CN108490458A - 卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 63
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 title abstract description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims abstract description 23
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 claims description 37
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 12
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000000116 mitigating effect Effects 0.000 claims description 7
- 238000003780 insertion Methods 0.000 claims description 5
- 230000037431 insertion Effects 0.000 claims description 5
- 230000002401 inhibitory effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 14
- 229920000729 poly(L-lysine) polymer Polymers 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 9
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 7
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 6
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 5
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 102100022103 Histone-lysine N-methyltransferase 2A Human genes 0.000 description 2
- 101001045846 Homo sapiens Histone-lysine N-methyltransferase 2A Proteins 0.000 description 2
- 241000286209 Phasianidae Species 0.000 description 2
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 2
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 102100036462 Delta-like protein 1 Human genes 0.000 description 1
- 101000928537 Homo sapiens Delta-like protein 1 Proteins 0.000 description 1
- 241000764238 Isis Species 0.000 description 1
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 238000005314 correlation function Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- KGNSYMGWPCEFDZ-UHFFFAOYSA-N iso24 Chemical compound CCC1=CC=C(NC(=O)P(O)(O)=O)C=C1 KGNSYMGWPCEFDZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000000750 progressive effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 description 1
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
- G01S19/13—Receivers
- G01S19/21—Interference related issues ; Issues related to cross-correlation, spoofing or other methods of denial of service
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
- G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
- G01S19/13—Receivers
- G01S19/22—Multipath-related issues
Landscapes
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Abstract
本发明提供了一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，本发明提出了一种新的用于卫星导航接收机的多径抑制架构：耦合幅度时延锁定环路，该架构利用“涡轮原理”分别追踪视距信号和多径信号，以抑制多重反射的效应。在该结构中，时延锁定环路(DLL)和幅度锁定环路(ALL)是两种基本元素。DLL负责估计和跟踪某一特定波束的码延迟，而ALL负责估计对应的幅度。一对DLL与ALL构成一个“单元”，专门跟踪视距或一束多径信号。CADLL结构中有多组“单元”，可跟踪完整入射信号的不同波束分量。CADLL所具有的这种反馈构架和特殊的工作策略可提高接收机的参数估计精度、抗噪声能力和抑制小尺度多径效应引起的误差的能力。
Description
技术领域
本发明涉及一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法。
背景技术
随着导航和定位应用的日益流行，人们对导航系统性能的要求也越来越高。通过发展新型全球导航卫星系统(GNSS)，包括欧洲伽利略系统(参考文献1)和全球定位系统(GPS，参考文献2)，可提供用户在精度、首次定位时间和完整性等方面都更好的导航信号和服务。
随着GNSS接收机的定位精度的提升，多径效应成为限制性能提升的主要因素之一。我们知道，多径效应是由于视距(LOS)信号被接收机附近的障碍物反射或折射造成的信号多重叠加。多径效应会影响编码和相位同步，而这是任何GNSS接收机做伪距估计的基础，因而对定位精度将产生严重影响。
最近数十年来，人们提出了很多消除或减小多径效应的方法。窄相关器是最早的抑制多径误差的方法(参考文献3)。其后提出的几乎所有方法都能被分为两大类型：天线技术和信号处理技术，其中信号处理技术又可分为两类。
第一类方法是利用多个相关器输出的组合来抵消多径效应。这一类中代表性的技术包括选通与边沿相关器(参考文献4,5)、门控相关器(参考文献6)、高解析度相关器(HRC，参考文献7)等。这类方法的优势在于相对容易实现、较轻的硬件或计算需求和不受多径重复数的限制。然而，这类方法也有很多问题，包括无法消除在一个芯片时延量级的多径干扰，以及3dB的信噪比(SNR)损失。
另一类技术借助于估计干扰波束的时延，然后从入射信号中消去该波束。这类技术包括多径时延估计锁定环路(MEDLL，参考文献8,9)，多径抑制技术(MMT，参考文献10)，视觉相关器(参考文献11)，TurboDLL(参考文献12,13)，Teager–Kaiser(参考文献14)等。这些多径估计方法可提供关于多径信号的具体信息，这在一些应用中非常有用，而且具有消除非常小尺度下的多径效应的能力。然而，这类方法通常对噪声非常敏感，并且需要过于复杂的硬件或过重的运算负担。
例如，MEDLL和MMT都需要使用极大似然原理来估计视距和多径信号的参数。然而，这两种方法都需要输入数据拥有很高的信噪比，通常需要长于1秒的积分时间。即使在慢衰落的多径信道中，如此长的积分时间也会带来其他的一些问题。其次，这种方法通常用一套并行相关器组来计算互相关函数或入射信号的芯片过渡时间。这种方法需要很高的采样频率，导致较大的功耗。
参考文献：
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发明内容
本发明的目的在于提供一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，能够进行卫星导航多径信号参数的精确估计和误差抑制。
为解决上述问题，本发明提供一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，包括：
生成包括时延锁定环路和幅度锁定环路两种基本元素的耦合幅度时延锁定环路；
利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，以分离和跟踪视距信号和多径信号分量，并将多余波束分量从入射信号中消除。
进一步的，在上述方法中，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，包括：
所述耦合幅度时延锁定环路由M+1个单元组成，依次编号为单元0～单元M，M为正整数，每一个单元包括一个时延锁定环路和一个幅度锁定环路，当所述耦合幅度时延锁定环路处于工作模式时，所述耦合幅度时延锁定环路中的所有的开关都是闭合的，每一个单元的输入信号是入射信号减去其余所有单元输出信号之和，每一个单元的输出信号事实上是入射信号的一个波束分量的估计，单元0用来跟踪视距信号，单元0得到的本地码将用于伪距的计算；
监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量。
进一步的，在上述方法中，所述幅度锁定环路由一个估计器、一个环路滤波器和一个积分器组成，所述环路滤波器是一个低通滤波器，用于减少噪声的影响，所述幅度锁定环路与时延锁定环路一起工作，两者一起分别提供多径反射信号码延迟和幅度的具体信息。
进一步的，在上述方法中，将多余波束分量从入射信号中消除，包括：
通过估计波束的分布来消去多余的波束分量，并保持跟踪有用的波束。
进一步的，在上述方法中，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，还包括：
在耦合幅度时延锁定环路的跟踪模式下，PLL使用单元0输出的相关值来估计残余载波相位误差。
进一步的，在上述方法中，监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
监控模块的任务是监控所有单元的跟踪状态，使工作中的单元数量与实际反射波束的数量相同；
监控模块保持单元的跟踪次序，即单元0跟踪视距信号，单元1跟踪离视距信号第一近的多径信号，单元2跟踪离视距信号第二近的多径信号，其它单元以此类推；
监控模块周期性地计算两个相邻单元间的平均码相位差和每一个单元的平均幅度，如果预设条件满足，对应的单元将被关闭。
进一步的，在上述方法中，监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
在耦合幅度时延锁定环路的跟踪模式开始时，仅两个单元处于被使能状态，如果存在多径分量，单元1将跟踪一束反射波或反射波的复合；若不存在多径分量，单元1将被监控模块关闭；
重复执行如下步骤，直到到达了最大单元数量或新的单元在任何插入点都不再捕捉到新的波束分量：
一旦两个单元的系统的工作状态被确定，一个新的单元将被添加入系统，新的单元将被首先插入到单元0之后但在单元1之前，若新的单元达到一个稳定跟踪状态，说明在复合信号中找到了一束新的多径信号分量；若新的单元无法跟踪到一束信号，预设条件将被满足，新的单元将被监控模块关闭；若新单元被关闭了，它将被移动到单元1之后以搜索具有更大延时的多径分量。
与现有技术相比，本发明提出了一种新的用于卫星导航接收机的多径抑制架构：耦合幅度时延锁定环路(coupled amplitude delay lock loops,CADLLs)。该架构利用“涡轮原理”分别追踪视距信号和多径信号，以抑制多重反射的效应。在该结构中，时延锁定环路(DLL)和幅度锁定环路(ALL)是两种基本元素。DLL负责估计和跟踪某一特定波束的码延迟，而ALL负责估计对应的幅度。一对DLL与ALL构成一个“单元”，专门跟踪视距或一束多径信号。CADLL结构中有多组“单元”，可跟踪完整入射信号的不同波束分量。CADLL所具有的这种反馈构架和特殊的工作策略可提高接收机的参数估计精度、抗噪声能力和抑制小尺度多径效应引起的误差的能力。
附图说明
图1是本发明一实施例的CADLL构架的框图；
图2是本发明一实施例的ALL的框图；
图3a是本发明一实施例的码相位的多径误差包络图；
图3b是本发明一实施例的载波相位的多径误差包络图；
图4是本发明一实施例的3种不同的初始值条件下二单元的CADLLs的跟踪效果图；
图5是本发明一实施例的三单元系统跟踪双多径信号的情景示例结果图；
图6是本发明一实施例的CADLL、HRC及窄E-P-L相关器的多径误差包络的比较图；
图7a是本发明一实施例的多径误差包络与前端滤波带宽的关系图；
图7b是本发明一实施例的多径误差包络与相关器间隔的关系图；
图8是本发明一实施例的CADLLs、HRC及窄E-P-L相关器的扩展多径误差包络的比较图；
图9a是本发明一实施例的伪距测量方面的1-sigma码跟踪抖动图；
图9b是本发明一实施例的幅度误差的跟踪抖动图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明提供一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，包括：
步骤S1，生成包括时延锁定环路(DLL)和幅度锁定环路(ALL)两种基本元素的耦合幅度时延锁定环路；
步骤S2，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，以分离和跟踪视距信号和多径信号分量，并将多余波束分量从入射信号中消除。
在此，为了背景技术中提到的这些缺点，希望能设计一种结构，它能够在不借助任何专门的多径估计模块的帮助的条件下，通过反馈和迭代的方法估计出多径信号的参数。其次，它应有很好的容忍噪声的能力，能够在正常的信号强度(30～40dB-Hz)下以中等长度的积分时间(例如，20ms的C/A GPS信号积分时间)工作。其三，它能够根据多径信号的数量调整系统的结构。最后，它在抑制小尺度多径效应中应具有优势，因为小尺度多径效应在现实中通常会引起更严重的误差。
为了实现上述的目标，我们提出了一种创新的MMT：耦合幅度与时延锁定环路(CADLLs)。这种技术先前在(参考文献15)中被提出，并将在本发明中详细阐述。该技术在TurboDLL架构的基础上改进，利用反馈结构，跟踪信号中的不同分量以将多余波束分量从入射信号中消除，达到提高性能的目的。CADLL的结构中的基本组成单元是幅度锁定环路(ALL)和时延锁定环路(DLL),分别用于估计和跟踪信号的幅度和编码相位。DLL控制自身的编码发生器。每一对ALL与DLL组成一个“单元”，多个“单元”构成CADLL，以分离和跟踪视距信号和多径信号分量。与TurboDLL与MEDLL不同的是，其不需要预先估计各反射波束的幅度和相位，却获得更好的性能。
本发明提出了一种新的用于卫星导航接收机的多径抑制架构：耦合幅度时延锁定环路(coupled amplitude delay lock loops,CADLLs)。该架构利用“涡轮原理”分别追踪视距信号和多径信号，以抑制多重反射的效应。在该结构中，时延锁定环路(DLL)和幅度锁定环路(ALL)是两种基本元素。DLL负责估计和跟踪某一特定波束的码延迟，而ALL负责估计对应的幅度。一对DLL与ALL构成一个“单元”，专门跟踪视距或一束多径信号。CADLL结构中有多组“单元”，可跟踪完整入射信号的不同波束分量。CADLL所具有的这种反馈构架和特殊的工作策略可提高接收机的参数估计精度、抗噪声能力和抑制小尺度多径效应引起的误差的能力。
如图1所示，本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，步骤S2，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，包括：
所述耦合幅度时延锁定环路(CADLLs)由M+1个单元组成，依次编号为单元0～单元M，M为正整数，每一个单元包括一个时延锁定环路(DLL)和一个幅度锁定环路(ALL)，当所述耦合幅度时延锁定环路(CADLLs)处于工作模式时，所述耦合幅度时延锁定环路中的所有的开关都是闭合的，每一个单元的输入信号是入射信号Sd(t)减去其余所有单元输出信号之和，每一个单元的输出信号事实上是入射信号的一个波束分量的估计，单元0(Unit0)用来跟踪视距信号，单元0得到的本地码将用于伪距的计算；
监控模块(Monitor)将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量。
如图2所示，本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，所述幅度锁定环路(ALL)由一个估计器(estimator)、一个环路滤波器(Loop filter)和一个积分器(integrator)组成，所述环路滤波器是一个低通滤波器，用于减少噪声的影响，所述幅度锁定环路(ALL)与时延锁定环路(DLL)一起工作，两者一起分别提供多径反射信号码延迟和幅度的具体信息。
本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，将多余波束分量从入射信号中消除，包括：
通过估计波束的分布来消去多余的波束分量，并保持跟踪有用的波束。
本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，步骤S2，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，还包括：
在耦合幅度时延锁定环路(CADLLs)的跟踪模式下，PLL((Phase Locked Loop))使用单元0输出的相关值来估计残余载波相位误差。
本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，监控模块(Monitor)将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
监控模块的任务是监控所有单元的跟踪状态，使工作中的单元数量与实际反射波束的数量相同；
监控模块保持单元的跟踪次序，即单元0跟踪视距信号，单元1跟踪离视距信号第一近的多径信号，单元2跟踪离视距信号第二近的多径信号，其它单元以此类推；
监控模块周期性地计算两个相邻单元间的平均码相位差和每一个单元的平均幅度，如果预设条件满足，对应的单元将被关闭。
本发明的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法一实施例中，监控模块(Monitor)将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
在CADLLs跟踪模式开始时，仅两个单元处于被使能状态，如果存在多径分量，单元1将跟踪一束反射波或反射波的复合；若不存在多径分量，单元1将被监控模块关闭；
重复执行如下步骤，直到到达了最大单元数量或新的单元在任何插入点都不再捕捉到新的波束分量：
一旦两个单元的系统的工作状态被确定，一个新的单元将被添加入系统，新的单元将被首先插入到单元0之后但在单元1之前，若新的单元达到一个稳定跟踪状态，说明在复合信号中找到了一束新的多径信号分量；若新的单元无法跟踪到一束信号，预设条件将被满足，新的单元将被监控模块关闭；若新单元被关闭了，它将被移动到单元1之后以搜索具有更大延时的多径分量。
为了以简单的方式阐述该架构而不失一般性，下面以现行的GPS信号格式为例进行阐述。
本发明的组织如下：在第2节中将描述CADLL的构架和原理；第3节将进行CADLL的理论模型分析；第4节将以一个二单元CADLL的完整例子阐述其如何工作；第5节将描述CADLL的监控模块和多单元系统中特殊设计的工作流程；在第6节中将给出不同场景下的多径误差包络，并与窄的超前-准时-滞后(E-P-L)DLL与HRC DLL相比较；第7节分析了CADLL的抗噪声性能；第8节得出了最终的结论。
第2节：CADLL架构
用户天线捕捉的卫星信号将经过低噪声放大器的放大，再经过混频器的下变频到中频信号(IF)，接着经滤波滤除高频分量。中频信号通常经过采样并送往基带电路以做后续的处理。典型的从GPS信道得到的中频信号可写做(参考文献16)：
其中：
cf(t)从前端滤波器滤波得到的扩频码序列；
τ0，a0与θ0分别表示视距信号的码时延、幅度和载波相位。不失一般性，假定a0为1；
τn，an与θn分别表示相对与视距信号而言的n阶多径信号的码时延、幅度和载波相位。
fi是包含多普勒位移的中频；
D(t)是导航数据信号。由于本发明的分析重点在短时延，在后续所有分析中D(t)的影响都可忽略不计；
nf(t)是滤波后的高斯带通噪声，其功率谱为N0/2；
M是入射信号的多径分量数；
不失一般性，在(1)中可假设：
a0＞a1＞…＞aM
τ0＜τ0+τ1＜…＜τ0+τM (2)
这样的假定通常适用于多径与衰落信道的统计时延模型，表现出单调的功率时延特性(例如指数下降)，也就是说具有较长时延的分量拥有较小的幅度(参考文献17，18)。尽管(2)中的假设在某个特定的多径随机过程的实例中可能不成立，但不会影响CADLL构架的有效性，这一点将在第5节中描述。
在一个经典的GNSS接收机中，假设知分别代表本地载波的频率和相位，表示本地产生的编码，是本地码时延。将s(t)与本地载波和码信号相乘后，得到区间[0，T]上的互相关结果，其同相分量和正交分量可以写作：
与
其中Rf(τe)是和的互相关，其定义为：
且假定信号的功率为1即Rf(0)≈1。为剩余的频率偏移。在一台GNSS接收机中，图1为CADLL构架的框图，正如图1所示的那样，多普勒位移通过PLL校正。在稳定跟踪状态下，因而有fe≈0且sin(πfeT)/πfeT≈1。θe是相对于视距信号的剩余的载波相位误差。NIX和NQX为独立的、零均值的、方差为σx 2≈N0/T的高斯分布随机变量。
为了消除在(3)和(4)中显见的多径分量，CADLL使用多重跟踪环路，即所谓的“单元”，来跟踪入射信号的不同波束分量。在每一个“单元”中，我们设计了一种名为ALL新的构件来克服在MEDLL或TurboDLL中使用的多径估计模块的局限性。整个框图如图1中所示。PLL也被包含在框图中，以方便阐述CADLL构架的完整工作机制。
如图1所示，所述耦合幅度时延锁定环路(CADLLs)由M+1个“单元”组成，分别编号为单元0～单元M，M为正整数，每一个“单元”包括一个时延锁定环路(DLL)和一个幅度锁定环路(ALL)。当CADLLs处于工作模式时，CADLLs中的所有的开关都是闭合的，每一个“单元”的输入信号是入射信号Sd(t)减去其余所有“单元”输出信号之和。每一个“单元”的输出信号事实上是入射信号的一个波束分量的估计。这样的消去运算从最大程度上防止其他波束分量进入一个“单元”，因此将干扰保持在最低的水平。整体结构的反馈特性使每一个“单元”的输入值在几个积分周期后能够收敛。单元0(Unit0)总是用来跟踪视距信号，所以其得到的本地码将用于伪距的计算，监控模块(Monitor)将持续地监控所有“单元”的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作“单元”的数量。
图2绘制了ALL结构的框图。这是一个与DLL或PLL十分相似的反馈环路结构，能估计和跟踪目标信号的幅度的演化。所述幅度锁定环路(ALL)由一个估计器(estimator)、一个环路滤波器(Loop filter)和一个积分器(integrator)组成。环路滤波器是一个低通滤波器，用于减少噪声的影响。ALL通常与时延锁定环路(DLL)一起工作，两者一起分别提供多径反射信号码延迟和幅度的具体信息。
第3节：CADLLs的理论模型
CADLLs实现的处理过程实质上是通过非线性拟合，将入射信号拟合到M+1个基本扩频码信号。为了使这样一个非线性环路收敛于一个正确的状态，必须首先馈入系统一个初始的状态。CADLLs采用的方式是先使用一个PLL与DLL组成的标准跟踪环路，然后再让CADLLs进入反馈工作模式。前者的标准跟踪模式对应图1中所有开关开路的状态。
接下来将分析标准跟踪模式和CADLLs跟踪模式。尽管很多人已了解前者的结果，本发明中的分析重点放在CADLL的标准跟踪模式正常开始工作的要求。
3.1标准跟踪环路模式
众所周知，即使在存在多径干扰的情况下，标准跟踪环路仍然能跟踪复合信号。已知(3)与(4)，PLL的鉴相器输出和DLL的早、迟相关器输出的差值经归一化后的结果分别为：
其中，IX，E和IX，L分别为早相关器和迟相关器的输出的同相分量，在本发明中，早相关器和迟相关器的时差假定为0.1芯片延时。
由于多径效应的存在，当跟踪环路进入稳态时，相对于视距信号的残余误差θe和τe不为零。图3阐述了码相位(Code Phase)和载波相位(Carrier Phase)的多径误差包络。
图3仅有一束多径反射时的载波相位与码相位的多径误差包络
通过观测图3可知，尽管在这些环路中存在多径误差，误差被限制在这些包络曲线的范围内。在示例中，载波的峰值误差大约27°，而码的峰值误差大约为31ns。但载波误差最大的情况恰好为码误差最小的情况，反之亦然。
在CADLLs架构中，标准跟踪模式是初始阶段，在本例中的DLL指的是单元0中的DLL0。在该状态下，初始状态下跟踪视距信号的DLL0的输出非常接近视距信号的真实时延，仅含很小的误差。ALL0则提供视距信号的粗略估计，其在标准工作模式中也将继续工作。通过这种方式，可为单元0提供一个较佳的初态。由于视距信号在完整信号的所有波束中占主导地位，整个系统的收敛性因此可得到保证。
3.2CADLLs跟踪模式
当图1中的所有开关闭合时，即进入CADLLs跟踪模式。但在这之前，所有其它的DLL和ALL需设定相应的初值。定义表示单元n的DLLn相对于DLL0的初始码相位延迟。这只要复制DLL0的状态到DLLn并立即延后DLLn的码发生器个单位。这样，所有DLL中的初始码延时可用以下向量形式表示：
类似的，所有DLL的初始幅度向量
其中是完整入射信号的幅度估计值，其已由ALL0在标准跟踪模式已经确定。
如图4所示，当系统由两个“单元”组成时(M＝1)，知和系统的收敛性无关。因此，在本发明中不妨取知作为二单元系统的初始值。然而，对于有多个非视距信号“单元”(M＞1)时，最终的收敛性与初始值的选择有关。这一点将在第5节详细阐述。在后续的分析总假设已选择合适的初始值。
图4是在3种不同的初始值条件下二单元的CADLLs的跟踪效果图。
为了方便阐述，我们定义多个向量来表示入射信号所有波束的参数。令av，cv和θv分别表示包含所有入射向量的幅度、码相位和载波相偏的向量。
av＝[a0…aM]T
cv[cf(t-τ0)…cf(t-τ0-τM)]T
θv＝[θe…θe+θM]T (9)
这样，消除载波后的入射信号的所有分量都可以用上述向量表示。
其中·表示内积运算(逐分量相乘)。若H＝[1...1]T是分量全为1的M维向量，图1中所示的入射信号的同相分量sd，i(t)和正交分量sd，q(t)可重新表述为：
类似的，本地发生的码序列的向量表示可分别记作与代表所有“单元”的幅度估计和码估计
其中和是单元n的幅度和码时延估计。因此，每一个“单元”生成的本地分量可写作
值得指出的是处理一个卫星信道里的所有“单元”共享一个锁相环。由于这个原因，入射信号的所有波束(包括视距信号和多径信号)有相同的相移θe，
参考图1所示的CADLLs的工作原理，每一个“单元”的输入信号等于总入射信号减去其余“单元”的输出信号的总和。这样，每一个“单元”的输入信号可用上述符号表示为
从方程(14)可看出消去运算只对同相通道起作用。
单元n的输入将和其自身生成的码做互相关运算，产生相应的互相关结果
根据式(5)，是入射信号码cf(t-τ0-τm)和本地码的互相关，而是单元m发生的本地码和单元n发生的本地码的自相关。定义表示cv和的自相关，
令为和的自相关向量
这样，单元n的相关结果可记作
其中，和为方差为N0/T的零均值高斯噪声。
方程(18)清楚地指出了CADLLs结构的核心部分的工作原理：通过估计波束的分布来消去多余的波束分量，并保持跟踪有用的波束。方程(18)中的可进一步重新整理为
其中，是由于其他“单元”的估计误差引起的消去误差，而是由输入噪声引起的噪声项。
在接下来几个小节中将相继提出CADLLs模式下的PLL、DLL、ALL的数
学模型，但其中不考虑热噪声项的影响。
3.2.1PLL的数学模型
在CADLLs跟踪模式下，PLL将使用单元0输出的相关值来估计残余载波相位误差，即
由于消去运算只发生在同相分量上，在CADLLs模式中θc不等于零。然而，如图3所示，θc被限制在一个有限的误差区域，表明DLL使用一个相干鉴别器的合理性。
3.2.2DLL的数学模型
CADLLs的每一个“单元”均采纳一套标准的DLL结构：E-P-L窄相关器，其使用一个“早迟差”归一化鉴别器，其输出为
其中和分别是DLLn输出的早迟相关结果，Δ是早-迟(E-L)间隔，和是和所对应的消去误差，表示DLLn的码相位误差。
当整个系统到达稳态时，消去误差和和(19)中的主项相比可忽略不计。码相位误差估计离真值越来越接近。另一方面，DLLn对第n束多径信号的估计越精确，其对其他DLL正常工作的促进作用越大。
3.2.3ALL的数学模型
通过观察式(19)可注意到，若对第n多径信号的估计误差很小，有且可推出这样，ALL输出估计为
其中，λ是阻尼因子，略<1，而其用于调整对幅度的估计精度。
一旦取得了对ancos(θe+θn)的粗略估计，将计算当前估计幅度和先前的估计幅度作差，将误差信号放入环路滤波器和积分器，最终下一积分区间的幅度估计为
其中，HLFF(z-1)是环路滤波器的z域传输函数。反馈环路能够减少噪声，并
跟踪幅度演化。
总之，在CADLLs结构中上述模块的组合使系统具有较好的性能。整个系统以一个标准跟踪环路模式(一个PLL与一个DLL)开始工作，锁定入射信号，再切换到CADLLs跟踪模式。如接下来的小节所示，CADLLs在很短的间隙后将趋于稳定。
第4节：二单元CADLL系统的基本工作实例
为了更好地理解CADLL是如何工作的，这里将给出一个完整的例子。假定在视距信号上仅附加一束多径信号。相对于视距信号，多径信号的大小是0.5(衰减6dB)，并带有0.5To的时延，其中Tc是码片时间。载波对噪声功率密度比(C/N0)假定为40dB-Hz(根据实际经验取值)且前端带宽B为24/ToHz。
考虑一个双单元的CADLL结构。每一个DLL中的E-L间隙为0.1To，且预积分时间为0.01s。取三组不同的初始信号用来验证双单元系统的收敛性与初始值无关：T1＝[0150ns]T，T2＝[0 500ns]T，
仿真先在标准跟踪模式下运行1s，再在CADLL跟踪模式下运行5s。CADLL跟踪模式的结果在图4中绘出。为了加快收敛的速度，码环路带宽在初始时设定为10Hz，接着递减到5Hz。而ALL的带宽保持恒定的10Hz。
图4显示了三组不同初值下的结果。在所有情况下CADLL总能迅速地收敛到正确的估计值。这证实了二单元系统中单元1的初始值和最终的收敛性是无关的。整个系统能在<0.2s的时间内进入稳态，这比文献(参考文献8,9)中提出的MEDLL要快许多。视距信号估计值的平均时延误差<1ns，而多径信号的幅度和时延估计也非常精确。从仿真的结果来看，CADLLs能达到相当高的跟踪精度。
第5节：监控模块
5.1监控模块的工作方式
监控模块的任务是监控所有“单元”的跟踪状态，使工作中的“单元”数量与实际反射波束的数量相同。事实上，过多的“单元”数会引起系统的不稳定。此外，监控模块保持“单元”的跟踪次序，即单元0跟踪视距信号，单元1跟踪离视距信号第一近的多径信号，单元2跟踪离视距信号第二近的多径信号，其它以此类推。在系统收敛后，单元0的码序列可用于计算码距。
通过监控每一个“单元”的相对时延和估计幅度，监控模块进行两种操作：
1.所谓的频率投影技术(参考文献19)被应用于所有的“单元”，迫使单元n至少滞后于低一阶的单元n-1达δtth1，其中δtth1是两个相邻的“单元”的码相位的最小延迟的阈值。在每一个积分时段里，会估计每一个“单元”的绝对码相位lt。模块会计算每两个相邻模块单元n-1和单元n的码相位差ltn-1-ltn。若计算的插值比预设的阈值δtch1小，模块将强制使单元n延时即
其中T是积分时间，总为非负值，因此它的效果是延迟单元n的码相位。通过这种技术，单元n的码相位不会超过更低阶的单元n-1，这样就保持了跟踪的次序。
2.研究发现，当工作中的“单元”数量多于实际入射信号的分量数时，会出现两种可能的现象。
根据前面的描述，两个相邻“单元”间的码相位差总是大于δtth1，若在跟踪期间单元n的码相位正在试图接近阈值，这个单元就被关闭了。这一现象通常在两束多径分量具有非常接近的时延而不能被CADLL系统区分时发生。为了防止到达极限值，我们定义阈值δtth2＞δtth1。
若单元n追踪的多径信号不存在，其跟踪的其实是噪声或无关的反射波，因而单元n的平均估计幅度非常小(例如只有视距信号估计幅度的10％)，并且其估计码相位将随机飘动。当真实反射波束少于工作中的“单元”总数时会发生这样的现象。
为了应对这些情况，监控模块将周期性地计算两个相邻“单元”间的平均码相位差和每一个“单元”的平均幅度。如果下列任一条件满足，对应的单元将被关闭。
其中，δtth2是码相位差延时的阈值，而是最小幅度的阈值。图5提供了一个功能性示例的结果。
图5为使用三单元系统跟踪双多径信号的情景：
(a)初始时采用双单元系统
(b)在先前系统中插入一个新的“单元”，以构造一个三单元系统
(c)当其中一束多径信号消失时单元2被关闭
(d)当两个多径信号都消失后系统回到标准跟踪模式
5.2多单元系统的工作策略
如何设定多单元(M>2)系统的非视距信号的初始值，以及如何选择合适的工作“单元”数以匹配实际入射信号的分量数，这两个关键性问题都可以在监控模块的帮助下完成。
起初，最大单元数MM通过考虑可用硬件或运算资源数来确定，或通过对接收机工作环境的一些预先了解来确定。接着系统将按下述步骤工作：
步骤1:在CADLLs跟踪模式开始时，仅两个单元处于被使能状态(对这些“单元”，如前所述，初始值不影响收敛性)。如果存在多径分量，单元1将跟踪一束反射波或反射波的复合；若不存在多径分量，如前所述，单元1将被监控模块关闭；
步骤2:一旦二单元系统(M＝1)的工作状态被确定，一个新的“单元”将被添加入系统。
新的“单元”将被首先插入到单元0之后但在单元1之前。若其达到一个稳定跟踪状态，说明在复合信号中找到了一束新的多径信号分量。若新的单元无法跟踪到一束信号，条件(26)将被满足，其将被监控模块关闭。
若新单元被关闭了，它将被移动到单元1之后以搜索具有更大延时的多径分量，当然复合信号中不一定真正存在该分量。新单元插入时的初始值被设定为
步骤3：步骤2将被重复执行，直到到达了最大单元数量MM或新的“单元”在任何插入点都不再捕捉到新的波束分量，在后者情况下信号的分量数量等于当前使用的“单元”数量。插入过程结束。
在一个动态变化的环境中，整个过程可能需要重复多次，以适应信号传播环境的变化。
图5展示了一个三单元系统(MM＝3)是如何按照上述步骤建立正常工作状态的，以及其中的多径信号消失后监控模块是如何关闭多余的“单元”的。
表1动态情况的仿真参数
表1总结了该动态情景的仿真参数。CADLLs的最大“单元”数被设定为3(MM＝3)。此外，设定C/N0为45dB/Hz，积分时间为0.001s。
起初，两个“单元”按照前述的“步骤1”启动。如图5(a)所示，单元0事实上在跟踪视距信号，带有少许的误差；而单元1则在跟踪反射波束的复合信号。在这一步视距信号的码相位误差大约为14ns。在图5(b)所示的步骤2中，在t＝10s时刻一个新的单元被插入在单元1之前。两个(非视距)单元能分别跟踪两个独立的反射信号分量。跟踪的结果，单元0的码相位误差减小至1ns。在图5(c)中t>20s时第二束多径分量消失，此时单元2开始跟踪噪声信号，其估计的幅度变得非常小，而其估计的码相位快速翻滚。结果，在第32s，单元2因满足条件(26)而被关闭。在图5(d)中，最后一道多径波束消失，单元1也被关闭(即整个系统回到标准跟踪模式)。这个例子很好地阐述了CADLL在动态情景中如何能够通过单元0的码相位精确估计视距信号的延时。
第6节：CADLLs的性能
为了评估抑制性能，我们获得了不同系统参数和不同情景下的多径误差包络。像往常一样，假设收到的信号包含一束视距分量，一束相对幅度为α和相对时延为τ的多径分量，和加性噪声。我们设定α＝0.5，并忽略数据位跳变的影响。C/N0被设定为40dB-Hz，而预相关时间被设定为0.01s。
在6.1小节和6.2小节中我们测试了一个二单元CADLL系统，而6.3小节中测试了按前面提出的方法工作的三单元CADLL系统。二单元系统的初始值在所有测试中固定为T＝[0150ns]T，为了获得每一个τ的多径包络，我们把DLL0的估计和实际视距信号之间的平均时延误差作为系统的多径误差。我们还获得了窄E-P-L相关器和相干HRC的误差包络用于比较。我们未将其余的多径估计方法纳入比较，因为它们通常需要高信噪比的环境，不能在本发明指定的C/N0和积分时间条件下正常工作或取得较好的性能。
6.1CADLL、HRC与窄E-P-L之间的多径误差包络比较
图6为CADLL、HRC及窄E-P-L相关器的多径误差包络的比较，使用恒定的间隔Δ/To＝0.1以及滤波器带宽BTo＝16；
图6展现了CADLL、HRC及窄E-P-L相关器之间的多径误差包络比较。测试这三种技术时均采用0.1To的E-L间隔。HRC技术是相关组合技术家庭的中典型方法代表。其性能与第一类选通相关器相同(参考文献20)。
当多径信号与视距信号很接近时，CADLL无法区分它们。最终，由于时延太小，监控机制发挥作用，单元1被关闭。在这种情况下，常规的E-P-L跟踪环路也会发生退化。当多径信号逐渐远离视距信号时，CADLL能分辨出它们，并能显著地减少跟踪误差。
HRC比多径窄E-P-L相关器具有更好的多径抑制效果。而从图6能看出CADLL具有比HRC更好的性能。跟踪小尺度多径分量时，CADLL的同相跟踪误差面积比HRC的要小得多。而对时延大于35ns的异相多径分量CADLL比HRC要好。跟踪近尺度多径分量时，CADLL的异相跟踪误差面积同样比HRC的小，尽管CADLL的峰值误差比HRC的峰值误差要大。在大约一个码片时间的距离上，HRC的误差包络增大但CADLL不存在这一问题。
6.2前端带宽和相关间隙的影响
图7为在不同前端滤波带宽和E-L相关器间隙下获得的多径误差包络，其中，
图7(a)展示了CADLL在不同前端滤波带宽(different front-end bandwidths)下，但保持E-L间隔Δ＝0.1To不变条件下的误差包络。当BTo＝24和BTo＝16时误差包络几乎是相同的，但当BTo＝8时误差则大许多。其主要原因在于，使用窄相关器时前端滤波器的带宽不能小于E-L间隔的倒数，否则等效相关器间隔实际取决于滤波器的带宽。
图7(b)展示了CADLL在不同E-L间隔下，但保持前端滤波器带宽BTo＝24不变条件下的误差包络。E-L间隔对短程多径下的误差包络影响很大。当间隔变大时，短程多径下的误差包络面积迅速增大。但对于中程和长程多径，这三种间隔下系统都能很好地工作。
6.3双多径反射案例研究
为了评估CADLL在多重多径环境下的性能和鲁棒性，我们设计了一个具有一束视距信号与两束多径信号的情景。第一多径信号和第二多径信号的相对幅度分别为0.5和0.3。第二多径信号被设定为滞后第一多径信号一个固定的300ns时延，并且两束多径信号具有相同的载波相位。
在这一情景下，我们进行了两套测试：第一套测试中我们考虑一个三单元的CADLL，其根据第5节的步骤启动和初始化。这一测试旨在验证CADLL系统良好的性能。第二套测试考虑一个双单元CADLL，验证当实际波束数量大于单元数量时CADLL的稳定表现。
图8为CADLLs、HRC及窄E-P-L相关器的扩展多径误差包络的比较。
将第一束多径信号相对视距信号的时延从0ns调整到大于码片时间，我们获得了该情景下的误差包络关于第一多径信号时延的曲线，如图8所示。
图8中的实曲线代表的三单元CADLL系统的跟踪误差包络验证了架构良好的性能。最初当第一束多径信号非常接近视距信号时，系统不能分辨两者，导致只有两个“单元”处于工作状态。在这种情况下单元0跟踪视距信号和第一多径波束的叠加，而单元1跟踪第二多径波束。在图8中其误差曲线与HRC的误差包络(点划线)及窄E-P-L相关器的误差包络重叠。当第一束多径信号的时延超过一个特定值后，系统能分辨出所有的信号，所有的三个“单元”处于正常工作状态。可以看出此后误差迅速降低到零。
短划线代表双单元CADLL系统的跟踪误差。显然由于没有足够的单元来跟踪所有的波束，其误差相对于三单元系统较大。在这种情况下，其中一个“单元”跟踪复合信号，其或是视距信号与第一多径波束的叠加，或是两束多径信号的叠加。结果表明整个系统在入射信号的波束总数大于系统的最大单元数MM时，整个系统仍然能进入一个稳定状态，显著地减小误差。
第7节：噪声性能
在这一节中，我们分析了以输出噪声方差为标准的CADLL噪声性能，同时测试了CADLL仅使用中等积分时间(例如0.01s)时能成功分辨信号中的波束分量的最小C/N0。
由于系统的复杂性，CADLL输出噪声方差的解析形式推导过于繁琐。因此，输出方差的具体值仅可通过数值方法获取。但通过恰当的假设，可得到一个具有可接受误差的近似公式，其仍能预测系统在噪声条件下的表现。
假设前端滤波器带宽相对E-L窄相关器间隔的最小要求而言足够大，这样互相关Rf(τ)能用自相关R(τ)近似表示。为简化分析，忽略码相位误差与幅度误差的协方差，且只考虑二单元系统。假设多径信号既可以与视距信号同相也可以不同相，使载波相偏可以忽略。
参考式(18)，单元0中的相关值可表示为
其中
与分别是DLL0与DLL1的输出误差；
是ALL1的输出误差， 及都是零均值的随机值
是零均值方差为N0/T的高斯噪声
既然本发明中主要考虑现行GPS C/A格式信号，可展开为不过注意类似的展开对BOC信号也适用。接着可进一步表示为：
与及无关，因为及是由最后一次积分区间的输入噪声引起的。忽略与的协方差，注意到稳态时我们有
还可导出早迟的差值
所以当时DLL0鉴别器输出值的方差为
方差(31)将被环路滤波器显著地削弱。但注意到已是ALL1的输出噪声的方差，而在CADLL系统中ALL的环路噪声带宽比DLL的大。若用Bd和Ba分别表示DLL与ALL的环路带宽，DLL0的环路输出方差可写作
其中为视距信号的功率。
DLL1的输出方差可用同样的方式表示为
其中α1＝a1/a0是幅度比。
参考式(23)与式(24)并做估计λ≈1，相对a0的相对输出方差与可写作
及
结合(32)-(35)式并注意到在稳定跟踪状态下且有
其中
其中在i＝0时ai＝1，而在i＝1时ai＝0
图9显示了码误差与幅度误差关于C/N0的1-sigma跟踪抖动曲线。其中多径信号的相对幅度为0.5。系统被配置为BTo＝24，Δ/Te＝0.1，积分时间T＝0.01s，Bd＝5Hz而Ba＝10Hz。
图9(a)阐述了伪距测量方面的1-sigma码跟踪抖动，以仿真结果关于理论结果的形式表示。当C/Nc很大时，仿真结果和理论曲线非常吻合。当C/N0较小时，的跟踪抖动在超过经验跟踪阈值即1/6的E-L间隙(参考文献16)后迅速迅速增加，但整个系统在的抖动也超过跟踪阈值(大约在30dB-Hz)时仍能正常工作。理论曲线和仿真曲线的差异在于在理论推导时与之间、与之间的协方差都被忽略了。在C/N0值低于38dB-Hz时这一两者的差异变得明显。然而，在38～50dB-Hz的范围里，理论近似估计的效果非常好。图9(b)所示的幅度误差的跟踪抖动同样阐述了曲线的趋势。
当多径信号的数量比多径单元数量大时，以上结果仍然成立，其原因是增加的多径误差只改变输出的偏移，并不改变方差。
图9CADLL的码误差和幅度误差的1-sigma跟踪抖动
第8节：结论
本发明中提出了一种新的多径抑制结构：CADLL。通过数学分析和仿真证明了CADLL能够较好地工作，很大程度地抑制由多径效应引起的误差。CADLL对短程多径表现出很好的抑制效果，甚至超过了HRC技术。和其他多径抑制方法相比，它有更好的抗噪声性能。在复杂环境下CADLL也有很好的鲁棒性，能够正常的工作。
CADLL抑制多径抑制的能力和系统的复杂度成正比，因而需要根据接收机的硬件/软件资源进行权衡。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。
专业人员还可以进一步意识到，结合本发明中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
显然，本领域的技术人员可以对发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包括这些改动和变型在内。
Claims (7)
1.一种卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，包括：
生成包括时延锁定环路和幅度锁定环路两种基本元素的耦合幅度时延锁定环路；
利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，以分离和跟踪视距信号和多径信号分量，并将多余波束分量从入射信号中消除。
2.如权利要求1所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，包括：
所述耦合幅度时延锁定环路由M+1个单元组成，依次编号为单元0～单元M，M为正整数，每一个单元包括一个时延锁定环路和一个幅度锁定环路，当所述耦合幅度时延锁定环路处于工作模式时，所述耦合幅度时延锁定环路中的所有的开关都是闭合的，每一个单元的输入信号是入射信号减去其余所有单元输出信号之和，每一个单元的输出信号事实上是入射信号的一个波束分量的估计，单元0用来跟踪视距信号，单元0得到的本地码将用于伪距的计算；
监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量。
3.如权利要求2所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，所述幅度锁定环路由一个估计器、一个环路滤波器和一个积分器组成，所述环路滤波器是一个低通滤波器，用于减少噪声的影响，所述幅度锁定环路与时延锁定环路一起工作，两者一起分别提供多径反射信号码延迟和幅度的具体信息。
4.如权利要求2所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，将多余波束分量从入射信号中消除，包括：
通过估计波束的分布来消去多余的波束分量，并保持跟踪有用的波束。
5.如权利要求2所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，利用所述时延锁定环路估计和跟踪某一预设波束的码延迟，利用所述幅度锁定环路估计对应的幅度，其中，一对时延锁定环路与幅度锁定环路构成一个单元，每个单元跟踪视距或一束多径信号，所述耦合幅度时延锁定环路包括多个单元，每个单元跟踪完整入射信号的不同波束分量，还包括：
在耦合幅度时延锁定环路的跟踪模式下，PLL使用单元0输出的相关值来估计残余载波相位误差。
6.如权利要求2所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
监控模块的任务是监控所有单元的跟踪状态，使工作中的单元数量与实际反射波束的数量相同；
监控模块保持单元的跟踪次序，即单元0跟踪视距信号，单元1跟踪离视距信号第一近的多径信号，单元2跟踪离视距信号第二近的多径信号，其它单元以此类推；
监控模块周期性地计算两个相邻单元间的平均码相位差和每一个单元的平均幅度，如果预设条件满足，对应的单元将被关闭。
7.如权利要求2所述的卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法，其特征在于，监控模块将持续地监控所有单元的跟踪状态，以根据入射信号的条件调整工作的单元的数量，包括：
在耦合幅度时延锁定环路的跟踪模式开始时，仅两个单元处于被使能状态，如果存在多径分量，单元1将跟踪一束反射波或反射波的复合；若不存在多径分量，单元1将被监控模块关闭；
重复执行如下步骤，直到到达了最大单元数量或新的单元在任何插入点都不再捕捉到新的波束分量：
一旦两个单元的系统的工作状态被确定，一个新的单元将被添加入系统，新的单元将被首先插入到单元0之后但在单元1之前，若新的单元达到一个稳定跟踪状态，说明在复合信号中找到了一束新的多径信号分量；若新的单元无法跟踪到一束信号，预设条件将被满足，新的单元将被监控模块关闭；若新单元被关闭了，它将被移动到单元1之后以搜索具有更大延时的多径分量。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810167468.8A CN108490458A (zh) | 2018-02-28 | 2018-02-28 | 卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法 |
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| CN201810167468.8A CN108490458A (zh) | 2018-02-28 | 2018-02-28 | 卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
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| CN108490458A true CN108490458A (zh) | 2018-09-04 |
Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810167468.8A Pending CN108490458A (zh) | 2018-02-28 | 2018-02-28 | 卫星导航多径信号参数估计和误差抑制方法 |
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| CN (1) | CN108490458A (zh) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109856650A (zh) * | 2019-01-15 | 2019-06-07 | 中国科学院国家天文台 | 基于相位条纹的码相位测量方法 |
| CN111624548A (zh) * | 2020-05-09 | 2020-09-04 | 北京北木波谱科技有限公司 | 一种自跟踪天线的目标盲检测方法 |
| CN112817015A (zh) * | 2021-01-04 | 2021-05-18 | 上海交通大学 | 利用gnss多径反射信号进行反射面位置估计的方法及系统 |
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2018
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Cited By (4)
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| CN111624548B (zh) * | 2020-05-09 | 2022-12-09 | 北京北木波谱科技有限公司 | 一种自跟踪天线的目标盲检测方法 |
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