CN101753172A - 直接系列扩频的码跟踪方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种直接系列扩频的码跟踪方法，包括如下步骤：本地伪噪声码产生器产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号；接收到的信号与所述延迟信号运算得到多个误差信号；合并上述各误差信号，得到环路误差信号；所述环路误差信号处理后控制本地振荡器，改变所述伪噪声码产生器产生的延迟信号预定时延。本发明还涉及一种码跟踪装置。实施本发明的直接系列扩频的码跟踪方法及装置，具有以下有益效果：由于采取相关的多个延时信号而得到多个误差信号，再由多个误差信号得到环路误差信号而控制预定延时，在多径衰落信道中，跟踪环路能够收集多条路径的能量，达到多径分集增益。

Description

直接系列扩频的码跟踪方法及装置

技术领域

本发明涉及通讯领域，更具体地说，涉及一种直接系列扩频系统的码跟踪方法及装置。

背景技术

直接系列扩频(DS/SS)技术由于其抗干扰能力强、保密性好，便于接入和选址及具有较高的频谱利用率等特点，在当今的无线通信系统中发挥着重要的作用。DS/SS系统被广泛地应用于军事通信、民用通信、卫星通信、测量和遥控等领域。在DS/SS系统接收机的诸多关键技术中，PN码序列的同步是扩频系统最为关键的技术之一，其好坏直接影响到系统的容量及服务质量。DS/SS系统在接收端要完成的一项关键任务是实现本地产生的PN码与接收信号中的PN码在结构、频率和相位上达到完全一致，否则就不能有效地解扩得到所发送的信息。同步电路如果失效，将严重影响系统的误码性能，甚至导致整个系统瘫痪。通常，DS/SS系统的PN码同步过程分两步进行：首先是粗同步，进行码捕获，调节本地PN码的频率和相位，使本地产生的PN码与接收到的PN码间定时误差小于一个或1/2的码片间隔；然后进行码跟踪，自动调整本地码相位，进一步缩小定时误差，达到和保持本地码与接收PN码频率和相位精确同步。码跟踪作为同步的微调过程，是决定最终能否达到同步解扩的关键。因此，实现精确而稳定的码跟踪是保障高质量通信的关键。一般而言，实现本地序列相位对接收信号的扩频序列相位的跟踪的关键，在现有技术中采用正确地检测出接收序列和本地序列的相位差(或时延差)，再用相位误差控制信号去调节本地序列的相位。延迟锁定环的鉴相特性是根据PN码的自相关特性实现的：两个PN序列在时延上的差可通过相关运算鉴别出来，即相关输出随时延差的绝对值减小而增大。传统码跟踪环如图1所示，采用了两个独立的相关器，接收信号r(t)分成两路：一路同准时PN码

相关，其中表示需要跟踪的未知时延τ的估计值；另一路同超前本地参考码

与滞后本地参考码相减的差分信号相关，T_c表示PN码的码片宽度，Δ为超前/滞后间隔，可采用0.5的取值。两路相关器输出结果经过带通滤波器(BPF)滤除噪声后相乘得到误差控制信号。误差控制信号经环路滤波器后用于修正压控振荡器(VCO)的频率，进而调整PN码产生器输出的本地解扩PN码的时延，从而形成一个反馈的闭合环路。

除高斯白噪声外，多径干扰也是DS/SS系统码跟踪误差的主要来源之一。多径效应指的是由于接收机所处地理环境的复杂性，使得接收到的信号不仅有直射波的主径信号，还有从不同建筑物和障碍物反射过来以及绕射过来的多条不同路径(path)的信号。这些多径信号到达接收机的时间有先有后，而且它们到达时的信号强度以及到达时的载波相位都是不一样的。在传统的码跟踪环路如时延锁定环里，由于各径信号之间残余的互相关，即多径干扰，使得正常理想的S曲线上叠加了时变的多径干扰导致的多余分量，从而导致S曲线的失真，锁定点也将偏离原点而产生跟踪时延偏差(bias)，即在环路锁定的情况下依然存在跟踪误差，从而导致跟踪性能的明显下降。码跟踪环的估计时延用于产生解扩的本地码，由于接收机的信号功率与接收到的PN码和该本地PN码的相关系数平方成正比，如0.11码片宽度的时延偏移会导致接收端解扩信号功率下降1dB，时延偏差和跟踪误差会严重影响接收机的性能，影响正常的解扩。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述由于多径干扰导致跟踪性能下降的缺陷，提供一种即使存多径干扰其跟踪性能也较好的直接系列扩频的码跟踪方法及装置。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种直接系列扩频的码跟踪方法，包括如下步骤：

A)本地伪噪声码产生器产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号；

B)接收到的信号与所述延迟信号运算得到多个误差信号；

C)合并上述各误差信号，得到环路误差信号；

D)所述环路误差信号处理后控制本地振荡器，改变所述伪噪声码产生器产生的延迟信号预定时延。

在本发明所述的码跟踪方法中，相邻两个延迟信号的延迟时间之差为一个单位延迟时间。

在本发明所述的码跟踪方法中，所述延迟信号包括准时延迟信号和差分延迟信号，所述准时延迟信号和差分延迟信号分别与所述接收到的信号运算得到准时乘法支路输出信号和差分乘法支路信号。

在本发明所述的码跟踪方法中，所述步骤B)进一步包括如下步骤：

B1)接收到的信号与准时延迟信号相乘，并通过低通滤波，得到准时乘法支路输出信号；

B2)接收到的信号与其延时与步骤B1)中准时延迟信号延迟时间相同的差分延迟信号相乘，并通过低通滤波，得到差分乘法支路输出信号；

B3)将上述准时乘法支路信号与所述差分乘法支路信号相乘，得到误差信号。

在本发明所述的码跟踪方法中，所述步骤C)中合并所述误差信号是使所述各误差信号相加。

本发明还涉及一种码跟踪装置，包括用于产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号的伪噪声码产生器，还包括处理接收到的信号及所延迟信号并产生多个误差信号的误差信号产生单元以及将所述各误差信号合并的环路误差产生单元，所述环路误差产生单元输出环路误差信号通过环路滤波器后控制所述本地振荡器，改变所述伪噪声码产生器输出延迟信号的预定延迟时间。

在本发明所述的码跟踪装置中，所述误差信号产生单元包括多个误差信号产生通道，所述误差信号产生通道与所述伪噪声码产生器输出的、具有不同延迟时间的延迟信号连接，所述相邻的误差信号产生通道与延迟时间相差一个单位延迟时间的延迟信号连接。

在本发明所述的码跟踪装置中，所述误差产生通道包括第一乘法器及连接作为所述乘法器输入的准时误差信号支路和差分误差信号支路。

在本发明所述的码跟踪装置中，所述准时误差信号支路包括准时乘法器及作为所述准时乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的准时延迟信号；所述差分误差信号支路包括差分乘法器及作为所述差分乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的差分延迟信号；所述一个误差信号产生通道的准时延迟信号和差分延迟信号的延迟时间相同。

在本发明所述的码跟踪装置中，还包括多个用于使通过的信号延迟一个单位时间的单位时间延迟装置，所述单位时间延迟装置串接在所述伪噪声码产生器的准时延迟信号及差分延迟信号的输出端与所述误差信号产生单元之间。

实施本发明的直接系列扩频的码跟踪方法及装置，具有以下有益效果：由于采取相关的多个延时信号而得到多个误差信号，再由多个误差信号得到环路误差信号而控制预定延时，在多径衰落信道中，跟踪环路能够收集多条路径的能量，达到多径分集增益。

附图说明

图1是传统码跟踪环的结构示意图；

图2是本发明直接系列扩频的码跟踪方法及装置实施例中方法流程图；

图3是所述实施例中装置的逻辑框图；

图4是所述实施例中误差信号产生通道结构示意图；

图5是所述实施例装置电路图；

图6是所述实施例中环路S曲线示意图；

图7是所述实施例中多径衰落信道下环路的S曲线；

图8是所述实施例中不同滚降系数α和不同多径数目M下的均方根跟踪误差示意图；

图9是所述实施例中不同滚降系数α和不同多径数目M下的MTLL平均性能示意图；

图10是本发明另一实施例电路图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明实施例作进一步说明。

如图2所示，在本发明直接系列扩频的码跟踪方法及装置实施例中，其码跟踪方法包括如下步骤：

步骤S11伪噪声码产生器产生多个其延迟时间与预定延迟时间及单位延迟时间的预定倍数相关的延迟信号：在本步骤中，本地(即该接收装置)的伪噪声码产生器产生多个延迟信号，这些延迟信号分为两大类，每类均包括多个信号，在本实施例中，延迟信号分为准时延迟信号和差分延迟信号两类。每类延迟信号包括M个(本实施例中，M＝4)。第m个准时延迟信号为(m＝1，2，...，M)中，下标o代表准时信号，τ表示需要跟踪的未知时延，

表示其估计值；

是第一个准时延迟信号，第二个准时延迟信号

比第一个准时延迟信号延迟一个单位时间，以此类推，

(m＝1，2，...，M)是

通过m-1个单位时间延迟装置而得，即

比

延迟m-1个单位时间；差分延迟信号

(m＝1，2，...，M)中下标Δ代表差分信号，上标1代表第1差分信号，上标m代表第m个差分延迟信号，类似地，第二个差分延迟信号比第一个差分延迟信号

延迟一个单位时间，(m＝1，2，...，M)是

通过m-1个单位时间延迟装置而得，即

比

延迟m-1个单位时间。

步骤S12延迟信号中的准时延迟信号与接收信号运算，得到多个准时误差信号：在本步骤中，将上述步骤中得到的各准时延迟信号分别与该接收装置接收到的信号运算，得到多个准时误差信号。当然，这些准时延迟信号与接收信号是在不同的单元中进行运算的。且其输出也是分开的，及每个准时误差信号是独立的、不与其他准时误差信号连接的。在本实施例中，上述运算是将上述各准时延迟信号分别与接收信号相乘，而得到多个准时误差信号。

步骤S13延迟信号中的差分延迟信号与接收信号运算，得到多个差分误差信号：在本步骤中，将上述步骤中得到的各差分延迟信号分别与该接收装置接收到的信号运算，得到多个差分误差信号。当然，这些差分延迟信号与接收信号的运算是在不同的单元中进行运算的。且其输出也是分开的，及每个差分误差信号是独立的、不与其他差分误差信号连接的。在本实施例中，上述运算是将上述各差分延迟信号分别与接收信号相乘，而得到多个差分误差信号。

步骤S14由相应的差分误差信号与准时误差信号得到多个误差信号：在本步骤中，将在上面步骤中得到的相应的差分误差信号与准时误差信号相乘，而得到多个误差信号，这里所讲的相应是指其编号一致，也就是产生该差分误差信号及准时误差信号的差分延迟信号及准时延迟信号的延迟时间相同，例如，第1个准时延迟信号

与接收信号形成的第1准时误差信号与第1差分延迟信号

与接收信号形成的第1差分误差信号就是相应的，其相乘得到第1误差信号；第m个准时延迟信号

与接收信号形成的第m准时误差信号与第m差分延迟信号

与接收信号形成的第m差分误差信号就是相应的，其相乘得到第m误差信号。

步骤S15由多个误差信号得到环路误差信号：在本步骤中，将步骤S13、步骤S14中得到的多个误差信号相加，得到环路误差信号。

步骤S16环路误差信号控制伪噪声码产生器，改变预定延迟时间：在本步骤中，将上述环路误差信号通过环路滤波器，使其控制本地振荡器的参数，从而使得本地的伪噪声码产生器的预定延迟时间得到调整，并返回步骤S11开始再次执行，因而使得该接收装置能够稳定地以较高的质量跟踪接收到信号的延迟。

在本实施例中，还揭示了一种直接系列扩频的码跟踪装置，如图3、4所示，该装置包括用于产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号的伪噪声码产生器1，还包括处理接收到的信号及所延迟信号并产生多个误差信号的误差信号产生单元5以及将所述各误差信号合并的环路误差产生单元6，所述环路误差产生单元6输出环路误差信号通过环路滤波器3后控制所述本地振荡器3，改变所述伪噪声码产生器1输出延迟信号的预定延迟时间。所述误差信号产生单元1包括多个误差信号产生通道(参见图4)，所述误差信号产生通道与所述伪噪声码产生器输出的、具有不同延迟时间的延迟信号连接，所述相邻的误差信号产生通道与延迟时间相差一个单位延迟时间的延迟信号连接。图4示出了一个误差产生通道的具体结构，在图4中，误差产生通道包括第一乘法器53及连接作为所述乘法器53输入的准时误差信号支路51和差分误差信号支路52。所述准时误差信号支路51包括准时乘法器及作为所述准时乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的准时延迟信号；所述差分误差信号支路52包括差分乘法器及作为所述差分乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的差分延迟信号；所述一个误差信号产生通道的准时延迟信号和差分延迟信号的延迟时间相同。在本实施例中，还包括多个用于使通过的信号延迟一个单位时间的单位时间延迟装置4，所述单位时间延迟装置4串接在所述伪噪声码产生器的准时延迟信号及差分延迟信号的输出端与所述误差信号产生单元之间。伪噪声码产生器的准时延迟信号与差分延迟信号在由伪噪声码产生器1输出时，具有预定时延的延迟时间，为第一准时延迟信号与第一差分延迟信号，在通过一个单位时间延迟装置4后，其延迟时间变为一个单位时间加上一个预定时延，此时，该信号成为第2准时延迟信号或差分延迟信号，以此类推。这些准时延迟信号或差分延迟信号分别连接到上述不同的准时误差信号支路51和差分误差信号支路52上，与接收信号运算，得到不同的误差信号。

按照上面描述的内容，码跟踪环对接收信号中的M条多径信号进行处理，M数目越大，获得的多径分集增益越大，环路性能越好，但同时环路的复杂度会升高，因此M的选取可以综合考虑性能和复杂度的折衷。如图10所示，接收信号001r(t)分别输送给M条准时乘法器支路和M条差分乘法器支路。这里我们c(t-τ)用来表示延迟后的PN码，T_c表示PN码的码片宽度，τ表示需要跟踪的未知时延，

表示其估计值， $\mathrm{\ξ}=(\mathrm{\τ}-\widehat{\mathrm{\τ}})/T_c$ 代表归一化的跟踪误差。在第1准时乘法器支路，接收信号001r(t)输入到002乘法器中，与008本地PN码产生器产生的信号

相乘，

的下标o代表准时信号，上标1代表第1准时乘法器支路。02乘法器的乘积输出到015带通滤波器，经滤波产生信号y_o ¹(t，ξ)。以此类推，在第m准时乘法器支路中(m＝2，3，...，M-1)，接收信号r(t)输入到003乘法器中，与信号

相乘，乘积输出到016带通滤波器，经滤波产生信号y_o ^m(t，ξ)。在第M准时乘法器支路中，接收信号r(t)输入到004乘法器中，与信号

相乘，乘积输出到017带通滤波器，经滤波产生信号y_o ^M(t，ξ)。同时，在第1差分乘法器支路，接收信号001r(t)输入到005乘法器中，与008本地PN码产生器产生的信号

相乘，

的下标Δ代表差分信号，上标1代表第1差分乘法器支路。005乘法器的乘积输出到018带通滤波器，经滤波产生信号y_Δ ¹(t，ξ)。以此类推，在第m差分乘法器支路中(m＝2，3，...，M-1)，接收信号r(t)输入到006乘法器中，与信号

相乘，乘积输出到019带通滤波器，经滤波产生信号y_Δ ^m(t，ξ)。在第M差分乘法器支路中，接收信号r(t)输入到007乘法器中，与信号

相乘，乘积输出到020带通滤波器，经滤波产生信号y_Δ ^M(t，ξ)。在乘法器021中，第1准时乘法器支路得到的y_o ¹(t，ξ)信号与第1差分乘法器支路得到的y_Δ ¹(t，ξ)信号相乘，得到第1支路的误差控制信号e¹(t，ξ)。在乘法器022中，第m(m＝2，3，...，M-1)准时乘法器支路得到的y_o ^m(t，ξ)信号与第m差分乘法器支路得到的y_Δ ^m(t，ξ)信号相乘，得到第m支路的误差控制信号e^m(t，ξ)。在乘法器023中，第M准时乘法器支路得到的y_o ¹(t，ξ)信号与第M差分乘法器支路得到的y_Δ ^M(t，ξ)信号相乘，得到第M支路的误差控制信号e^M(t，ξ)。之后，所有支路的误差控制信号相加合成得到环路的总误差控制信号e(t，ξ)：

$e(t,\mathrm{\ξ})=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{e}^m(t,\mathrm{\ξ})$

e(t，ξ)经过025环路滤波器后驱动026VCO(压控振荡器)或NCO(数控振荡器)，进而调整008PN码产生器输出的本地PN码的时延从而形成一个反馈的闭合环路。

其中，008本地PN码产生器产生的

信号为： $s_o^1(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}).$

信号经过009延迟单元得到 $s_o^2(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=s_o^1(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c)=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c);$

经过m-1个延迟单元得到第m支路准时乘法器的输入 $s_o^m(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-m{T}_c+T_c);$

经过M-1个延迟单元得到第m支路准时乘法器的输入 $s_o^M(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{MT}}_c+T_c);$ 008本地PN码产生器产生的

信号为：

$s_{\mathrm{\Δ}}^1(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c).$

其中，Δ为超前/滞后间隔，可采用0.5的取值。

信号经过012延迟单元得到 $s_{\mathrm{\Δ}}^2(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{2T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c);$

经过m-1个延迟单元得到第m支路准时乘法器的输入：

$s_{\mathrm{\Δ}}^m(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{mT}}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{mT}}_c+T_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)$

$+c(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_c-{\mathrm{mT}}_c+{2T}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{mT}}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)$

经过M-1个延迟单元得到第M支路准时乘法器的输入

$s_{\mathrm{\Δ}}^M(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{MT}}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}{-\mathrm{MT}}_c+T_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)$

$+c(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_c-{\mathrm{MT}}_c+{2T}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{MT}}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c).$

图5是本实施例中该码跟踪装置的电路图，在图5中，各信号具体为：

$s_o^1(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}})$

$s_o^2(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c)$

$s_o^3(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{2T}_c)$

$s_o^4(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{3T}_c)$

$s_{\mathrm{\Δ}}^1(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}+T_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)$

$s_{\mathrm{\Δ}}^2(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_c+{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{2T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)$

$s_{\mathrm{\Δ}}^3(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{2T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{3T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)$

$s_{\mathrm{\Δ}}^4(t-\widehat{\mathrm{\τ}})=c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{3T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{2T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)+c(t-{\widehat{\mathrm{\τ}}}_c-T_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)-c(t-\widehat{\mathrm{\τ}}-{4T}_c-{\mathrm{\ΔT}}_c)$

结合上面的描述，可以较易理解图5的原理，在此不再赘述。

采用本实施例中的结构的码跟踪装置的环路性能较好。其环路性能包括S曲线，均方根跟踪误差，及平均失锁时间(mean-time-to-lose-lock MTLL)。其中，S曲线是误差控制信号的静态响应以跟踪误差为变量的函数曲线，它提供了一种直观、快速检验环路性能的简单方法，通过观察S曲线，我们能知道码跟踪环的跟踪范围，跟踪偏差，及其稳定性。均方跟踪误差和平均失锁时间(MTLL，即跟踪环保持锁定的平均时间)则分别代表环路在跟踪准确性和稳定性两方面的跟踪性能。在本实施例中，新型环路的S曲线是无偏差和奇对称的。

频率选择性衰落信道通常可以用一个抽头间隔为T_c的抽头延时线模型(tapped delay line model，TDL)来表示，抽头系数可以表示为零均值的复数值平稳高斯随机过程。通过TDL模型，广义平稳非相关散射(WSSUS)信道的低通等效时变冲激响应可以表示为：

$h_c(\mathrm{\τ},t)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_m\left(t\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{lT}}_c)$

这里h_c(τ，t)代表时延τ和t时刻的冲激响应，一共有M条可分辨的路径，δ(t)为狄拉克函数，a_m(t)代表时变的复数抽头系数，其幅度符合瑞利分布特性，相位为均匀分布。

定义下列与衰落信道有关的参数，其中*代表共轭：

$A_0=\underset{\∀m}{\mathrm{\Σ}}{\left|a_m\right|}^2$

$A_1=\underset{\∀m}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Re}\left\{a_m{a}_{m+1}^{*}\right\}$

$A_2=\underset{\∀m}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Re}\left\{a_m{a}_{m+2}^{*}\right\}$

$A_3=\underset{\∀m}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{Re}\left\{a_{m-1}{a}_{m+2}^{*}\right\}$

误差控制信号e(t，ξ)的静态响应给出了环路的鉴定特性，或称为S曲线。经过推导，可以得到环路的归一化S曲线为：

Q_s(ξ)＝(A₀-2A₁+A₂)S₁(ξ)+(A₀-A₁+A₂-A₃)S₂(ξ)

其中，

S₁(ξ)＝R_c(ξ)[R_c(ξ-Δ)-R_c(ξ+Δ)]+R_c(ξ+1)R_c(ξ+Δ)-R_c(ξ-1)R_c(ξ-Δ)

S₂(ξ)＝R_c(ξ-1)R_c(ξ+Δ)-R_c(ξ+1)R_c(ξ-Δ)

R_c(ξ)为PN码波形的升余弦脉冲波形。上式说明环路的鉴定特性由S₁(ξ)和S₂(ξ)两个函数组合而成。图6给出两函数在PN码升余弦脉冲形状的滚降系数取值为0.22时的曲线。可从图中看到，S₁(ξ)和S₂(ξ)都是奇对称且锁定在原点的，因此总的S曲线也是零跟踪偏差和奇对称的。图7给出多径衰落信道下新环路的S曲线。仿真中的瑞利衰落信道由五条功率相同的连续径(M＝4)组成，每条径都由一个独立的Jakes衰落模型产生，最大的多普勒频移设为83Hz。可以看到我们新提出的环路具有奇对称无跟踪偏差的S曲线，其锁定点一直地保持在零跟踪误差原点(0，0)，S曲线的最小跟踪范围都达到了[-T_c/2，T_c/2]，且保证无跟踪偏差。

附图8和9显示了在不同滚降系数α和不同多径数目M下的均方根跟踪误差和MTLL平均性能。其中T_b为数据的比特时间。如图所示，不同滚降系数α对应的性能非常相近，α值较大时，性能会略好一点。新环路由于有效地抑制了多径干扰，其均方根跟踪误差随信噪比的增加会持续下降逐渐趋近于零。新环路在多径数目为5(M＝4)的衰落信道下的性能比在多径数目为2(M＝1)的衰落信道下的性能要好，这是因为新环路能有效地获得多径分集增益，因而在多径丰富的情况下环路跟踪性能可以得到提高。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种直接系列扩频的码跟踪方法，其特征在于，包括如下步骤：

A)本地伪噪声码产生器产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号；

B)接收到的信号与所述延迟信号运算得到多个误差信号；

C)合并上述各误差信号，得到环路误差信号；

D)所述环路误差信号处理后控制本地振荡器，改变所述伪噪声码产生器产生的延迟信号预定时延。

2.根据权利要求1所述的直接系列扩频的码跟踪方法，其特征在于，相邻两个延迟信号的延迟时间之差为一个单位延迟时间。

3.根据权利要求2所述的直接系列扩频的码跟踪方法，其特征在于，所述延迟信号包括准时延迟信号和差分延迟信号，所述准时延迟信号和差分延迟信号分别与所述接收到的信号运算得到准时乘法支路输出信号和差分乘法支路信号。

4.根据权利要求3所述的直接系列扩频的码跟踪方法，其特征在于，所述步骤B)进一步包括如下步骤：

B1)接收到的信号与准时延迟信号相乘，并通过低通滤波，得到准时乘法支路输出信号；

B2)接收到的信号与其延时与步骤B1)中准时延迟信号延迟时间相同的差分延迟信号相乘，并通过低通滤波，得到差分乘法支路输出信号；

B3)将上述准时乘法支路信号与所述差分乘法支路信号相乘，得到误差信号。

5.根据权利要求4所述的直接系列扩频的码跟踪方法，其特征在于，所述步骤C)中合并所述误差信号是使所述各误差信号相加。

6.一种直接系列扩频的码跟踪装置，其特征在于，包括用于产生其延迟为预定时延及单位延迟时间的预定倍数加上所述预定时延的多个延迟信号的伪噪声码产生器，还包括处理接收到的信号及所延迟信号并产生多个误差信号的误差信号产生单元以及将所述各误差信号合并的环路误差产生单元，所述环路误差产生单元输出环路误差信号通过环路滤波器后控制所述本地振荡器，改变所述伪噪声码产生器输出延迟信号的预定延迟时间。

7.根据权利要求6所述的直接系列扩频的码跟踪装置，其特征在于，所述误差信号产生单元包括多个误差信号产生通道，所述误差信号产生通道与所述伪噪声码产生器输出的、具有不同延迟时间的延迟信号连接，所述相邻的误差信号产生通道与延迟时间相差一个单位延迟时间的延迟信号连接。

8.根据权利要求7所述的直接系列扩频的码跟踪装置，其特征在于，所述误差产生通道包括第一乘法器及连接作为所述乘法器输入的准时误差信号支路和差分误差信号支路。

9.根据权利要求8所述的直接系列扩频的码跟踪装置，其特征在于，所述准时误差信号支路包括准时乘法器及作为所述准时乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的准时延迟信号；所述差分误差信号支路包括差分乘法器及作为所述差分乘法器输入的接收信号及所述伪噪声码产生器输出的差分延迟信号；所述一个误差信号产生通道的准时延迟信号和差分延迟信号的延迟时间相同。

10.根据权利要求6-9任意一项所述的直接系列扩频的码跟踪装置，其特征在于，还包括多个用于使通过的信号延迟一个单位时间的单位时间延迟装置，所述单位时间延迟装置串接在所述伪噪声码产生器的准时延迟信号及差分延迟信号的输出端与所述误差信号产生单元之间。

Images