JP2004503180A - 地上波デジタルｔｖ受信のための周波数領域の等化器 - Google Patents

Abstract

単一の集積回路のよるマルチスタンダード復調器は、受信信号及び誤差予測値から逆チャネルを予測するための再帰的な最小二乗コスト関数を使用した周波数領域での等化のための適応逆チャネル予測器を含んでいる。対角相関行列を利用して、計算集中型から記憶集中型にシフトして、従来の周波数領域の等化器により必要とされるよりも少ない計算リソースを利用して解は決定される。メモリの必要条件は、従来のＯＦＤＭデコーダ内で利用可能なメモリにより十分に満足される。必要とされる計算リソースは、かかるデコーダ内で利用することができるリソースに容易にマッピングすることができる。マルチスタンダード復調器の集積回路の費用対効果を改善することができる。

Description

【０００１】
［発明の分野］
本発明は、一般に無線信号の復号時のイコライゼーションに関し、より詳細には、１つの集積回路によるマルチスタンダードでコーダ内での実現に適した方式による、周波数領域のイコライゼーションのための適応逆チャネル予測に関する。
【０００２】
［発明の背景］
デジタルテレビジョン（ＤＴＶ）ブロードキャスティング変調のための２つの異なる標準が地域的に採用されている。米国では、Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ（ＡＴＳＣ）ｄｉｇｉｔａｌ ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ ｓｔａｎｄａｒｄ（ＡＴＳＣ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ａ／５３， Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １６， １９９５）により発表された残留波帯（ＶＳＢ）変調を採用しており、この変調では８つの離散振幅レベル（８−ＶＳＢ）を有している。一方、欧州、オーストラリア及び他の地域では、“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ： Ｆｒａｍｉｎｇ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ， Ｃｈａｎｎｅｌ Ｃｏｄｉｎｇ ａｎｄ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ”ＥＴＳＩ３００ ７４４（Ｍａｒｃｈ １９９７） によるＤｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ（ＤＶＢ−Ｔ） ｃｏｄｅｄ ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ（ＣＯＦＤＭ）を採用している。
【０００３】
図１０Ａ及び図１０Ｂは、これら２つの標準について採用されるタイプの集積回路による残留波帯復調器及び直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）復調器の典型的な実現についての比較によるブロック図をそれぞれ示している。
【０００４】
チャネルデコーダ１０００ａ及び１０００ｂの両者についてのフロントエンドの殆どは、サンプルレート変換（ＳＲＣ）、ミキサ、及びフィルタ又はナイキストフィルタユニット１００１ａ及び１００１ｂを含んでおり、これらは同じである。フォワード誤り補正（ＦＥＣ）ユニット１００２ａ及び１００２ｂもまた同じである。したがって、単一のマルチスタンダードチャネル復号集積回路は、直接ハードウェア共有技術を利用して、結合されたやり方でこれらの部分を実現している。
【０００５】
しかし、２つの標準を実現する既存のアルゴリズムについて使用される集積回路領域の殆どは、ＶＳＢにおける等化器１０３、及びＯＦＤＭにおける高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、チャネル予測及び補正ユニット１００４により占有される。さらに、ＶＳＢは計算集中型であり、一方ＯＦＤＭは記憶集中型である。これらの理由のために、現在のアルゴリズムは、費用対効果の高いやり方において両者の標準についての結合チャネルデコーダを実現することを困難にしている。
【０００６】
ＶＳＢ及びＯＦＤＭ標準のアルゴリズムレベルの統一化について、２つの可能性が存在し、それぞれの標準を実現する現在のアルゴリズムの変更を要求している。第１に、ＯＦＤＭについて時間領域の等化器が使用される場合がある。ここでは、この標準のためのチャネル予測及び補正ユニットが時間領域の等化器で置き換えられる。次いで、等化器は、現在のＶＳＢ等化器ハードウェアにマッピングされる。しかし、定性的な観察によれば、かかる技術がＯＦＤＭ標準のパイロットキャリアの有効な利用を困難にしていることを示している。これは、この技術によれば、既存のＯＦＤＭアルゴリズムに匹敵する性能にならないことを示している。
【０００７】
第２のアプローチでは、等化器の部分がＯＦＤＭハードウェアにマッピングされるように、ＶＳＢについて周波数領域（ＦＤ）での等化器を利用することである。図１１に、単一キャリアシステムについて一般化周波数領域の等化器についてのブロック図が示されている。
【０００８】
周波数領域の等化器への入力１１０１で受信された信号は、Ｍサンプルをオーバラップさせる直並列変換器（Ｓ／Ｐ）１１０２によりはじめに処理される。次いで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ユニット１１０３は、デジタルデータストリームを周波数領域に変換し、ＦＦＴユニット１１０３の出力は、予測ユニット１１０４からの逆チャネル予測器により乗算される。結果的に得られる信号乗算器１１０５の等化出力は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット１１０６を利用して時間領域に変換され、さらに、Ｍサンプルを廃棄する並直列（Ｐ／Ｓ）変換器１１０７を利用してシリアル信号に変換される。
【０００９】
図１１に示されるタイプの周波数領域の等化器の実現間での主要な差異は、オーバラップ アンド セーブのパラメータ（すなわち、オーバラッピングパラメータＭのサイズ及びＦＦＴ／ＩＦＦＴのサイズＮ、ＩＦＦＴの処理は、オーバラッピングサイズがＮ−１である場合にチャネル補正と結合することができる）、及び逆チャネルが予測されるやり方である。逆チャネルを予測するために提案される技術では、高次の統計量予測器又は適応予測器のいずれかが使用され、後者のアプローチが本発明で採用されることになる。
【００１０】
１つの典型的に適応的な周波数領域の等化技術は、図１２に示されており、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタの周波数領域での実現から基本的に導出される。２つのＦＦＴ処理は、全体の処理がブロック適応ＦＩＲフィルタに同一であるようにチャネル予測ループに挿入される。図１２に示される例では、逆チャネル予測器１１０４内のブロック遅延ユニット１２０１は、ＦＦＴユニット１１０３の出力を受け、誤差計算ユニット１２０２は、ＩＦＦＴユニット１１０６の出力を受ける。
【００１１】
ＦＦＴユニット１２０３は、誤差計算ユニットにより導出された誤差のＦＦＴ処理を実行し、ブロック遅延ユニット１２０１からのブロック遅延の影響下で、誤差の周波数領域変換を最小二乗適応トランスバーサルフィルタ１２０４に通過させる。フィルタリングされた結果は、逆チャネル予測がカット アンド インサート ゼロ ユニット１２０６により生成されるように、ＩＦＦＴユニット１２０５により時間領域に変換される。次いで、逆チャネル予測は、ＦＦＴユニット１２０７により周波数領域に変換され、信号乗算器１１０５に供給される。
【００１２】
適応逆チャネル予測についてのこのアプローチに対する１つの問題点は、チャネル予測器１１０４のループ内の２つのＦＦＴ処理により導入されるループ遅延によるトラッキング性能の低さである。別の問題点は、２つのＦＦＴ処理に関連した集積回路領域のコストである。
【００１３】
したがって、当該技術分野において、逆チャネル予測時に必要とされるＦＦＴ処理数を低減しつつ、ＶＳＢチャネルデコーダの等化器部分を単一の集積回路によるマルチスタンダード チャネル デコーダ内のＯＦＤＭハードウェアにマッピングすることができる周波数領域の等化器についての必要が存在する。
【００１４】
［発明の概要］
上述した従来技術の問題点を解決するために、本発明の第１の目的は、単一の集積回路によるマルチスタンダード復調器における使用向けの、受信信号及び誤差予測値からの逆チャネル予測において再帰的な最小二乗コスト関数を利用した、周波数領域でのイコライゼーションのための適応逆チャネル予測器を提供することにある。対角相関行列を利用して、従来の周波数領域の等化器により必要とされるよりも少ない計算リソースを利用して解が決定される。メモリの必要条件は、従来のＯＦＤＭデコーダ内で利用することができるメモリにより、十分に満足される。これにより、マルチスタンダード復調器の集積回路の費用対効果が改善される。
【００１５】
上記内容は、当業者が以下に説明する発明の詳細な記載を良好に理解するように、本発明の特徴及び技術的効果をむしろ広く概略している。本発明の請求項の目的を形成する本発明の追加の特徴及び効果は、以下に記載される。当業者であれば、本発明の同じ目的を達成するための他の構成を変更又は設計のための基本として開示される概念及び特定の実施の形態を容易に利用してもよいことを理解されるであろう。また、当業者であれば、かかる等価な構成が最も広範な構成において本発明の精神及び範囲を逸脱しないことを認識されるであろう。
【００１６】
本発明の詳細な記載に進む前に、本明細書を通して使用されるある種の単語又は句の定義を行うことは有効である。単語「含む“ｉｎｃｌｕｄｅ”」及び「備える“ｃｏｍｐｒｉｓｅ”」及びその派生語は、限定することのない包含を意味する。単語「又は」は包括的であり、及び／又はを意味する。句「関連する“ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ ｗｉｔｈ”、“ａｓｓｏｃｉａｔｅｄ ｔｈｅｒｅｗｉｔｈ”」及びその派生句は、含む、含まれる、相互接続する、〜内に含まれる、〜に又は〜と接続する、〜に又は〜と結合する、〜と通信する、〜と協力する、インタリーブする、〜に類似である、〜に又は〜と結合する、有する、〜の特性を有する等である。用語「コントローラ」は、少なくとも１つの動作を制御するいずれかの装置又はシステム又はその一部を意味し、かかる装置は、ハードウェア、ファームウェア、ソフトウェア、又はそれらの少なくとも２つの結合である。
【００１７】
なお、特定のコントローラに関連する機能は、ローカル又はリモートに中央化又は分散化されていてもよい。ある種の単語及び句についての定義は、本明細書を通して提供される。当業者であれば、かかる定義は、かかる定義された単語及び句の将来的な使用と同様に、多くの場合に適用することができることを理解されるであろう。
本発明及びその作用効果をより完全に理解するために、添付図面と対応して以下の記載に対して参照がなされる。
【００１８】
［発明の実施の形態］
図１〜図９を通して、以下に記載され、本明細書において本発明の原理を記載するために使用される様々な実施の形態は、例示のみであり、本発明の範囲を限定するために解釈されるべきではない。当業者であれば、本発明の原理はいずれか適切に構成された装置で実現されてもよい。
【００１９】
図１は、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器を含んだ単一の集積回路によるマルチスタンダードチャネルデコーダが本発明の１実施の形態に従い実現されるシステムを示している。
【００２０】
システム１００は、例示的な実施の形態ではデジタルテレビジョン受信機である受信機１０１を含んでいる。このデジタルテレビジョン受信機は、更に詳細に記載される残留波帯（ＶＳＢ）標準又は符号化された直交周波数分割多重（ＣＯＦＤＭ）標準のいずれかに従うデジタルテレビジョン信号を復調可能な単一の集積回路によるマルチスタンダード チャネル デコーダ１０２を含んでいる。デジタルテレビジョン信号は、入力１０３で受信される。
【００２１】
当業者であれば、図１は例示的な実施の形態のデジタルテレビジョン受信機内の全ての構成要素を明示的に示していないことを理解されるであろう。デジタルテレビジョン受信機及びその内部に共通に知られている構成及び動作の多くは、本発明にユニークなものであり、及び／又は本発明の理解に必要とされるものが図示及び記載される。
【００２２】
図２は、本発明の１実施の形態によるマルチスタンダード チャネル デコーダにおける使用向けの、適応逆チャネル予測器を使用した周波数領域の等化器をより詳細に示す簡略化されたブロック図である。
【００２３】
周波数領域の等化器２００は、復号化すべき入力信号２０２を受信して、ＭサンプルをオーバラップしてＮサンプルを形成するためのオーバラップユニット２０１を含んでいる。ここで、ＮはＦＦＴサイズであり、ＦＦＴユニット２０３により周波数領域に変換される。ＦＦＴユニット２０３の出力は、Ｎ×Ｎ対角行列Ｘ_ｋとしてモデル化される。ここで、アレイＸ_ｋの対角成分｛Ｘ_{（ｎ，ｋ）}｝は、ＦＦＴユニット２０３の出力である。下付き（ｎ，ｋ）は、ｋ番目のＦＦＴブロックでのｎ番目の周波数ビンを言及する。ここで、ｎ＝１，．．．，Ｎである。
【００２４】
ＦＦＴの出力は、逆チャネル予測値｛Ｇ_{（ｎ，ｋ）}｝の周波数ビンを含むＮサイズの行ベクトルであるＧ_ｋと信号乗算器２０４により乗算され、周波数領域の等化出力｛Ｙ_{（ｎ，ｋ）}｝を含むＮサイズの行ベクトルであるＹ_ｋが生成される。したがって、周波数領域の等化出力は、以下のように記載される。
Ｙ_ｋ＝Ｇ_ｋＸ_ｋ
本発明において、周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋは、周波数領域のデータに適用される（時間領域のＲＬＳシステムのトラッキング性能効果を得るために主に選択される）時間領域での再帰的最小二乗（ＲＬＳ）コスト関数の変更バージョンを最小にするＧ_ｋの値を見つけることにより得られる。
【数１】

ここで、Ｅ_ｌは、Ｅ_ｌ＝Ｓ_１−Ｇ_ｋＸ_ｌにより定義される周波数領域の誤差ベクトルである。Ｓ_ｋは、送信されたＶＳＢソース信号（既知であると仮定）の周波数領域での表示を含むＮサイズの行ベクトルである。
【数２】

（ここで、上付き^Ｈは、転置複素共役を示す）。及びλは、忘却要素として知られる正の定数であり、０＜λ＜１により制約される値を有する。
【００２５】
コストジャンクションＪ_ｋの最小値は、以下の偏微分を満足する値Ｇ_ｋを見つけることにより識別される。
【数３】

更なる分析を簡略化するために、入力信号Ｘ_ｋの相関行列Ｒ_ｋが定義される。
【数４】

入力信号Ｘ_ｋと所望の信号Ｓ_ｋの間での相互相関ベクトルＰ_ｋと共に示すと、以下が得られる。
【数５】

コスト関数Ｊ_ｋ内のこれら２つの相関値を利用して、更なる簡略化の後に、コスト関数Ｊ_ｋは以下のように表される。
【数６】

Ｒ_ｋは対角行列であり、Ｐ_ｋはベクトルであるので、Ｇ_ｋの成分に関する式（１）の偏微分は、以下のようになる。
【数７】

次いで、式Ｇ_ｋＲ_ｋ−Ｐ_ｋ＝０のセットの解から、Ｇ_ｋの最適値が得られ、その解は以下のようになる。
Ｇ_ｋ＝Ｐ_ｋＲ_ｋ ^−１　　　　　　　　　　　　　　　　　（２）
Ｐ_ｋ＝λＰ_ｋ−１＋Ｓ_ｋＸ_ｋ ^Ｈであるので、
【数８】

が誤差Ｅｋの前の予測値であることを仮定すると、Ｐ_ｋ−１＝Ｇ_ｋ−ｉＲ_ｋ−１であるので、相互相関ベクトル
【数９】

は、以下のように示すことができる。
【数１０】

式（２）における相互相関ベクトルＰ_ｋについてのこの表現の置き換えは、更なる簡略化により以下のように示される。
【数１１】

しかし、Ｒ_ｋ−１が適切な定数で初期化される場合、相関行列Ｒ_ｋは以下の再帰的な式により記載される。
【数１２】

式（３）におけるこの置き換えの使用により、更なる簡略化の後に以下のようになる。
【数１３】

【００２６】
信号乗算器２０４からの等化周波数領域出力Ｙ_ｋは、時間領域への変換のためにＩＦＦＴユニットに入力される。ＩＦＦＴユニット２０５の出力は、廃棄ユニット２０６に通過される。廃棄ユニット２０６は、Ｍサンプルを廃棄して、残りのサンプルをトレリスデコーダ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）ユニット２０７に通過する。
【００２７】
トレリスデコーダユニット２０７は、誤差に関する仮決定２０９と同様に、復号化出力２０８を生成する。誤差は、ＩＦＦＴユニット２０５からの周波数領域の等化出力Ｙ_ｋの変換を利用して、時間領域における誤差ユニット２１０内で計算され、次いで、ＦＦＴユニット２１１により周波数領域に変換される。変換された誤差は、適応逆チャネル予測器２１２により使用され、逆チャネル予測値Ｇ_ｋが計算される。
【００２８】
集束状態に依存して、トレイニング系列、ブラインドアルゴリズム、及び／又はトレリスデコーダ２０７からの仮決定２０９を利用して、誤差ユニット２１０により誤差が計算される。適応逆チャネル予測の上記分析は、送信系列又は誤差系列は確率的に既知であることを仮定しており、実際には、送信系列の一部のみが既知であり、誤差系列は既知ではないことがある。
【００２９】
したがって、確率的な技法は、等価誤差を得るために使用されなければならない。コンスタント モジュール アルゴリズム（ＣＭＡ）、デシジョン ディレクテッド技法のような、代用の誤差を得るための他の技法の使用は、式（５）を変更することにより包含される。
Ｇ_ｋ＝Ｇ_ｋ−１＋μＥ_ｋＸ^＊ _ｋＲ^−１ _ｋ−１　　　　　　　　　　　　　　　　（６）
ここで、μは、適応速度及び平均二乗誤差（ＭＳＥ）を制御する正の定数である。
【００３０】
ＶＳＢの場合では、連続するトレイニング系列（トレイニング信号）間の時間距離は、他の技法がトレイニング系列間における誤差を計算するために使用されなければならないように遠く離れている。内部シンボル干渉（ＩＳＩ）の深刻さに依存して、ブラインドアルゴリズム及びデシジョン ディレクテッド アルゴリズムを使用して、実際の誤差に置き換えられる等価誤差を計算する。
【００３１】
また、ブロック遅延ユニット２１３は、周波数領域の等化器２００内に挿入されており、実現に関連する予測器のループ遅延を反映する（すなわち、ＩＦＦＴユニット２０５、誤差ユニット２１０及びＦＦＴユニット２１１に関連する遅延）。逆チャネル予測値Ｇ_ｋは、周波数領域の入力Ｘ_ｋ及び誤差Ｅ_ｋ（及び誤差Ｅ_ｋの計算において使用される相関行列Ｒ_ｋ）の遅延されたバージョンを利用して更新される。
【００３２】
図３は、本発明の１実施の形態に従う、周波数領域の等化器のための適応逆チャネル予測器をより詳細に示している。図２で示された適応逆チャネル予測器２１２は、図示のように実現される。相関行列Ｒ_ｋが対角行列であるので、逆操作は、対角成分の転置のみを含んでいる。ｋ番目のＦＦＴフレーム内のｎ番目の周波数ビンを、たとえばＧ_ｎ，ｋ（ｎ＝１，．．．，Ｎ）として示すと、式（４）及び（６）についての周波数ビンの更新は、以下のように低減される。
【数１４】

ここで、Ｒ_ｎ，ｋ、Ｇ_ｎ，ｋ及びＥ_ｎ，ｋは、相関行列Ｒ_ｋ、入力信号Ｘ_ｋ、逆チャネル予測値Ｇ_ｋ、及び誤差Ｅ_ｋのそれぞれ対角成分である。
【００３３】
図３において示されるように、周波数ビンの更新の式（７）及び（８）は、数個の加算器３０１及び３０２、２個の複素乗算器３０３及び３０４、及び１個の複素割り算器３０５を必要とする。また、ブロック遅延２１３からの遅延された出力Ｘ_ｋ−ｄは、乗算器３０３と同様に、信号複素共役器３０６に通過される。
【００３４】
また、乗算器３０３は、割り算器３０５と同様に、複素共役器３０６の出力を受ける。乗算器３０３の出力
【数１５】

は、加算器３０１により、λフィルタ３０８によるフィルタリングの後に、メモリ３０７からの相関行列の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}に加算され、相関行列の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋが計算される。
【００３５】
相関行列対角成分Ｒ_ｎ，ｋは、メモリ３０７に記憶され、割り算器３０５に通過されてＸ^＊ _ｎ，ｋＲ^−１ _ｎ，ｋが計算される。次いで、この成分は、乗算器３０に通過されて、誤差対角成分Ｅ_ｎ，ｋと乗算される。この乗算結果は、加算器３０２に通過される前に、μフィルタ３０９によりフィルタリングされる。また、加算器３０２は、メモリ３０７からの前の逆チャネル予測値の対角成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を受け、加算器３０２の出力は、現在の逆チャネル予測対角成分Ｇ_ｎ，ｋであり、この成分は、乗算器２０４に通過され、メモリ３０７に記憶される。
【００３６】
式（７）及び（８）を利用した、ＲＬＳベースの適応逆チャネル予測器２１２について必要とされる計算リソースは、既存のＯＦＤＭアルゴリズムに従来使用されるハードウェアに容易にマッピングされる。λ及びμの値は、過度のＭＳＥ及び適応アルゴリズムのトラッキング／集束作用を制御するものであり（相関行列Ｒ_ｋが集束及びトラッキングに非常に有効ではあるが）、これらの値の操作がビットシフト及び加算処理のみで実現されるように選択される。
【００３７】
図２及び図３に示される周波数領域の等化器の近似的な時間領域の作用は、循環畳み込みを使用したＦＩＲフィルタのＦＦＴによる実現に近似的に等しいフィルタリング部分、及びウィーナ フィルタの解に近似的に集束するブロック時間領域のＲＬＳ更新に等価な更新部分を含んでいる。
【数１６】

ここで、Ｈはチャネルの有効な周波数応答であり、σは追加の白色雑音（ＡＷＧＮ）である。
【００３８】
図４Ａ及び図４Ｂは、本発明の１実施の形態に従う、適応逆チャネル予測器を使用した周波数領域の等化器を含むマルチスタンダード チャネル デコーダを示している。図４Ａは、チャネルデコーダ１０４のＶＳＢ受信機の部分を示しており、サンプルレート変換（ＳＲＣ）ユニット４０１及びフォワード誤差補正（ＦＥＣ）ユニット４０２を含んでいる。
【００３９】
乗算器４０３は、キャリア復元（ＣＲ）ユニット４０４の出力同様に、ＳＲＣユニット４０１の出力を受信する。キャリア復元ユニット４０４は、デジタルシグナルプロセッサ４０５の制御下で動作し、乗算器４０３の出力を入力として受ける。また、乗算器４０３の出力は、二乗根累乗コサイン（ＳＱＲＣ）フィルタユニット４０６に通過され、その出力は、周波数領域の等化器２００、及びＳＲＣユニット４０１に接続されるタイミング リカバリユニット４０７により受信される。周波数領域の等化器２００の出力は、ＦＥＣユニット４０２に通過される。
【００４０】
図４Ｂは、チャネルデコーダ１０４の符号化された直交周波数分割多重装置（ＣＯＦＤＭ）の部分を示している。ＳＲＣユニット４０１、ＦＥＣユニット４０２及び乗算器４０３は、ＣＯＦＤＭについて再使用される。図示される例では、ＳＲＣユニット４０１及び乗算器４０３を制御するＤＳＰベースの同期ループ４０８を使用している。
【００４１】
乗算器４０３の出力は、周波数領域への変換のためにＦＦＴユニット４０９に通過され、周波数領域の信号は、チャネル予測及び同期検出ユニット４１０、及び３シンボル ディレイライン４１１の両者に通過される。ユニット４１０及び４１１の出力は、等化器４１２により受信され、等化器４１２は、ＦＥＣユニット４０２に接続される。また、チャネル予測及び同期検出ユニット４１０は、ＤＳＰベースの同期ループ４０８に接続される。
【００４２】
チャネルデコーダ１０４のＶＳＢ部分内の周波数領域の等化器２００は、既存のアルゴリズムを実現する従来のハードウェアの計算集中型の時間領域の等化器を、３つのＦＦＴ処理、数ブロックのメモリ（それぞれ１Ｋ〜２Ｋサンプル）、及び数個の算術処理を必要とするメモリ集中型の等化器に切換える。
【００４３】
周波数領域の等化器２００のメモリ条件は、既存のＣＯＦＤＭアルゴリズムについての典型的なハードウェア実現内で利用可能なメモリにより十分に満たすことができる。機器構成可能なデータ経路ユニット（図示せず）の助けにより、算術処理もまた、ＣＯＦＤＭ処理にマッピングすることができ、サポートアーキテクチャの助けにより、可能なＣＯＦＤＭハードウェアに周波数領域の等化器２００の完全なマッピングを行うことができる。
【００４４】
図５〜図９は、本発明の１実施の形態に従う、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示している。周波数領域の等化器２００は、２Ｋ ＦＦＴ及びＦＦＴ当り１ ＶＳＢフィールド（８３２セグメント）でシミュレーションされ、６４のフォワードタップ及び２５６のフィードバックタップを有し、中央のタップがフォワード等化器の中心に配置されている時間領域のデシジョン フィードバック等化器（ＤＦＥ）について、結果が比較される。
【００４５】
両者の等化器は、トレイニングモードにおいて、１ ＶＳＢセグメント（３１３サンプル）について開始され、次いで、後続するフィールドにおいてＧｏｄｄａｒｔ／ｔｒａｉｎｅｄモードが使用される。トレイニング系列は、ＶＳＢフィールド毎（８３２サンプル）について実現される。シミュレーションは、１２００セグメントにわたり実行され、シンボルエラーレート（ＳＥＲ）は、それぞれのセグメントのシンボルエラーの平均により計算される。
【００４６】
図５は、静的作用を調査するためのシミュレーションにおいて使用されたチャネルのインパルス応答を示しており、図６は、静的チャネルについてＳＥＲ曲線をプロットしている。図７は、動的チャネルについてＳＥＲ曲線をプロットしている。ここでは、１．８マイクロ秒（μｓ）経路が５ヘルツ（Ｈｚ）の正弦波で変調されており、メイン経路以下の最大の振幅セットは１０デジベル（ｄＢ）であり、信号対雑音比（ｄＢ）は２０ｄＢである。
【００４７】
ブラインド又はトレインモードで誤差が計算された場合に、ＤＦＥの結果と本発明の周波数領域の等化器２００とを比較して、本発明の周波数領域の等化器は、ＤＦＥ性能に対して比較的適度な性能を示している。１つの理由は、ＲＬＳ適応逆チャネル予測器を介して、チャネルの比較的急速なトラッキングである。周波数領域の等化器における誤差がトレリス（Ｖｉｔｅｒｂｉ）デコーダからの仮決定を利用して計算される場合、性能改善はより大幅なものとなる。
【００４８】
図８は、Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ（ＮＴＳＣ）の共同チャネルがＶＳＢ信号に加わったときのシミュレーション結果をプロットしている。周波数領域の等化器の長いタップの作用により、周波数領域の等化器が良好な性能を示しており、干渉信号の十分な抑圧を可能にしている。
【００４９】
図９は、ファー エンド エコーについてのシミュレーション結果を示している。ここでは、ＤＦＥの性能は低い。これは主に、ＤＦＥのタップ数がファー エンド エコーをカバーするために不十分であるためである。タップ数が増加されなければならないか、又は、クラスタリング アルゴリズムが使用され、時間領域の等化器において、かかるファー エンド エコーを処理しなければならない。
【００５０】
単一のキャリアシステムのための周波数領域の等化器の安定性は、集積回路領域の費用対効果、時間領域に比較したマルチパス性能に依存する。ＣＯＦＤＭを含むマルチスタンダード復調器について、周波数領域の等化器は、時間領域の等化器と比較して費用対効果の解法となる。本発明の周波数領域の等化器もまた、実際のデシジョン フィードバック等化器に匹敵するマルチパス性能を示し、動的及びマルチパスのような共同チャネル干渉、及びファー エンド エコーのようなケースでは、最高の性能となる。他の潜在的な効果は、プレカーソル経路を処理する柔軟性、及び周波数領域での表現を利用したキャリア／タイミング回復の改善である。
【００５１】
ＣＯＦＤＭ及びＶＳＢの最適なハードウェア共用は、単一キャリアシステムについて周波数領域の等化器を考慮することにおける主要な動機である。他の効果はまた、かかる機器構成を利用することに存在する。殆どの等化器の処理は、メモリ集中型であるので、追加の等化器の処理もまた、重要な追加のハードウェアオーバヘッドなしにＣＯＦＤＭハードウェアに実現される。かかる追加の処理は、デュアル適応線形フィルタ、複素／実モード処理、及びデュアルチャネル単一キャリア（たとえば、直交振幅変調及び残留波帯）復調を利用した多様性を受け入れることを含む。スケーラブルチャネル復号化アルゴリズムは、最小の追加のハードウェアオーバヘッドを有する既存のＣＯＦＤＭリソースを利用するものであり、より魅力的なものとなる。
【００５２】
本発明をより詳細に説明してきたが、当業者であれば、様々な変更、置き換え及び代替は、その最も広範な構成で本発明の精神及び範囲から逸脱することなしに行うことができることを理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施の形態に従う、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器を含んだ単一の集積回路によるマルチスタンダードチャネルデコーダが実現される実現されるシステムを示す図である。
【図２】本発明の１実施の形態に従う、マルチスタンダードチャネルデコーダにおいて使用するための適応逆チャネル予測器を使用した周波数領域の等化器をより詳細に示す簡単な図である。
【図３】本発明の１実施の形態に従う、周波数領域の等化器のための適応逆チャネル予測器をより詳細に示す図である。
【図４Ａ】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測器を使用した周波数領域の等化器を使用したマルチスタンダードチャネルデコーダを示す図である。
【図４Ｂ】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測器を使用した周波数領域の等化器を使用したマルチスタンダードチャネルデコーダを示す図である。
【図５】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図８】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図９】本発明の１実施の形態による、適応逆チャネル予測を使用した周波数領域の等化器についてのシミュレーション結果を示す図である。
【図１０Ａ】残留波帯デコーダのブロック図である。
【図１０Ｂ】直交周波数分割多重デコーダのブロック図である。
【図１１】従来の周波数領域の等化器のハイレベルのブロック図である。
【図１２】従来の周波数領域の等化器のハイレベルのブロック図である。

Claims (20)

1. 単一の集積回路によるマルチスタンダードの復調器における使用向けの、単一キャリア信号を復調するための周波数領域の等化器であって、
   周波数領域の入力信号Ｘ_ｋと周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋとから等化出力を生成するための信号乗算器と、
   最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する適応逆チャネル予測器と、
   を備える周波数領域の等化器。
2. 前記適応逆チャネル予測器は、対角相関行列Ｒ_ｋを利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する、
   請求項１記載の周波数領域の等化器。
3. 前記適応逆チャネル予測器は、メモリ、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}から前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを計算するために使用される忘却要素λ、前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を変更して、現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を導出するために使用される適応及び誤差制御定数μを使用し、
   前記忘却要素λ、並びに前記適応及び誤差制御定数μについての値は、前記忘却要素λ、又は前記適応及び誤差制御定数μのいずれかによる乗算がビットシフト及び加算処理により実現されるように選択される、
   請求項２記載の周波数領域の等化器。
4. 前記適応逆チャネル予測器は、
   遅延された前記入力信号Ｘ_ｋ−ｄを受ける複素共役器と、
   前記遅延された入力信号Ｘ_ｋ−ｄと前記複素共役器の出力の両者を受ける信号乗算器と、
   前記信号乗算器の出力と、前記忘却要素λにより乗じられる前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける信号加算器とをさらに備え、
   前記信号加算器の出力は、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前記現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを含む、
   請求項３記載の周波数領域の等化器。
5. 前記適応逆チャネル予測器は、
   前記複素共役器の出力と前記信号加算器の出力とを受ける信号割り算器と、
   前記信号割り算器の出力と、周波数領域誤差予測値Ｅ_ｋとを受ける第２信号乗算器と、
   前記適応及び誤差制御定数μにより乗算された前記第２信号乗算器の出力と、前記前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける第２信号加算器とをさらに備え、
   前記第２信号加算器の出力は、前記現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを含む、請求項４記載の周波数領域の等化器。
6. 単一集積回路によるマルチスタンダード復調器であって、
   マルチキャリア信号を選択的に復調する第１デコーダと、
   周波数領域の等化器を含み、単一キャリア信号を選択的に復調する第２デコーダと備え、前記周波数領域の等化器は、
   周波数領域の入力信号Ｘ_ｋと周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋとから等化出力を生成する単一の乗算器と、
   最小二乗コスト関数を使用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する適応逆チャネル予測器と、を備える復調器。
7. 前記適応逆チャネル予測器は、対角相関行列Ｒ_ｋを利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する、請求項６記載の復調器。
8. 前記適応逆チャネル予測器は、メモリ、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}から前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを計算するために使用される忘却要素λ、及び前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を変更して、現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを導出するために使用される適応及び誤差制御定数μを使用し、
   前記忘却要素λ、並びに前記適応及び誤差制御定数μについての値は、前記忘却要素λ、又は前記適応及び誤差制御定数μのいずれかによる乗算がビットシフト及び加算処理により実現されるように選択される、請求項７記載の復調器。
9. 前記適応逆チャネル予測器は、
   遅延された前記入力信号Ｘ_ｋ−ｄを受ける複素共役器と、
   前記遅延された入力信号Ｘ_ｋ−ｄと前記複素共役器の出力の両者を受ける信号乗算器と、
   前記信号乗算器の出力と、前記忘却要素λにより乗じられた前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける信号加算器とをさらに備え、
   前記信号加算器の出力は、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前記現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを含む、請求項８記載の復調器。
10. 前記適応逆チャネル予測器は、
    前記複素共役器の出力と前記信号加算器の出力とを受ける信号割り算器と、
    前記信号割り算器の出力と、周波数領域の誤差予測値Ｅ_ｋとを受ける第２信号乗算器と、
    前記適応及び誤差制御定数μにより乗算された前記第２信号乗算器の出力と、前記前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける第２信号加算器とをさらに備え、
    前記第２信号加算器の出力は、前記現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを含む、請求項９記載の復調器。
11. 周波数領域の等化器における使用向けの、適応逆チャネル予測の方法であって、
    単一キャリアからの周波数領域の入力信号Ｘ_ｋと周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋとを乗算して、等化出力を生成するステップと、
    最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算するステップと、を備える方法。
12. 最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する前記ステップは、
    対角相関行列Ｒ_ｋを利用して、周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算するステップ、をさらに備える請求項１１記載の方法。
13. 最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する前記ステップは、
    前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}、及び前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}をメモリに記憶するステップと、
    忘却要素λを使用して、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}から現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを計算するステップと、
    適応及び誤差制御定数μを使用して前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を変更し、現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを導出するステップとをさらに備え、
    前記忘却要素λ、並びに前記適応及び誤差制御定数μについての値は、前記忘却要素λ、又は前記適応及び誤差制御定数μのいずれかによる乗算がビットシフト及び加算処理により実現されるように選択される、請求項１２記載の方法。
14. 最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する前記ステップは、
    遅延された前記入力信号Ｘ_ｋ−ｄの複素共役を計算するステップと、
    前記遅延された入力信号Ｘ_ｋ−ｄと複素共役とを乗算するステップと、
    前記遅延された入力信号Ｘ_ｋ−ｄと複素共役とを乗算の結果を、前記忘却要素λにより乗じられた前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}に加算して、前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前記現在の対角要素Ｒ_ｎ，ｋを生成するステップと、
    をさらに備える請求項１３記載の方法。
15. 最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する前記ステップは、
    前記複素共役を前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋにより除算するステップと、
    前記複素共役を前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋにより除算した結果を、周波数領域の誤差予測値Ｅ_ｋ、並びに前記適応及び誤差制御定数μで乗算するステップと、
    前記前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を、前記複素共役を前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋにより除算した結果を、周波数領域の誤差予測値Ｅ_ｋ、並びに前記適応及び誤差制御定数μにより乗算した結果に加算して、現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを生成するステップと、
    をさらに備える請求項１４記載の方法。
16. 単一集積回路によるマルチスタンダード復調器であって、
    ＯＦＤＭデコーダと、
    周波数領域の等化器を含むＶＳＢデコーダとを備え、
    前記ＶＳＢデコーダは、
    周波数領域の入力信号Ｘ_ｋと周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋとから等化出力を生成する信号乗算器と、
    最小二乗コスト関数を利用して、前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算する適応逆チャネル予測器とを備え、
    前記周波数領域の等化器は、前記ＯＦＤＭデコーダ向けに使用されるハードウェアを利用する、復調器。
17. 前記適応逆チャネル予測器は、
    対角相関行列Ｒ_ｋと、
    前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角相関成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}から前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の現在の対角成分Ｒ_ｎ，ｋを計算するための忘却要素λと、
    前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を変更して、現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを導出するための適応及び誤差制御定数μと、
    を利用して前記周波数領域の逆チャネル予測値Ｇ_ｋを計算し、
    前記忘却要素λ、並びに前記適応及び誤差制御定数μについての値は、前記忘却要素λ、又は前記適応及び誤差制御定数μのいずれかによる乗算が前記ＯＦＤＭデコーダ向けに使用される前記ハードウェア内でのビットシフト及び加算処理により実現されるように選択される、請求項１６記載の復調器。
18. 前記適応逆チャネル予測器は、前記ＯＦＤＭデコーダ向けに使用される前記ハードウェア内のメモリを使用して、前記対角相関行列Ｒ_ｋについての前記前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}、及び前記前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}を記憶する、請求項１７記載の復調器。
19. 前記適応逆チャネル予測器は、
    遅延された前記入力信号Ｘ_ｋ−ｄを受ける複素共役器と、
    前記遅延された入力信号Ｘ_ｋ−ｄと前記複素共役器の出力の両者を受ける信号乗算器と、
    前記信号乗算器の出力と、前記忘却要素λにより乗じられた前記対角相関行列Ｒ_ｋ内の前の対角成分Ｒ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける信号加算器とをさらに備え、
    前記信号加算器の出力は、前記相関行列Ｒ_ｋ内の前記現在の対角要素Ｒ_ｎ，ｋを含む、請求項１８記載の復調器。
20. 前記適応逆チャネル予測器は、
    前記複素共役器の出力と前記信号加算器の出力とを受ける信号割り算器と、
    前記信号割り算器の出力と、周波数領域の誤差予測値Ｅ_ｋとを受ける第２信号乗算器と、
    前記適応及び誤差制御定数μにより乗算された前記第２信号乗算器の出力と、前記前の逆チャネル予測行列成分Ｇ_{ｎ，ｋ−１}とを受ける第２信号加算器とをさらに備え、
    前記第２信号加算器の出力は、前記現在の逆チャネル予測行列成分Ｇ_ｎ，ｋを含む、請求項１９記載の復調器。

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