角位相遅延信号(ＤＸＱ)が利得制御部５１５に入力されると収束定数(μ)、すなわち利得が制御された同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)が出力される。
【００４５】
前記エラー計算部５１３からの同位相のエラー信号(ＥＩ＝ＣＲＩ−ＲＩ)と直角位相のエラー信号(ＥＱ＝ＣＲＱ)及び前記利得制御部５１５からの同位相利得制御信号(μＤＸＩ)と直角位相利得制御信号(μＤＸＱ)が第２複素乗算部５１６に入力されると、複素乗算が行われた後、第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。前記第２複素乗算部５１６からの第２同位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＩ＝μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と第２直角位相複素乗算信号(Ｃ2ＥＱ＝μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])及び前記多重化部５２２から選択された同位相の係数値(ＷＩ(ｎ))と直角位相の係数値(ＷＱ(ｎ))が加算部５１７に入力されると、加算が行われた後、同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が出力される。
【００４６】
前記更新された係数値を格納するためにアドレス発生部５１８から書込みアドレス信号を発生させて格納部５１９に送ると、格納部５１９では前記加算部５１７から入力された同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])を格納する。そして、格納部５１９から前記更新された係数値を出力するために受信された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、アドレス発生部５１８から読出アドレス信号を発生させて格納部５１９に送ると、前記格納部５１９に格納されていた同位相の更新係数値(ＷＩ(ｎ＋１)＝ＷＩ(ｎ)＋μ[ＥＩ・ＤＸＩ＋ＥＱ・ＤＸＱ])と直角位相の更新係数値(ＷＱ(ｎ＋１)＝ＷＱ(ｎ)＋μ[ＥＱ・ＤＸＩ−ＥＩ・ＤＸＱ])が多重化部５２２に出力される。結局、多重化部５２２に入力された更新された係数値は選択信号発生部５２０の選択信号により選択され再び第１複素乗算部５１１と加算部５１７にフィードバックされて前述の過程を繰り返して行う。
【００４７】
【発明の効果】
以上、本発明によると、多重搬送波を用いたＯＦＤＭ受信器において、受信された同位相チャンネル信号と直角位相チャンネル信号のフィルタリング係数値をパイロット信号にて更新することにより、チャンネルの急な変化にも適応的に同化することができる。よって、シンボル内のサンプル間の干渉を効率よく取り除き得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】一般的なＯＦＤＭ通信システムにおいて保護区間を含んで伝送されるシンボルのフォーマット図である。
【図２】一般的なＯＦＤＭ受信器において保護区間を挿入してシンボル間の干渉を取り除くことを説明するための図面である。
【図３】Ａ,Ｂは一般的なパイロットシンボル挿入方法によるチャンネル等化方法を説明するためのフレーム構造図である。
【図４】本発明の望ましい一実施形態で基準信号として用いられる分散パイロットセルを示した図面である。
【図５】ＯＦＤＭ受信器において本発明の望ましい実施形態による適応チャンネル等化器を示したブロック図である。
【図６】図５に示した第１複素乗算部の細部構成図である。
【図７】（ａ）乃至（ｇ）は図５に示した適応チャンネル等化器で用いられる各信号の波形図である。
【符号の説明】
５１１ 第１複素乗算部
５１２ 基準信号発生部
５１３ エラー計算部
５１４ 遅延部
５１５ 利得制御部
５１６ 第２複素乗算部
５１７ 加算部
５１８ アドレス発生部
５１９ 格納部
５２０ 選択信号発生部
５２１ 初期係数値発生部
５２２ 多重化部
Claims (4)
- 受信された、分散パイロットセルの基準信号が挿入された同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号と、同位相チャンネル信号の係数値及び直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて複素乗算を行い、第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号を出力する第１複素乗算手段と、
ＢＰＳＫ変調された基準信号を発生させる基準信号発生手段と、
前記第１同位相複素乗算信号と第１直角位相複素乗算信号及びＢＰＳＫ変調された前記基準信号を入力されて位相エラーを計算し、同位相エラー信号と直角位相エラー信号を出力するエラー計算手段と、
前記同位相チャンネル信号及び直角位相チャンネル信号を遅延させて同位相遅延信号と直角位相遅延信号を出力する遅延手段と、
前記同位相遅延信号と直角位相遅延信号の利得を制御して同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を出力する利得制御手段と、
前記同位相エラー信号と直角位相エラー信号及び前記同位相利得制御信号と直角位相利得制御信号を入力されて複素乗算を行い、第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号を出力する第２複素乗算手段と、
前記第２同位相複素乗算信号と第２直角位相複素乗算信号及び同位相チャンネル信号の係数値と直角位相チャンネル信号の係数値を入力されて各々加算し、更新された同位相係数値と更新された直角位相係数値を出力する加算手段と、
書込みアドレス信号と読出アドレス信号を出力するアドレス発生手段と、
前記書込みアドレス信号に応じて前記更新された係数値を格納し、前記読出アドレス信号に応じて格納されていた前記更新された係数値を出力する格納手段と、
シンボル同期信号に応じて選択信号を発生するための選択信号発生手段と、
初期係数値を発生するための初期係数値発生手段と、
前記選択信号に応じて前記初期係数値と前記格納手段からの更新された係数値を選択的に出力するための多重化手段とから構成されたことを特徴とするＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャンネル等化器。 - 前記第１複素乗算手段は、
前記受信された同位相チャンネル信号を前記同位相チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第１フィルタリング信号を出力する第１有限衝撃応答フィルター部と、
前記受信された同位相チャンネル信号を前記直角位相チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第２フィルタリング信号を出力する第２有限衝撃応答フィルター部と、
前記受信された直角位相チャンネル信号を前記直角位相チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第３フィルタリング信号を出力する第３有限衝撃応答フィルター部と、
前記受信された直角位相チャンネル信号を前記同位相チャンネルの係数値にてフィルタリングして、第４フィルタリング信号を出力する第４有限衝撃応答フィルター部と、
前記第１フィルタリング信号と前記第３フィルタリング信号を加算する加算部と、
前記第４フィルタリング信号から前記第２フィルタリング信号を減算する減算部とからなり、
前記第１乃至第４有限衝撃応答フィルター部は、各々１タップのフィルタータップを有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャンネル等化器。 - 前記基準信号発生手段から発生する基準信号は分散パイロットセル信号であることを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャンネル等化器。
- 前記選択信号発生手段は、外部から入力されるシンボル同期信号とリセット信号に応じてシンボルをカウントして四番目のシンボルまでは初期係数値を選択するための選択信号を、五番目のシンボル以降は更新された係数値を選択するための選択信号を前記多重化手段として出力することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ方式の受信器における適応チャンネル等化器。
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