WO2007083502A1 - 通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置 - Google Patents

通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置 Download PDF

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WO2007083502A1
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multipath
matrix
signal
diagonal
diagonal matrix
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Naoki Suehiro
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Naoki Suehiro
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference

Definitions

  • the present invention relates to a communication method, a multipath reduction method, and a receiving apparatus that reduce a multipath effect by correcting a received signal in a frequency domain.
  • a radio wave transmitted from a transmitter via a wireless communication is received by a receiver.
  • the receiver must receive the reflected wave reflected by the reflecting object (building, mountain, etc.) unless it is a large plain other than directly receiving the transmitted radio wave as it is.
  • the receiver receives the reflected signal of the main signal at the same time in addition to the main signal (main signal), and an error of the received signal occurs due to the reflected signal. As a result, the transmitted main signal cannot be accurately reproduced on the receiving side.
  • the reflected wave that causes this error is called a multipath wave.
  • this influence is not negligible particularly in indoor communication and communication in an urban area.
  • the receiver shown in FIG. 1 includes antennas 11 and 14, a pilot signal receiving unit 12, a multipath characteristic measuring unit 13, a data signal receiving unit 15, a multinos removing unit 16, and a data decoding unit 17.
  • the antennas 11 and 14 may be a single antenna. In that case, the data signal receiving unit 15 may also serve as the pilot signal receiving unit 12.
  • the communication method can be applied to a communication method such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex).
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • the received wave affected by the multipath is converted into a baseband signal by the data signal receiver 15. Since the received signal converted to the baseband signal is affected by multipath, the multipath removal unit 16 removes the influence of multipath.
  • the data decoding unit 17 decodes data based on a signal that is not affected by multipath.
  • the pilot signal receiving unit 12 receives a pilot signal. Based on the transmitted pilot signal and the actually received pilot signal, the multipath characteristic measurement unit 13 estimates the multipath characteristic. Based on the estimated multipath characteristics, the multipath removal unit 16 removes the influence of multipath in the time domain.
  • the pilot signal is a signal different from the data signal, and is a signal that is at least distinguished from the data signal.
  • the pilot signal a signal having a small cross-correlation with a data signal having a high autocorrelation is used.
  • the pilot signal to be transmitted is informed to the reception side in advance, and is handled as a known signal by the receiver. As a result, the multipath characteristic can be estimated on the receiving side by comparing the signal that should be originally received with the actually received signal.
  • pilot signal may be transmitted prior to the communication, and the multipath measurement may be performed prior to the communication, or the pilot signal and the data signal may be transmitted at the same time in real time (while communicating). And you can make multi-pass measurements!
  • the multipath effect removal method of FIG. 1 is implemented in the time domain, and there is a problem that the influence of noise cannot be ignored! /.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and a communication method and a multinos capable of reducing the influence of noise and correcting the multipath accurately by removing the influence of the multipath in the frequency domain. It is an object to provide a reduction method and a receiving device.
  • the present invention employs means for solving the problems having the following characteristics.
  • the communication method of the present invention provides an N-chip signal (a, a, ... 'a
  • the received signal (r, r, ... 'r) of the N chip signal received via the communication line having multipath characteristics is DFT transformed to convert the Nth order matrix (e, e, ...' e) First lap to seek A wave number conversion step;
  • N-chip signal (b, b, ... 'b) of period N that matches the multipath characteristics is DF
  • a second frequency transformation step to obtain an Nth order matrix (d, d, ...
  • Diagonal matrix multiplication that multiplies the N-th matrix (e, e, ⁇ 'e by the diagonal matrix of equation (1)
  • the diagonal matrix multiplication step corrects the received signal in the frequency domain to reduce the multipath effect.
  • the multi-nos reduction method of the present invention uses the transmitted N chip signals (a, a, ... a) via a communication line having multipath characteristics.
  • Multipath that reduces the influence of the multipath from received signals (r, r, ... 'r)
  • the received signal (r, r, ⁇ r) is subjected to DFT conversion to obtain an Nth-order matrix (e, e, ⁇ e) t
  • N-chip signal (b, b, ... 'b) of period N that matches the multipath characteristics is DF
  • N-th matrix (e e ⁇ 'e is multiplied by the diagonal matrix of equation (1)
  • the diagonal matrix multiplication step can be configured to reduce the influence of multipath.
  • the receiving apparatus of the present invention receives a received signal (rr ⁇ ⁇ 'r) of a certain chip received via a communication line having multipath characteristics.
  • N-chip signal (b b '' b) with period N that matches the multipath characteristics is DF
  • Diagonal matrix multiplication that multiplies the N-order matrix (e, e, ⁇ 'e by the diagonal matrix of equation (1)
  • the diagonal matrix multiplication means can be configured to reduce the influence of multipath.
  • the OFDM communication method of the present invention provides an N-chip signal.
  • N-chip signal (b, b, ... 'b) of period N that matches the multipath characteristics is DF
  • Diagonal matrix multiplication that multiplies the N-th matrix (e, e, ⁇ 'e by the diagonal matrix of equation (1)
  • the received signal is corrected in the frequency domain to reduce the influence of multipath.
  • the multi-nos reduction method of the present invention has an N-chip signal (a, a, ... a) transmitted by the OFDM communication system and has multipath characteristics.
  • the diagonal matrix multiplication step can be configured to reduce the influence of multipath.
  • the data receiving apparatus of the present invention is a frequency domain N-chip received signal (r, r, r) received via a communication line having multipath characteristics by the OFDM communication method.
  • 'R e, e, ...' e
  • N-chip signal (b, b, ... 'b) of period N that matches the multipath characteristics is DF
  • a second frequency conversion means for obtaining an N-order matrix (d, d, ...
  • Diagonal matrix multiplication means for multiplying 0 1 N- l 0 1 N- l ⁇ by the diagonal matrix of equation (1),
  • the diagonal matrix multiplication means can be configured to reduce the influence of multipath.
  • a communication method, a multinos reduction method, and a multinos reduction method that can reduce the influence of noise and correct multipath accurately by removing the multinos effect in the frequency domain.
  • a receiving device can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a receiving apparatus (part 1).
  • FIG. 2 is a diagram for explaining an example of a completely complementary series.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining an example of a ZCZ sequence.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an output of a matched filter (when there is no multipath).
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the output of a matched filter (when multipath is present).
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a transversal filter for a 3-chip input signal.
  • [[FIG. 77]] is a diagram for explaining the setting of the coefficient number of the traversance sub-sensor loop filter. .
  • FIG. 88 A diagram for explaining the traversance sub-filter for the input signal of 55 chips. Ah. .
  • FIG. 99 Illustrates a filter with ZZCCZZ function capability as shown in Fig. 66 or Fig. 88 in a large number of parallel rows.
  • FIG. 1100 is a diagram for explaining the number of mutual correlation functions of two signals. .
  • FIG. 1111 A method for obtaining a signal signal equivalent to the received signal signal received and received via the communication circuit line.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the explanation.
  • the signal BB is the signal of the NN chip that is consistent with the characteristics of the circuit of the circuit line. It is a signal sign. .
  • FIG. 1122 is a diagram for explaining the method of performing the correction correction in the frequency domain region. .
  • FIG. 11 is a diagram for explaining the reception / reception equipment device ((part 22)). .
  • FIG. 1144 A diagram for explaining the receiving / receiving device ((33)). .
  • [[00003355]] 1122 is a papillolotted signal signal ((training signal signal)) receiving / receiving signal section. .
  • 3333 and 4433 are signal generation and generation units for the signal to be matched to the marmalchichipapas. .
  • [[00004422]] 4477 is a frequency frequency domain region transform unit. .
  • the multipath characteristic is measured by various methods. In the present invention, it is necessary to perform strict multipath characteristic measurement.
  • ZCZ Zero Correlation Zone Sequence
  • a ZCZ sequence is a one-dimensional sequence that is generated from a completely complementary sequence and has zero autocorrelation function and cross-correlation function.
  • Fig. 2 shows an example of a complete complementary sequence of order 8
  • Fig. 3 shows two ZCZ sequences generated from the complete complementary sequence of order 8 in Fig. 2. Note that two ZCZ sequences are generated from the fully complementary sequence consisting of four groups and four from the fully complementary sequence consisting of 16 groups. It should be noted that the number of “0” s in vector A and vector B need to be the same, but can be any number.
  • the filter field of Fig. 6 is applied to a 3-chip signal (1 1 1). The case will be described.
  • the branch circuit has N branch circuits, and each branch circuit is provided with a coefficient unit, a delay circuit cascaded to the coefficient unit, and an adder.
  • a filter that synthesizes the signals of each branch force branched into N is called a transversal filter.
  • the transversal filter shown in FIG. 6 includes an input terminal 21, a coefficient unit (coefficient X) 22, a coefficient unit (factor X) 23, a coefficient unit (coefficient X) 24, a delay circuit ( ⁇ delay) 25, and a delay circuit. (2 ⁇ delay) 26 and
  • ⁇ is a delay time corresponding to the time slot time of the signal to be processed.
  • a known three-chip signal (1 1 1) applied to the input terminal 21 is sequentially transmitted from its output terminal, as shown in FIG. 2, X (t), X + x (t + T ), X + ⁇ - ⁇ (t + 2 ⁇ ), ⁇ - ⁇
  • the filter coefficients X, X are increased so as to increase X + x -X while satisfying Equation (2) and Equation (3).
  • Multipath measurement is possible even with one filter that can obtain the same output as when receiving a ZCZ sequence.
  • Fig. 9 shows a case where a number of filters having the same function that can obtain an output equivalent to that when a ZCZ sequence is received when a known signal is received are provided in parallel.
  • Fig. 9 shows noise suppression in which a known signal A and a filter having a ZCZ function as shown in Figs.
  • the filter consists of 320 forces.
  • the noise suppression filter 320 is composed of filters 321 to 325 and an adder 33 that can obtain an output equivalent to that when a ZCZ sequence is received.
  • the filters 321 to 325 are different filters.
  • the force noise that is output in phase from the filters 321 to 325 is the noise that is output from the filters 321 to 321. Since the signal is output at random phase from 325, the SN ratio of the added signal is improved.
  • a noise suppression filter is configured by creating N filters for obtaining a ZCZ output for a given signal and adding the N filter outputs. .
  • An accurate multinos characteristic can be measured using the filter of FIG.
  • N chip signal A (a, a, ..., a, a;)" and "N chip signal B of period N (--- b
  • NFT signal A (a, a, ... 'a;)
  • a signal with period N (a, a, ... 'a) and a chip signal (b, b, ...' b
  • N chip received signals (r, r,... 'R) can be obtained via the communication line.
  • N chip signal A (a, a,... 'A;)
  • 0 1 N-1 is DFT transformed to generate a frequency domain Nth order matrix (c, c, ⁇ ⁇ ⁇ c) t.
  • the complex conjugate of the elements of 0 1 N-1 0 1 N-1 is multiplied for each corresponding element, and an Nth-order matrix (c / d, c / d,
  • the received signal of signal A can be estimated from b, b,.
  • the transmitting side transmits an N-chip signal A (a, a,... 'A).
  • the N chip signal (1) transmitted via the communication line having multipath characteristics is received.
  • This received signal is defined as a received signal R (r, r,... 'R).
  • the received signal R (r, r, ⁇ 'r) is DFT transformed and the Nth order
  • the receiving side measures the multi-nos characteristics of the communication line in parallel with this receiving process or prior to this receiving process (S2).
  • the multipath characteristics are measured using the ZC as a pilot signal (multipath characteristics measurement signal).
  • a Z-sequence signal may be used, or the filter shown in FIG. 9 may be used for a predetermined pilot signal.
  • Multipath measurement may be performed by transmitting a pilot signal prior to communication and prior to communication.
  • the pilot signal and the data signal may be transmitted at the same time, and the multipath measurement may be performed in real time (while communicating). Measurement may be performed.
  • N-chip signal B (b, b,.
  • this signal B (b, b,... B) is DFT transformed to an Nth order matrix (d, d,.
  • the column vector (d, d, ⁇ 'd) is a diagonal component of a diagonal matrix
  • Expression (1) is a correction signal for reducing the influence of multipath.
  • N chip received signal (r, r, ⁇ ⁇ ⁇ received via a communication line with multipath characteristics
  • the receiving apparatus to be used will be described with reference to FIG.
  • the receiver in FIG. 13 includes a multipath characteristic measurement unit 42, a signal generation unit 43 that matches multipath, a correction signal generation unit 44, an antenna 45, a data signal reception unit (time domain) 46, and a frequency domain.
  • a conversion unit 47, a multi-nos removal unit 48, and a data decoding unit 49 are included.
  • the multipath characteristic measurement unit 42 measures the multipath of the communication line. Based on the multipath characteristic measured by the multipath characteristic measurement unit 42, the signal generation unit 43 that matches the multipath generates a signal B (b, b,... 'B) that matches the multipath. Correction signal raw
  • the generation unit 44 performs DFT conversion on the signal B (b, b, ⁇ 'b) to generate an Nth-order matrix (d, d, ⁇
  • a correction signal is generated by generating a matrix.
  • the received wave affected by the multipath is converted into a received baseband signal (r, r,%) By the data signal receiving unit 46.
  • the frequency domain converter 47 converts it to a baseband signal.
  • a correction signal generating unit is added to the N-th order matrix (e, e, ... e) t.
  • the data decoding unit 49 decodes the data from which the multipath effect has been removed.
  • a receiving apparatus in the case of OFDM will be described with reference to FIG. 14 includes a multipath characteristic measurement unit 32, a signal generation unit 33 that matches multipath, a correction signal generation unit 34, an antenna 35, a data signal reception unit (frequency domain) 36, and a multipath removal unit 38. And a data decoding unit 39.
  • the data signal receiving unit (frequency domain) 36 outputs a frequency domain signal.
  • the frequency domain converter 27 in FIG. 13 is not necessary.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the data signal receiving unit (frequency domain) 36 is a receiving device that outputs a radio frequency power baseband OFDM, and is a device that extracts a frequency on which a signal is carried. In other words, if a signal is placed on each frequency f, f, ... 'f, its frequency f, f
  • ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ is a device that gets the size of.
  • this data can be used to perform multipath correction in the frequency domain, as in FIG.
  • chip is understood to mean “bit”, “symbol”, etc., which are modulation signals.
  • the present invention can be applied to various multiplex transmission systems using OFDM, ZCZ, DFT, and the like.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

　マルチパス特性を有する通信回線を経て受信されたＮチップの信号の受信信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ－１）ｔを求める第１の周波数変換ステップと、前記マルチパス特性に整合する周期ＮのＮチップの信号をＤＦＴ変換してＮ次の行列（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ－１）ｔを求める第２の周波数変換ステップと、 　前記列ベクトル（ｄ０、ｄ１、・・・ｄＮ－１）から式（１）求める対角化ステップと、 　　【数１４】 　前記Ｎ次の行列（ｅ０、ｅ１、・・・ｅＮ－１）ｔに、式（１）の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有する通信方法。

Description

明 細 書
通信方法、マルチパス削減方法及び受信装置
技術分野
[0001] 本発明は、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させる通 信方法、マルチパス削減方法及び受信装置に関する。
背景技術
[0002] 無線通信にお!/ヽて、送信機から送信された電波は、受信機で受信される。このとき 、受信機では、送信された電波を、そのまま、直接、受信する以外に、大平原で無い 限り、必ず、反射物体 (建物、山等）によって、反射された反射波を受信することとなる
[0003] したがって、受信機では、主たる信号 (主信号)以外に、主信号の反射信号を同時 に受信することになり、反射信号によって、受信された信号の誤りが生じてしまう。そ の結果、送信された主信号を、受信側で正確に再現できない。
[0004] この誤りの原因となる反射波をマルチパス波というが、特に、屋内での通信、市街地 での通信では、この影響力、無視できない。
[0005] そこで、図 1に示されているような、受信機が用いられている。図 1の受信機は、アン テナ 11、 14、パイロット信号受信部 12、マルチパス特性測定部 13、データ信号受信 部 15、マルチノ ス除去部 16及びデータ復号部 17から構成されている。なお、アンテ ナ 11、 14は、一つのアンテナであってもよい。また、その場合、データ信号受信部 1 5が、パイロット信号受信部 12を兼用してもよい。
[0006] また、通信方式は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex)等の 通信方式に適用できる。
[0007] 図 1の受信機の動作を説明する。マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信 号受信部 15でベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号に変換された受信 信号は、マルチパスの影響を受けているので、マルチパス除去部 16で、マルチパス の影響を除去する。データ復号部 17では、マルチパスの影響のない信号に基づい て、データを復号する。 [0008] パイロット信号受信部 12では、パイロット信号を受信する。送信されたパイロット信 号と実際に受信されたパイロット信号とに基づいて、マルチパス特性測定部 13で、マ ルチパス特性を推定する。この推定されたマルチパス特性に基づいて、マルチパス 除去部 16は、時間領域におけるマルチパスの影響を除去する。
[0009] なお、パイロット信号は、データ信号とは、別の信号で、少なくとも、データ信号とは 区別される信号である。パイロット信号として、自己相関が高ぐデータ信号等との相 互相関が小さい信号が用いられる。また、送信されるパイロット信号は、受信側に予 め知らせておき、受信機では既知の信号として、取り扱う。その結果、受信側では、 本来受信されるべき信号と実際に受信された信号とを比較することにより、マルチパ ス特性を推定することができる。
[0010] また、通信に先だってパイロット信号を送信して、マルチパスの測定は、通信に先だ つて行っても良いし、パイロット信号をデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム (通 信しながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよ!、。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0011] し力しながら、図 1のマルチパスの影響の除去方法は、時間領域で実施されるもの であり、雑音の影響が無視できな!/、と言う問題がある。
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、周波数領域でマルチパスの影響 の除去することにより、雑音の影響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが 可能な通信方法、マルチノス削減方法及び受信装置を提供することを目的とするも のである。
課題を解決するための手段
[0012] 上記課題を解決するために、本件発明は、以下の特徴を有する課題を解決するた めの手段を採用している。
[0013] 上記目的を達成するために、本発明の通信方法は、 Nチップの信号 (a、 a、 · · ' a
0 1 N
)を送信する送信ステップと、
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された前記 Nチップの信号の受信信 号 (r、 r、 · · 'r )を DFT変換して N次の行列（e、 e、 · · ' e を求める第 1の周 波数変換ステップと、
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- l
T変換して N次の行列（d、 d、 · · 'd を求める第 2の周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記列ベクトル (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角
0 1 N- 1
行列を求める対角ィ匕ステップと、
[0014] [数 1]
Figure imgf000005_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパス の影響を減少させたことを特徴とする。
[0015] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をするようにして構成することができる。
[0016] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス削減方法は、送信された N チップの信号 (a、 a、 · · · a )を、マルチパス特性を有する通信回線を経て受信し
0 1 N- 1
た受信信号 (r、 r、 · · 'r )から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス
0 1 N- 1
削減方法であって、
前記受信信号 (r、 r、 · · · r )を DFT変換して N次の行列（e、 e、 · · · e ) tを
0 1 N- 1 0 1 N- 1 求める第 1の周波数変換ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF T変換して N次の行列（d d · · 'd を求める第 2の周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記 (d d · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化ステップと、
[数 2]
1
0 0 0
1
0 0 0
( 1 )
•
Figure imgf000006_0001
前記 N次の行列 (e e · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成す ることがでさる。
[0018] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチノ ス削減方法を提供 することができる。
[0019] また、上記目的を達成するために、本発明の受信装置は、マルチパス特性を有す る通信回線を経て受信された Νチップの受信信号 (r r · · 'r )を受信する受信
0 1 N- 1
装置であって、
前記受信信号 (r r · · · r )を DFT変換して N次の行列（e e · · · e ) tを
0 1 N- 1 0 1 N- 1 求める第 1の周波数変換手段と、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b b · · 'b )を DF
0 1 N- 1
T変換して N次の行列 (d d · · 'd を求める第 2の周波数変換手段と、
0 1 N- 1
前記 (d d · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化手段と、 [0020] [数 3]
Figure imgf000007_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · ' e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減するように構成することが できる。
[0021] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な受信装置を提供することがで きる。
[0022] また、上記目的を達成するために、本発明の OFDM通信方法は、 Nチップの信号
(a、 a、 · · 'a )を、 OFDM通信方式で送信する送信ステップと、
0 1 N- 1
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の前記 Nチップの 信号の受信信号 (e、 e、 · · · e ) tを受信する受信ステップと、
0 1 N- 1
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- 1
T変換して N次の行列（d、 d、 · · · d ) tを求める周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記列ベクトル (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角
0 1 N- 1
行列を求める対角ィ匕ステップと、
[0023] [数 4]
Figure imgf000008_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパス の影響を減少させるようにして構成することができる。
[0024] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法を簡単の構成で提 供することができる。
[0025] また、上記目的を達成するために、本発明のマルチノ ス削減方法は、 OFDM通信 方式により送信された Nチップの信号 (a、 a、 · · · a )を、マルチパス特性を有する
0 1 N- 1
通信回線を経て受信された周波数領域の受信信号 (r、 r、 · ·，r =e、 e、 · · 'e
0 1 N- 1 0 1 N
)から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法であって、 前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- 1
T変換して N次の行列（d、 d、 · · · d ) tを求める周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記 (d、 d、 · · ' d )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化ステップと、
[0026] [数 5]
Figure imgf000009_0001
受信した受信信号力 生成された N次の行列 (r、 r、 · · 'r =e、 e、 · · 'e )'
0 1 N- l 0 1 N- l に、式 (1)の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減するようにして構成す ることがでさる。
[0027] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能なマルチノス削減方法簡単な 構成で提供することができる。
[0028] また、上記目的を達成するために、本発明のデータ受信装置は、 OFDM通信方式 によりマルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の Nチップの 受信信号 (r、 r、 · · 'r =e、 e、 · · 'e )を受信するデータ受信装置であって、
0 1 N- l 0 1 N- l
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- l
T変換して N次の行列 (d、 d、 · · 'd を求める第 2の周波数変換手段と、
0 1 N- 1
前記 (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化手段と、
[0029] [数 6] 1
0
1
0 0 0
( l )
攀 *
0 0
/ d N -
受信した受信信号力 生成された N次の行列 (r、 r、 · · 'r = e 、 e 、 · · ' e
0 1 N- l 0 1 N- l Γ に、式 (1)の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減するように構成することが できる。
[0030] これにより、周波数領域でマルチパスの影響の除去することにより、雑音の影響を 少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な受信装置を簡単な構成で提 供することができる。
発明の効果
[0031] 本発明によれば、周波数領域でマルチノ スの影響の除去することにより、雑音の影 響を少なくし、正確なマルチパスの補正をすることが可能な通信方法、マルチノス削 減方法及び受信装置を提供することができる。
図面の簡単な説明
[0032] [図 1]受信装置 (その 1)を説明するための図である。
[図 2]完全相補系列の例を説明するための図である。
[図 3]ZCZ系列の例を説明するための図である。
[図 4]マッチドフィルタ (マルチパスのない場合)の出力を説明するための図である。
[図 5]マッチドフィルタ（マルチパスのある場合）の出力を説明するための図である。
[図 6]3チップの入力信号に対するトランスバーサルフィルタを説明するための図であ る。 [[図図 77]]トトラランンススババーーササルルフフィィルルタタのの係係数数のの設設定定をを説説明明すするるたためめのの図図ででああるる。。
[[図図 88]]55チチッッププのの入入力力信信号号にに対対すするるトトラランンススババーーササルルフフィィルルタタをを説説明明すするるたためめのの図図ででああ るる。。
[[図図 99]]図図 66又又はは図図 88ののよよううなな ZZCCZZ機機能能ののフフィィルルタタをを多多数数並並列列にに設設けけたたフフィィルルタタをを説説明明すす るるたためめのの図図ででああるる。。
[[図図 1100]]二二つつのの信信号号のの相相互互相相関関関関数数をを説説明明すするるたためめのの図図ででああるる。。
[[図図 1111]]通通信信回回線線をを経経てて受受信信さされれたた受受信信信信号号とと等等価価なな信信号号得得るる方方法法をを説説明明すするるたためめのの 図図ででああるる。。ななおお、、図図 1111ににおおいいてて、、信信号号 BBはは、、回回線線ののママルルチチパパスス特特性性にに整整合合すするる NNチチッッ ププのの信信号号ででああるる。。
[[図図 1122]]周周波波数数領領域域でで補補正正すするる方方法法をを説説明明すするるたためめのの図図ででああるる。。
[[図図 1133]]受受信信装装置置 ((そそのの 22))をを説説明明すするるたためめのの図図ででああるる。。
[[図図 1144]]受受信信装装置置 ((そそのの 33))をを説説明明すするるたためめのの図図ででああるる。。
[[00003333]] ななおお、、上上記記図図面面ににおおけけるる主主要要なな符符号号ににつついいてて説説明明すするる。。
[[00003344]] 1111、、 1144、、 2255、、 3355はは、、アアンンテテナナででああるる。。
[[00003355]] 1122はは、、パパイイロロッットト信信号号（（トトレレーーニニンンググ信信号号))受受信信部部ででああるる。。
[[00003366]] 1133、、 3322、、 4422はは、、ママルルチチパパスス特特性性測測定定部部ででああるる。。
[[00003377]] 1155、、 3366、、 4466はは、、デデーータタ信信号号受受信信部部ででああるる。。
[[00003388]] 1166、、 3388、、 4488はは、、ママルルチチパパスス除除去去部部ででああるる。。
[[00003399]] 1177、、 3399、、 4499はは、、デデーータタ復復号号部部ででああるる。。
[[00004400]] 3333、、 4433はは、、ママルルチチパパススにに整整合合すするる信信号号のの生生成成部部ででああるる。。
[[00004411]] 3344、、 4444はは、、補補正正信信号号生生成成部部ででああるる。。
[[00004422]] 4477はは、、周周波波数数領領域域変変換換部部ででああるる。。
Figure imgf000011_0001
発明を実施するための最良の形態
[0044] (ZCZ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタ）
マルチパス特性の測定は、種々の方法で測定される。本発明では、厳密なマルチ パス特性の測定を行う必要がある。
[0045] そこで、 ZCZ (zero Correlation Zone Sequence)系列が、マルチパス特性の測定 に用いられている。
一般に、 ZCZ系列は、完全相補系列から生成され、自己相関関数と相互相関関数 がある範囲でゼロとなる一次元系列を ZCZという。図 2に位数 8の完全相補系列の例 を示し、図 3に、図 2の位数 8の完全相補系列から生成された二つの ZCZ系列を示す 。なお、 ZCZ系列は、 4つの組力 構成される完全相補系列からは二つ、 16の組か ら構成される完全相補系列からは四つ生成される。なお、「0」の数は、ベクトル Aとべ クトノレ Bとで、同じである必要があるものの、いくつでもよい。
[0046] 図 3に示す信号 Aを信号 Aのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図 4 (A) に示されているように、
000000080000000
の出力が得られ、
信号 Aを信号 Bのマッチドフィルタに印加するとその出力から、図 4 (B)に示されて いるように、
000000000000000
の出力が得られる。
[0047] 同様に、図 3に示す信号 Bを信号 Bのマッチドフィルタに印加するとその出力から、
000000080000000
の出力が得られ、
信号 Bを信号 Aのマッチドフィルタに印加するとその出力から
000000000000000
が得られる。
[0048] 図 4 (A)の出力が得られる場合において、マルチパスが発生すると、図 5に示される ようなフィルタの出力となる。
[0049] 図 5では、雑音の無!、時間領域に、マルチパス信号を得ることができるので、マル チパス特性を得ることが可能となる。
[0050] 次に、マルチパス特性の測定に必要な、 ZCZ系列を受信したときと同等の特性が 得られるフィルタの設計を説明する。
[0051] 理解を容易にするため、 3チップの信号（1 1 1)について、図 6のフィルタの場 合について説明する。なお、本願発明では、図 6のように、 N個に分岐された枝回路 を有し、各枝回路は、係数器と、該係数器に縦続して遅延回路を設け、更に、加算 器により、 N個に分岐された各枝力 の信号を合成するフィルタを、トランスバーサル フィルタと呼ぶ。
[0052] 図 6のトランスバーサルフィルタは、入力端子 21、係数器 (係数 X ) 22、係数器 (係 数 X ) 23、係数器 (係数 X ) 24、遅延回路（ τ遅延） 25、遅延回路（2 τ遅延） 26及び
2 3
加算器 27から構成されている。なお、 τは、処理する信号のタイムスロットの時間に 相当する遅延時間である。
[0053] 入力端子 21に印加された既知の 3チップの信号（1 1 1)は、その出力端子か ら、図 2に示すように、順次、 X (t )、 X +x (t +T)、 x +χ -χ (t +2Τ)、 χ -χ
3 0 2 3 0 1 2 3 0 1 2
(t +3Τ)、 -χ (t +4Τ)力 出力される。
0 1 0
[0054] なお、一般的に言えば、 Nチップの信号が供給される分岐数 Nのトランスバーサル フィルタの場合は、このトランスバーサルフィルタからは、 2N—1個の時系列信号が 出力される。
[0055] そこで ZCZ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図 7に示すよ うに、その中心の時点 (t +2T)の値を大きくし、その中心の時点に隣接する時点 (t
0 0
+T)及び時点 (t + 3T)の大きさを零とし、時点 (t )及び時点 (t +4T)の大きさを
0 0 0
無視する。
[0056] つまり、
X +x =0 ··· (2)
2 3
X -X =0 ··· (3)
1 2
式（2)及び式（3)を満たしつつ、 X +x -Xを大きくするように、フィルタの係数 X ,
1 2 3 1
X
2及び X
3を設定する。
[0057] つまり、この場合であれば、 X =x =— Xとすれば、既知の 3チップの信号（1 1
1 2 3
—1)を受信したとき、 ZCZ系列を受信したときと同等の出力を得ることができる。
[0058] 5チップの信号の場合について、図 8を用いて説明する。図 8のトランスバーサルフ ィルタの入力端子に、既知の 5チップの信号（1 1 1 1 1)を印加すると、その出 力端子から、図 8に示すように、順次、 X (t )、 X +x (t +T)、 x +χ +χ (t +2Τ )、 x +x +x— x (t + 3T)、 x +x +x -x +x (t +4T)、 x +x x +x (t
2 3 4 5 0 1 2 3 4 5 0 1 2 3 4 0
+ 5T)、x -x +x (t +6T)、 -x +x (t + 7T)、x (t +8T)力 出力される。
1 2 3 0 1 2 0 1 0
[0059] そこで ZCZ系列を受信したときと同等の特性が得られようにするには、図 7と同様に 、時点 (t +4T)の値を大きくし、時点 (t + 3T)及び時点 (t + 5T)の大きさを零とし
0 0 0
、時点 (t )、時点 (t +T)、時点 (t + 2T)、時点 (t + 6T)、時点 (t + 7T)及び時
0 0 0 0 0 点 (t + 8T)の大きさを無視する。
0
[0060] つまり、
時点（t + 3Τ) : χ +χ +χ -χ 0 · · · (4)
0 2 3 4 5
時点（t + 5T) :x +x -x +x 0 - - - (5)
0 1 2 3 4
式 (4)及び式（5)を満たしつつ、時点（t +4T)の X + x + x - X + xを大きくする
0 1 2 3 4 5 ように、トランスバーサルフィルタの係数 X， X、 X、 X及び Xを設定する。
1 2 3 4 5
[0061] し力しながら、求める係数に対して、係数を決定する方程式が、少ないので解は、 不定となる。
[0062] したがって、このようなトランスバーサルフィルタの係数 X , X、 X、 X及び Xは、多
1 2 3 4 5 数存在するので、既知の 5チップの信号（1 1 1 - 1 1)を受信して、 ZCZ系列を 受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。
(マルチパスの測定）
ZCZ系列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタを一つ用いても、 マルチパスの測定は可能である。
[0063] 上述したように、既知の信号を受信したとき、 ZCZ系列を受信したときと同等の出力 を得ることができる同じ機能のフィルタを多数並列に設けたものを図 9に示す。
[0064] 図 9は、既知の信号 Aと、図 6、図 8のような ZCZ機能のフィルタ（信号 Aに対して、 Z CZフィルタの機能を呈するフィルタ）を多数並列に設けたノイズサプレッシングフィル タ 320力ら構成されている。ノイズサプレッシングフィルタ 320は、 ZCZ系列を受信し たときと同等の出力を得ることができるフィルタ 321〜325及び加算器 33から構成さ れている。なお、フィルタ 321〜325は、それぞれ異なるフィルタとする。
[0065] 上述したように、既知の 5チップの信号（1 1 1 - 1 1)を受信したとき、 ZCZ系 列を受信したときと同等の出力を得ることができるフィルタは多数存在する。 [0066] そこで、既知の 5チップの信号（1 1 1 1 1)を受信するとき、 ZCZ系列を受信 したときと同等の出力を得ることができるフィルタ 321〜325で同時に受信して、それ を加算器 33で加算する。これにより、 SN比を向上させることができる。
[0067] つまり、既知の信号 Aとノイズサプレッシングフィルタ 320との間で、雑音が信号に 加算されたとしても、信号はフィルタ 321〜325から同相で出力される力 雑音は、フ ィルタ 321〜325からランダムな位相で出力されるので、加算された信号の SN比は 向上する。
[0068] 上述したように、与えられた信号に対して、 ZCZ出力を得るフィルタを N個作り、 N 個のフィルタ出力を加算するように構成することによって、ノイズサプレッシングフィル タが構成される。
[0069] 既知の 5チップの信号（1 1 1 -1 1)を受信したとき、通信回線にマルチパスが あれば、このフィルタの出力は、 ZCZ系列を受信したときと同等の出力であるので、こ のフィルタにより、マルチパス特性を測定することができる。
[0070] 図 9のフィルタを用いて、正確なマルチノス特性を測定することができる。
(二つの信号の相互相関関数）
「Nチップの信号 A (a、 a、 · · ·、 a 、 a；)」と「周期 Nの Nチップの信号 B (---b
O 1 N-l 0 N-l
、b、b、 ···!） 、b ···)」との相互相関関数を、図 10を用いて説明する。
0 1 N-1 0
[0071] 先ず、（1)「Nチップの信号 A (a、 a、 · · 'a ；)」を DFT変換して周波数領域の N
0 1 N-l
次の行列（c、 c、 · · · c ) tを生成する。なお、〃t "は転置行列を表して 、る。
0 1 N-1
[0072] 次いで、（2)周期 Nの「Nチップの信号 B(b、 b、 · · 'b ；)」を DFT変換して周波
0 1 N-1
数領域の N次の行列（d、 d、 · · · d )を生成する。
0 1 N-l
[0073] 次いで、（3)N次の行列（c , c , ---c )tの要素と、 N次の行列（d、（！、 ···(！
0 1 N-l 0 1 N-l
)tの要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、 N次の行列 (c /d、 c /d、 ·
0 0 1 1
• · c /d ) tを生成する。なお、 7d"は、 dの複素共役を表して 、る。
N-l N-1
[0074] (4)ここで、周波数領域の N次の行列（c /d、 c /d、 · · · c /d )を逆 DFT変
0 0 1 1 N-l N-l
換することにより、周期 Nの信号 (a、 a、 · · 'a )と?^チップの信号 (b、 b、 · · 'b
0 1 N-l 0 1 N-
)との相互相関関数を得ることができる。
(受信信号の推定） 受信信号は、送信信号と通信回線に整合する信号とのクロスリレーションであるの で、図 10において、信号 Bとして、通信回線に整合する信号を与えることができれば 、周波数領域の N次の行列（c /d、 c /d、 · · 'c /d を逆 DFT変換することに
0 0 1 1 N-1 N-1
より、通信回線を経た Nチップの受信信号 (r、 r、 · · 'r )を得ることができる。
0 1 N-1
[0075] これを、図 11を用いて説明する。先ず、（1)「Nチップの信号 A (a、 a、 · · 'a ；)」
0 1 N-1 を DFT変換して周波数領域の N次の行列（c、 c、 · · · c ) tを生成する。
0 1 N-1
[0076] 次いで、（2)通信回線に整合する信号周期 Nの「Nチップの信号 B(b、 b、 · · 'b
0 1 N-
)」を DFT変換して周波数領域の N次の行列（d、 d、 · · · d )を生成する。
1 0 1 N-1
[0077] 次いで、（3)N次の行列（c , c , ---c )tの要素と、 N次の行列（d、 （！ 、 · · ·(！
0 1 N-1 0 1 N-1 の要素の複素共役とを、対応する要素毎に乗算して、 N次の行列 (c /d、 c /d、 ·
0 0 1 1
••c /d を生成する。
N-1 N-1
[0078] (4)ここで、周波数領域の N次の行列（c /d、 c /d、 · · · c /d )を逆 DFT変
0 0 1 1 N-1 N-1
換すると、通信回線を経た Nチップの受信信号 (r、 r、 · · )と等価な信号を得る
0 1 N-1
ことができる。
[0079] したがって、「Νチップの信号 A (a、 a、 · · · a ；)」と「通信回線に整合する信号 B (
0 1 N-1
b、 b、 · · 'b )jとから、信号 Aの受信信号を推定することができる。
0 1 N-1
[0080] ここで、マルチパス特性のみを有する通信回線に整合する信号の例を、 4チップの 場合を例として説明する。先ず、例えば、図 9のフィルタを用いて、正確なマルチノ ス 特性を測定する。その結果、（1、 -1/2J/4, 0)のマルチパスが測定されたとする 。この場合の「通信回線に整合する信号」であるマルチパスに整合する 4チップの信 号 B(b、b、b、b )は、（1、0、 一 jZ4、 一 1Z2)となる。
0 1 2 3
(マルチパスの周波数領域での補正）
次に、マルチパスの周波数領域での補正について、図 12を用いて説明する。
[0081] (1)先ず、送信側は、 Nチップの信号 A (a、 a、 · · 'a )を送信する。
0 1 N-1
[0082] (2)受信側で、マルチパス特性を有する通信回線を経て送信された (1)の Nチップ の信号を受信する。この受信信号を受信信号 R (r、 r、 · · 'r )とする。
0 1 N-1
[0083] (3)次 、で、受信側では、この受信信号 R (r、 r、 · · 'r )を DFT変換して N次の
0 1 N-1
行列（e、e、 '"e を求める（Sl)。
0 1 N-1 [0084] (3)受信側では、この受信処理を並行して、または、この受信処理に先だって、前 記通信回線のマルチノ ス特性を測定する（S2)。
[0085] マルチパス特性の測定は、パイロット信号 (マルチパス特性測定用信号）として、 ZC
Z系列の信号を用いても良いし、所定のパイロット信号に対して、図 9のフィルタを用 いてもよい。
[0086] マルチパスの測定は、通信に先だってパイロット信号を送信して、通信に先だって 行っても良いし、パイロット信号とデータ信号とを同時に送信し、リアルタイム (通信し ながら）で、マルチパスの測定を行うようにしてもよい。
[0087] パイロット信号とデータ信号とを同時に送信する場合は、パイロット信号とデータ信 号とが、直交関係にある信号を用いる。
[0088] (4)次!、で、マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 B (b、 b、 · · 'b
0 1 N
)を求める（S3)。
[0089] (4)次!、で、この信号 B (b、 b、 . · · b )を DFT変換して N次の行列（d、 d、 . · ·
0 1 N- l 0 1 d を求める（S4)。
N- l
[0090] (5)次いで、前記列ベクトル (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式
0 1 N- 1
(1)の対角行列を求める（S6)。
[0091] [数 7]
1
0
/d0
1
0 0 0
/ ( 1 )
• 警
Figure imgf000017_0001
式（1)が、マルチパスの影響を減少させるための、補正信号となる。
[0092] (6)前記 N次の行列（e、 e、 · · ' e に、式（1)の対角行列を乗算することにより 、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少させ、補正された信 号を得る。なお、〃t"は転置行列を表し、 7d"は、 dの複素共役を表す。
(受信装置）
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された Nチップの受信信号 (r、r、 ·
0 1
• τ )を受信し、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパスの影響を減少さ
N- 1
せる受信装置について、図 13を用いて説明する。
[0093] 図 13の受信機は、マルチパス特性測定部 42、マルチパスに整合する信号の生成 部 43、補正信号生成部 44、アンテナ 45、データ信号受信部（時間領域) 46、周波 数領域変換部 47、マルチノ ス除去部 48及びデータ復号部 49から構成されて 、る。
[0094] マルチパス特性測定部 42は、通信回線のマルチパスを測定する。マルチパスに整 合する信号の生成部 43は、マルチパス特性測定部 42で測定したマルチパス特性に 基づいて、マルチパスに整合する信号 B (b、 b、 · · 'b )を生成する。補正信号生
0 1 N- 1
成部 44は、信号 B (b、 b、 · · 'b )を DFT変換して N次の行列（d、 d、 · · 'd
0 1 N- 1 0 1 N- 1 Υ を求め、更に、この N次の行列（d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする対角
0 1 N- 1
行列を生成として、補正信号を生成する。
[0095] マルチパスの影響を受けた受信波は、データ信号受信部 46で受信ベースバンド信 号 (r、 r、 · · )に変換される。周波数領域変換部 47で、ベースバンド信号に変
0 1 N- 1
換された時間軸の受信信号 (r、 r、 · · 'r )を DFT変換して N次の行列（e、 e、 ·
0 1 N- 1 0 1
••e ) tを求める。
N- 1
[0096] マルチパス除去部 48で、前記 N次の行列（e、 e、… e ) tに、補正信号生成部
0 1 N- 1
24で生成された対角行列を乗算して、受信ベースバンド信号 (r、 r、 · · 'r )から
0 1 N- 1 マルチパスの影響を削減する。データ復号部 49では、マルチパスの影響が除去され たデータを復号する。
(OFDM受信装置）
OFDMの場合の受信装置について、図 14を用いて説明する。図 14の受信装置は 、マルチパス特性測定部 32、マルチパスに整合する信号の生成部 33、補正信号生 成部 34、アンテナ 35、データ信号受信部 (周波数領域） 36、マルチパス除去部 38 及びデータ復号部 39から構成されて ヽる。 [0097] 図 14では、データ信号受信部 (周波数領域) 36では、周波数領域の信号を出力す る。その結果、図 13の周波数領域変換部 27が不要となっている。他の構成は、図 1 3と同様であるので、説明は省略する。
[0098] データ信号受信部 (周波数領域） 36は、無線周波数力 ベースバンド OFDMを出 力する受信装置であり、信号が載せられている周波数を取り出す装置である。つまり 、それぞれの周波数 f 、 f 、 · · 'f に信号が載せられている場合、その周波数 f 、 f
0 1 N- l 0 1
、 · · ·ί の大きさを得る装置である。
N- 1
[0099] したがって、周波数 f 、f 、 · ' ·ί の大きさは、（c /d、 c /d、 . ' 'c /d )に対
0 1 N- l 0 0 1 1 N- l N- l 応する。したがって、このデータを用いて、図 13と同様に、周波数領域でマルチパス の補正を行うことができる。
[0100] なお、本願明細書では、スペクトラム拡散通信方式で用いることを前提に、変調信 号を「チップ」と表現している力 スペクトラム拡散通信方式以外でも、用いることがで きる。この場合は、「チップ」は、変調信号である「ビット」、「シンボル」等の意味に解す る。
[0101] なお、本発明は、 OFDM, ZCZ、 DFT等を用いた種々の多重伝送方式に適用す ることがでさる。
[0102] 以上、発明を実施するための最良の形態について説明を行った力 本発明は、こ の最良の形態で述べた実施の形態に限定されるものではない。本発明の主旨をそこ なわな 、範囲で変更することが可能である。
[0103] 本件国際出願は、 2006年 1月 23日に出願した日本国特許出願 2006— 14025号 に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願 2006— 14025号の全内容 を本国際出願に援用する。

Claims

請求の範囲
Nチップの信号（a 、 a 、 · · · a )を送信する送信ステップと、
0 1 N- 1
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された前記 Nチップの信号の受信信 号 (r 、 r 、 · · 'r )を DFT変換して N次の行列（e 、 e 、 · · ' e を求める第 1の周
0 1 N- 1 0 1 N- 1
波数変換ステップと、
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Νの Νチップの信号 (b 、 b 、 · · 'b )を DF
0 1 N- 1
T変換して N次の行列（d 、 d 、 · · 'd を求める第 2の周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記列ベクトル (d 、 d 、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角
0 1 N- 1
行列を求める対角ィ匕ステップと、
[数 8]
Figure imgf000020_0001
前記 N次の行列 (e 、 e 、 · · ' e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパス の影響を減少させたことを特徴とする通信方法。
なお、〃t〃は転置行列を表し、 7d〃は、 dの複素共役を表す。
[2] 送信された Nチップの信号 (a 、 a 、 · · · a )を、マルチノ ス特性を有する通信回線
0 1 N- 1
を経て受信した受信信号 (r 、 r 、 · · )から、前記マルチパスの影響を少なくする
0 1 N- 1
マルチパス削減方法にお 、て、
前記受信信号 (r 、 r 、 · · · r )を DFT変換して N次の行列（e 、 e 、 · · · e ) tを 求める第 1の周波数変換ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- l
T変換して N次の行列（d、 d、 · · 'd を求める第 2の周波数変換ステップと、
0 1 N- 1
前記 (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化ステップと、
[数 9]
Figure imgf000021_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N- 1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減することを特徴とする マルチパス削減方法。
[3] マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された Νチップの受信信号 (r、 r、 · ·
0 1
•r )を受信する受信装置において、
N- 1
前記受信信号 (r、 r、 · · · r )を DFT変換して N次の行列（e、 e、 · · · e ) tを
0 1 N- 1 0 1 N- 1 求める第 1の周波数変換手段と、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N- 1
T変換して N次の行列 (d、 d、 · · 'd を求める第 2の周波数変換手段と、
0 1 N- 1
前記 (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N- 1
る対角化手段と、
[数 10]
Figure imgf000022_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N-1
算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減することを特徴とする受信 装置。
Nチップの信号（a、 a、 · · · a )を、 OFDM通信方式で送信する送信ステップと、
0 1 N-1
マルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の前記 Nチップの 信号の受信信号 (e、 e、 · · · e ) tを受信する受信ステップと、
0 1 N-1
前記通信回線のマルチパス特性を測定する測定ステップと、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N-1
T変換して N次の行列（d、 d、 · · · d ) tを求める周波数変換ステップと、
0 1 N-1
前記列ベクトル (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角
0 1 N-1
行列を求める対角ィ匕ステップと、
[数 11]
Figure imgf000023_0001
前記 N次の行列 (e、 e、 · · 'e に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗
0 1 N-1
算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、周波数領域で受信信号を補正して、マルチパス の影響を減少させたことを特徴とする OFDM通信方法。
OFDM通信方式により送信された Nチップの信号（a、 a、 · · · a )を、マルチパス
0 1 N-1
特性を有する通信回線を経て受信された周波数領域の受信信号 (r、 r、 · · 'r =
0 1 N-1 e、 e、 · · 'e )から、前記マルチパスの影響を少なくするマルチパス削減方法にお
0 1 N-1
いて、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N-1
T変換して N次の行列（d、 d、 · · · d ) tを求める周波数変換ステップと、
0 1 N-1
前記 (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N-1
る対角化ステップと、
[数 12]
0 0 0
/d〔
0 0
/ (1)
1
0 0 0
Id N-
受信した受信信号から生成された N次の行列 (r、 r、 · · =e、 e、 · · )
0 1 N-l 0 1 Ν-1 に、式 (1)の対角行列を乗算する対角行列乗算ステップとを有し、
前記対角行列乗算ステップにより、マルチパスの影響を削減することを特徴とする
OFDMマルチパス削減方法。
OFDM通信方式によりマルチパス特性を有する通信回線を経て受信された周波数 領域の Nチップの受信信号 (r、 r、 · · 'r =e、 e、 · · 'e )を受信する受信装置
0 1 N-l 0 1 N-l
において、
前記マルチパス特性に整合する周期 Nの Nチップの信号 (b、 b、 · · 'b )を DF
0 1 N-l
T変換して N次の行列 (d、 d、 · · 'd を求める第 2の周波数変換手段と、
0 1 N-1
前記 (d、 d、 · · 'd )を対角行列の対角成分とする、次式（1)の対角行列を求め
0 1 N-1
る対角化手段と、
[数 13]
1
0 0 0
Figure imgf000025_0001
0 0 0
. /dN—
受信した受信信号力 生成された N次の行列 (r、 r、 · ·，r =e、 e、 · · .e
0 1 N-l 0 1 N-l に、式（1)の対角行列を乗算する対角行列乗算手段とを有し、
前記対角行列乗算手段により、マルチパスの影響を削減することを特徴とする OF DM受信装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011137699A1 (en) * 2010-05-06 2011-11-10 Panasonic Corporation Orthogonal codes based code division multiplexing method, multiplexing device, and de-multiplexing device

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0575568A (ja) * 1991-01-17 1993-03-26 Fr Telecom 通信路の周波数応答の評価と限界判定を備えた時間周波数領域に多重化されたデイジタルデータをコヒレント復調するための装置
JPH11163822A (ja) * 1997-11-26 1999-06-18 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho Ｏｆｄｍ用受信装置
JP2000115124A (ja) * 1998-06-29 2000-04-21 Alcatel マルチキャリア受信機
JP2003509959A (ja) * 1999-09-14 2003-03-11 フランス テレコム 多重搬送波と符号分割多元接続との変調技術の組合せを使用した受信機における等化方法
JP2003101503A (ja) * 2001-09-21 2003-04-04 Mega Chips Corp Ｏｆｄｍ用等化装置およびｏｆｄｍ用等化方法
JP2004503180A (ja) * 2000-07-07 2004-01-29 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 地上波デジタルｔｖ受信のための周波数領域の等化器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0575568A (ja) * 1991-01-17 1993-03-26 Fr Telecom 通信路の周波数応答の評価と限界判定を備えた時間周波数領域に多重化されたデイジタルデータをコヒレント復調するための装置
JPH11163822A (ja) * 1997-11-26 1999-06-18 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho Ｏｆｄｍ用受信装置
JP2000115124A (ja) * 1998-06-29 2000-04-21 Alcatel マルチキャリア受信機
JP2003509959A (ja) * 1999-09-14 2003-03-11 フランス テレコム 多重搬送波と符号分割多元接続との変調技術の組合せを使用した受信機における等化方法
JP2004503180A (ja) * 2000-07-07 2004-01-29 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 地上波デジタルｔｖ受信のための周波数領域の等化器
JP2003101503A (ja) * 2001-09-21 2003-04-04 Mega Chips Corp Ｏｆｄｍ用等化装置およびｏｆｄｍ用等化方法

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011137699A1 (en) * 2010-05-06 2011-11-10 Panasonic Corporation Orthogonal codes based code division multiplexing method, multiplexing device, and de-multiplexing device
US8837270B2 (en) 2010-05-06 2014-09-16 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Orthogonal codes based code division multiplexing method, multiplexing device, and de-multiplexing device
US9112643B2 (en) 2010-05-06 2015-08-18 Panasonic Intellectual Property Corporation Of America Communication method and communication apparatus
US9379857B2 (en) 2010-05-06 2016-06-28 Sun Patent Trust Communication method and communication apparatus
US9602259B2 (en) 2010-05-06 2017-03-21 Sun Patent Trust Communication method and communication apparatus
US9948421B2 (en) 2010-05-06 2018-04-17 Sun Patent Trust Communication method and communication apparatus
US10305619B2 (en) 2010-05-06 2019-05-28 Sun Patent Trust Communication method and communication apparatus
US10826639B2 (en) 2010-05-06 2020-11-03 Sun Patent Trust Communication method and communication apparatus

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