CN111624548B - 一种自跟踪天线的目标盲检测方法 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种自跟踪天线的目标盲检测方法，估计各个天线接收信号的幅相关系，计算相应的最大比加权系数，并将信号合成以增强接收信号的信噪比。本算法突破了传统自跟踪天线的技术难点，具有以下特性：具备同时跟踪多个目标的能力；阵列天线单元可任意布局，无需按照半波长间距规则分布；无需校准通道的幅相特性。算法无需预知天线阵列单元的排列方式和空间位置关系，阵列拓扑结构可以任意排列。一方面安装更具灵活性；另一方面可解除天线单元之间的空间相关性，达到空间分集的效果，有效的抵御多径效应引起的频率选择性衰减。算法允许各个通道幅相存在差异性，无需对天线和通道进行校准，能够大大简化系统复杂度，具有更高的跟踪精度。

Description

一种自跟踪天线的目标盲检测方法

技术领域

本申请涉及遥控遥测技术领域，具体而言，涉及一种自跟踪天线的目标盲检测方法。

背景技术

传统自跟踪天线算法采用单脉冲测向技术，利用和差网络实现和波束和差波束，由此计算得到信号来向与波束指向的角度偏差。对于抛物面天线，根据角度偏差调整机械伺服，实现天线跟踪指向；对于相控阵天线，根据角度偏差，调整移相网络，调整天线波束指向。

传统自跟踪天线存在几点限制：其一，阵列天线单元要求具有很好的一致性；其二，阵列布局必须为规则的拓扑结构，一般情况下阵列单元间距为半波长；其三，跟踪精度受到天线和通道一致性的影响，必须严格校准幅相误差。

发明内容

本申请的主要目的在于提供一种自跟踪天线的目标盲检测方法，以解决目前的问题，该方法适用于具有M个天线单元的天线阵列，该M个天线单元将各自接收的无线电信号输入目标自跟踪单元进行信号合成，包括如下步骤：

(1)计算来自每路天线单元的信号功率值P_m；

(2)计算每两路输入信号的互相关值Corr_mn；

(3)计算各路信号之间的相位差θ_mn；

(4)计算各路信号之间的幅度比A_mn；

(5)基于以上步骤得到的各路信号总功率P_m、互相关值Corr_mn和信号幅度比A_mn，计算每路信号的信噪比SNR_m；

(6)基于各路信号的信噪比SNR_m以及选定的参考路信号的信噪比SNR_p计算各路信号的加权系数；

(7)据计算得到的加权系数，对各路信号进行最大比合并，得到当前时刻的合成信号；

(8)重复执行以上步骤(1)～(7)，持续追踪目标信号。

本发明设计的算法，算法在数字域进行权值估计和信号合成，同一组天线可同时支持多个目标的跟踪，突破了传统自跟踪天线的技术难点。

与现有技术相比较，本申请能够带来如下技术效果：

1、数字域实现目标分离，极大简化前端接收通道的复杂度；区别于传统相控阵或单脉冲测向算法，算法无需预知天线种类和阵列布局，无需对通道和天线进行校准；算法是一种盲自适应处理过程，无需预知目标方位，无需扫描捕获目标，具有响应时间快、跟踪高精度和检测灵敏度高的特点。算法能够适应各种通信体制，如PSK、FSK或者QAM等；

2、本算法估计各个天线接收信号的幅相关系，计算相应的最大比加权系数，并将信号合成以增强接收信号的信噪比；突破了传统自跟踪天线的技术难点。目标数仅与信号处理芯片的能力相关，而随着超大规模集成电路的飞速发展，主流FPGA芯片足以支持几十个目标的跟踪。

3、算法自适应调整信号的幅度和相位，可支持不同类型天线的组合方式。通过将高增益天线和宽波束天线相结合，设计得到更加有效的等效波束空间；算法中未涉及到天线阵列的拓扑结构，因此适用于任意拓扑结构的多天线阵列，而不必受限于传统阵列的半波长间距的限制。可将天线空间位置进行任意排布，一方面利用空间分集效果能够有效抵御多径效应引起的频率选择性衰落，另一方面更适合一些安装受限的应用环境。

同样，算法利用各个天线接收信号的相关性，而不涉及到各个通道幅相一致性。该算法无需对天线和通道进行校准，能够大大简化系统复杂度，以及提高跟踪精度。

4、按照最大比原则，将多个天线接收到的信号进行合成，发挥了每个天线阵列单元的最大作用。

附图说明

构成本申请的一部分的附图用来提供对本申请的进一步理解，使得本申请的其它特征、目的和优点变得更明显。本申请的示意性实施例附图及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1是本发明天线模块与自跟踪模块之间的通讯示意图；

图2是本发明自跟踪模块信号处理的流程示意图；

图3是本发明实施例2采用四单元阵列天线进行合成的前后频谱示意图；

图4是本发明实施例3采用四单元阵列天线进行合成的前后频谱示意图；

图5是本发明实施例4采用十六单元阵列天线进行合成的前后信号QPSK星座图；

图6是本发明进行理论推导时双路信号按照最大比原则进行合成的增益曲线图。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

在本申请中，术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”、“顶”、“底”、“内”、“外”、“中”、“竖直”、“水平”、“横向”、“纵向”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系。这些术语主要是为了更好地描述本申请及其实施例，并非用于限定所指示的装置、元件或组成部分必须具有特定方位，或以特定方位进行构造和操作。

并且，上述部分术语除了可以用于表示方位或位置关系以外，还可能用于表示其他含义，例如术语“上”在某些情况下也可能用于表示某种依附关系或连接关系。对于本领域普通技术人员而言，可以根据具体情况理解这些术语在本申请中的具体含义。

另外，术语“多个”的含义应为两个以及两个以上。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

实施例1

如附图1和2所示，本技术的盲检测方法完全通过FPGA等计算单元运算得到各路天线获得的跟踪目标的加权系数，进而获得跟踪目标最终的合成信号，因而在信号检测过程中计算单元无须获知天线种类，也无须获知天线阵列的布局、尺寸、阵子结构等参数，无须对通道进行校准，进而能够适用于不同类型的天线阵列。

该方法具体包括如下步骤：

步骤一：对各路天线获得的接收信号进行直流阻塞

如图1所示，设定天线阵列包含M个天线单元，各个天线单元所接收的信号经过接收通道的变频、滤波、放大后，由模数转换芯片(ADC)转换为数字信号。

由于每个天线对应一个输入信号，M个接收天线对应着M路输入信号。定义第m个天线相应的输入信号为x_m(t)，其中x_Im(t)为信号实部，x_Qm(t)为信号虚部，t表示采样时间，各个目标自跟踪模块信号表达式为：

x_m(t)＝x_Im(t)+jx_Qm(t)

接着，对每路输入信号分别进行直流阻塞，消除模数转换芯片(ADC)直流偏置误差和前端信号处理数字截位所引入的直流误差。其方法为分别计算输入信号实部和虚部的平均值，并将其从输入信号中减去均值，获得直流阻塞后的信号y_m(t)：

y_m(t)＝x_Im(t)-x_{Im_mean}+j[x_Qm(t)-x_{Qm_mean}]，

其中，T为统计周期的点数。

步骤二：计算每路输入功率值

如下式所示，其中P_m为第m路输入总功率：

步骤三：计算每两路输入信号的互相关值

如下式所示，其中Corr_mn为第m路和第n路信号的互相关值，标记*表示复数的共轭：

步骤四：计算各路信号之间的相位差

此处可采用Cordic算法，亦可采用反正切函数查找表的方法，计算复数Corr_mn的相位差θ_mn，具体如下：

θ_mn＝Angle(Corr_mn)。

步骤五：计算各路信号之间的幅度比

利用通道之间的互相关值，计算得到通道内信号幅度的比值：

其中p为参考路序号，首次运行时p默认为1，而后参考路序号由上一迭代周期的步骤七(见下文)所确定。

步骤六：计算每路输入信号的信噪比

根据各路信号总功率、互相关值和信号幅度比，计算每路输入信号的信噪比：

其中互相关值Corr_mn和信号幅度比A_mn中的n可选择不同信道，但优选信噪比最大的信道作为参考值来计算，以此能够进一步提高计算精度。

步骤七：将各路信号按信噪比从大到小进行排序

将所有估算的各路信号的信噪比按照从大到小进行排序，在下一迭代周期起始时刻，将当前信噪比最大的通道序号作为参考路序号p。选择接收效果最好的天线作为参考天线，能够提高权值计算的精度，能够提高算法的鲁棒性。此步骤为优选项，但并非不可或缺项，亦可将参考路固定为某一特定序号。

步骤八：计算各路信号的加权系数。

如下式所示，幅度比和相位差均为相对于参考路，参考路的权值默认为1：

其中m≠p。

步骤九：将各路信号进行最大比合成，得到当前检测周期的跟踪目标信号根据计算得到的加权系数，对输入信号按照最大比原则进行合成：

此外，为了保证合成信号的稳定性，还可对合成后信号进行自动增益控制，这里不再赘述。

步骤十：返回步骤一，开展下一检测周期的信号检测

本专利方法获得的合成后信号信噪比为所有合成前各路信号信噪比的总和，如下式，其中ρ_opt为合成后的信噪比，ρ_m为第m路信号的信噪比：

多路信号合成能够有效提高信号的信噪比，增加系统的抗噪能力，提高通信系统的可靠性。随着天线数量的增加，其所能获得的信噪比增益也相应的提升，最大合成增益：

Gain_max＝3*log₂(M)；

根据上述计算结果，建立坐标系，其中横向坐标为两路信号的信噪比差异，纵向坐标为合成后信号相对与信噪比大的单路信号的信噪比增益。

为了从理论上证明本专利的信号处理方法获得的合成后信号信噪比为所有合成前各路信号信噪比的总和，进而能够有效提高信号的信噪比，增加系统的抗噪能力，提高通信系统的可靠性，下面将进一步提供验证上述结论的推导过程，但需要注意的是，其并不代表本技术的最终结果：

因两路目标信号存在幅度差异、相位差异和延时差异，考虑两个接收天线与目标之间的相对位置关系一致，则不存在多普勒效应引起的频偏差异，则两个天线同时接收目标信号，采用如下公式表示：

其中：

式中x₁(k)和x₂(k)表示为两个天线所接收到的信号，

α₁和α₂分别表示为有用信号幅度，

Δk表示两路信号之间的延时，

ω为载波频率，

为载波相位，

n₁(k)和n₂(k)为天线所接收到的噪声。

当两个接收天线间距引入的信号延时远小于数据周期时，可以近似得到：

分别对两路信号进行加权合成，权系数分别为ω₁和ω₂，合成后信号可表示为：

当两路加权后信号满足同相迭代的条件，此时信号的信噪比最大，可用如下公式表示：

进行合成信号的信噪比ρ_c计算，具体如下：

其中，σ₁和σ₂为两路接收信号中的噪声功率。

对上述ρ_c进行求导，并令其一阶导数为零，可以计算得到最大比合成的最优权值：

合成后最大信噪比如上述公式所示，即合成后信号信噪比为各路信号信噪比之和。

若两天线接收信号信噪比相同时，则满足下述条件：

此时，合成后信噪比将提高3dB。

对于L个天线阵元合成，每路加权幅度可表示为：

合成后可以获得最大合成增益：

根据上述计算，建立坐标系，如图6所示，其中横向坐标为两路信号的信噪比差异，纵向坐标为合成后信号相对于信噪比大的单路信号的信噪比增益。

根据上述数学推导可以看出，按照最大比原则合成后，合成信号的信噪比是所有接收信号信噪比的总和。因此，通过增加天线单元数量，提升阵列天线的合成增益。

如附图6所示，其为双路信号按照最大比原则合成所获得的信噪比增益曲线图，图中，横向坐标为两路信号的信噪比差异，纵向坐标为合成后信号相对与信噪比大的单路信号的信噪比增益。

从图中可以看出，当双路信号信噪比相同时，可以获得最大信噪比增益3dB。随着两路信噪比差异增益，合成增益也相应下降。极限情况，当仅有一路接收到信号，另一路天线发生故障，无法正常工作。此时合成后信号信噪比与正常接收的信号信噪比相同，信噪比增益为0dB。即使某一天线发生故障，不会导致系统接收效果的恶化。

当双路信号信噪比相同时，可以获得最大信噪比增益3dB。随着两路信噪比差异增益，合成增益也相应下降。

极限情况，当仅有一路接收到信号，另一路天线发生故障，无法正常工作。此时合成后信号信噪比与正常接收的信号信噪比相同，信噪比增益为0dB。即使某一天线发生故障，不会导致系统接收效果的恶化。

本算法针对于申请人另外的一份申请技术“多目标自跟踪天线”，多目标自跟踪天线采用了多个天线单元，按照上述理论推论，本算法不止步于上述两个天线单元的接受信号增益计算。

基于实施例1的盲检测方法，以四单元阵列天线为例，如附图3所示，输入信号为频率1MHz载波信号时，四路信号信噪比均为10dB，合成所获得的信噪比增益为6dB。可以观测到两个频谱中噪声分量是一样的，而合成后的载波分量比合成前高出了6dB，验证了上述分析。

以四单元阵列天线为例，如附图4所示，输入信号为频率1MHz载波信号时，若四路信号信噪比分别为-10、-8、-6和-4dB、，则合成所获得的信噪比约为-0.4dB。

以16单元阵列天线为例，如附图5所示，输入为数据速率1MHz的QPSK调制信号时，16路信号EbN0均为0dB，合成所获得的信噪比增益为12dB。

因此，本发明设计的算法，算法在数字域进行权值估计和信号合成，同一组天线可自动对目标进行跟踪，由于在计算各路天线所接收的各个信号的加权系数时，并不需要考虑天线阵列的天线种类，也无须获知天线阵列的布局、尺寸、阵子结构等参数，更无须对通道进行校准，进而该盲检测方法能够适用于不同类型的天线阵列，且在天线使用过程中更加简易灵活，突破了传统自跟踪天线的技术难点。

此外，由于本发明的检测方法为自适应的盲检测处理过程，因而无须预知目标方位，也无须提前扫描捕获目标，且由于能够达到较高的增益，因而具有响应时间短、跟踪精度高和检测灵敏度高的特点；此外，由于该检测方法利用不同天线接收同一信号，信号之间具有强相关性，因而也能够适应于各种通信体制，如PSK、FSK或者QAM等。

以上所述仅为本申请的优选实施例而已，并不用于限制本申请，对于本领域的技术人员来说，本申请可以有各种更改和变化。凡在本申请的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种自跟踪天线的目标盲检测方法，适用于具有M个天线单元的天线阵列，该M个天线单元将各自接收的无线电信号输入目标自跟踪单元进行信号合成，其特征在于，包括如下步骤：

(1)计算来自每路天线单元的信号功率值P_m；

(2)计算每两路输入信号的互相关值Corr_mn；

(3)计算各路信号之间的相位差θ_mn；

(4)计算各路信号之间的幅度比A_mn；

(5)基于以上步骤得到的信号功率值P_m、互相关值Corr_mn和幅度比A_mn，计算每路信号的信噪比SNR_m；

(6)基于各路信号的信噪比SNR_m以及选定的参考路信号的信噪比SNR_p计算各路信号的加权系数；所述加权系数通过如下方式计算：

其中，m表示第m路信号，n表示第n路信号，p为M路信号中选定其中任一路信号作为参考信号，m≠n，m≠p；

(7)根据计算得到的加权系数，对各路信号进行最大比合并，得到当前时刻的合成信号z(t)；

(8)重复执行以上步骤(1)～(7)，持续追踪目标信号。

2.如权利要求1所述的自跟踪天线的目标盲检测方法，其特征在于，在步骤(1)之前，先对各路天线的接收信号进行模数变换，再对形成的数字信号进行直流阻塞。

3.如权利要求2所述的自跟踪天线的目标盲检测方法，其特征在于，直流阻塞按照如下方式进行：

y_m(t)＝x_Im(t)-x_{Im_mean}+j[x_Qm(t)-x_{Qm_mean}],

其中，y_m(t)为直流阻塞后的信号，定义第m个天线相应的输入信号为x_m(t)，x_Im(t)为信号实部，x_Qm(t)为信号虚部，t表示采样时间，T为统计周期的点数，x_{Im_mean}和x_{Qm_mean}表示输入信号实部和虚部的平均值。

4.如权利要求2所述的自跟踪天线的目标盲检测方法，其特征在于，在数模转换前对各路信号进行变频、滤波、放大处理。

5.如权利要求3所述的自跟踪天线的目标盲检测方法，其特征在于，步骤(1)～(5)及步骤(7)分别通过如下方式计算：

θ_mn＝Angle(Corr_mn)，

其中，标记*表示复数的共轭。

6.如权利要求5所述的自跟踪天线的目标盲检测方法，其特征在于，选择信噪比最大的一路信号作为参考信号。

7.一种自跟踪天线的目标盲检测装置，其特征在于，该装置包括M个天线单元组成的天线阵列和目标自跟踪单元，M个天线单元所接收的信号输入目标自跟踪单元，其中，目标自跟踪单元用于执行以下步骤：

(1)计算来自每路天线单元的信号功率值P_m；

(2)计算每两路输入信号的互相关值Corr_mn；

(3)计算各路信号之间的相位差θ_mn；

(4)计算各路信号之间的幅度比A_mn；

(5)基于以上步骤得到的信号功率值P_m、互相关值Corr_mn和幅度比A_mn，计算每路信号的信噪比SNR_m；

(6)基于各路信号的信噪比SNR_m以及选定的参考路信号的信噪比SNR_p计算各路信号的加权系数；所述加权系数通过如下方式计算：

其中，m表示第m路信号，n表示第n路信号，p为M路信号中选定其中任一路信号作为参考信号，m≠n，m≠p；

(7)根据计算得到的加权系数，对各路信号进行最大比合并，得到当前时刻的合成信号；

(8)重复执行以上步骤(1)～(7)，持续追踪目标信号。

8.如权利要求7所述的自跟踪天线的目标盲检测装置，其特征在于，所述目标自跟踪单元为FPGA芯片。

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