JP4737747B2

JP4737747B2 - 無線通信装置および無線通信方法

Info

Publication number: JP4737747B2
Application number: JP2005126657A
Authority: JP
Inventors: 昭彦西尾; 勝彦平松; 文幸安達; 和晃武田; 宏道留場
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-04-25
Filing date: 2005-04-25
Publication date: 2011-08-03
Anticipated expiration: 2025-04-25
Also published as: CN101164266B; JP2006304192A; WO2006115246A1; US7920659B2; US20090060100A1; CN101164266A

Description

本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。

次世代の移動通信システムへ向けて１００Mbpsを超えるデータレートを実現すべく、高速パケット伝送に適した無線伝送方式について様々な検討が行われている。このような高速伝送のためには使用周波数帯域の広帯域化が必要であり、１００MHz程度の帯域幅を用いることが検討されている。

このような広帯域伝送を移動通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のパスからなる周波数選択性チャネルになることが知られている。よって、移動通信における広帯域伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ＩＳＩ：InterSymbolInterference）が発生してビット誤り率（ＢＥＲ：Bit Error Rate）特性が劣化する。また、周波数選択性チャネルは、周波数帯域内でチャネル伝達関数が変動するチャネルであるため、このようなチャネルを伝搬して受信された信号のスペクトルは歪んでしまう。

ＩＳＩの影響を除去してＢＥＲ特性を改善するための技術として、等化技術がある。中でも、時間領域等化技術として最尤系列推定（ＭＬＳＥ：Maximum Likelihood Sequence Estimation）が知られている。しかし、ＭＬＳＥでは、パス数の増加に伴い等化器の構成が非常に複雑となり、等化に要する計算量も指数関数的に増大してしまう。そこで、最近、等化器の構成がパス数に依存しない等化技術として、周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）が注目されている（例えば、非特許文献１参照）。

ＦＤＥでは、受信信号ブロックを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近似した等化重みを乗算した後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換する。このＦＤＥにより、受信信号のスペクトルの歪みを補償することができ、その結果、ＩＳＩが低減されてＢＥＲ特性が改善される。また、等化重みとしては、等化後の周波数成分と送信信号成分との平均二乗誤差を最小とする最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ：Minimum Mean Square Error）重みが、最も優れたＢＥＲ特性を与える。
D. Falconer, S. L. Ariyavistakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems", IEEE Commun. Mag., vol. 40, pp.58-66, Apr. 2002.

しかしながら、上記非特許文献１記載の技術では、受信信号がＦＦＴブロック長の繰り返し信号として扱える必要がある。このため、送信側ではシンボルブロックの後尾部分と同じ信号をシンボルブロックの先頭に付加してガードインターバル（ＧＩ：Guard Interval）を設ける。このようにＧＩを設けると、ＧＩ長の分だけデータ伝送レートが低下してしまう。例えば、シンボルブロック長がＮｃシンボルで、ＧＩ長がＮｇシンボルであると、データ伝送レートはＮｃ／（Ｎｃ＋Ｎｇ）に低下してしまう。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、良好なＢＥＲ特性を維持しつつ、伝送効率を高めることができる無線通信装置および無線通信方法を提供することを目的とする。

本発明の無線通信装置は、ガードインターバルを有しない受信信号に対してＦＦＴを行って複数の周波数成分を得るＦＦＴ手段と、前記周波数成分に対して周波数領域等化を行う等化手段と、周波数領域等化後の周波数成分に対してＩＦＦＴを行って信号系列を得るＩＦＦＴ手段と、前記信号系列の一部を選択する選択手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、良好なＢＥＲ特性を維持しつつ、伝送効率を高めることができる。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、シングルキャリアで送信される信号に対してＦＤＥを行う。

まず、本実施の形態に係るＦＤＥの動作原理について説明する。

ＦＤＥにおいては、各シンボルブロックのブロック長がＮｃシンボルである場合、Ｎｃ個の等化重みｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）を用いる。つまり、ＦＤＥは、伝達関数をｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）とする線形フィルタ処理と等価である。図１に、ＭＭＳＥ−ＦＤＥの伝達関数から求めた線形フィルタのインパルス応答の一例を示す。ここで、シンボルブロック長はＮｃ＝２５６シンボル、伝搬路のパス数はＬ＝１６個とする。図１より、ＦＤＥのインパルス応答は、ほぼ時刻ｔ＝０を中心として狭い範囲に集中していることが分かる。

また、本発明のＦＤＥでは、ＧＩを必要としない。このため、互いに異なる遅延がある複数のパスが伝搬路に存在する場合、図２に示すように、各シンボルブロックの先頭部分に、一つ前のシンボルブロックの後尾部分からのＩＳＩが生じる。例えば、Ｌ個のパス間での遅延時間差の最大値（遅延波の最大遅延量）をΔシンボルとすると、ＩＳＩ区間はシンボルブロックの先頭からΔシンボル区間となる。このように、シンボルブロックの先頭にΔシンボル区間のＩＳＩが発生すると、ＦＦＴにおいて正しい周波数成分が得られなくなるため、ＦＤＥ後の信号系列に歪みが生じる。そして、このＩＳＩによる歪みは、図１に示すインパルス応答の広がりの分だけ時間的に広がる。換言すれば、このＩＳＩによる歪みは、ＩＳＩ区間から時間的に離れた位置では無視できるほど小さい。

よって、例えば、図１に示すインパルス応答の広がりを±Ｍシンボルとすると、ＩＳＩによる歪みは図３に示すようになり、ＦＤＥ後の各シンボルブロックにおいて、ｔ＝Δ＋Ｍ〜Ｎｃ−Ｍ−１シンボル区間の歪みは無視できるほど小さくなる。よって、図４に示すように、ＦＤＥ後の各シンボルブロックにおいて、ｔ＝Δ＋Ｍ〜Ｎｃ−Ｍ−１シンボル区間の信号だけを選択すれば、各シンボルブロックにＧＩを付加しなくても、歪みのない等化後の信号を得ることができる。また、連続した等化後の信号を得るために、ＦＦＴ区間の開始点を、順次Ｎｃ−２Ｍ−Δシンボルずつシフトする。このように、複数のＦＦＴ区間を互いにオーバーラップ（重複）させて設定するとともに、各ＦＦＴ区間より短い選択区間を設定することで、ＧＩを有しない信号に対するＦＤＥにおいて、歪みのない連続した信号を得ることができる。

このようにして、本発明では、ＧＩを必要としないＦＤＥを可能とする。この結果、送信側でのＧＩの付加が不要となるので、伝送効率を高めることができる。

次いで、本実施の形態に係る無線通信装置について説明する。本実施の形態に係る無線通信装置１０の構成を図５に示す。

送信側の無線通信装置は、受信側の無線通信装置１０に対し、ＧＩを付加しないシングルキャリア信号を無線送信する。

受信無線処理部１２は、ＧＩを有しないシングルキャリア信号をアンテナ１１を介して受信し、このシングルキャリア信号に対してダウンコンバート等の無線処理を施す。また、受信無線処理部１２は、無線処理後の受信信号をシンボル時間ごとに標本化して得られた受信信号系列を、設定部１３およびＦＦＴ部１４に出力する。

設定部１３は、図４に示すように、遅延波の最大遅延量とＦＤＥのインパルス応答の広がりとに基づいて、ＦＦＴ部１４に対してＮｃシンボルのＦＦＴ区間を設定するとともに、選択部１７に対して、ＦＦＴ区間より短いＮｃ−２Ｍ−Δシンボルの選択区間を設定する。また、設定部１３は、図４に示すように、今回設定するＦＦＴ区間の開始点および選択区間の開始点を、前回設定したＦＦＴ区間の開始点および選択区間の開始点からＮｃ−２Ｍ−Δシンボルだけシフトしたタイミングに設定する。このようにしてＦＦＴ区間および選択区間を順次設定することで、Ｎｃシンボル長を有する複数のＦＦＴ区間を互いにオーバーラップさせて設定することができるとともに、前回設定した選択区間の終点にあるシンボルと今回設定した選択区間の始点にあるシンボルとを連続させることができる。

なお、ここでは、上記にように、遅延波の最大遅延量をΔシンボル、ＦＤＥのインパルス応答の広がりを±Ｍシンボルとする。

ＦＦＴ部１４は、設定部１３によって設定されたＦＦＴ区間において、ＧＩを有しない受信信号系列に対してＮｃのサイズのＦＦＴを行って複数の周波数成分を得る。具体的には、ＦＦＴ部１４は、Ｎｃシンボル長を有するシンボルブロックを受信信号系列から順次取り出し、このシンボルブロックをＮｃポイントＦＦＴによりＮｃ個の直交周波数成分に分解する。これらの複数の周波数成分は、ＦＤＥ部１５に並列に出力される。つまり、ＦＤＥ部１５に入力される信号は、遅延波の最大遅延量とＦＤＥのインパルス応答の広がりとに基づいて設定されたＦＦＴ区間においてＦＦＴを施された信号となる。

ＦＤＥ部１５は、各周波数成分にＭＭＳＥ等化重みを乗算して各周波数成分に対してＦＤＥを行う。ＦＤＥ後の各周波数成分は、ＩＦＦＴ部１６に並列に出力される。なお、ＭＭＳＥ等化重みとしては、例えば、「武田他，“周波数選択性フェージングチャネルにおける空間・周波数領域処理を用いるDS-CDMAの伝送特性”，電子情報通信学会技術研究報告，RCS2003-33，pp.21-25，2003-05」に記載されているものを用いる。

ＩＦＦＴ部１６は、ＦＤＥ後の各周波数成分に対してＩＦＦＴを行ってＦＤＥ後の信号系列を得る。具体的には、ＩＦＦＴ部１６は、ＮｃポイントＩＦＦＴにより、ＦＤＥ後の各周波数成分をＮｃシンボルの信号系列に変換する。Ｎｃシンボルの信号系列は、選択部１７に出力される。

選択部１７は、Ｎｃシンボルの信号系列のうちの一部の信号系列、すなわち、設定部１３によって設定された選択区間にある信号系列を選択して復調部１８に出力する。つまり、選択部１７は、ＦＤＥ後の信号のうち、遅延波の最大遅延量とＦＤＥのインパルス応答の広がりとに基づいて設定された選択区間にある信号を選択する。このようにして一部の信号を選択することにより、ＦＤＥの処理回数を最小限に止めて、干渉の影響がない信号のみを取り出すことができる。

復調部１８は、選択部１７にて順次選択された信号系列に対して復調処理を施して受信データを得る。

以上の処理を繰り返すことにより、連続した歪みのないＦＤＥ後の信号を得ることができる。

次いで、上記構成を有する無線通信装置のＢＥＲ特性を図６に示す。このＢＥＲ特性は、アンテナ数をＮｒ＝１、伝搬路をパス数Ｌ＝１６の指数減衰モデルとし、指数減衰係数をα＝０dB、６dBの二通りとして計算機シミュレーションを行ったものである。図６において、実線（ＧＩなし）は、本実施の形態に係る無線通信装置のＢＥＲ特性であり、波線（ＧＩあり）は、ＧＩを有する信号に対してＦＤＥを行う従来の無線通信装置のＢＥＲ特性である。図６より、本実施の形態によれば、従来同様、良好なＢＥＲ特性を維持していることが分かる。特に、ＢＥＲ＝１.Ｅ−０３においては、ＢＥＲ特性が、従来に比べ、０.５dB（α＝０dBの場合）、１dB（α＝６dBの場合）それぞれ改善することが分かる。

このように、本実施の形態によれば、ＧＩを有しない信号に対してＦＤＥを行っても良好なＢＥＲ特性を維持することができる。よって、送信側での送信信号に対するＧＩの付加が不要となり、伝送効率を高めることができる。つまり、良好なＢＥＲ特性を維持したまま、伝送効率を高めることができる。また、従来は、送信側で設定されたシンボルブロックと同じサイズのＦＦＴを用いる必要があったが、本実施の形態では、受信側でＦＦＴ区間を自由に設定できるため、受信側の無線通信装置を柔軟に設計することができる。

（実施の形態２）
本実施の形態に係るＦＤＥの動作原理は、基本的に実施の形態１に係るＦＤＥと同様である。但し、本実施の形態では、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）で送信される信号に対してＦＤＥを行う。

ＯＦＤＭシンボル内の各サブキャリア信号を取り出すためには、ＯＦＤＭシンボル長の信号が必要となる。換言すると、ＯＦＤＭシンボルのうち１サンプルでも欠けてしまうと、サブキャリア信号を正しく取り出すことができない。

そこで、本実施の形態では、図７に示すように、選択区間（Ｎｃ−２Ｍ−Δシンボル）を１ＯＦＤＭシンボル長Ｎｓ以上に設定する。また、Ｎｃ−２Ｍ−Δ≧Ｎｓより、ＦＦＴ区間Ｎｃを、Ｎｃ≧Ｎｓ＋２Ｍ＋Δに設定する。

次いで、本実施の形態に係る無線通信装置について説明する。本実施の形態に係る無線通信装置２０の構成を図８に示す。なお、実施の形態１に係る無線通信装置（図５）と同一の構成については説明を省略する。

送信側の無線通信装置は、受信側の無線通信装置２０に対し、ＧＩを付加しないＯＦＤＭ信号を無線送信する。

受信無線処理部１２は、ＧＩを有しないＯＦＤＭ信号をアンテナ１１を介して受信し、このＯＦＤＭ信号に対してダウンコンバート等の無線処理を施す。また、受信無線処理部１２は、無線処理後の受信信号をシンボル時間ごとに標本化して得られた受信信号系列を、設定部１３およびＦＦＴ部１４に出力する。

設定部１３は、図７に示すように、遅延波の最大遅延量とＦＤＥのインパルス応答の広がりとに基づいて、ＦＦＴ部１４に対してＮｃ＝Ｎｓ＋２Ｍ＋ΔサンプルのＦＦＴ区間を設定するとともに、選択部１７に対してＮｓシンボルの選択区間を設定する。

ＦＦＴ部１４は、設定部１３によって設定されたＦＦＴ区間において、ＧＩを有しない受信信号系列に対してＮｃ＝Ｎｓ＋２Ｍ＋ΔのサイズのＦＦＴを行って複数の周波数成分を得る。

ＦＦＴ部２１は、選択部１７で選択されたＮｓシンボルの信号系列に対してＦＦＴを行ってサブキャリア毎の信号を得る。サブキャリア毎の信号は、Ｐ／Ｓ（パラレル・シリアル変換）部２２に並列に出力される。ここで、ＦＦＴ部２１のＦＦＴサイズは、ＯＦＤＭシンボル長Ｎｓとする。つまり、ＦＦＴ部２１のＦＦＴ区間は、ＯＦＤＭシンボルの区間と一致する。

Ｐ／Ｓ部２２は、並列に入力されたサブキャリア毎の信号を直列に変換して復調部１８に出力する。

以上のようにして、本実施の形態によれば、ＯＦＤＭ信号に対しても、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

なお、上記各実施の形態におけるΔ、Ｍ、Ｎｃを、伝搬環境、例えば遅延分散等に応じて適応的に変化させてもよい。

また、時間領域の信号から周波数領域の信号への変換には、ＦＦＴの他に、ＤＦＴ、離散フーリエ変換等、他の周波数変換方式を用いてもよい。

また、ＦＦＴ区間は、ＦＦＴ窓と表されることがある。

また、本発明はＭＭＳＥ−ＦＤＥに限らず、ＺＦ−ＦＤＥ等、他のＦＤＥに対しても同様に適用することができる。

また、本発明は、ＦＤＥを用いる他のディジタル伝送方式（例えば、ＭＣ−ＣＤＭＡ、ＤＳ−ＣＤＭＡ、ＩＦＤＭＡ等）に同様に適用することができる。例えば、本発明をＤＳ−ＣＤＭＡを用いる第３世代の移動体通信方式（Ｗ−ＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００等）に適用した場合は、信号フォーマットを変更せずにＦＤＥを導入することができ、伝送特性を改善することができる。

また、上記各実施の形態に係る無線通信装置を、移動体通信システムにおいて使用される無線通信移動局装置や無線通信基地局装置に備えることもできる。また、無線通信移動局装置はUE、無線通信基地局装置はNode Bと表されることがある。

また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。

本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。

ＦＤＥのインパルス応答の一例ＩＳＩの説明図ＩＳＩによる歪みを示す図本発明の実施の形態１に係るＦＤＥの動作説明図本発明の実施の形態１に係る無線通信装置のブロック構成図本発明の実施の形態１に係る無線通信装置のＢＥＲ特性図本発明の実施の形態２に係るＦＤＥの動作説明図本発明の実施の形態２に係る無線通信装置のブロック構成図

符号の説明

１０、２０無線通信装置
１１アンテナ
１２受信無線処理部
１３設定部
１４、２１ＦＦＴ部
１５ＦＤＥ部
１６ＩＦＦＴ部
１７選択部
１８復調部
２２Ｐ／Ｓ部

Claims

遅延波の最大遅延量と周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいてＦＦＴ区間を設定する設定手段と、
ガードインターバルを有しない受信信号に対して、前記ＦＦＴ区間においてＦＦＴを行って複数の周波数成分を得るＦＦＴ手段と、
前記周波数成分に対して前記周波数領域等化を行う等化手段と、
周波数領域等化後の周波数成分に対してＩＦＦＴを行って信号系列を得るＩＦＦＴ手段と、
前記信号系列の一部を選択する選択手段と、
を具備する無線通信装置。
前記設定手段は、遅延波の最大遅延量と前記周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて選択区間を設定し、
前記選択手段は、前記選択区間にある信号系列を選択する、
請求項１記載の無線通信装置。
前記設定手段は、複数のＦＦＴ区間を互いにオーバーラップさせて設定するとともに、前記ＦＦＴ区間より短い選択区間を設定し、
前記選択手段は、前記選択区間にある信号系列を選択する、
請求項１記載の無線通信装置。
前記受信信号はＯＦＤＭ信号であり、
前記設定手段は、前記ＯＦＤＭ信号のシンボル長に等しい選択区間を設定し、
前記選択手段は、前記選択区間にある信号系列を選択する、
請求項１記載の無線通信装置。
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信移動局装置。
請求項１記載の無線通信装置を具備する無線通信基地局装置。
ガードインターバルを有しない受信信号に対して、遅延波の最大遅延量と周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて設定したＦＦＴ区間においてＦＦＴを行い、ＦＦＴ後の前記受信信号に対して周波数領域等化を行う、
無線通信方法。
周波数領域等化後の信号のうち、遅延波の最大遅延量と周波数領域等化のインパルス応答の広がりとに基づいて設定した選択区間にある信号を選択する、
請求項７記載の無線通信方法。