JP2010045672A - 信号受信装置及び方法 - Google Patents
信号受信装置及び方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010045672A JP2010045672A JP2008209195A JP2008209195A JP2010045672A JP 2010045672 A JP2010045672 A JP 2010045672A JP 2008209195 A JP2008209195 A JP 2008209195A JP 2008209195 A JP2008209195 A JP 2008209195A JP 2010045672 A JP2010045672 A JP 2010045672A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- fourier transform
- frequency
- unit
- digital signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
【課題】マルチキャリア信号の受信装置において、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去するとともに、伝送効率を向上する。
【解決手段】復調器が、受信した広帯域マルチキャリア信号を分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のサブキャリア群に分ける。各サブキャリア群では、受信信号に対し、直前のフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してフーリエ変換を行い、等化、逆フーリエ変換及び周波数領域等化を行った後、信号の先頭および末尾を削除して干渉の影響が小さい中心の残りの信号のみを選択してフーリエ変換し、サブキャリア群の復調対象信号を抽出して復調する。各周波数帯について復調された信号をパラレル／シリアル変換し、送信データを得る。
【選択図】図１４
【解決手段】復調器が、受信した広帯域マルチキャリア信号を分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数のサブキャリア群に分ける。各サブキャリア群では、受信信号に対し、直前のフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してフーリエ変換を行い、等化、逆フーリエ変換及び周波数領域等化を行った後、信号の先頭および末尾を削除して干渉の影響が小さい中心の残りの信号のみを選択してフーリエ変換し、サブキャリア群の復調対象信号を抽出して復調する。各周波数帯について復調された信号をパラレル／シリアル変換し、送信データを得る。
【選択図】図１４
Description
本発明は、マルチキャリア信号の信号受信装置及び方法に関する。
従来、マルチキャリアを用いた通信システムにおける無線受信装置では、受信信号に対してフーリエ変換を行い、各周波数スペクトル成分を抽出し、等化を行った後、復調していた（例えば、非特許文献１参照）。
S. L. Jansen, I. Morita, N. Takeda, H. Tanaka: "20-Gb/s OFDM Transmission over 4160-km SSMF Enabled by RF-Pilot Tone Phase Noise Compensation", OFC 2007, pdp15, USA, 2007
S. L. Jansen, I. Morita, N. Takeda, H. Tanaka: "20-Gb/s OFDM Transmission over 4160-km SSMF Enabled by RF-Pilot Tone Phase Noise Compensation", OFC 2007, pdp15, USA, 2007
複数の信号が周波数で多重されて送信されたとき、受信側で周波数領域において等化を行って受信信号を復調しようとすると、隣接チャネルの信号が同期していない場合は隣接チャネルの信号がもれこんできてしまい、特性が大幅に劣化してしまうという問題があった。また、周波数領域で等化を用いる受信系では、ガードインターバル（ＧＩ）が必要であるため、伝送効率が低下してしまうという問題があった。
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去するとともに、伝送効率を向上することのできるマルチキャリアを用いた高品質の広帯域伝送が可能な信号受信装置及び方法を提供する。
上記課題を解決するため、本発明は、送信信号を含むマルチキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、前記受信したマルチキャリア信号を分岐する分岐部と、それぞれが前記マルチキャリア信号のサブキャリア群に対応し、自身に対応するサブキャリア群の送信信号を復調する複数の処理部と、前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記分岐部が分岐したマルチキャリア信号から、自サブキャリア群に対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自サブキャリア群により使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換部と、前記周波数変換部が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、前記アナログデジタル変換部が変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換する第１フーリエ変換部と、前記第１フーリエ変換部が変換したデジタル信号の周波数領域を等化する等化部と、前記等化部により周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部により変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第１信号選択部と、前記第１信号選択部によって抽出されたデジタル信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換部と、前記第２フーリエ変換部から、自サブキャリア群で復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第２信号選択部と、前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調部と、を有し、前記パラレルシリアル変換部は、前記複数の復調部が復調したそれぞれのサブキャリア群毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
また、本発明は、上述する信号受信装置であって、前記処理部がそれぞれ、前記信号選択部によって抽出されたデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去部を有し、前記第２フーリエ変換部は、前記ガードインターバル除去部がガードインターバルを除去したデジタル信号をフーリエ変換する、ことを特徴とする。
また、本発明は、送信信号を含むマルチキャリア信号を受信して復調する信号受信方法において、前記受信したマルチキャリア信号を分岐する分岐過程と、前記マルチキャリア信号のサブキャリア群それぞれに対応し、自身に対応するサブキャリア群の送信信号を復調する信号処理過程と、前記信号処理過程において復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換過程と、を有し、前記信号処理過程は、前記分岐過程において分岐したマルチキャリア信号から、自サブキャリア群に対応する周波数領域を抽出する抽出過程と、前記抽出過程において抽出した信号を、自サブキャリア群により使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換過程と、前記周波数変換過程において周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の信号処理過程が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換過程と、前記アナログデジタル変換過程において変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換する第１フーリエ変換過程と、前記第１フーリエ変換過程において変換したデジタル信号の周波数領域を等化する等化過程と、前記等化過程において周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換過程と、前記逆フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第１信号選択過程と、前記第１信号選択過程において抽出されたデジタル信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換過程と、前記第２フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から、自サブキャリア群で復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第２信号選択過程と、前記第２信号選択過程において抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調過程と、を有し、前記パラレルシリアル変換過程においては、前記復調過程において復調したそれぞれのサブキャリア群毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信方法である。
本発明によれば、信号受信装置は、受信信号に対しフーリエ変換および等化、逆フーリエ変換を行って周波数領域等化を行った後、得られた信号の先頭および末尾をカットし、残りの信号のみを選択して復調するため、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去することができる。また、ガードインターバル（ＧＩ）を用いないようにすることが可能であるため、伝送効率が向上する。
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
＜信号送信装置＞
図１は、本発明の実施形態による信号受信装置へ信号を送信する信号送信装置の構成の一例を示すブロック図である。同図において、信号送信装置１００は、バイナリデータを広帯域周波数の出力信号に変調する信号生成回路１０１と、周波数ｆｃの光キャリアを発生する信号光源１０３と、信号光源１０３が発生した光キャリアに、信号生成回路１０１から出力された広帯域の電気のマルチキャリア信号である出力Ａをのせて広帯域光マルチキャリア信号を生成し、出力する光強度変調器１０４とからなる。なお、マルチキャリア信号には、例えば、ＯＦＤＭ信号を用いることができる。
図１は、本発明の実施形態による信号受信装置へ信号を送信する信号送信装置の構成の一例を示すブロック図である。同図において、信号送信装置１００は、バイナリデータを広帯域周波数の出力信号に変調する信号生成回路１０１と、周波数ｆｃの光キャリアを発生する信号光源１０３と、信号光源１０３が発生した光キャリアに、信号生成回路１０１から出力された広帯域の電気のマルチキャリア信号である出力Ａをのせて広帯域光マルチキャリア信号を生成し、出力する光強度変調器１０４とからなる。なお、マルチキャリア信号には、例えば、ＯＦＤＭ信号を用いることができる。
図２は、図１に示す信号生成回路１０１の詳細な構成を示すブロック図である。
同図において、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリデータの入力信号をパラレル信号に変換して変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）はそれぞれ、マルチキャリア信号のサブキャリアを所定数毎にまとめたサブキャリア群に対応しており、所定の変調方式により、Ｓ／Ｐ変換回路１１１から入力された信号をサブキャリアに変調する。なお、以下では、変調回路１１２−ｉそれぞれに対応したサブキャリア群をそれぞれサブキャリア群ｉと記載する。
同図において、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリデータの入力信号をパラレル信号に変換して変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）はそれぞれ、マルチキャリア信号のサブキャリアを所定数毎にまとめたサブキャリア群に対応しており、所定の変調方式により、Ｓ／Ｐ変換回路１１１から入力された信号をサブキャリアに変調する。なお、以下では、変調回路１１２−ｉそれぞれに対応したサブキャリア群をそれぞれサブキャリア群ｉと記載する。
０挿入回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、変調回路１１２−ｉにより変調された信号の周波数帯域の外の周波数帯域に０の周波数成分を挿入する。ここで０挿入回路１１３−ｉを用いず、０挿入をしないで、後段においてオーバーサンプル等の処理を行うことにより、同等の効果を得ることもできる。逆フーリエ変換回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、０挿入回路１１３−ｉにより０の周波数成分が挿入された信号に逆フーリエ変換を行う。ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路１１４−ｉによって逆フーリエ変換された信号にガードインターバルを挿入する。スムージング回路１１６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目に対して、デジタル信号処理によりスムージングをかける。Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、共通クロック１２１によるクロックを用いて、デジタル信号を同期したアナログ信号に変換する。
周波数変換回路１１８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器１２２からの発振信号を用いて、アナログ信号の周波数を変換する。このとき、Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉから出力されたアナログ信号の周波数帯域において中心となる周波数（以下、周波数帯域において中心となる周波数を「周波数帯域の中心周波数」と記載）が、サブキャリア群により使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換を行う。ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換された信号から、サブキャリア群が使用する周波数帯域の信号を抽出する。合成回路１２０は、ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力されたサブキャリア群ｉを合成して広帯域マルチキャリア信号のベースバンド信号を生成し、出力Ａとして出力する。
次に、上述した信号送信装置による信号処理について説明する。
まず、Ｓ／Ｐ変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリ信号を、シリアル信号から所定のデータ長のパラレル信号に変換して、変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の変調方式、例えば、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等によりＳ／Ｐ変換回路１１１から入力されたデータの変調を行い、サブキャリア群ｉのサブキャリアのうち、データに割り当てられたサブキャリアにマッピングして０挿入回路１１３−ｉに出力する。具体的には、データに割り当てられたサブキャリア毎に、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）とからなる信号を出力する。
まず、Ｓ／Ｐ変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリ信号を、シリアル信号から所定のデータ長のパラレル信号に変換して、変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の変調方式、例えば、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等によりＳ／Ｐ変換回路１１１から入力されたデータの変調を行い、サブキャリア群ｉのサブキャリアのうち、データに割り当てられたサブキャリアにマッピングして０挿入回路１１３−ｉに出力する。具体的には、データに割り当てられたサブキャリア毎に、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）とからなる信号を出力する。
０挿入回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、変調回路１１２−ｉによってデータや信号が出力されていないサブキャリアに０の周波数成分を挿入し、逆フーリエ変換回路１１４−ｉへ出力する。図３は、サブキャリア群ｉの外側に対応する周波数帯域に信号を割り当てない場合における、０挿入回路１１３−ｉの出力を示す図である。同図において、変調回路１１２−ｉから入力されたサブキャリア群ｉの送信シンボルの外の周波数帯域には０が挿入されている。また、予め全てのサブキャリアに０を指定しておき、変調回路１１２−ｉにより対応するサブキャリアに信号を出力することで、この０挿入回路１１３−ｉを介さずに同様の効果を得ることもできる。
逆フーリエ変換回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、０挿入回路１１３−ｉから入力されたデータに逆フーリエ変換を施すことにより、周波数領域でマッピングされた伝送信号を時間領域の信号に変換して、マルチキャリア信号への変調を行う。これにより、各サブキャリア群ｉでは、０が挿入された信号系列に逆フーリエ変換を動作させる。
ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路１１４−ｉから入力された信号に対して、ガードインターバルを挿入する。
図４は、ＧＩ挿入回路１１５−ｉにおけるガードインターバル挿入方法を示す図である。ＧＩ挿入回路１１５−ｉは、本来のマルチキャリア信号１シンボル分であるフーリエ変換ブロックの後半の一部分と同じ信号を、ガードインターバルとして当該フーリエ変換ブロックの前半に付加する。
図４は、ＧＩ挿入回路１１５−ｉにおけるガードインターバル挿入方法を示す図である。ＧＩ挿入回路１１５−ｉは、本来のマルチキャリア信号１シンボル分であるフーリエ変換ブロックの後半の一部分と同じ信号を、ガードインターバルとして当該フーリエ変換ブロックの前半に付加する。
スムージング回路１１６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ挿入回路１１５−ｉから入力された信号のフーリエ変換ブロック間のつなぎ目に対して、デジタル信号処理によりスムージングをかけ、Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉに出力する。
図５は、スムージング回路１１６−ｉにおけるスムージング処理を示す図である。単純にフーリエ変換ブロックを連続して並べた場合、フーリエ変換ブロック間は信号が不連続となってしまう。そこで、スムージング回路１１６−ｉは、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目が滑らかに変化するよう処理し、急峻な周波数成分の存在を除去する。
図５は、スムージング回路１１６−ｉにおけるスムージング処理を示す図である。単純にフーリエ変換ブロックを連続して並べた場合、フーリエ変換ブロック間は信号が不連続となってしまう。そこで、スムージング回路１１６−ｉは、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目が滑らかに変化するよう処理し、急峻な周波数成分の存在を除去する。
Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、共通クロック１２１によるクロックを用いて、スムージング回路１１６−ｉから入力されたデジタル信号を、他のＤ／Ａ変換回路１１７−ｉのものと同期したアナログ信号に変換し、周波数変換回路１１８−ｉに出力する。周波数変換回路１１８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器１２２からの発振信号を用いて、Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉから入力されたサブキャリア群ｉのアナログ信号の周波数帯域を、周波数帯域ｆｉに周波数変換し、ＢＰＦ１１９−ｉに出力する。この周波数帯域ｆｉの中心周波数は、サブキャリア群ｉが使用する周波数帯域の中心周波数と一致しており、つまり、周波数変換回路１１８−ｉは、入力されたアナログ信号の周波数帯域の中心周波数が、サブキャリア群ｉの周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換する。
図６は、周波数変換回路１１８−１における周波数変換を示す図である。同図において、周波数変換回路１１８−１は、Ｄ／Ａ変換回路１１７−１から出力された信号を、周波数帯域ｆ１に周波数変換している。なお、周波数帯域ｆ１〜ｆｋは、周波数帯域ｆｉの一部（後述する周波数帯域δｆｉの一部または全部）が、隣接する周波数帯域ｆ（ｉ−１）、ｆ（ｉ＋１）と重なるように連続した周波数帯域である。
ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換された周波数帯域ｆｉの信号から、サブキャリア群ｉの周波数帯域に対応した周波数帯域Δｆｉの信号を抽出するが、このとき、周波数帯域Δｆｉに隣接する周波数帯域δｆｉ分の信号も抽出される。
図７は、ＢＰＦ１１９−１における処理を示す図である。同図において、ＢＰＦ１１９−１は、周波数帯域ｆ１の信号から、周波数帯域Δｆ１の信号を抽出しているが、ＢＰＦ１１９−１は、周波数帯域Δｆ１を抽出する際、その周波数帯域Δｆ１に隣接する周波数帯域δｆ１の信号が同時に抽出されてしまう。しかし、周波数帯域Δｆ１の外側部分は、０挿入回路１１３−１により０挿入が行われた周波数部分に相当するため、実現困難な急峻な（δｆ１が０に近い）ＢＰＦを用いることなく、サブキャリア群１の周波数帯域の外側からの干渉を除去し、逆フーリエ変換の動作クロックを落とすことが可能となる。
図７は、ＢＰＦ１１９−１における処理を示す図である。同図において、ＢＰＦ１１９−１は、周波数帯域ｆ１の信号から、周波数帯域Δｆ１の信号を抽出しているが、ＢＰＦ１１９−１は、周波数帯域Δｆ１を抽出する際、その周波数帯域Δｆ１に隣接する周波数帯域δｆ１の信号が同時に抽出されてしまう。しかし、周波数帯域Δｆ１の外側部分は、０挿入回路１１３−１により０挿入が行われた周波数部分に相当するため、実現困難な急峻な（δｆ１が０に近い）ＢＰＦを用いることなく、サブキャリア群１の周波数帯域の外側からの干渉を除去し、逆フーリエ変換の動作クロックを落とすことが可能となる。
合成回路１２０は、ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力されたサブキャリア群ｉを合成して出力Ａを生成し、出力する。
図８は、合成回路１２０から出力される出力Ａを示す図である。同図に示すように、合成回路１２０は、ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力された、周波数帯域ｆ１〜ｆｋまでのサブキャリア群１〜ｋを合成し、電気の超広帯域マルチキャリア信号である出力Ａを生成する。
図８は、合成回路１２０から出力される出力Ａを示す図である。同図に示すように、合成回路１２０は、ＢＰＦ１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力された、周波数帯域ｆ１〜ｆｋまでのサブキャリア群１〜ｋを合成し、電気の超広帯域マルチキャリア信号である出力Ａを生成する。
光強度変調器１０４には、例えばマッハツェンダー型変調器が用いられ、このマッハツェンダー型変調器に信号生成回路１０１の出力Ａを入力することにより、信号光源１０３から発せられた周波数ｆｃの光キャリアを中心にＤＳＢ（ダブルサイドバンド）の光マルチキャリア信号を生成する。
図９は、光強度変調器１０４から出力される光マルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。同図に示すように、光強度変調器１０４から出力された光マルチキャリア信号は、光キャリア周波数ｆｃを中心として両側のバンドに、周波数ｆ１〜ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）に対応した側波帯ができている。光強度変調器１０４を駆動するときに、バイアス点を半波長電圧（Ｖ）の半分に設定した場合、光キャリアが残り、バイアス点をＮＵＬＬ点に設定した場合、光のキャリアを抑圧できる。
図９は、光強度変調器１０４から出力される光マルチキャリア信号のスペクトルを示す図である。同図に示すように、光強度変調器１０４から出力された光マルチキャリア信号は、光キャリア周波数ｆｃを中心として両側のバンドに、周波数ｆ１〜ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）に対応した側波帯ができている。光強度変調器１０４を駆動するときに、バイアス点を半波長電圧（Ｖ）の半分に設定した場合、光キャリアが残り、バイアス点をＮＵＬＬ点に設定した場合、光のキャリアを抑圧できる。
このように、ＤＳＢでは周波数ｆｃを中心にして両側のバンドに同じマルチキャリア信号が発生するが、帯域の利用効率を上昇させるために、光強度変調器１０４の後ろに光ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を設け、光強度変調器１０４から出力されたマルチキャリア信号を、光ＢＰＦによりＳＳＢ（シングルサイドバンド）化してもよい。
また、出力Ａを光直交変調器のＩｃｈ駆動信号とし、出力Ａのヒルベルト変換をＱｃｈの駆動信号とすることで、光ＢＰＦを用いずにＳＳＢ化することができる。
また、出力Ａを光直交変調器のＩｃｈ駆動信号とし、出力Ａのヒルベルト変換をＱｃｈの駆動信号とすることで、光ＢＰＦを用いずにＳＳＢ化することができる。
図１０は、信号送信装置の他の構成を示すブロック図である。同図において、信号送信装置１００ａは、固定の周波数間隔にて複数の光キャリアを発生させる多波長光源１４１と、多波長光源１４１から発せられた波長λｉ（ｉ＝１〜ｎ）の光キャリアを各波長ごとに分波する光分波部１４３と、光キャリアλｉに対応し、電気のマルチキャリア信号を光キャリアλｉに重畳するマルチキャリア変調部１４５−ｉと、マルチキャリア変調部１４５−ｉにより変調されたマルチキャリア信号の光路長差を補正する位相調整部１４７−ｉと、位相調整部１４７−ｉにより光路長差が補正されたマルチキャリア信号を合波し、出力する光合波部１４９からなる。
多波長光源１４１により生成される光キャリア群は、各々の位相が高い精度で同期しており、各周波数に分波し変調をかけた後、合波しても各キャリアの位相が高い精度で同期を保っているため、ブロック間の位相雑音が低く、広帯域なマルチキャリア信号を生成できる。
次に、マルチキャリア変調部１４５−ｉの構成について説明する。
図１１は、図１０に示すマルチキャリア変調部１４５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の詳細な構成を示すブロック図である。なお、ここでは、多波長光源１４１を、強度変調器及び位相変調器を用いて構成した場合の例を示している。同図において、光マッハツェンダー型光変調器などの強度変調器（ＩＭ）１７２は、周波数Δｆの正弦波により駆動され、光源１７１からの光を変調し、２本の光キャリアを生成する。位相変調器（ＰＭ）１７３は、強度変調器１７２から出力された２本の光キャリアを周波数Δｆにより位相変調して、各光キャリアから３本のキャリアを生成する。なお、正弦波の駆動振幅を変化させることにより、任意の本数の光キャリアを生成することができる。
図１１は、図１０に示すマルチキャリア変調部１４５−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）の詳細な構成を示すブロック図である。なお、ここでは、多波長光源１４１を、強度変調器及び位相変調器を用いて構成した場合の例を示している。同図において、光マッハツェンダー型光変調器などの強度変調器（ＩＭ）１７２は、周波数Δｆの正弦波により駆動され、光源１７１からの光を変調し、２本の光キャリアを生成する。位相変調器（ＰＭ）１７３は、強度変調器１７２から出力された２本の光キャリアを周波数Δｆにより位相変調して、各光キャリアから３本のキャリアを生成する。なお、正弦波の駆動振幅を変化させることにより、任意の本数の光キャリアを生成することができる。
同図において、Ｓ／Ｐ変換回路１５１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、入力されたバイナリデータの入力信号をパラレル信号に変換して変調回路１５２−ｉ−１〜１５２−ｉ−ｋへ出力する。変調回路１５２−ｉ−ｊ（ｊ＝１〜ｋ）はそれぞれ、光キャリアλｉに対応したマルチキャリア信号のサブキャリアを所定数毎にまとめたサブキャリア群に対応しており、所定の変調方式により、Ｓ／Ｐ変換回路１５１−ｉから入力された信号をサブキャリアに変調する。なお、以下では、変調回路１５２−ｉ−ｊそれぞれに対応したサブキャリア群をそれぞれサブキャリア群ｉｊと記載する。このサブキャリア群ｉ１〜ｉｋは、光キャリアλｉに対応する。
０挿入回路１５３−ｉ−ｊ、逆フーリエ変換回路１５４−ｉ−ｊ、ＧＩ挿入回路１５５−ｉ−ｊ、スムージング回路１５６−ｉ−ｊ、Ｄ／Ａ変換回路１５７−ｉ−ｊ、周波数変換回路１５８−ｉ−ｊ、ＢＰＦ１５９−ｉ−ｊはそれぞれサブキャリア群ｉｊについて、図２に示す０挿入回路１１３−ｉ、逆フーリエ変換回路１１４−ｉ、ＧＩ挿入回路１１５−ｉ、スムージング回路１１６−ｉ、Ｄ／Ａ変換回路１１７−ｉ、周波数変換回路１１８−ｉ、ＢＰＦ１１９−ｉと同様に動作する。なお、共通クロック１６１は、強度変調器１７２及び位相変調器１７３へもクロックを出力し、同期をとっている。また、局部発振器１６２は、強度変調器１７２及び位相変調器１７３へも発信信号を入力しており、同期がとられている。合成回路１６０−ｉは、ＢＰＦ１５９−ｉ−１〜１５９−ｉ−ｋそれぞれから出力されたサブキャリア群ｉ１〜ｉｋを合成して広帯域マルチキャリア信号のベースバンド信号を生成し、出力する。
光変調器１６３−ｉは、光分波部１４３から分波された周波数λｉの光キャリアに、合成回路１６０−ｉから出力された電気のマルチキャリア信号をのせて光マルチキャリア信号を生成する。例えば、マッハツェンダー型変調器に合成回路１６０−ｉの出力を入力することにより、周波数λｉを中心としたＤＳＢの光マルチキャリア信号を生成した後、光ＢＰＦによりＳＳＢ化する。また、光変調器１６３−ｉの出力を光直交変調器のＩｃｈ駆動信号とし、光変調器１６３−ｉの出力のヒルベルト変換をＱｃｈの駆動信号とすることで、光ＢＰＦを用いずにＳＳＢ化することができる。
位相調整部１４７−ｉは、光変調器１６３−ｉから出力されたマルチキャリア信号の位相を調整して出力し、光合波部１４９は、位相調整部１４７−１〜１４７−ｎから出力された光マルチキャリア信号を合成し、出力する。
図１２は、光合波部１４９からの出力を示す図である。同図に示すように、光合波部１４９から出力されるマルチキャリア信号は、光キャリアλ１〜λｎを変調した光マルチキャリア信号を並べたものとなる。同図においては、各光キャリアがλｉを用いて変調された周波数帯域ｆｉ１〜ｆｉｋのｋが３の場合を例にしている。
上記により、マルチキャリアを用いたリアルタイムかつ高品質の広帯域伝送を実現することができる。また、０挿入をサブキャリア群毎に並行して行うため、遅いクロックにより動作させることも可能である。
次に、本発明の実施形態による信号受信装置を説明する。
＜第１の実施形態＞
図１３は、本発明の第１の実施形態による信号受信装置２００の構成を示すブロック図である。この信号受信装置２００は、上記の信号送信装置１００または１００ａから送信された、送信データを含む広帯域光マルチキャリア信号を受信し、受信した広帯域光マルチキャリア信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
図１３は、本発明の第１の実施形態による信号受信装置２００の構成を示すブロック図である。この信号受信装置２００は、上記の信号送信装置１００または１００ａから送信された、送信データを含む広帯域光マルチキャリア信号を受信し、受信した広帯域光マルチキャリア信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
信号受信装置２００は、局部発振光源２０２と、カプラ２０３と、バランス受信器２０４と、復調器２０５とを有する。周波数ｆｃの光キャリアにマルチキャリア信号がのった広帯域光マルチキャリア信号は、局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とカプラ２０３で合波される。次に、バランス受信器２０４によって、光／電気変換され、広帯域電気マルチキャリア信号として復調器２０５に出力される。
このバランス受信器２０４は、カプラ２０３で合波された光信号を、たとえば、ヘテロダイン検波やホモダイン検波により、光／電気変換する。このバランス受信器２０４では、光／電気変換されるだけでなく、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃと局部発信光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯へ周波数変換される。
バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号は、復調器２０５に入力され、復調器２０５によりバイナリデータに復調される。
＜復調器２０５の構成＞
次に図１４を用いて、図１３に示す復調器２０５の構成を説明する。分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気マルチキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するサブキャリア群が使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したサブキャリア群をそれぞれサブキャリア群ｉとする。また、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉとする。
次に図１４を用いて、図１３に示す復調器２０５の構成を説明する。分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気マルチキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するサブキャリア群が使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したサブキャリア群をそれぞれサブキャリア群ｉとする。また、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉとする。
周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器２７０からの発振信号を用いて、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気マルチキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を変換する。この場合、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気マルチキャリア信号の周波数帯域の中心周波数が、サブキャリア群により使用される周波数帯域のほぼ中心の周波数となるように、周波数変換を行う。
Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路２５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が出力するデジタル信号は、互いに同期している。なお、このＡ／Ｄ変換回路２５３−ｉは、オーバーサンプリングするとともに、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。たとえば、このＡ／Ｄ変換回路２５３−ｉは、６４サンプルの受信信号を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングする。ただし、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉにおいてオーバーサンプリングを行なわなくてもよい。
Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で得られたデジタル信号は、第１バッファ２５４−ｉに記憶される。そして、第１バッファ２５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に記憶された信号系列は、直前に読み取ったフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、フーリエ変換ウィンドウが設定されて第１フーリエ変換回路２５５−ｉに読み出される。第１フーリエ変換回路２５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、読み出したデジタル信号に対してフーリエ変換を行い、等化回路２５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１フーリエ変換回路２５５−ｉによりフーリエ変換された信号に対してデジタル信号を等化して出力する。
ここで、等化回路２５６−ｉでは、受信信号に対して周波数領域等化を行う［文献：D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson,“Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems,” IEEE Commun. Mag., vol. 40, no. 4, pp. 58-66, Apr. 2002.］。周波数領域等化で用いられる重みとしては、送信信号と等化後の受信信号の誤差を最小とするような平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）規範の重みや、ゼロフォーシング（ＺＦ）重みなど、従来と同様の重みが挙げあれ、それらを用いて受信信号を等化する。
なお、重みを推定するには先頭に挿入したパイロット信号を用いて伝搬路を算出し、それを用いて重みを算出する方法など、従来のウェイト算出法を用いることができる。
なお、重みを推定するには先頭に挿入したパイロット信号を用いて伝搬路を算出し、それを用いて重みを算出する方法など、従来のウェイト算出法を用いることができる。
逆フーリエ変換回路２５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路２５６−ｉから入力された信号に対して、逆フーリエ変換を行う。第１信号選択回路２５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路２５７−ｉから入力された信号に対して、サブキャリア群ｉで復調対象として予め定められている、ブロックの中心部のデジタル信号を選択（抽出）する。ＧＩ除去回路２５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１信号選択回路２５８−ｉにより選択された各ブロックのデジタル信号からガードインターバルを除去し、第２バッファ２６０−ｉは、ＧＩ除去回路２５９−ｉによりガードインターバルが除去されたデジタル信号を記憶する。次に、第２フーリエ変換回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２バッファ２６０−ｉに記憶された信号に対して、マルチキャリアシンボル（フーリエ変換ブロック）毎にフーリエ変換を行う。第２信号選択回路２６２−ｉは、第２フーリエ変換回路２６１−ｉによりフーリエ変換されたデジタル信号から、サブキャリア群ｉで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択（抽出）して出力する。復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２信号選択回路２６２−ｉにより選択されたデジタル信号を、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ等、信号送信装置で用いられる変調方式に対応した所定の復調方式によりバイナリデータに復調する。
Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換回路２６４は、復調回路２６３−１〜２６３−ｋ（ｉ＝１〜ｋ）により変調されたバイナリデータがサブキャリア群ｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
＜信号受信装置２００の動作＞
次に、図１３および図１４を用いて説明した信号受信装置２００の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにマルチキャリア信号がのった広帯域光マルチキャリア信号を受信した信号受信装置２００のカプラ２０３は、受信した広帯域光マルチキャリア信号と局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
次に、図１３および図１４を用いて説明した信号受信装置２００の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにマルチキャリア信号がのった広帯域光マルチキャリア信号を受信した信号受信装置２００のカプラ２０３は、受信した広帯域光マルチキャリア信号と局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
図１５に、この信号受信装置２００のカプラ２０３が受信する広帯域光マルチキャリア信号の一例としての波形を示す。図１５に示すように、広帯域光マルチキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃを中心とした波形を有しており、また、伝送路を伝搬して信号が歪みを受けており、波打ったようなスペクトルになっている。なお、同図において、後にＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域、および、その中心周波数ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）を示している。
次に、カプラ２０３で合波された光信号を、バランス受信器２０４が、たとえば、ヘテロダイン検波により光／電気変換するとともに、光キャリアの周波数ｆｃと局部発信光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯まで周波数変換して、広帯域電気マルチキャリア信号として復調器２０５に出力する。
図１６に、バランス受信器２０４が復調器２０５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気マルチキャリア信号の一例としての波形を示す。
図１６に、バランス受信器２０４が復調器２０５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気マルチキャリア信号の一例としての波形を示す。
次に、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号が入力された復調器２０５の分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気マルチキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。
次に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気マルチキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するサブキャリア群ｉが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図１７に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気マルチキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
図１７に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気マルチキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
次に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器２７０からの発振信号を用いて、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気マルチキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を、サブキャリア群ｉにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図１８に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
図１８に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
次に、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路２５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に、オーバーサンプリングして変換して、第１バッファ２５４−ｉに出力する。
次に、図１９に示すように、第１フーリエ変換回路２５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１バッファ２５４−ｉから、直前に読み取ったフーリエ変換ウィンドウの末尾と重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してデジタル信号読み出す。すなわち、フーリエ変換ウィンドウｍの先頭が直前のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の末尾と、当該フーリエ変換ウィンドウｍの末尾が次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の先頭と重複するように、デジタル信号を読み出してフーリエ変換を行い、等化回路２５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換ウィンドウ毎に第１フーリエ変換回路２５５−ｉによりフーリエ変換された信号について周波数領域を等化して出力する。
逆フーリエ変換回路２５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路２５６−ｉから入力された各ブロックの信号に対して、逆フーリエ変換を行う。第１信号選択回路２５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、図１９に示すように、逆フーリエ変換回路２５７−ｉにより逆フーリエ変換された時系列信号の各ブロックについて、ブロック間干渉の影響が大きい先頭部及び末尾部の所定の個数の信号を削除し、サブキャリア群ｉで復調対象として予め定められている、干渉の影響が小さい中心の残りのデジタル信号を選択（抽出）する。ＧＩ除去回路２５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１信号選択回路２５８−ｉにより選択された各ブロックの信号からガードインターバルを除去し、第２バッファ２６０−ｉに時系列に書き込む。
次に、第２フーリエ変換回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２バッファ２６０−ｉに記憶されている時系列信号を読み出してマルチキャリアシンボル（フーリエ変換ブロック）毎にフーリエ変換を行う。第２信号選択回路２６２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２フーリエ変換回路２６１−ｉによりフーリエ変換されたデジタル信号から、サブキャリア群ｉで復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出し、復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２信号選択回路２６２−ｉによって抽出されたデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調して、Ｐ／Ｓ変換回路２６４に出力する。ここで、第２信号選択回路２６２−ｉは第２フーリエ変換回路２６１−ｉの後に備わっているが、第１フーリエ変換回路２５５−ｉの後に備えることも可能である。
次に、Ｐ／Ｓ変換回路２６４には、復調回路２６３−１〜２６３−ｋにより変調されたバイナリデータがサブキャリア群ｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
次に、Ｐ／Ｓ変換回路２６４には、復調回路２６３−１〜２６３−ｋにより変調されたバイナリデータがサブキャリア群ｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
＜局部発振器２７０の調整＞
次に、局部発振器２７０が出力する光信号の調整について説明する。復調器２０５が、復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振器２７０が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振器２７０に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器２０４でヘテロダイン検波などにより検波される信号の信号品質が向上する。
次に、局部発振器２７０が出力する光信号の調整について説明する。復調器２０５が、復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振器２７０が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振器２７０に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器２０４でヘテロダイン検波などにより検波される信号の信号品質が向上する。
ここで、図２０を用いて、マルチキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで分ける複数のブロック（周波数帯ブロック）について説明する。
信号受信装置２００は、マルチキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。復調器２０５に入力されるデータシンボルは、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、第２信号選択回路２６２−ｉで取り出して、復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
信号受信装置２００は、マルチキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。復調器２０５に入力されるデータシンボルは、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、第２信号選択回路２６２−ｉで取り出して、復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
ここで、Δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、広帯域光マルチキャリア信号において復調したい周波数帯域を示す。また、２δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）という所望の周波数帯域より広めの通過帯域にすることによって、Δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）のサブキャリア群はフィルタによるゆがみを受けない。
そして周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でベースバンド帯域に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で、Δｆｉ＋２δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによって、復調したいサブキャリア群のデータシンボルはＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によるフィルタリングの影響を受けずに復調回路２６３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によって復調される。
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態による信号受信装置について説明する。本実施の形態の信号受信装置は、第１の実施に形態における復調器２０５を、図２１に示す構成に置き換えたものである。同図において、第１の実施形態による復調器２０５と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示す装置が第１の実施形態による復調器２０５と異なる点は、第１バッファ２５４−ｉ及び第２バッファ２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）を設けず、第１フーリエ変換回路２５５−ｉ、等化回路２５６−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７−ｉの代わりに、第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉ、等化回路２５６ａ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７ａ−ｉの組みと、第１フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉ、等化回路２５６ｂ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７ｂ−ｉの組みとの２系統設けていることである。これにより、フーリエ変換以降の動作を複数個並列に行い、リアルタイムでの処理が可能となる。
つまり図１９におけるフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の信号を第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力したならば、次のフーリエ変換ウィンドウｍの信号は第１フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉに入力され、さらに次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の信号は第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力される。
本発明の第２の実施形態による信号受信装置について説明する。本実施の形態の信号受信装置は、第１の実施に形態における復調器２０５を、図２１に示す構成に置き換えたものである。同図において、第１の実施形態による復調器２０５と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示す装置が第１の実施形態による復調器２０５と異なる点は、第１バッファ２５４−ｉ及び第２バッファ２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）を設けず、第１フーリエ変換回路２５５−ｉ、等化回路２５６−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７−ｉの代わりに、第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉ、等化回路２５６ａ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７ａ−ｉの組みと、第１フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉ、等化回路２５６ｂ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５７ｂ−ｉの組みとの２系統設けていることである。これにより、フーリエ変換以降の動作を複数個並列に行い、リアルタイムでの処理が可能となる。
つまり図１９におけるフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の信号を第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力したならば、次のフーリエ変換ウィンドウｍの信号は第１フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉに入力され、さらに次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の信号は第１フーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力される。
＜第３の実施形態＞
次に、図２２を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
次に、図２２を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
この信号受信システムは、第１の実施形態で説明した信号受信装置２００または第２の実施形態で説明した信号受信装置である信号受信装置２０１を複数有する。図２２では、信号受信システムは、ｎ個の信号受信装置２０１を有している。この信号受信装置２０１を信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と記載する。複数の信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ異なる周波数帯域のサブキャリア群を復調するように予め設定してある。
また、この信号受信システムは、受信した光マルチキャリア信号を複数の信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域のサブキャリア群に分波し、分波した光マルチキャリア信号を周波数帯域が対応する信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に出力する光分波部２８０を有している。
複数の信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ、光分波部２８０から入力されたサブキャリア群を復調する。
この光分波部２８０は、分波したサブキャリア群の周波数帯域が、少なくとも対応する信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光マルチキャリア信号を複数の信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域のサブキャリア群に分波する。
この光分波部２８０は、分波したサブキャリア群の周波数帯域が、少なくとも対応する信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光マルチキャリア信号を複数の信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域のサブキャリア群に分波する。
このように光分波部２８０の通過帯域を復調したいサブキャリア群より広めに設定し、光を分波して信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）で復調を行う。これにより、信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、復調の際必要な周波数成分のシンボルのみ復調する。
この第３の実施形態によれば、第１の実施形態および第２の実施形態において電気領域で行われていたＢＰＦによるブロック分割を、光分波部２８０を用いて光の周波数領域においても行うことで、回路速度の要求条件を緩和することが出来る。言い換えれば、信号受信装置２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を単独で用いるに比べて、より広帯域な光マルチキャリア信号を復調することが出来る。
＜ＧＩを用いない構成＞
上記においては、ＧＩを挿入した信号を送受信する場合について示しているが、ＧＩを使用しないようにすることもできる。この場合、図２に示すＧＩ挿入回路１１５−１〜１１５−ｋ、及び、スムージング回路１１６−１〜１１６−ｋ、図１１に示すＧＩ挿入回路１５５−ｉ−１〜１５５−ｉ−ｋ、及び、スムージング回路１５６−ｉ−１〜１５６−ｉ−ｋ、図１４、図２１におけるＧＩ除去回路２５９−１〜２５９−ｋは不要となる。これにより、伝送効率を向上させることができる。また、第１〜第３の実施形態において、フーリエ変換回路は、入力された信号にフーリエ変換を行う前に、ハン窓、ハミング窓、ブラックマン窓、カイザー窓などの窓関数を乗算することができる。
上記においては、ＧＩを挿入した信号を送受信する場合について示しているが、ＧＩを使用しないようにすることもできる。この場合、図２に示すＧＩ挿入回路１１５−１〜１１５−ｋ、及び、スムージング回路１１６−１〜１１６−ｋ、図１１に示すＧＩ挿入回路１５５−ｉ−１〜１５５−ｉ−ｋ、及び、スムージング回路１５６−ｉ−１〜１５６−ｉ−ｋ、図１４、図２１におけるＧＩ除去回路２５９−１〜２５９−ｋは不要となる。これにより、伝送効率を向上させることができる。また、第１〜第３の実施形態において、フーリエ変換回路は、入力された信号にフーリエ変換を行う前に、ハン窓、ハミング窓、ブラックマン窓、カイザー窓などの窓関数を乗算することができる。
上述したように、本実施の形態による信号受信装置は、受信信号に対しフーリエ変換および等化、逆フーリエ変換を行って周波数領域等化を行った後、得られた信号の先頭および末尾を図１９のように削除し、残りの信号のみを選択して復調することにより、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去できる。
また、フーリエ変換回路、ＧＩ除去回路、復調回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、サブキャリア群に分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、サブキャリア群に分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
また、フーリエ変換回路、ＧＩ除去回路、復調回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、サブキャリア群に分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、サブキャリア群に分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
１００、１００ａ…信号送信装置
１０１…信号生成回路
１０３…信号光源
１０４…光強度変調器
１０５…光ＢＰＦ
１１１、１５１−ｉ…Ｓ／Ｐ変換回路
１１２−１〜１１２−ｋ、１５２−ｉ−１〜１５２−ｉ−ｋ…変調回路
１１３−１〜１１３−ｋ、１５３−ｉ−１〜１５３−ｉ−ｋ…０挿入回路
１１４−１〜１１４−ｋ、１５４−ｉ−１〜１５４−ｉ−ｋ…逆フーリエ変換回路
１１５−１〜１１５−ｋ、１５５−ｉ−１〜１５５−ｉ−ｋ…ＧＩ挿入回路
１１６−１〜１１６−ｋ、１５６−ｉ−１〜１５６−ｉ−ｋ…スムージング回路
１１７−１〜１１７−ｋ、１５７−ｉ−１〜１５７−ｉ−ｋ…Ｄ／Ａ変換回路
１１８−１〜１１８−ｋ、１５８−ｉ−１〜１５８−ｉ−ｋ…周波数変換回路
１１９−１〜１１９−ｋ、１５９−ｉ−１〜１５９−ｉ−ｋ…ＢＰＦ
１２０、１６０−ｉ…合成回路
１２１、１６１…共通クロック
１２２、１６２…局部発振器
１４１…多波長光源
１４３…光分波部
１４５−１〜１４５−ｎ…マルチキャリア変調部
１４７−１〜１４７−ｎ…位相調整部
１４９…光合波部
１６３−ｉ…光変調器
２００…信号受信装置
２０２…局部発振光源
２０３…カプラ
２０４…バランス受信器
２０５…復調器
２５０…分岐回路
２５１−１〜２５１−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２５２−１〜２５２−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
２５３−１〜２５３−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換部）
２５４−１〜２５４−ｋ…第１バッファ
２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋ…第１フーリエ変換回路（第１フーリエ変換部）
２５６−１〜２５６−ｋ、２５６ａ−１〜２５６ａ−ｋ、２５６ｂ−１〜２５６ｂ−ｋ、…等化回路（等化部）
２５７−１〜２５７−ｋ、２５７ａ−１〜２５７ａ−ｋ、２５７ｂ−１〜２５７ｂ−ｋ、…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
２５８−１〜２５８−ｋ…第１信号選択回路（信号選択部）
２５９−１〜２５９−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
２６０−１〜２６０−ｋ…第２バッファ
２６１−１〜２６１−ｋ…第２フーリエ変換回路（第２フーリエ変換部）
２６２−１〜２６２−ｋ…第２信号選択回路
２６３−１〜２６３−ｋ…復調回路（復調部）
２６４…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
２７０…局部発振器
２７１…共通クロック
２８０…光分波部
１０１…信号生成回路
１０３…信号光源
１０４…光強度変調器
１０５…光ＢＰＦ
１１１、１５１−ｉ…Ｓ／Ｐ変換回路
１１２−１〜１１２−ｋ、１５２−ｉ−１〜１５２−ｉ−ｋ…変調回路
１１３−１〜１１３−ｋ、１５３−ｉ−１〜１５３−ｉ−ｋ…０挿入回路
１１４−１〜１１４−ｋ、１５４−ｉ−１〜１５４−ｉ−ｋ…逆フーリエ変換回路
１１５−１〜１１５−ｋ、１５５−ｉ−１〜１５５−ｉ−ｋ…ＧＩ挿入回路
１１６−１〜１１６−ｋ、１５６−ｉ−１〜１５６−ｉ−ｋ…スムージング回路
１１７−１〜１１７−ｋ、１５７−ｉ−１〜１５７−ｉ−ｋ…Ｄ／Ａ変換回路
１１８−１〜１１８−ｋ、１５８−ｉ−１〜１５８−ｉ−ｋ…周波数変換回路
１１９−１〜１１９−ｋ、１５９−ｉ−１〜１５９−ｉ−ｋ…ＢＰＦ
１２０、１６０−ｉ…合成回路
１２１、１６１…共通クロック
１２２、１６２…局部発振器
１４１…多波長光源
１４３…光分波部
１４５−１〜１４５−ｎ…マルチキャリア変調部
１４７−１〜１４７−ｎ…位相調整部
１４９…光合波部
１６３−ｉ…光変調器
２００…信号受信装置
２０２…局部発振光源
２０３…カプラ
２０４…バランス受信器
２０５…復調器
２５０…分岐回路
２５１−１〜２５１−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２５２−１〜２５２−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
２５３−１〜２５３−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換部）
２５４−１〜２５４−ｋ…第１バッファ
２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋ…第１フーリエ変換回路（第１フーリエ変換部）
２５６−１〜２５６−ｋ、２５６ａ−１〜２５６ａ−ｋ、２５６ｂ−１〜２５６ｂ−ｋ、…等化回路（等化部）
２５７−１〜２５７−ｋ、２５７ａ−１〜２５７ａ−ｋ、２５７ｂ−１〜２５７ｂ−ｋ、…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
２５８−１〜２５８−ｋ…第１信号選択回路（信号選択部）
２５９−１〜２５９−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
２６０−１〜２６０−ｋ…第２バッファ
２６１−１〜２６１−ｋ…第２フーリエ変換回路（第２フーリエ変換部）
２６２−１〜２６２−ｋ…第２信号選択回路
２６３−１〜２６３−ｋ…復調回路（復調部）
２６４…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
２７０…局部発振器
２７１…共通クロック
２８０…光分波部
Claims (3)
- 送信信号を含むマルチキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
前記受信したマルチキャリア信号を分岐する分岐部と、
それぞれが前記マルチキャリア信号のサブキャリア群に対応し、自身に対応するサブキャリア群の送信信号を復調する複数の処理部と、
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記分岐部が分岐したマルチキャリア信号から、自サブキャリア群に対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自サブキャリア群により使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換部と、
前記周波数変換部が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、
前記アナログデジタル変換部が変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換する第１フーリエ変換部と、
前記第１フーリエ変換部が変換したデジタル信号の周波数領域を等化する等化部と、
前記等化部により周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部により変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第１信号選択部と、
前記第１信号選択部によって抽出されたデジタル信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換部と、
前記第２フーリエ変換部が変換したデジタル信号から、自サブキャリア群で復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第２信号選択部と、
前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調部と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部は、
前記複数の復調部が復調したそれぞれのサブキャリア群毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。 - 前記処理部がそれぞれ、
前記信号選択部によって抽出されたデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去部を有し、
前記第２フーリエ変換部は、
前記ガードインターバル除去部がガードインターバルを除去したデジタル信号をフーリエ変換する、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置。 - 送信信号を含むマルチキャリア信号を受信して復調する信号受信方法において、
前記受信したマルチキャリア信号を分岐する分岐過程と、
前記マルチキャリア信号のサブキャリア群それぞれに対応し、自身に対応するサブキャリア群の送信信号を復調する信号処理過程と、
前記信号処理過程において復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換過程と、
を有し、
前記信号処理過程は、
前記分岐過程において分岐したマルチキャリア信号から、自サブキャリア群に対応する周波数領域を抽出する抽出過程と、
前記抽出過程において抽出した信号を、自サブキャリア群により使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換過程と、
前記周波数変換過程において周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の信号処理過程が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換過程と、
前記アナログデジタル変換過程において変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換する第１フーリエ変換過程と、
前記第１フーリエ変換過程において変換したデジタル信号の周波数領域を等化する等化過程と、
前記等化過程において周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換過程と、
前記逆フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第１信号選択過程と、
前記第１信号選択過程において抽出されたデジタル信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換過程と、
前記第２フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から、自サブキャリア群で復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第２信号選択過程と、
前記第２信号選択過程において抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調過程と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換過程においては、
前記復調過程において復調したそれぞれのサブキャリア群毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008209195A JP2010045672A (ja) | 2008-08-15 | 2008-08-15 | 信号受信装置及び方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008209195A JP2010045672A (ja) | 2008-08-15 | 2008-08-15 | 信号受信装置及び方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010045672A true JP2010045672A (ja) | 2010-02-25 |
Family
ID=42016651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2008209195A Pending JP2010045672A (ja) | 2008-08-15 | 2008-08-15 | 信号受信装置及び方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2010045672A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101265494B1 (ko) | 2012-11-14 | 2013-05-16 | 국방과학연구소 | 오버 샘플링을 위한 다중 위상 필터 뱅크 시스템 |
| CN110245322A (zh) * | 2019-05-09 | 2019-09-17 | 华中科技大学 | 一种基于硬件实现高速数据流实时Hilbert变换的方法和系统 |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10190609A (ja) * | 1996-12-24 | 1998-07-21 | Sharp Corp | 直交周波数多重変調信号復調方法 |
| JP2000049744A (ja) * | 1998-05-26 | 2000-02-18 | Victor Co Of Japan Ltd | 伝送帯域分割変復調装置及びその方法 |
| WO2002005505A2 (en) * | 2000-07-07 | 2002-01-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A frequency-domain equalizer for terrestrial digital tv reception. |
| JP2003046470A (ja) * | 2001-07-30 | 2003-02-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ受信回路 |
| JP2003510898A (ja) * | 1999-09-17 | 2003-03-18 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 無線信号の送信方法および無線信号を送出するための送信機 |
| JP2005086444A (ja) * | 2003-09-08 | 2005-03-31 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | マルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置 |
| JP2006304192A (ja) * | 2005-04-25 | 2006-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置および無線通信方法 |
| JP2007335973A (ja) * | 2006-06-12 | 2007-12-27 | Nec Corp | 移動通信システム及び受信装置 |
| WO2008054703A2 (en) * | 2006-10-30 | 2008-05-08 | Gct Semiconductor, Inc. | Ofdm receiving circuit having multiple demodulation paths using oversampling analog-to-digital converter |
-
2008
- 2008-08-15 JP JP2008209195A patent/JP2010045672A/ja active Pending
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10190609A (ja) * | 1996-12-24 | 1998-07-21 | Sharp Corp | 直交周波数多重変調信号復調方法 |
| JP2000049744A (ja) * | 1998-05-26 | 2000-02-18 | Victor Co Of Japan Ltd | 伝送帯域分割変復調装置及びその方法 |
| JP2003510898A (ja) * | 1999-09-17 | 2003-03-18 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 無線信号の送信方法および無線信号を送出するための送信機 |
| WO2002005505A2 (en) * | 2000-07-07 | 2002-01-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | A frequency-domain equalizer for terrestrial digital tv reception. |
| JP2003046470A (ja) * | 2001-07-30 | 2003-02-14 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｏｆｄｍ受信回路 |
| JP2005086444A (ja) * | 2003-09-08 | 2005-03-31 | Toyota Central Res & Dev Lab Inc | マルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置 |
| JP2006304192A (ja) * | 2005-04-25 | 2006-11-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線通信装置および無線通信方法 |
| JP2007335973A (ja) * | 2006-06-12 | 2007-12-27 | Nec Corp | 移動通信システム及び受信装置 |
| WO2008054703A2 (en) * | 2006-10-30 | 2008-05-08 | Gct Semiconductor, Inc. | Ofdm receiving circuit having multiple demodulation paths using oversampling analog-to-digital converter |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101265494B1 (ko) | 2012-11-14 | 2013-05-16 | 국방과학연구소 | 오버 샘플링을 위한 다중 위상 필터 뱅크 시스템 |
| CN110245322A (zh) * | 2019-05-09 | 2019-09-17 | 华中科技大学 | 一种基于硬件实现高速数据流实时Hilbert变换的方法和系统 |
| CN110245322B (zh) * | 2019-05-09 | 2020-10-16 | 华中科技大学 | 一种基于硬件实现高速数据流实时Hilbert变换的方法和系统 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10027424B2 (en) | Low-latency adjustment of flexible transceivers using pilot signal | |
| US7693429B1 (en) | Optical OFDM transmission with improved efficiency | |
| US8559829B2 (en) | Flexible multi-band multi-traffic optical OFDM network | |
| US20120087668A1 (en) | Method and device for generating and receiving oofdm signal, and wavelength-division multiplexing system | |
| WO2018064815A1 (en) | Trellis-based processing for robust digital multiband transmissions | |
| CN102577184A (zh) | 多载波光信号的数字相干检测 | |
| US10014954B2 (en) | Imaging cancellation in high-speed intensity modulation and direct detection system with dual single sideband modulation | |
| US8655177B2 (en) | Optical transmitter | |
| JP6636884B2 (ja) | 光送信機、光伝送システム及び光受信機 | |
| JP4940222B2 (ja) | 信号受信装置及び方法 | |
| JP4871925B2 (ja) | 信号送信装置及び方法 | |
| JP2010045672A (ja) | 信号受信装置及び方法 | |
| JP4940217B2 (ja) | 信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法 | |
| JP5296183B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP4818328B2 (ja) | 信号送信装置及び方法 | |
| JP4940216B2 (ja) | 信号受信装置、信号受信システム及び信号受信方法 | |
| JP5296182B2 (ja) | 受信装置および受信方法 | |
| JP5322227B2 (ja) | 光直交周波数分割多重通信装置及び通信方法 | |
| JP4908483B2 (ja) | 信号送信装置及び信号送信方法 | |
| JP2015162723A (ja) | 光送信機、光受信機、光送信方法及び光受信方法 | |
| JP5189528B2 (ja) | 光送信装置及び光通信システム | |
| JP5182154B2 (ja) | 光通信システム | |
| JP4871939B2 (ja) | 信号送信装置及び方法 | |
| JP5235721B2 (ja) | 光送信装置、光受信装置及び光通信システム | |
| WO2019196095A1 (en) | Radio frequency pilot assisted carrier recovery in digital communication |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100301 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20100526 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110405 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110802 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111003 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20111108 |