JP2911861B2 - Ｏｆｄｍ用受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交分
割多重方式 Orthogonal Frequency Division Multiple
x）信号のデジタル変調された信号を受信するＯＦＤＭ
用受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】地上デジタル放送方式として、ＯＦＤＭ
（直交周波数分割多重方式 Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplex）方式が欧州、国内で検討されている。
このＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に多数のサ
ブキャリアを多重伝送する（欧州ＤＶＢ−Ｔシステムで
は２Ｋモードで１７０５本、文献 （１）：EBU/ETSI J
TC : Digital Broadcasting system for television, s
ound and data services; Framing structure, channel
coding modulation for digital terrestrial televis
ion, ETS 300 744, Mar. 1996 ）方式である。このＤＶ
Ｂ−Ｔシステムでは、サブキャリアの中に振幅、位相が
既知のパイロット信号を含めて伝送している。したがっ
て、受信器においてこのパイロット信号を用いて伝送路
応答を推定することが可能であり、既にこのパイロット
信号を用いた周波数領域における等化手法が提案されて
いる。この手法の概略について図１７を参照して説明す
る。

【０００３】いま、図１７（ａ）に示すように、送信所
Ａから受信器Ｂに直達波（希望波）、反射波（遅延波）
等を含めて複数の波が受信された場合、いわゆるマルチ
パス妨害が発生する。そこで、受信器Ｂでは、アンテナ
Ｂ₁ の受信信号Ｙを等化回路Ｂ2 及び推定回路Ｂ3 に入
力する。推定回路Ｂ₃ では、受信信号Ｙに含まれるパイ
ロット信号に基づいて伝送路応答を推定する。等化回路
Ｂ₂ では、受信信号Ｙを推定回路Ｂ₃ で得られた伝送路
応答推定値Ｈで除算することで、周波数領域での伝送路
応答を等化とする。

【０００４】すなわち、ＯＦＤＭ信号は、図１７（ｂ）
に示すように、ガード期間Ｔ_g と有効シンボル期間Ｔ_u
からなり、ガード期間には有効シンボル期間の末尾が複
写される。したがって、同図に示すように、遅延波の遅
延時間がガード期間以内であれば、希望波に重畳される
遅延波成分は希望波の有効シンボル期間を時間方向に巡
回的にずらした成分となり、シンボル間干渉（ＩＳＩ：
inter symbol interference ）は発生しない。このた
め、受信信号を推定伝送路応答で除算する簡単な周波数
領域での等化が可能となる。

【０００５】ところが、マルチパス妨害が生じた場合、
受信信号は図１７（ｃ）に示すような凹凸のある周波数
特性となる。そこで、送信側において周波数軸方向にパ
イロット信号を挿入することにより、受信器側では伝送
路応答の推定が可能となり、推定した伝送路応答の逆数
を受信信号に乗算することで、周波数領域における等化
が行える。

【０００６】欧州ＤＶＢ−ＴシステムにおけるＯＦＤＭ
信号フォーマットでは、複素振幅Ｘ（ｌ，ｋ_p ）を持つ
パイロット信号を含めることが規格化されている。その
パイロット信号には、伝送シンボルによらず同一周波数
のサブキャリアで伝送されるコンティニュアル・パイロ
ット（continual pilot ：以下、ＣＰ）と、伝送シンボ
ル毎に異なった周波数のサブキャリアで伝送されるスキ
ャッタード・パイロット（scattered pilot ：以下、Ｓ
Ｐ）がある。

【０００７】図１８に上記欧州ＤＶＢ−Ｔシステム等に
おけるＯＦＤＭ信号１フレーム中のパイロット信号Ｃ
Ｐ，ＳＰの周波数方向及び時間方向における配置例を示
す。同図において、白丸印はシンボルデータ、網掛け丸
印はＣＰ、黒丸印はＳＰを示している。ＳＰは、図に示
すように、１２本毎のｋ_p ＝１２ｐ＋３＊（ｌｍｏｄ
４），ｐ＝０，…，１４２のキャリア周波数に伝送され
ており、４シンボル後に同一のサブキャリア周波数とな
るように巡回的に配置されている（但し、ｌはＯＦＤＭ
シンボル時刻である）。

【０００８】したがって、パイロット周波数ｋp におい
ては、受信信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）から伝送路応答がＨ
（ｌ，ｋ_p ）＝Ｙ（ｌ，ｋ_p ）／Ｘ（ｌ，ｋ_p ）と推定
できる。このパイロット信号の伝送路応答からデータ信
号の伝送路応答を補間し、受信データＹ（ｌ，ｋ_d ）
は、上記した補間により得られた伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ
_d ）を用いてＹ（ｌ，ｋ_d ）／Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を計算
し、等化後のデータＸ（ｌ，ｋ_d ）を得る。

【０００９】ここで、受信シンボルｌのデータ信号ｋ_d
の周波数応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を推定する時に、どのシン
ボルのパイロット信号を用いるかについて以下の２つの
方法が考えられる。第１は、受信したシンボルｌのパイ
ロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）のみを用いる方
法であり、第２は他のシンボルで伝送されたパイロット
信号の伝送路応答も使用する方法である。

【００１０】第１の方法は、受信シンボル毎に伝送路応
答の推定を行うため、時間的に変化する伝送路に適した
方法と言える（以下、方式１）。これに対し、第２の方
法は、複数シンボルに渡ったパイロット信号の伝送路応
答を用いるため、時間的に変化する伝送路には適さない
が、例えば、図１８の配置で、４シンボル分のパイロッ
ト信号の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−１，
ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_p ）を保
持すると、サブキャリア３本毎に１本のパイロット信号
が割り与えられるため、周波数軸上での伝送路応答推定
の精度を上げることができ、長い遅延時間のマルチパス
妨害に強いという特徴を持つ（以下、方式２）。

【００１１】一方、パイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ，ｋ_p ）を用いてデータ信号の伝送路応答Ｈ（ｌ，
ｋ_d ）を補間する補間方法として、（１）sinc関数形の
インパルス応答を持つＦＩＲフィルタを用いた補間、
（２）ステップ補間、（３）線形補間が提案されてい
る。

【００１２】（１）に用いられるＦＩＲフィルタは、図
１９（ａ）に示すように、多段接続された遅延器Ｄ₁ 〜
Ｄ_n に対して受信データ信号Ｈ（ｌ，ｋ_p ）を入力し、
各遅延器Ｄ₁ 〜Ｄ_n の入出力タップ０〜Ｎ_tap −１の出
力をそれぞれ乗算器Ｍ₁ 〜Ｍ_n に入力して別途乗算器Ｍ
₁ 〜Ｍ_n に入力される係数データ列と乗算した後、各乗
算器Ｍ₁ 〜Ｍ_n の乗算結果を加算器ＡＤＤで加算するこ
とで、入力データ信号と係数データ列とを畳み込み演算
する構成となっている。

【００１３】この構成において、係数列としてsinc関数
形のインパルス応答を持つｈ_r （ｎ）＋ｊ・ｈ_i （ｎ）
を与えることにより、フィルタの遅延プロファイルは図
１９（ｂ）に示すようになり（図中ｔ_d は妨害波の遅延
時間、ｔ_c はフィルタにより妨害波成分を抑圧可能な最
大遅延時間）、ほぼ確実にパイロット信号の伝送路応答
からデータ信号の伝送路応答を補間することができる。

【００１４】尚、図１９（ａ）の例は、受信シンボル内
のパイロットを用いて補間する例であるが、先に述べた
複数シンボルのパイロット信号を用いて補間する場合も
同様の手法となる。

【００１５】ここで、上記ＦＩＲフィルタは、sinc関数
形のインパルス応答を係数として持ち、この係数値で帯
域幅を変えることが可能である。ＤＶＢ−Ｔ仕様では、
ガード期間Ｔ_g に有効シンボル期間Ｔ_u の１／４、１／
８、１／１６、１／３２の４通りが用意されており、一
般にはＦＩＲフィルタの帯域幅をＴ_u ／４に設定してお
けば、どのガード期間以内の遅延時間の遅延波に対して
も伝送路応答を補間することが可能である。

【００１６】（２）のステップ補間では、Ｈ（ｌ，
ｋ_d ）＝Ｈ（ｌ，ｋ_p ），ｋ_d ＝ｋ_p −６〜ｋ_p ＋５と
して、図１９（ｃ）中Ａのようにステップ状に受信パイ
ロット信号間を補間する。また、（３）線形補間では、
Ｈ（ｌ，ｋ_d ）＝Ｈ（ｌ，ｋ_p ）＋｛Ｈ（ｌ，ｋ_p ＋１
２）−Ｈ（ｌ，ｋ_p ）｝／１２として、図１９（ｃ）中
Ｂのようにステップ状に受信パイロット信号間を補間す
る。

【００１７】すなわち、ＦＩＲフィルタを用いた補間が
性能的に最も有効であるが、回路構成が複雑となるた
め、簡易形の補間方法として、ステップ補間、線形補間
方式が提案されている（例えば文献（２）：Jukka Rinn
e, "Pilot spacing in orthogonal frequency division
multiplexing systems on practical channels", Dige
st of ICCE, 1995, pp4-5 ）。

【００１８】ステップ補間方式は、パイロット信号の伝
送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）をそのまま左右のデータ信号の
伝送路応答とするものであり、線形補間方式は、隣合っ
た２つのパイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）、
Ｈ（ｌ，ｋ_p ＋１２）を用い、これら２つのパイロット
信号間のデータの伝送路応答を補間する方式である。例
えば、上記した例の場合、Ｈ（ｌ，ｋ_p ）とＨ（ｌ，ｋ
_p ＋１２）の差を１／１２倍する乗算器が必要となる。
線形補間とステップ補間を比較した場合、線形補間方式
の方がより細かい伝送路応答の推定が可能と考えられる
が、ステップ補間方式は、線形補間方式に必要な乗算
器、加算器が不要であり、回路規模は小さいという特徴
がある。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】上記したように、ＯＦ
ＤＭ方式では、パイロット信号を用いて伝送路応答を補
間し、受信データを推定伝送路応答で除算することで等
化を行う。いま、受信ＯＦＤＭ信号を周波数領域で等化
した後の信号のＳ／Ｉ比（signal to interference）を
次のように定義する。

【００２０】

【数１】

【００２１】すなわち、ＮをＦＦＴのポイント数、ｙ_n
を受信ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間におけるｎ番目
のサンプル点、Ｘ_k 、ｘ_k をそれぞれｋ番目のサブキャ
リアの送信点と受信点とすると、Ｓ／Ｉは以下の式で与
えられる。

【００２２】

【数２】

【００２３】伝送路応答を推定するための補間方法とし
て、ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等のデジタルフィ
ルタを用いた場合、一般にはフィルタの帯域幅を最も広
いＴ_u ／４に設定しておけば、どのガード期間以内の遅
延時間の遅延波に対しても伝送路応答を補間することが
可能である。しかしながら、フィルタの帯域幅が広いと
雑音電力も大きくなり、上記したＳ／Ｉが劣化するとい
う課題があった。

【００２４】一方、伝送路応答を推定するための簡易形
の補間方法として、ステップ補間と線形補間を用いた場
合のＳ／Ｉを計算した結果を図２０に示す。条件とし
て、希望波（Ｄ）と遅延波1 波（Ｕ）を受信する2 波モ
デルとし、Ｄ／Ｕ＝１０ｄＢ、Ｃ／Ｎ＝３０ｄＢを仮定
した。また、ＦＦＴサイズは２４０８ポイント、有効キ
ャリア数は１７０５本、有効シンボル長２２４μｓ、パ
イロット信号としては、ＤＶＢ−Ｔ仕様のＣＰとＳＰを
使用し、受信シンボルのパイロット信号のみを用いて補
間する方式（方式１）と、受信シンボルと３シンボル前
までのパイロット信号を用いて補間する方式（方式２）
について検討した。

【００２５】図２０で、横軸に遅延波の位置をＦＦＴポ
イントの１ポイントを基準としてとり、縦軸にＳ／Ｉを
とっている。方式１として、白丸印で結んだ線が線形補
間の特性、白四角印で結んだ線がステップ補間の特性
で、方式２として黒丸印で結んだ線が線形補間の特性、
黒四角印で結んだ線がステップ補間の特性を示す。

【００２６】図２０から明らかなように、方式２の方が
方式１よりも高いＳ／Ｉ比が得られている。これは、先
に述べたように、方式２の方が細かい伝送路応答を推定
することができるためである。また、線形補間とステッ
プ補間を比較すると、線形補間の方がステップ補間より
も高いＳ／Ｉ比が得られていることがわかる。これも、
先に述べたように、線形補間の方がステップ補間よりも
細かい伝送路応答を推定することができることによる。

【００２７】次に、ＦＦＴ回路でのサンプルタイミング
（信号の取り込みの窓位置）がずれた場合についてもＳ
／Ｉ比の計算を行った。サンプルタイミングがずれる
と、図２１に示すように、ＦＦＴ回路での信号取り込み
の窓位置（ＦＦＴ窓）が有効シンボル期間からずれてし
まう。この場合、サンプルタイミングが正値では、ＦＦ
Ｔ窓が後方にずれ、ＩＳＩ（inter symbol interferenc
e ）を生ずる。一方、サンプルタイミングが負値の場合
は、ＦＦＴ窓が前方にずれることを意味し、ずれ位置が
ガード期間内であれば、等化器での補正が可能である。

【００２８】図２２に計算結果を示す。横軸にサンプル
タイミングを、縦軸にＳ／Ｉをとっている。サンプルタ
イミングが０のとき、有効シンボル期間とＦＦＴ窓が一
致しており、Ｓ／Ｉ比が最も大きい。サンプルタイミン
グが正値の場合には、上述したようにＩＳＩが生ずるた
め、線形補間、ステップ補間とも急激に特性劣化する。
これに対し、サンプルタイミングが負値の場合には、方
式２では、線形補間で２０サンプルずれでＳ／Ｉ比の劣
化が生じないのに対し、ステップ補間では６ｄＢ近く特
性劣化することがわかった。また、方式１の場合は、線
形補間で２０サンプルずれでＳ／Ｉ比が６ｄＢの劣化で
あるのに対し、ステップ補間では１７ｄＢ近く特性劣化
することがわかった。

【００２９】以上のシミュレーション検討より、線形補
間が特性上は優れていることが明らかとなったが、民生
用のＯＦＤＭ用受信装置への適用を考えた場合、パイロ
ット信号を用いた伝送路応答の補間方式としては、加算
器、乗算器の不要（線形補間では、加算器と乗算器で数
千ゲートが必要である）なステップ補間方式が有利と考
えられる。しかしながら、ステップ補間方式は、上記し
たように線形補間方式と比較して特性が十分ではないと
いう課題があった。

【００３０】本発明は、上記の課題を解決し、補間方式
としてＦＩＲフィルタ等のデジタルフィルタを用いた場
合でも、雑音成分を抑圧してＳ／Ｉを向上させることの
できるＯＦＤＭ用受信装置を提供することを第１の目的
とする。また、簡易形の補間方式として、回路規模を増
大させる乗算器が不要で、伝送路応答の推定に優れ、ハ
ードウェア規模を縮小することが可能なＯＦＤＭ用受信
装置を提供することを第２の目的とする。

【００３１】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために、本発明に係るＯＦＤＭ用受信装置は以下のよ
うな構成とする。

【００３２】（１）振幅、位相が既知のパイロット信号
が周波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数
種のガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有す
るＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiple
x ：直交周波数分割多重）受信信号からデータ信号と共
にパイロット信号を復調する復調手段（ＦＦＴ回路等）
と、この手段で復調されたパイロット信号を用いて前記
受信信号から復調されたデータ信号の伝送路応答を補間
して周波数軸上の等化を行う等化手段と、前記ＯＦＤＭ
受信信号のガード期間長を判定するガード期間長判定手
段と、この手段の判定結果に応じて前記等化手段の補間
帯域幅を変える帯域幅制御手段とを具備する。

【００３３】（２）（１）の構成において、前記等化手
段には、sinc関数形のインパルス応答を持つＦＩＲフィ
ルタを使用し、前記ガード期間長判定手段で判定される
ガード期間長に応じて前記ＦＩＲフィルタの係数を切り
換えることで補間帯域幅を可変制御する。

【００３４】すなわち、上記構成では、補間方式として
ＦＩＲフィルタやＩＩＲフィルタ等のデジタルフィルタ
を用いた場合は、受信信号のガード期間長に応じてＦＩ
Ｒフィルタの帯域幅を切り換え、雑音成分を抑圧する構
成とした。

【００３５】また、上記第２の目的を達成するために、
本発明に係るＯＦＤＭ用受信装置は以下のような構成と
する。

【００３６】（３）振幅、位相が既知のパイロット信号
が周波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数
種のガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有す
るＯＦＤＭ受信信号からデータ信号と共にパイロット信
号を復調とする復調手段と、この手段で復調されたパイ
ロット信号を用いて前記受信信号から復調されたデータ
信号の伝送路応答を２値デジタル信号として処理、推定
して周波数軸上の等化を行う等化手段とを具備し、前記
等化手段が、周波数軸上で隣あった第１及び第２のパイ
ロット信号の伝送路応答を第１及び第２の伝送路応答と
し、第１及び第２の伝送路応答を加算し、加算結果を１
／２倍する演算を行った結果を用いて周波数軸上で隣合
った第１及び第２のパイロット信号間の受信データ信号
の伝送路応答を補間する。

【００３７】（４）振幅、位相が既知のパイロット信号
が周波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数
種のガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有す
るＯＦＤＭ受信信号からデータ信号と共にパイロット信
号を復調とする復調手段と、この手段で復調されたパイ
ロット信号を用いて前記受信信号から復調されたデータ
信号の伝送路応答を２値デジタル信号として処理、推定
して周波数軸上の等化を行う等化手段とを具備し、前記
等化手段が、周波数軸上で隣あった第１及び第２のパイ
ロット信号の伝送路応答を第１及び第２の伝送路応答と
し、第１及び第２の伝送路応答を加算し、加算結果を１
／２倍する演算を行った結果を第３の伝送路応答とし、
第１及び第３の伝送路応答を加算し、加算結果を１／２
倍する演算を行った結果を第４の伝送路応答とし、第２
及び第３の伝送路応答を加算し、加算結果を１／２倍す
る演算を行った結果を第５の伝送路応答とし、少なくと
も第４、第５の伝送路応答を用いて周波数軸上で隣合っ
た第１及び第２のパイロット信号間の受信データ信号の
伝送路応答を補間する。

【００３８】（５）（３）または（４）の構成におい
て、前記等化手段は、加算結果を１／２倍する演算にビ
ットシフト演算を用いる。

【００３９】すなわち、上記構成では、簡易形の補間方
式として、ハードウェア規模を小さくできるステップ補
間方式を基本とし、パイロット信号間に伝送路応答補間
信号を推定した上で、パイロット信号と補間信号を用い
て受信データ信号の補間を行う。補間信号は、パイロッ
ト信号を加算する加算器と加算結果に係数を乗算する乗
算器から構成されるが、２値デジタル信号で信号処理を
行う受信装置においては、乗算器を簡単な構成のビット
シフト回路で構成することで、ハードウェア規模を縮小
することが可能である。

【００４０】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。

【００４１】図１は本発明の第１の実施形態とするＯＦ
ＤＭ用受信装置の構成を示すブロック回路である。図１
において、ＲＦ受信系及びＡＦＣ／タイミング再生系
（図示せず）でベースバンドに変換された受信ＯＦＤＭ
信号は、ＦＦＴ回路１１で周波数領域の信号に変換さ
れ、Ｓ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換器１２でパラレ
ル信号に変換される。ここで得られた受信ＯＦＤＭ信号
Ｙ（ｌ，ｋ）（ここでｌは受信シンボル番号、ｋはサブ
キャリア番号を表す）は、受信データ信号Ｙ（ｌ，
ｋ_d ）（ここで、ｋ_d はデータ信号のサブキャリア番
号）と受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）（ここで、ｋ
_p はパイロット信号のサブキャリア番号）に分解され
る。受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）は複素除算器１３に
供給され、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）は除算器
１４に供給される。

【００４２】一方、パイロット信号発生器１５は、送信
側と同じ複素振幅Ｘ（ｌ，ｋ_p ）を持つパイロット信号
が発生するもので、このパイロット信号は除算器１４に
供給され、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）の除算に
供される。すなわち、パイロット信号は、既知の複素振
幅Ｘ（ｌ，ｋ_p ）を持つため、パイロット信号発生器６
からのＸ（ｌ，ｋ_p ）で、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，
ｋ_p ）を除算することで受信パイロット信号を伝送する
サブキャリアの伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）＝Ｙ（ｌ，ｋ
_p ）／Ｘ（ｌ，ｋ_p ）を求めることができる。この伝送
路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）は、シンボルフィルタ１６により
時間方向に平滑化された後、補間回路１７に供給され
る。

【００４３】一方、ＦＦＴを行う前の時間領域の信号
は、ガード長判定器１８に供給される。このガード長判
定器１８は、ガード期間長の相関信号によりガード期間
長を判定するものである（文献（３）、野上、松川、鶴
賀、西村、”ＯＦＤＭ用伝送モード判定方式の検討”，
映情学技報，vol.21, No.60, pp7〜12, 1997参照）。こ
こではＴ_u ／４，Ｔ_u ／８，Ｔ_u ／１６，Ｔ_u ／３２の
ガード期間長に応じた判定信号を出力するものとする。
この判定信号は補間回路１７に供給される。

【００４４】この補間回路１７は、判定信号に応じて帯
域幅を切り換え可能な補間用フィルタを用いてシンボル
フィルタ１６からの平滑化伝送路応答Ｈ′（ｌ，ｋ_p ）
の補間を行うもので、ここで得られた補間処理結果はさ
れた受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）に対する伝送路応答
Ｈ（ｌ，ｋ_d ）として複素除算器１３に供給される。こ
の複素除算器１３は、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）を
補間回路１７で得られた伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）で除
算することで、等化後のデータＸ（ｌ，ｋ_d ）を得るも
のである。

【００４５】上記補間回路１７は、ＦＩＲフィルタを用
いて構成される。その一構成例を図２に示す。

【００４６】この補間回路１７は、ＦＩＲフィルタ１７
１、アドレス発生器１７２、ＲＯＭ１７３より構成され
る。ＲＯＭ１７３には、ＦＩＲフィルタ１７１に与える
係数列として、予めＴ_u ／４，Ｔ_u ／８，Ｔ_u ／１６，
Ｔ_u ／３２のガード期間長に応じた係数値が格納されて
おり、アドレス発生器１７２でガード長判定信号に応じ
たアドレス信号を発生し、このアドレス信号でＲＯＭ１
７３に格納される係数値を指定することで、ＦＩＲフィ
ルタ１７１に与える係数列を変化させ、その帯域幅を切
り換えることができる。

【００４７】ＦＩＲフィルタ１７１は、例えば図３に示
すように、図１９（ａ）に示したものと同じ回路構成で
実現でき（図３において、図１９（ａ）と同一部分には
同一符号を付して示す）、乗算器Ｍ₁ 〜Ｍ_n に入力され
る係数値ｈ_r （ｎ）＋ｊｈ_i（ｎ）に応じて帯域幅を自
由に切り換えることができる。

【００４８】図４に帯域幅切り換えの例を示す。ここ
で、受信信号のガード期間長がＴ_u ／４であるときは、
ＦＩＲフィルタ１７１の帯域幅を帯域幅ａ₁ に設定す
る。同様に、ガード期間長がＴ_u ／８，Ｔ_u ／１６，Ｔ
_u ／３２のときは、それぞれガード期間長に合わせてフ
ィルタの帯域幅を帯域幅ａ₂ ，ａ₃ ，ａ₄ と切り換え
る。これにより、受信データ信号のガード期間長に合致
した伝送路応答を得ることができる。

【００４９】したがって本実施形態の構成によれば、補
間回路１７にＦＩＲフィルタ１７１を用いて、受信信号
のガード期間長に応じてＦＩＲフィルタの帯域幅を切り
換えることができるので、伝送路応答をガード期間長に
最適な帯域幅に設定することができ、これによって不要
な雑音成分を抑圧・除去することができる。

【００５０】尚、上記の説明では、補間回路１７にＦＩ
Ｒフィルタを用いるものとしたが、ＩＩＲフィルタ等の
他のフィルタ構成であっても実現可能である。

【００５１】図５は本発明の第２の実施形態とするＯＦ
ＤＭ用受信装置の構成を示すブロック回路である。図５
において、図１と同一部分には同一符号を付して示し、
ここでは異なる部分を中心に説明する。

【００５２】本実施形態は、図１に示した第１の実施形
態の構成と比較して明らかなように、ガード長判定器１
９における受信信号のガード長の判定をＳ／Ｐ変換器１
２の後の周波数領域の信号により行う実施形態である。
この構成では、第１の実施形態よりもガード長の判定に
時間がかかるが、ＤＶＢ−Ｔ仕様のＴＰＳ信号（文献
（１）：EBU/ETSI JTC :Digital Broadcasting system
for television, soundand data services; Framing st
ructure, channel coding modulation for digital ter
restrial television, ETS 300 744, Mar. 1996参照）
を復号してガード長を判定するため、判定結果の精度が
高いという特徴がある。得られる効果は、第１の実施形
態と同じであり、ガード期間長に合わせて補間用フィル
タの帯域幅を切り換えることで、各ガード期間に最適な
フィルタ帯域幅が得られ、不要な雑音を除去することが
可能である。

【００５３】図６に第１、第２の実施形態の構成におけ
るシミュレーション結果を示す。シミュレーション条件
は、ＦＦＴ２ｋシステム（ＦＦＴポイントで２０４８ポ
イント）で、希望波（Ｄ）と遅延波（Ｕ）の２波の静的
マルチパス伝送路を仮定し、遅延波の遅延時間はＦＦＴ
ポイントで１００ポイント（有効シンボル期間Ｔ_u の約
１／１０に相当）とした。

【００５４】図６で、実線で示したものが受信信号のガ
ード期間長に合わせて補間用フィルタの帯域幅を切り換
えるものであり、破線で示したものは、もっとも広い帯
域にフィルタの帯域幅を固定としたものである。本発明
の帯域幅切り換え方式を用いることで、最大１．６ｄＢ
のＳ／Ｉ向上が得られることがわかった。

【００５５】以下、簡易形の補間方式についての実施形
態について説明する。

【００５６】図７は本発明の第３の実施形態とするＯＦ
ＤＭ用受信装置の構成を示すブロック回路図である。本
実施形態は、「発明が解決しようとする課題」の項で述
べた、方式１に対応する実施形態である。尚、図７にお
いて、図１と同一部分には同一符号を付して示し、ここ
では異なる部分を中心に説明する。

【００５７】図７において、ＦＦＴ回路１１及びＳ／Ｐ
変換器１２で周波数領域の信号に変換された受信ＯＦＤ
Ｍ信号Ｙ（ｌ，ｋ）（ここでｌは受信シンボル番号、ｋ
はサブキャリア番号を表す）は、受信データ信号Ｙ
（ｌ，ｋ_d ）（ここで、ｋ_d はデータ信号のサブキャリ
ア番号）と受信パイロット信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）（ここ
で、ｋ_p はパイロット信号のサブキャリア番号）に分解
される。

【００５８】ここで、受信パイロット信号Ｙ（ｌ，
ｋ_p ）は、Ｎ個の成分Ｙ（ｌ，ｋ₀ ）…Ｙ（ｌ，ｋ_n ）
…Ｙ（ｌ，ｋ_N-1 ）より構成される。先の実施形態で述
べたように、パイロット信号は、既知の複素振幅Ｘ
（ｌ，ｋ_p ）を持つため、除算器１４において、パイロ
ット信号発生器１５からのＸ（ｌ，ｋ_p ）で受信パイロ
ット信号Ｙ（ｌ，ｋ_p ）を除算することで、受信パイロ
ット信号を伝送するサブキャリアの伝送路応答Ｈ（ｌ，
ｋ_p ）＝Ｙ（ｌ，ｋ_p ）／Ｘ（ｌ，ｋ_p ）を求めること
ができる。

【００５９】この伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）は、時間方
向にＨ（ｌ，ｋ_p ）を平滑化するシンボルフィルタ（こ
こではＩＩＲフィルタが利用できる）２０を介して補間
回路２１に供給される。ここで、Ｈ（ｌ，ｋ_p ）は、Ｎ
個の成分Ｈ（ｌ，ｋ₀ ）…Ｈ（ｌ，ｋ_n ）…Ｈ（ｌ，ｋ
_N-1 ）より構成される。以下、簡単のため、シンボルフ
ィルタ２０の出力信号にもＨ（ｌ，ｋ_p ）の記号を用い
る。

【００６０】補間回路２１では、図８に示すように、周
波数軸上で隣り合った受信パイロット信号のサブキャリ
アｋ_n 、ｋ_n+1 の間にそれぞれの伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ
_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）を用いて、伝送路応答がＨ
（ｌ，ｉ）の補間信号ｉを生成する。次に、各伝送路応
答Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）、Ｈ（ｌ，ｉ）
を、周波数軸上で近いサブキャリア位置にある受信デー
タ信号の伝送路応答としてステップ補間し、出力する。
ここでは、ｐ＝ｎ、ｎ＋１のサブキャリア位置ｋ_n 、ｋ
_n+1 の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）間
の補間について説明したが、ｐ＝０…Ｎ−１のＨ（ｌ，
ｋ_p ）で、隣り合ったサブキャリア間の伝送路応答につ
いても、同様の補間を行って補間信号を生成し、上記し
たステップ補間の後、伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を出力
する。

【００６１】次に補間回路２１の一構成例を図９に示し
て、その構成及び動作を説明する。図９において、補間
回路２１に入力されたＨ（ｌ，ｋ_p ）は、そのＮ個の成
分Ｈ（ｌ，ｋ₀ ）…Ｈ（ｌ，ｋ_n ）…Ｈ（ｌ，ｋ_N-1 ）
が順次メモリ２１１に供給される。メモリ２１１から
は、周波数軸上で隣り合った成分（例としてＨ（ｌ，ｋ
_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ））が出力され、補間信号ｉの伝
送路応答Ｈ（ｌ，ｉ）として、次式で与えられる伝送路
応答を出力する。

【数３】

【００６２】ここで、上式の伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_n ）
とＨ（ｌ，ｋ_n+1 ）の加算は加算器２１２で実行し、１
／２の演算はビットシフト回路２１３で行う。伝送路応
答は２値デジタル信号で処理するため、１／２の演算に
は符号ビットを除く最上位ビットをシフトして０あるい
は１を付加する簡単なビットシフトを用いることができ
る。

【００６３】次に、Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）
及びＨ（ｌ，ｉ）は補間処理回路２１３に入力され、図
８に示したように、伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n+1 ）、Ｈ（ｌ，ｉ）を、各サブキャリア
ｋ_n 、ｋ_n+1 、ｉに近い受信データ信号の伝送路応答と
するステップ補間を行い、各受信データ信号の推定伝送
路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を出力する。

【００６４】上記補間回路２１で得られた伝送路応答
は、Ｈ（ｌ，ｋ_d ）は複素除算器１３に供給され、受信
データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）４を除算することで、先の実
施形態と同様に、Ｘ（ｌ，ｋ_d ）＝Ｙ（ｌ，ｋ_d ）／Ｈ
（ｌ，ｋ_d ）を得ることができる。尚、本実施形態にお
いては、シンボルフィルタ２０は補間回路２１の前に挿
入したが、補間回路２１の後に挿入し、Ｈ（ｌ，ｋ_d ）
を時間方向に平滑化する構成をとってもよい。

【００６５】図１０は本発明の第４の実施形態とするＯ
ＦＤＭ用受信装置の構成を示すブロック回路図である。
図１０において、図７と同一部分には同一符号を付して
示し、ここでは異なる部分を中心に説明する。

【００６６】本実施形態は、「発明が解決しようとする
課題」の項で述べた、方式２に対応する実施形態であ
り、周波数軸上で隣接する受信パイロット信号の伝送路
応答を用いて、受信パイロット信号間に補間信号を生成
し、受信パイロット信号と補間信号を用いて受信データ
信号の伝送路応答を推定して等化することを特徴とす
る。この構成によれば、受信パイロット信号のみを用い
てステップ補間を行った場合に比較して精度の良い伝送
路応答が可能となるため、線形補間を行った場合に近
い、等化後のＳ／Ｉ比の優れた良好な等化特性を得るこ
とができる。また、補間信号の生成には、加算器及び簡
単な構成のビットシフト回路を用いるため、乗算器が必
要な線形補間に比べて、ハードウェア規模の縮小を図る
ことができる。

【００６７】図１０において、シンボルフィルタ２０で
得られた受信シンボルｌの伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）は
補間回路２２に供給されると共にメモリ２３にも供給さ
れて一時保持される。すなわち、補間回路２２には、シ
ンボルフィルタ２０からの受信シンボルｌの伝送路応答
Ｈ（ｌ，ｋ_p ）と共に、メモリ２３に保存されているｍ
シンボル前までの受信パイロット信号の伝送路応答Ｈ
（ｌ−１，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−３，
ｋ_p ）が入力される。

【００６８】補間回路２２では、周波数軸上で互いに隣
り合うｍシンボル前までの受信パイロット信号の伝送路
応答間に補間信号を生成し、受信パイロット信号と補間
信号を用いて受信データ信号の伝送路応答をステップ補
間し、伝送路応答を推定する。以下、図１８に示す信号
伝送フォーマットを持つ欧州ＤＶＢ−Ｔ仕様を用いて本
実施形態を説明する。

【００６９】従来の技術で述べたように、ＤＶＢ−Ｔ仕
様では、１２本毎のｋ_p ＝１２ｐ＋３＊（ｌｍｏｄ
４），ｐ＝０，…，１４２の周波数にパイロット信号が
伝送されており、４シンボル後に同一のサブキャリア周
波数となるように巡回的に配置されている（但し、ｌは
ＯＦＤＭシンボル時刻である）。したがって、４シンボ
ル分の受信パイロット信号を保持しておけば、周波数軸
上で３サブキャリア毎に一本の受信パイロット信号が割
り当てられ、３サブキャリアの伝送路応答の推定を行う
ことができる。

【００７０】この場合、図１０の構成にあっては、メモ
リ２３より出力される伝送路応答のｍ＝３となり、補間
回路２２に入力される受信パイロット信号の伝送路応答
は受信シンボルｌの伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_p ）及び３シ
ンボル前までの受信パイロット信号の伝送路応答Ｈ（ｌ
−１，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−３，
ｋ_p ）となる。

【００７１】図１１（ａ）に、受信シンボルｌで、受信
パイロット信号が周波数軸上でｋ_n〜ｋ_n+1 番目の周波
数位置における受信データ信号を、図１１（ｂ）に受信
パイロット信号と補間信号の位置を示す。この場合、受
信データ信号はＹ（ｌ，ｋ_n＋１），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋
２），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋３），…，Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１１）
で与えられる。また、受信シンボルｌの受信パイロット
信号の伝送路応答はＨ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）
で与えられ、この間に３シンボル前の受信パイロット信
号の伝送路応答Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）、２シンボル前
の伝送路応答Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）、１シンボル前の
伝送路応答Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）が保持されている。

【００７２】図１０の補間回路２２では、図１１（ｂ）
の隣り合った受信パイロット信号を用いて、Ｈ（ｌ，ｋ
_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋
１）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋３）を、Ｈ
（ｌ−３，ｋ_n ＋３）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）間にＨ
（ｌ，ｋ_n ＋４）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋５）、Ｈ（ｌ，ｋ_n
＋６）を、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n
＋９）間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋７）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋８）、
Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋９）を、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n+1 ）間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋１０）、Ｈ（ｌ，ｋ
_n ＋１１）を、それぞれ補間信号として生成する。

【００７３】上記補間回路２２で生成された各伝送路応
答は複素除算器１３に供給され、受信シンボルｌの受信
データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋２），
Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋３），…，Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１１）の伝送
路応答としての補間処理に供される。

【００７４】尚、ここでは、受信シンボルｌの受信パイ
ロット信号のサブキャリア位置ｋ₀〜ｋ_n+1 間の伝送路
応答について説明したが、実際には、ｋ_n 〜ｋ_N-1 のサ
ブキャリアについて互いに隣り合ったサブキャリア間に
上記した補間信号を生成し、上記したステップ補間の
後、伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を出力する。

【００７５】次に、補間回路２２の一構成例について、
図１２を参照して説明する。この補間回路２２に入力さ
れるシンボルフィルタ２０からのＨ（ｌ，ｋ_p ）はメモ
リ２２１に供給され、当該メモリ２２１にＮ個の成分Ｈ
（ｌ，ｋ₀ ）…Ｈ（ｌ，ｋ_n）…Ｈ（ｌ，ｋ_N-1 ）が順
次保持される。

【００７６】同様に、メモリ２３からのＨ（ｌ−１，ｋ
_p ）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_p ）もメモ
リ２２１に供給され、それぞれＮ個の成分Ｈ（ｌ−１，
ｋ₀＋９）…Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）…Ｈ（ｌ−１，ｋ
_N-1 ＋９）、Ｈ（ｌ−２，ｋ₀ ＋６）…Ｈ（ｌ−２，ｋ
_n ＋６）…Ｈ（ｌ−２，ｋ_N-1 ＋６）、Ｈ（ｌ−３，ｋ
₀ ＋３）…Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）…Ｈ（ｌ−３，ｋ
_N-1 ＋３）が保持される。

【００７７】メモリ２２１からは、Ｈ（ｌ，ｋ_p ）、Ｈ
（ｌ−１，ｋ_p ＋９）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p ＋６）、Ｈ
（ｌ−３，ｋ_p ＋３）の周波数軸上で隣り合った成分
（例としてＨ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３））
が出力され、メモリ２２１以降のブロックにおいて、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ₀ ＋３）間の補間信号と
して、次式で与えられる伝送路応答を演算する。 Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）＝Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）＝｛Ｈ（ｌ，
ｋ_n ）＋Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）｝／２， Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋３）＝Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３） すなわち、Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）
は、加算器２２２で加算された後、ビットシフト回路２
２３で１／２倍されて補間信号Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ＋２）が生成される。また、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋
３）は、そのままＨ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）とする。これ
らの補間信号は補間処理回路２２４に供給される。

【００７８】ここで、補間処理回路２２４では、補間信
号Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ（ｌ，
ｋ_n ＋３）を図１１（ａ）に示す受信シンボルｌの受信
データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋２），
Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋３）の伝送路応答として割り当て、各受
信データ信号の推定伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）（この例
の場合はＨ（ｌ，ｋ_n ＋１）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ＋３）に相当）として出力する。

【００７９】同様の操作を、受信パイロット信号Ｈ（ｌ
−３，ｋ_n ＋３）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）間、Ｈ（ｌ
−２，ｋ_n ＋６）、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）間、Ｈ（ｌ
−１，ｋ_n ＋９）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）間についても行
い、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）…Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１１）の伝送
路応答を補間する。さらに、受信シンボルｌのパイロッ
ト信号のサブキャリアｋ₀ 〜ｋ_N-1 で、互いに隣り合っ
たサブキャリア間に上記と同様に補間信号を生成し、推
定伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を出力する。

【００８０】次に、補間回路２２で得られた推定伝送路
応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）は複素除算器１３に供給される。複
素除算器１３にて、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）を推
定伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）で除算することで、等化さ
れたデータＸ（ｌ，ｋ_d ）＝Ｙ（ｌ，ｋ_d ）／Ｈ（ｌ，
ｋ_d ）を得ることができる。

【００８１】図１０に示す実施形態においては、受信シ
ンボル以外のシンボルで伝送されたパイロット信号を用
い、周波数軸上で隣接する受信パイロット信号の伝送路
応答を用いて、受信パイロット信号間に補間信号を生成
し、受信パイロット信号と補間信号を用いて受信データ
信号の伝送路応答を推定して等化することで、受信パイ
ロット信号のみを用いてステップ補間を行った場合に比
較して精度の良い伝送路応答が可能となる。

【００８２】このため、線形補間を行った場合に近い、
等化後のＳ／Ｉ比の優れた良好な等化特性を得ることが
できる。また、補間信号の生成には、加算器及び簡単な
構成のビットシフト回路を用いるため、乗算器が必要な
線形補間に比べて、ハードウェア規模の縮小を図ること
ができる。

【００８３】図１３（ａ）に、第３及び第４の実施形態
で示した方式を用いた場合のマルチパス環境下における
Ｓ／Ｉ比をシミュレーションで計算した結果を示す。図
１３（ａ）では、横軸に遅延波（妨害波）の位置をＦＦ
Ｔポイントの１ポイントを基準としてとり、縦軸にＳ／
Ｉをとっており、図２０で示した従来例のシミュレーシ
ョン結果の図と同一のシミュレーションパラメータをと
っている。

【００８４】同図において、方式１として、白丸印を結
んだ線が線形補間の特性、白四角印を結んだ線がステッ
プ補間の特性で、第３の実施形態のシミュレーション結
果を白三角印で結んだ線で示す。また、方式２として、
黒丸印を結んだ線が線形補間の特性、黒四角印を結んだ
線がステップ補間の特性で、第４の実施形態のシミュレ
ーション結果を黒三角印を結んだ線で示す。

【００８５】第３及び第４の実施形態とも、通常のステ
ップ補間方式よりもＳ／Ｉ比の向上が得られており、第
３及び第４の実施形態の効果を確認することができた。

【００８６】次に、図１３（ｂ）に、第３及び第４の実
施形態で示した方式を用いた場合のＦＦＴ回路でのサン
プルタイミングずれによるＳ／Ｉ比をシミュレーション
で計算した結果を示す。図１３（ｂ）では、横軸に遅延
波（妨害波）の位置をＦＦＴポイントの１ポイントを基
準としてとり、縦軸にＳ／Ｉをとっており、図２２で示
した従来例のシミュレーション結果の図と同一のシミュ
レーションパラメータをとっている。

【００８７】同図において、方式１として、白丸印を結
んだ線が線形補間の特性、白四角印を結んだ線がステッ
プ補間の特性で、第３の実施形態のシミュレーション結
果を白三角印を結んだ線で示す。また、方式２として、
黒丸印を結んだ線が線形補間の特性、黒四角印を結んだ
線がステップ補間の特性で、第４の実施形態のシミュレ
ーション結果を黒三角印を結んだ線で示す。

【００８８】第３及び第４の実施形態とも、通常のステ
ップ補間方式よりもＳ／Ｉ比の向上が得られており、第
３及び第４の実施形態の効果を確認することができた。

【００８９】図１４は本発明の第５の実施形態とするＯ
ＦＤＭ用受信装置として、その補間回路２４の構成を示
すものである。本実施形態は、補間回路以外の構成が第
３、４の実施形態と同一であるので、その構成及び動作
については省略する。

【００９０】すなわち、本実施形態は、「発明が解決し
ようとする課題」の項で述べた、方式２に対応する実施
形態であり、全体のブロック図構成は図１０に示した第
４の実施形態と同一である。

【００９１】図１５（ａ）に受信シンボルｌの受信デー
タ信号Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１）…Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋１１）の配
置図を、図１５（ｂ）に受信シンボルｌで、受信パイロ
ット信号が周波数軸上でｋ_n 〜ｋ_n+1 番目の周波数位置
における受信パイロット信号と補間信号の位置を示す。

【００９２】この場合、受信シンボルｌの受信パイロッ
ト信号の伝送路応答はＨ（ｌ，ｋ_n）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋
１）で与えられ、この間に３シンボル前の受信パイロッ
ト信号の伝送路応答Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）、２シンボ
ル前の伝送路応答Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）、１シンボル
前の伝送路応答Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）が保持されてい
る。

【００９３】補間回路２４では、図１５（ｂ）の隣り合
った受信パイロット信号を用いて、Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ
（ｌ−３，ｋ_n ＋３）間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋１）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋３）を、Ｈ（ｌ−
３，ｋ_n ＋３）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n＋６）間にＨ（ｌ，
ｋ_n ＋４）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋５）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋６）
を、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）
間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋７）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋８）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ＋９）を、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）、Ｈ
（ｌ，ｋ_n+1 ）間にＨ（ｌ，ｋ_n ＋１０）、Ｈ（ｌ，ｋ
_n ＋１１）を、それぞれ補間信号として生成する。

【００９４】次に補間回路２４の一構成例について、図
１４を参照して説明する。この補間回路２４に入力され
るシンボルフィルタ２０からのＨ（ｌ，ｋ_p ）はメモリ
２４１に供給され、Ｎ個の成分Ｈ（ｌ，ｋ₀ ）…Ｈ
（ｌ，ｋ_n ）…Ｈ（ｌ，ｋ_N+1 ）が順次保持される。同
様に、メモリ２３からのＨ（ｌ−１，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−
２，ｋ_p ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_p ）もメモリ２４１に供給
され、それぞれＮ個の成分Ｈ（ｌ−１，ｋ₀ ＋９）…Ｈ
（ｌ−１，ｋ_n ＋９）…Ｈ（ｌ−１，ｋ_N-1 ＋９）、Ｈ
（ｌ−２，ｋ₀ ＋６）…Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）…Ｈ
（ｌ−２，ｋ_N-1 ＋６）、Ｈ（ｌ−３，ｋ₀ ＋３）…Ｈ
（ｌ−３，ｋ_n ＋３）…Ｈ（ｌ−３，ｋ_N-1 ＋３）が保
持される。

【００９５】メモリ２４１からは、Ｈ（ｌ，ｋ_p ）、Ｈ
（ｌ−１，ｋ_p ＋９）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_p ＋６）、Ｈ
（ｌ−３，ｋ_p ＋３）の周波数軸上で隣り合った成分
（例としてＨ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３））
が出力され、メモリ２４１以降のブロックにおいて、Ｈ
（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ₀ ＋３）間の補間信号と
して、次式で与えられる伝送路応答を演算する。 Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）＝［｛Ｈ（ｌ，ｋ_n ）＋Ｈ（ｌ−
３，ｋ_n ＋３）｝／２＋Ｈ（ｌ，ｋ_n ）］／２ Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）＝［｛Ｈ（ｌ，ｋ_n ）＋Ｈ（ｌ−
３，ｋ_n ＋３）｝／２＋Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）］／２ Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋３）＝Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３） すなわち、Ｈ（ｌ，ｋ_n ）、Ｈ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）
は、加算器２４２で加算された後、ビットシフト回路２
４３で１／２倍される。この後、ビットシフト回路２４
３の出力は、Ｈ（ｌ，ｋ_n ）と加算器２４４で加算さ
れ、ビットシフト回路２４６で１／２倍されて補間信号
Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）が生成される。また、ビットシフト
回路２４３の出力とＨ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）が加算器２
４５で加算され、ビットシフト回路２４７で１／２倍さ
れ、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）が出力される。また、Ｈ（ｌ，
ｋ_n ＋３）は、そのままＨ（ｌ−３，ｋ_n ＋３）とす
る。これらの補間信号は補間処理回路２４８に供給され
る。

【００９６】ここで、補間処理回路２２４では、補間信
号Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ（ｌ，
ｋ_n ＋３）を受信シンボルｌの受信データ信号Ｙ（ｌ，
ｋ_n＋１），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋２），Ｙ（ｌ，ｋ_n ＋３）
の伝送路応答として割り当て、各受信データ信号の推定
伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）（この場合はＨ（ｌ，ｋ_n＋
１）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋２）、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋３）に相
当）として出力する。

【００９７】同様の操作を、受信パイロット信号Ｈ（ｌ
−３，ｋ_n ＋３）、Ｈ（ｌ−２，ｋ_n ＋６）間、Ｈ（ｌ
−２，ｋ_n ＋６）、Ｈ（ｌ−１，ｋ_n ＋９）間、Ｈ（ｌ
−１，ｋ_n ＋９）、Ｈ（ｌ，ｋ_n+1 ）間についても行
い、Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１）…Ｈ（ｌ，ｋ_n ＋１１）の伝送
路応答を補間する。さらに、受信シンボルｌのパイロッ
ト信号のサブキャリアｋ_n 〜ｋ_N-1 で、互いに隣り合っ
たサブキャリア間に上記したと同様の操作により補間信
号を生成し、推定伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）を出力す
る。

【００９８】次に、補間回路２４で得られた推定伝送路
応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）は複素除算器１３に供給される。複
素除算器１３にて、受信データ信号Ｙ（ｌ，ｋ_d ）を推
定伝送路応答Ｈ（ｌ，ｋ_d ）で除算することで、等化さ
れたデータＸ（ｌ，ｋ_d ）＝Ｙ（ｌ，ｋ_d ）／Ｈ（ｌ，
ｋ_d ）を得ることができる。

【００９９】図１４に示す実施形態においては、受信シ
ンボル以外のシンボルで伝送されたパイロット信号を用
い、周波数軸上で隣接する受信パイロット信号の伝送路
応答を用いて、受信パイロット信号間に補間信号を生成
し、受信パイロット信号と補間信号を用いて受信データ
信号の伝送路応答を推定して等化することで、受信パイ
ロット信号のみを用いて補間を行った場合に比較して精
度の良い伝送路応答が可能となる。

【０１００】このため、線形補間を行った場合に近い、
等化後のＳ／Ｉ比の優れた良好な等化特性を得ることが
できる。また、補間信号の生成には、加算器及び簡単な
構成のビットシフト回路を用いるため、乗算器が必要な
線形補間に比べて、ハードウェア規模の縮小を図ること
ができる。

【０１０１】図１６（ａ）に、第５の実施形態で示した
方式を用いた場合のマルチパス環境下におけるＳ／Ｉ比
をシミュレーションで計算した結果を示す。図１６
（ａ）で、横軸に遅延波（妨害波）の位置をＦＦＴポイ
ントの１ポイントを基準としてとり、縦軸にＳ／Ｉをと
っており、図２０に示した従来例のシミュレーション結
果の図と同一のシミュレーションパラメータをとってい
る。

【０１０２】図１６（ａ）において、黒丸印を結んだ線
が線形補間の特性、黒四角印を結んだ線がステップ補間
の特性で、第２の実施形態のシミュレーション結果を黒
三角印を結んだ線、第３の実施形態のシミュレーション
結果を白丸印を結んだ線で示す。通常のステップ補間方
式よりもＳ／Ｉ比の向上が得られており、ほぼ線形補間
に近い結果が得られ、第５の実施形態の効果を確認する
ことができた。

【０１０３】次に、図１６（ｂ）に、第５の実施形態で
示した方式を用いた場合のＦＦＴ回路でのサンプルタイ
ミングずれによるＳ／Ｉ比をシミュレーションで計算し
た結果を示す。図１６（ｂ）で、横軸に遅延波の位置を
ＦＦＴポイントの１ポイントを基準としてとり、縦軸に
Ｓ／Ｉをとっており、図２２に示した従来例のシミュレ
ーション結果の図と同一のシミュレーションパラメータ
をとっている。

【０１０４】図１６（ｂ）において、黒丸印を結んだ線
が線形補間の特性、黒四角印を結んだ線がステップ補間
の特性で、第５の実施形態のシミュレーション結果を白
丸印を結んだ線で示す。通常のステップ補間方式よりも
Ｓ／Ｉ比の向上が得られており、ほぼ線形補間に近い結
果が得られ、第５の実施形態の効果を確認することがで
きた。

【０１０５】

【発明の効果】以上述べたように、本発明では、補間方
式としてＦＩＲフィルタを用いた場合は、受信信号のガ
ード期間長に応じてＦＩＲフィルタの帯域幅を切り換え
ることにより、ガード期間長に最適な帯域幅を設定し、
雑音成分を抑圧することができる。よって、補間方式と
してＦＩＲフィルタ等のデジタルフィルタを用いた場合
でも、雑音成分を抑圧してＳ／Ｉを向上させることので
きるＯＦＤＭ用受信装置を提供することができる。

【０１０６】また、簡易形の補間方式として、回路規模
を増大させる乗算器が不要で、伝送路応答の推定に優れ
た補間方式として、ハードウェア規模を小さくできるス
テップ補間方式を基本とし、パイロット信号間に１つあ
るいは複数の伝送路応答補間信号を推定した上で、パイ
ロット信号と補間信号を用いてステップ補間を行う。補
間信号は、パイロット信号を加算する加算器と加算結果
を除算する除算器から構成されるが、除算器を簡単な構
成のビットシフト回路で構成することで、ハードウェア
規模を縮小することが可能である。

【０１０７】また、受信データの伝送路応答を推定する
ためのステップ補間を行う際に、パイロット信号だけで
はなく、補間信号も用いることで、１本のパイロット信
号あるいは補間信号で伝送路応答を推定する受信データ
のサブキャリア数が減少する（言い換えれば、推定する
周波数帯域幅が小さくなる）ため、パイロット信号のみ
を用いてステップ補間する場合と比較して、伝送路応答
の推定精度を向上することができる。

【０１０８】よって、簡易形の補間方式として、回路規
模を増大させる乗算器が不要で、伝送路応答の推定に優
れ、ハードウェア規模を縮小することが可能なＯＦＤＭ
用受信装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る第１の実施形態とするＯＦＤＭ
用受信装置の構成を示すブロック回路図。

【図２】 第１の実施形態に用いられる補間回路の一構
成例を示すブロック回路図。

【図３】 図２の補間回路に用いられるＦＩＲフィルタ
の具体的な構成を示すブロック回路図。

【図４】 第１の実施形態の帯域幅切り換えの例を示す
タイミング図。

【図５】 本発明に係る第２の実施形態とするＯＦＤＭ
用受信装置の構成を示すブロック回路図。

【図６】 第１、第２の実施形態の構成におけるシミュ
レーション結果を示す特性図。

【図７】 本発明に係る第３の実施形態とするＯＦＤＭ
用受信装置の構成を示すブロック回路図。

【図８】 第３の実施形態に用いられる補間回路の動作
を説明するためのタイミング図。

【図９】 第３の実施形態に用いられる補間回路の一構
成例を示すブロック回路図。

【図１０】 本発明に係る第４の実施形態とするＯＦＤ
Ｍ用受信装置の構成を示すブロック回路図。

【図１１】 第４の実施形態に用いられる補間回路の動
作を説明するためのタイミング図。

【図１２】 第４の実施形態に用いられる補間回路の一
構成例を示すブロック回路図。

【図１３】 第３及び第４の実施形態で示した方式を用
いた場合の、マルチパス環境下におけるＳ／Ｉ比をシミ
ュレーションで計算した結果と、ＦＦＴ回路でのサンプ
ルタイミングずれによるＳ／Ｉ比をシミュレーションで
計算した結果を示す特性図。

【図１４】 本発明に係る第５の実施形態とするＯＦＤ
Ｍ用受信装置に用いられる補間回路の構成を示すブロッ
ク回路図。

【図１５】 第５の実施形態に用いられる補間回路の動
作を説明するためのタイミング図。

【図１６】 第５の実施形態で示した方式を用いた場合
の、マルチパス環境下におけるＳ／Ｉ比をシミュレーシ
ョンで計算した結果と、ＦＦＴ回路でのサンプルタイミ
ングずれによるＳ／Ｉ比をシミュレーションで計算した
結果を示す特性図。

【図１７】 従来のパイロット信号を用いた周波数領域
における等化手法を説明するための図。

【図１８】 ＤＶＢ−Ｔ仕様のサブキャリア伝送フォー
マット構成を示す図。

【図１９】 従来のＯＦＤＭ用受信装置に用いられる補
間方式を説明するための図。

【図２０】 従来の伝送路応答を推定するための簡易形
の補間方法として、ステップ補間と線形補間を用いた場
合のＳ／Ｉ計算結果を示す図。

【図２１】 従来のＯＦＤＭ用受信装置において、ＦＦ
Ｔ回路でのサンプルタイミング（信号の取り込みの窓位
置）がずれた様子を示す図。

【図２２】 従来のＯＦＤＭ用受信装置において、ＦＦ
Ｔ回路でのサンプルタイミング（信号の取り込みの窓位
置）がずれた場合のＳ／Ｉ計算結果を示す図。

【符号の説明】

Ａ…送信所 Ｂ…受信器 Ｂ１…アンテナ Ｂ２…等化回路 Ｂ３…推定回路 Ｄ1 〜Ｄn …遅延器 Ｍ1 〜Ｍn …乗算器 ＡＤＤ…加算器 １１…ＦＦＴ回路 １２…Ｓ／Ｐ変換器 １３…複素除算器 １４…除算器 １５…パイロット信号発生器 １６…シンボルフィルタ １７…補間回路 １７１…ＦＩＲフィルタ １７２…アドレス発生器 １７３…ＲＯＭ １８，１９…ガード長判定器 ２０…シンボルフィルタ ２１…補間回路 ２１１…メモリ ２１２…加算器 ２１３…ビットシフト回路 ２２…補間回路 ２２１…メモリ ２２２…加算器 ２２３…ビットシフト回路 ２２４…補間処理回路 ２３…メモリ ２４…補間回路 ２４１…メモリ ２４２…加算器 ２４３…ビットシフト回路 ２４４，２４５…加算器 ２４６，２４７…ビットシフト回路 ２４８…補間処理回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大久保 隆志 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 野上 博志 東京都港区赤坂５丁目２番８号 株式会 社次世代デジタルテレビジョン放送シス テム研究所内 (72)発明者 城杉 孝敏 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所マルチメディアシス テム開発本部内 (56)参考文献 特開 平10−75226（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−257013（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−209931（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 振幅、位相が既知のパイロット信号が周
   波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数種の
   ガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有するＯ
   ＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex ：
   直交周波数分割多重）受信信号からデータ信号と共にパ
   イロット信号を復調する復調手段と、 この手段で復調されたパイロット信号を用いて前記受信
   信号から復調されたデータ信号の伝送路応答を補間して
   周波数軸上の等化を行う等化手段と、 前記ＯＦＤＭ受信信号のガード期間長を判定するガード
   期間長判定手段と、 この手段の判定結果に応じて前記等化手段の補間帯域幅
   を変える帯域幅制御手段とを具備したことを特徴とする
   ＯＦＤＭ用受信装置。
2. 【請求項２】 前記等化手段には、sinc関数形のインパ
   ルス応答を持つＦＩＲフィルタを使用し、前記ガード期
   間長判定手段で判定されるガード期間長に応じて前記Ｆ
   ＩＲフィルタの係数を切り換えることで補間帯域幅を可
   変制御することを特徴とする請求項１項記載のＯＦＤＭ
   用受信装置。
3. 【請求項３】 振幅、位相が既知のパイロット信号が周
   波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数種の
   ガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有するＯ
   ＦＤＭ受信信号からデータ信号と共にパイロット信号を
   復調とする復調手段と、 この手段で復調されたパイロット信号を用いて前記受信
   信号から復調されたデータ信号の伝送路応答を２値デジ
   タル信号として処理、推定して周波数軸上の等化を行う
   等化手段とを具備し、 前記等化手段が、周波数軸上で隣あった第１及び第２の
   パイロット信号の伝送路応答を第１及び第２の伝送路応
   答とし、第１及び第２の伝送路応答を加算し、加算結果
   を１／２倍する演算を行った結果を用いて周波数軸上で
   隣合った第１及び第２のパイロット信号間の受信データ
   信号の伝送路応答を補間することを特徴とするＯＦＤＭ
   用受信装置。
4. 【請求項４】 振幅、位相が既知のパイロット信号が周
   波数軸上にほぼ等間隔で配置され、予め既知の複数種の
   ガード期間長のうちのいずれかのガード期間を有するＯ
   ＦＤＭ受信信号からデータ信号と共にパイロット信号を
   復調とする復調手段と、 この手段で復調されたパイロット信号を用いて前記受信
   信号から復調されたデータ信号の伝送路応答を２値デジ
   タル信号として処理、推定して周波数軸上の等化を行う
   等化手段とを具備し、 前記等化手段が、周波数軸上で隣あった第１及び第２の
   パイロット信号の伝送路応答を第１及び第２の伝送路応
   答とし、第１及び第２の伝送路応答を加算し、加算結果
   を１／２倍する演算を行った結果を第３の伝送路応答と
   し、第１及び第３の伝送路応答を加算し、加算結果を１
   ／２倍する演算を行った結果を第４の伝送路応答とし、
   第２及び第３の伝送路応答を加算し、加算結果を１／２
   倍する演算を行った結果を第５の伝送路応答とし、少な
   くとも第４、第５の伝送路応答を用いて周波数軸上で隣
   合った第１及び第２のパイロット信号間の受信データ信
   号の伝送路応答を補間することを特徴とするＯＦＤＭ用
   受信装置。
5. 【請求項５】 前記等化手段は、加算結果を１／２倍す
   る演算にビットシフト演算を用いることを特徴とする請
   求項３、４項記載のＯＦＤＭ用受信装置。
6. 【請求項６】 前記等化手段は、前記パイロット信号の
   配置位置が時間方向に巡回的にずれているとき、一巡毎
   の全てのパイロット信号を用いて補間処理を行うことを
   特徴とする請求項１，３，４のいずれか記載のＯＦＤＭ
   用受信装置。