JP5296183B2

JP5296183B2 - 受信装置および受信方法

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Publication number: JP5296183B2
Application number: JP2011273421A
Authority: JP
Inventors: 淳増野; 阿部　　順一; 隆利杉山
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2011-12-14
Filing date: 2011-12-14
Publication date: 2013-09-25
Anticipated expiration: 2031-12-14
Also published as: JP2013126088A

Description

本発明は、送信信号のスペクトラムの一部帯域を除去して送信された信号を受信し、復調・復号処理を行う受信装置および受信方法に関する。

無線通信や有線通信では、需要増大に伴い周波数の帯域の利用効率の向上が求められている。周波数の帯域の利用効率の向上を図るために、例えば、送信信号のスペクトラムを複数の帯域（以下、「サブスペクトラム」という）に分割して送信し、送信された複数のサブスペクトラムを受信して元の変調信号に復調する技術が開示されている（非特許文献１参照）。この技術では、周波数軸上に散在する空き帯域を利用することによって、使用されない帯域を減少させている。さらに、サブスペクトラムの一部を除去することによって、信号の占有帯域幅の合計を削減している。非特許文献１に開示された技術は、以上のようにして周波数の帯域の利用効率の向上を実現している。

図３は、従来の送信装置の構成例を示す。
図３において、送信装置は、変調回路５１、送信フィルタバンク５２、Ｄ／Ａ変換器６１を備える。変調回路５１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、波形整形した変調信号を送信フィルタバンク５２に入力する。

送信フィルタバンク５２は、直並列変換回路５３、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路５４、分割回路５５、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のスイッチ５６−１〜５６−Ｎ、Ｎ個の周波数シフタ５７−１〜５７−Ｎ、加算回路５８、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）回路５９、並直列変換回路６０を備え、変調信号の帯域をＮ個のサブスペクトラムに分割して送信する構成である。変調信号の帯域を２分割（Ｎ＝２）する例を図５に示す。

送信フィルタバンク５２の直並列変換回路５３は変調信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路５４が高速フーリエ変換を行い時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。分割回路５５は、周波数領域に変換された変調信号に対して、図５(a) の破線で示す信号帯域をＮ分割する係数を乗算し、図５(b) に示すＮ個のサブスペクトラムを生成する。周波数シフタ５７−１〜５７−Ｎは、Ｎ個のサブスペクトラムを周波数軸上の所定の帯域に分散配置し、加算回路５８が周波数シフタ５７−１〜５７−Ｎの出力を足し合わせることにより、図５(c) に示すような分散配置された信号が生成される。この分散配置後の信号は、ＩＦＦＴ回路５９で高速逆フーリエ変換により、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路６０で並直列変換して出力される。さらに、送信フィルタバンク５２からの出力信号は、Ｄ／Ａ変換器６１によってアナログ信号に変換され送信される。

このとき、一部削除する帯域については、周波数シフタ５７−１〜５７−Ｎに入力する前に、削除するサブスペクトラムに該当するスイッチ５６−１〜５６−Ｎを開状態（ＯＦＦ）にすることによって信号の伝達を遮断する。これにより、当該帯域には信号成分が配置されないことになり、スペクトラムの一部を除去した状態で送信されるので、送信に要する周波数帯域を削減することができる。

図４は、従来の受信装置の構成例を示す。
図４において、受信装置は、Ａ／Ｄ変換器７１、受信フィルタバンク７２、復調回路８１を備える。受信フィルタバンク７２は、直並列変換回路７３、ＦＦＴ回路７４、抽出回路７５、Ｎ個の周波数シフタ７６−１〜７６−Ｎ、歪補償回路７７、加算回路７８、ＩＦＦＴ回路７９、並直列変換回路８０を備え、帯域をＮ分割された信号を分割前の信号に合成する構成である。帯域が２分割（Ｎ＝２）された信号を合成する例を図６に示す。

受信装置のＡ／Ｄ変換器７１は、受信信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を受信フィルタバンク７２へ入力する。受信フィルタバンク７２の直並列変換回路７３は受信信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路７４が高速フーリエ変換を行い時間領域の信号から周波数領域の受信信号へ変換する。抽出回路７５は、周波数領域に変換された受信信号に対し、図６(a) の破線で示す係数を乗算し、Ｎ個のサブスペクトラムを抽出する。周波数シフタ７６−１〜７６−Ｎは、図６(b) に示すように、抽出された各サブスペクトラムを、送信装置の周波数シフタ５７−１〜５７−Ｎによってシフトされる前の帯域に戻す。加算回路７８は、全てのサブスペクトラムを足し合わせることにより、図６(c) に示す合成された変調信号を得る。この合成された変調信号は、ＩＦＦＴ回路７９で高速逆フーリエ変換により、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換され、並直列変換回路８０が並直列変換して出力される。復調回路８１は、受信フィルタバンク７２から出力された変調信号を復調し、送信装置から送信されたデータ信号を復元する。

このとき、送信装置においてスペクトラムが除去された部分の帯域については、受信装置において送信信号が受信されない。そのため、何らかの補償処理が必要となる。たとえば、この帯域には送信信号の成分が無いだけでなく、受信特性の劣化を招く雑音成分が存在する場合がある。そこで、歪補償回路７７は、送信装置において信号が送信された帯域はそのまま受信信号を出力し、送信装置において信号が除去された帯域については“０”を出力とする補償を行う。これにより、送信装置において信号が除去された帯域における雑音成分が除去され、受信特性を改善することが可能となる。

以上のように、送信装置と受信装置との間では、送信信号の占有帯域を分割し、生成された各サブスペクトラムを周波数軸上の任意の場所に分散配置して伝送される。そのため、不連続な空き帯域等を有効利用できる。また、送信信号スペクトラムの一部の帯域を送信しないことによって、送信に要する周波数帯域幅を削減し、周波数利用効率を改善できる。

ところで、送信装置において信号が除去された帯域に“０”を入力することによって歪補償を行うと、この帯域の雑音成分は除去されるものの、スペクトラム上ではこの帯域が欠落したスペクトラムとなる。したがって、信号を復調復号した際の誤り率が高くなるため、これを改善する手法として非特許文献１に示すような手法が考えられる。

この手法は、一部帯域が欠落したスペクトラムを仮復調復号して得られた受信ビット列を元に、再符号化、再変調して得られる送信信号レプリカを、送信装置と同一の帯域分割フィルタによりサブスペクトラムレプリカに分解し、送信装置において削除したサブスペクトラムに対応するサブスペクトラムレプリカを受信信号に加算することで波形等化を実現し、誤り率を改善するものである。

また、受信装置における最初のスペクトラム合成、すなわち欠落したスペクトラムを出力する際に、周波数領域における伝送路推定および振幅位相の補正により、後段の復調回路において位相同期を不要とする構成がある。ただし、周波数領域における伝送路推定には、一般にトレーニング信号、パイロット信号、ユニークワードといった既知信号を定期的にデータ信号に挿入する必要がある。しかし、データ伝送に寄与しないこれらの信号の挿入は伝送効率の低下に繋がる側面を持つ。

非特許文献２では、これらの既知信号を用いずにスペクトラム分解・合成を実現するブラインド型位相補償技術が提案されている。スペクトラム分解時に生じる重複（遷移）周波数領域に着目し、任意に分解された受信信号に対し、隣接するサブスペクトラムの重複（遷移）周波数領域の位相が同一となるように受信サブスペクトラム毎に位相を調整するものである。本技術を活用すれば、非特許文献１の受信装置も、既知信号無しに位相補償が実現できる可能性がある。

増野ほか、"スペクトラム抑圧型伝送におけるサブスペクトラムレプリカを用いた波形等化の提案", 信学会総合大会2011, B-3-9, 2011 年３月阿部ほか、"帯域分散伝送におけるブラインド型位相補償方式の提案と基本特性評価", 信学技報, vol.111, no.179, SAT2011-35, pp.105-110,2011年８月

しかしながら、非特許文献２の技術により、受信サブスペクトラム間の位相連続性を担保することはできるものの、位相補正はサブスペクトラム間の相対位相差を補正するものであり、後段の復調回路で必要となる絶対位相の補正（受信機で生成する搬送波（基準位相）位相と受信サブスペクトラムの位相を同期させること）は確立できない。そのため、サブスペクトラムレプリカと受信信号（一部帯域が欠落したスペクトラム）の合成を行う際に、位相・振幅が互いに異なる状態で加算されることとなり、期待される波形等化効果が得られない問題があった。

また、誤り訂正効果が十分に得られない状態で生成されたサブスペクトラムレプリカは、必ずしも送信側で削除したサブスペクトラムレプリカと同一ではない可能性もある。すなわち、非特許文献２の技術の前提であるサブスペクトラムレプリカと受信信号の重複（遷移）周波数領域の連続性も担保されない。そのため、非特許文献１のサブスペクトラムレプリカを受信信号に加算することで波形等化を実現し、誤り率を改善する構成に対して、非特許文献２の技術を適用することができない問題があった。すなわち、受信装置において生成する基準信号の位相とのオフセットが残ることにより、送信信号レプリカから生成した送信側で削除したサブスペクトラムレプリカとの間で、位相の不連続が生じる問題があった。

本発明は、サブスペクトラムレプリカと受信信号の合成を行うときに使用する受信信号として、オフセット補正を行った受信信号を用いることができる受信装置および受信方法を提供することを目的とする。

第１の送信装置で送信信号を複数のサブスペクトラムに分割し、その一部帯域を除去して送信された信号を受信し、当該受信信号の復調・復号処理を行う受信方法において、複数のサブスペクトラムの合成時にサブスペクトラム間の位相を連続化する位相制御を行うステップと、位相制御された受信信号の位相オフセットを補正するステップと、位相オフセットが補正された信号を復調するステップと、復調された信号を再変調することにより送信信号レプリカを生成するステップと、送信信号レプリカから送信装置で除去された一部帯域のサブスペクトラムを抽出してサブスペクトラムレプリカを復元するステップと、位相制御され、かつ位相オフセットが補正された受信信号と、サブスペクトラムレプリカとを合成し、得られた受信信号を復調するステップとを有する。

第１の発明の受信方法において、送信信号レプリカまたはサブスペクトラムレプリカの振幅を調整し、当該サブスペクトラムレプリカと位相オフセットが補正された受信信号とを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御するステップを含む。

第１の発明の受信方法において、位相オフセットが補正された受信信号の振幅を調整し、当該受信信号とサブスペクトラムレプリカとを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御するステップを含む。

第２の発明は、送信装置で送信信号を複数のサブスペクトラムに分割し、その一部帯域を除去して送信された信号を受信し、当該受信信号の復調・復号処理を行う受信装置において、複数のサブスペクトラムの合成時にサブスペクトラム間の位相を連続化する位相制御を行う第１の位相制御手段と、位相制御された受信信号の位相オフセットを補正する位相同期手段と、位相オフセットが補正された信号を復調する復調手段と、復調された信号を再変調することにより送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成手段と、送信信号レプリカから送信装置で除去された一部帯域のサブスペクトラムを抽出してサブスペクトラムレプリカを復元するサブスペクトラムレプリカ生成手段と、位相制御され、かつ位相オフセットが補正された受信信号と、サブスペクトラムレプリカとを合成し、得られた受信信号を復調する合成・復調手段とを備える。

第２の発明の受信装置において、合成・復調手段は、送信信号レプリカまたはサブスペクトラムレプリカの振幅を調整し、当該サブスペクトラムレプリカと位相オフセットが補正された受信信号とを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御する構成である。

第２の発明の受信装置において、合成・復調手段は、位相オフセットが補正された受信信号の振幅を調整し、当該受信信号とサブスペクトラムレプリカとを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御する構成である。

本発明は、受信信号と基準信号との間のオフセット補正を行った送信信号レプリカから生成されるサブスペクトラムレプリカと、オフセット補正を行った受信信号とを合成することにより、合成後の受信信号と基準信号との位相の連続性を図ることができる。

本発明の受信装置の実施例１の構成を示す図である。本発明の受信装置の実施例２の構成を示す図である。従来の送信装置の構成例を示す図である。従来の受信装置の構成例を示す図である。送信装置における帯域分割を示す図である。受信装置における帯域合成を示す図である。

図１は、本発明の受信装置の実施例１の構成を示す。
図１において、実施例１の受信装置は、Ａ／Ｄ変換器１１、第１直並列変換回路１２、第１ＦＦＴ回路１３、抽出回路１４、周波数シフタ１５、振幅位相検出器１６、振幅位相制御回路１７、加算回路１８、第１ＩＦＦＴ回路１９、第１並直列変換回路２０、位相同期回路２１、第１復調回路２２、第１誤り訂正復号回路２３、送信信号レプリカ生成回路２４、第２直並列変換回路２５、第２ＦＦＴ回路２６、振幅制御回路２７、分割回路２８、第２ＩＦＦＴ回路２９、第２並直列変換回路３０、受信バッファ３１、合成回路３２、第２復調回路３３、第２誤り訂正復号回路３４、硬判定回路３５を備える。

Ａ／Ｄ変換器１１〜第１復調回路２２は、図４に示す従来の受信装置と同様に、送信装置から送信されたデータ信号を復元する処理を行う。なお、周波数シフタ１５、振幅位相検出器１６、振幅位相制御回路１７はＮ個のサブスペクトラムに対応する構成であるが、ここではその１つを示している。

振幅位相検出器１６および振幅位相制御回路１７は、非特許文献２の技術を用いて、スペクトラム分解時に生じる重複（遷移）周波数領域に着目し、隣接するサブスペクトラムの重複（遷移）周波数領域の位相が同一となるようにサブスペクトラム毎に位相を調整し、サブスペクトラム間の相対位相差と振幅差を補正したサブスペクトラムを生成する処理を行う。加算回路１８ではそれらのサブスペクトラムを加算するとともに、送信装置において信号が除去された帯域における雑音成分を除去するために“０”を入力して補償を行う歪補償処理（図４に示す歪補償回路７７の機能）が行われる。

加算回路１８から出力される周波数領域の信号は、第１ＩＦＦ回路１９で時間領域の信号に変換され、さらに第１並直列変換回路２０を介して位相同期回路２１に入力する。位相同期回路２１は、搬送波位相（基準位相）と受信信号（前記合成により得られた一部周波数帯域の欠落した信号）の位相を同期させる。同期引き込み手法としてはコスタスループ（スペクトル拡散通信システム, pp.280-282, 科学技術出版社）等が通常用いられるが、特に手法は問わない。位相同期が確立された信号は、分岐して受信バッファ３１に入力するとともに第１復調回路２２に入力する。

第１復調回路２２および第１誤り訂正復号回路２３は、位相同期回路２１により位相同期が確立された信号の仮復調を行い、得られた仮の復号系列を用いて送信信号レプリカ生成回路２４で送信信号レプリカを生成する。送信信号レプリカ生成回路２４は、例えば送信装置と同一パラメータを使用する再符号化回路および再変調回路で構成されるが、他にも、仮復号に軟判定を用いる場合は直接レプリカ信号を生成する軟出力レプリカで代用してもよい。

第２直並列変換回路２５は、送信信号レプリカ生成回路２４によって生成された送信信号レプリカを直並列変換する。第２ＦＦＴ回路２６は、直並列変換された送信信号レプリカを時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換し、振幅制御回路２７に入力する。振幅制御回路２７には、制御情報として振幅位相制御回路１７から振幅調整値を入力し、この情報を元に送信信号レプリカの振幅を調整する。

振幅が調整された送信信号レプリカは分割回路２８に入力し、送信装置で削除されたサブスペクトラムに対応するサブスペクトラムレプリカのみを分割・抽出する。なお、振幅制御回路２７と分割回路２８の順番を入れ替え、分割回路２８で分割・抽出したサブスペクトラムレプリカについて、振幅位相制御回路１７から入力する振幅調整値で振幅を制御してもよい。このサブスペクトラムレプリカは、第２ＩＦＦＴ回路２９に入力し、時間領域の信号に変換した後に第２並直列変換回路３０を介して合成回路３２に入力する。

合成回路３２は、受信バッファ３１に蓄積した位相同期が確立した受信信号と、振幅が制御されたサブスペクトラムレプリカを時間領域で合成して第２ＩＦＦＴ回路３１に入力し、新たな受信信号として第２復調回路３３に入力する。ここで、振幅制御回路２７によりサブスペクトラムレプリカの振幅が調整されることにより、当該サブスペクトラムレプリカと、受信バッファ３１に蓄積した受信信号とを合成する際の振幅を合せることができ、第２復調回路３３に入力する新たな受信信号の平均振幅値を一定にすることができる。第２復調回路３３および第２誤り訂正復号回路３４は、位相同期が確立した新たな受信信号を復調復号し、さらに誤り訂正復号処理の結果を硬判定回路３５に入力し、第２誤り訂正復号回路３４の出力に基づいて硬判定処理を行い、送信データを復元する。なお、第２誤り訂正復号回路３４が硬判定型の場合は、硬判定回路３５は不要である。

このように、受信信号と基準位相とのオフセットを解消した信号から送信信号レプリカを生成し、当該送信信号レプリカから送信側で削除した帯域を抽出してサブスペクトラムレプリカを生成し、位相同期が確立された受信信号と時間領域で合成して復元信号を生成することにより、受信信号との間で振幅・位相の連続性を図ることができる。

図２は、本発明の受信装置の実施例２の構成を示す。
実施例２の受信装置は、実施例１の振幅制御回路２７を受信バッファ３１と合成回路３２と間に配置する構成である。受信バッファ３１に蓄積された位相同期が確立された受信信号は、振幅制御回路２７で振幅を調整して合成回路３２に入力し、送信装置で削除されたサブスペクトラムに対応するサブスペクトラムレプリカと時間領域で合成され、第２復調回路３３に入力し、復調される。

１１Ａ／Ｄ変換器
１２第１直並列変換回路
１３第１ＦＦＴ回路
１４抽出回路
１５周波数シフタ
１６振幅位相検出器
１７振幅位相制御回路
１８加算回路
１９第１ＩＦＦＴ回路
２０第１並直列変換回路
２１位相同期回路
２２第１復調回路
２３第１誤り訂正復号回路
２４送信信号レプリカ生成回路
２５第２直並列変換回路
２６第２ＦＦＴ回路
２７振幅制御回路
２８分割回路
２９第２ＩＦＦＴ回路
３０第２並直列変換回路
３１受信バッファ
３２合成回路
３３第２復調回路
３４第２誤り訂正復号回路
３５硬判定回路

Claims

送信装置で送信信号を複数のサブスペクトラムに分割し、その一部帯域を除去して送信された信号を受信し、当該受信信号の復調・復号処理を行う受信方法において、
前記複数のサブスペクトラムの合成時にサブスペクトラム間の位相を連続化する位相制御を行うステップと、
前記位相制御された受信信号の位相オフセットを補正するステップと、
前記位相オフセットが補正された信号を復調するステップと、
前記復調された信号を再変調することにより送信信号レプリカを生成するステップと、
前記送信信号レプリカから前記送信装置で除去された一部帯域のサブスペクトラムを抽出してサブスペクトラムレプリカを復元するステップと、
前記位相制御され、かつ前記位相オフセットが補正された受信信号と、前記サブスペクトラムレプリカとを合成し、得られた受信信号を復調するステップと
を有することを特徴とする受信方法。
請求項１に記載の受信方法において、
前記送信信号レプリカまたは前記サブスペクトラムレプリカの振幅を調整し、当該サブスペクトラムレプリカと前記位相オフセットが補正された受信信号とを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御するステップを含む
ことを特徴とする受信方法。
請求項１に記載の受信方法において、
前記位相オフセットが補正された受信信号の振幅を調整し、当該受信信号と前記サブスペクトラムレプリカとを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御するステップを含む
ことを特徴とする受信方法。
送信装置で送信信号を複数のサブスペクトラムに分割し、その一部帯域を除去して送信された信号を受信し、当該受信信号の復調・復号処理を行う受信装置において、
前記複数のサブスペクトラムの合成時にサブスペクトラム間の位相を連続化する位相制御を行う第１の位相制御手段と、
前記位相制御された受信信号の位相オフセットを補正する位相同期手段と、
前記位相オフセットが補正された信号を復調する復調手段と、
前記復調された信号を再変調することにより送信信号レプリカを生成する送信信号レプリカ生成手段と、
前記送信信号レプリカから前記送信装置で除去された一部帯域のサブスペクトラムを抽出してサブスペクトラムレプリカを復元するサブスペクトラムレプリカ生成手段と、
前記位相制御され、かつ前記位相オフセットが補正された受信信号と、前記サブスペクトラムレプリカとを合成し、得られた受信信号を復調する合成・復調手段と
を備えたことを特徴とする受信装置。
請求項４に記載の受信装置において、
前記合成・復調手段は、前記送信信号レプリカまたは前記サブスペクトラムレプリカの振幅を調整し、当該サブスペクトラムレプリカと前記位相オフセットが補正された受信信号とを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御する構成である
ことを特徴とする受信装置。
請求項４に記載の受信装置において、
前記合成・復調手段は、前記位相オフセットが補正された受信信号の振幅を調整し、当該受信信号と前記サブスペクトラムレプリカとを合成した受信信号の平均振幅値が一定になるように制御する構成である
ことを特徴とする受信装置。