JP2010124334A - 信号受信装置及び方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】シングルキャリア信号の受信装置において、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去するとともに、伝送効率を向上する。
【解決手段】復調器が、受信した広帯域シングルキャリア信号を分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数の信号に分ける。各信号群では、受信信号に対し、直前のフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してフーリエ変換を行い、等化、逆フーリエ変換を行った後、信号の先頭および末尾を削除して干渉の影響が小さい中心の残りの信号のみを選択して復調する。各周波数帯について復調された信号をパラレル／シリアル変換することにより、シングルキャリア信号に含まれている送信データを得る。
【選択図】図１１
【解決手段】復調器が、受信した広帯域シングルキャリア信号を分岐回路により複数に分岐し、抽出する周波数帯が異なるＢＰＦにより複数の信号に分ける。各信号群では、受信信号に対し、直前のフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してフーリエ変換を行い、等化、逆フーリエ変換を行った後、信号の先頭および末尾を削除して干渉の影響が小さい中心の残りの信号のみを選択して復調する。各周波数帯について復調された信号をパラレル／シリアル変換することにより、シングルキャリア信号に含まれている送信データを得る。
【選択図】図１１
Description
本発明は、シングルキャリア信号の信号受信装置及び方法に関する。
従来、シングルキャリアを用いた通信システムにおける無線受信装置では、受信信号に対してフーリエ変換を行い、各周波数スペクトル成分を抽出し、等化を行った後、逆フーリエ変換により時間信号を得て復調していた（例えば、非特許文献１参照）。
D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., vol. 40, no. 4, pp. 58−66, Apr. 2002.
D. Falconer, S. L. Ariyavisitakul, A. Benyamin-Seeyar, and B. Eidson, "Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems," IEEE Commun. Mag., vol. 40, no. 4, pp. 58−66, Apr. 2002.
複数の信号が周波数で多重されて送信されたとき、受信側で周波数領域において等化を行って受信信号を復調しようとすると、隣接チャネルの信号が同期していない場合は隣接チャネルの信号がもれこんできてしまい、特性が大幅に劣化してしまうという問題があった。
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去するとともに、伝送効率を向上することのできるシングルキャリアを用いた高品質の広帯域伝送が可能な信号受信装置及び方法を提供する。
上記課題を解決するため、本発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐部と、それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、を有し、前記処理部がそれぞれ、前記分岐部が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換部と、前記周波数変換部が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、前記アナログデジタル変換部が変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換するフーリエ変換部と、前記フーリエ変換部によりフーリエ変換されたデジタル信号から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第１信号選択部と、前記第１信号選択部により抽出されたデジタル信号の周波数領域を等化する等化部と、前記等化部により周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、前記逆フーリエ変換部により変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第２信号選択部と、前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調部と、を有し、前記パラレルシリアル変換部は、前記複数の復調部が復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信装置である。
また、本発明は、上述する信号受信装置であって、前記処理部がそれぞれ、前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去部を有し、前記復調回路は、前記ガードインターバル除去部がガードインターバルを除去したデジタル信号を所定の復調方式により復調する、ことを特徴とする。
また、本発明は、送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信方法であって、前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐過程と、前記シングルキャリア信号の各チャネルそれぞれの送信信号を復調する信号処理過程と、前記信号処理過程において復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換過程と、を有し、前記信号処理過程における各チャネルの送信信号の復調処理は、前記分岐過程において分岐されたシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出する抽出過程と、前記抽出過程において抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換過程と、前記周波数変換過程において周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに、他のチャネルの送信信号の復調処理において出力されるデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換過程と、前記アナログデジタル変換過程において変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換するフーリエ変換過程と、前記フーリエ変換過程においてフーリエ変換されたデジタル信号から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第１信号選択過程と、前記第１信号選択過程において抽出されたデジタル信号の周波数領域を等化する等化過程と、前記等化過程において周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換過程と、前記逆フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第２信号選択過程と、前記第２信号選択過程において抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調過程と、を有し、前記パラレルシリアル変換過程においては、前記復調過程において復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、ことを特徴とする信号受信方法である。
本発明によれば、信号受信装置は、受信信号に対しフーリエ変換および周波数領域等化、逆フーリエ変換を行った後、得られた信号の先頭および末尾をカットし、残りの信号のみを選択して復調するため、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去することができる。
以下、図面を用いて本発明の実施形態を説明する。
＜信号送信装置＞
図１は、本発明の実施形態による信号受信装置へ信号を送信する信号送信装置の構成の一例を示すブロック図である。同図において、信号送信装置１００は、バイナリデータを広帯域周波数の出力信号に変調する信号生成回路１０１と、周波数ｆｃの光キャリアを発生する信号光源１０３と、信号光源１０３が発生した光キャリアに、信号生成回路１０１から出力された広帯域の電気のシングルキャリア信号である出力Ａをのせて広帯域光シングルキャリア信号を生成し、出力する光強度変調器１０４とからなる。
図１は、本発明の実施形態による信号受信装置へ信号を送信する信号送信装置の構成の一例を示すブロック図である。同図において、信号送信装置１００は、バイナリデータを広帯域周波数の出力信号に変調する信号生成回路１０１と、周波数ｆｃの光キャリアを発生する信号光源１０３と、信号光源１０３が発生した光キャリアに、信号生成回路１０１から出力された広帯域の電気のシングルキャリア信号である出力Ａをのせて広帯域光シングルキャリア信号を生成し、出力する光強度変調器１０４とからなる。
図２は、図１に示す信号生成回路１０１の詳細な構成を示すブロック図である。
同図において、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリデータの入力信号をパラレル信号に変換して変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。
同図において、Ｓ／Ｐ（シリアルパラレル）変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリデータの入力信号をパラレル信号に変換して変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。
変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）はそれぞれ、シングルキャリア信号のチャネルに対応しており、所定の変調方式により、Ｓ／Ｐ変換回路１１１から入力された信号をチャネル毎に変調する。このとき、変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）はそれぞれ、シングルキャリア信号のチャネルに対応した所定のシングルキャリア変調方式により、Ｓ／Ｐ変換回路１１１から入力された信号をチャネル毎に変調する。なお、以下では、変調回路１１２−ｉそれぞれに対応したチャネルをそれぞれチャネルｉと記載する。
フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、変調回路１１２−ｉにより変調された信号にフーリエ変換を行う。０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路１１３−ｉによりフーリエ変換された信号の信号伝送周波数帯域の外の周波数帯に０の周波数成分を挿入する。このとき、０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路１１３−ｉによりフーリエ変換された信号の信号伝送周波数帯域の外の周波数帯であって、信号伝送周波数帯域に隣接する周波数帯に０の周波数成分を挿入する。なお、ここで０挿入回路１１４−ｉを用いず、０挿入をしないで、後段においてオーバーサンプル等の処理を行うことにより、同等の効果を得ることもできる。また、０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の代わりに、ルートナイキストフィルタのような帯域制限フィルタを用いることによって隣接するチャネルに対する干渉を低減することもできる。
逆フーリエ変換回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、０挿入回路１１４−ｉにより０の周波数成分が挿入された信号に逆フーリエ変換を行う。ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路１１６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路１１５−ｉによって逆フーリエ変換された信号にガードインターバルを挿入する。なお、ＧＩ挿入回路１１６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、送信器の構成に応じて省略することができる。スムージング回路１１７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目に対して、デジタル信号処理によりスムージングをかける。Ｄ／Ａ変換回路１１８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、共通クロック１２２によるクロックを用いて、デジタル信号を同期したアナログ信号に変換する。
周波数変換回路１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器１２３からの発振信号を用いて、アナログ信号の周波数を変換する。このとき、Ｄ／Ａ変換回路１１８−ｉから出力されたアナログ信号の周波数帯域において中心となる周波数（以下、周波数帯域において中心となる周波数を「周波数帯域の中心周波数」と記載）が、チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換を行う。ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換された信号から、チャネルが使用する周波数帯域の信号を抽出する。合成回路１２１は、ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力されたチャネルｉを合成して広帯域シングルキャリア信号のベースバンド信号を生成し、出力Ａとして出力する。
なお、フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）には、フーリエ変換として離散フーリエ変換を用いた場合には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）を用いることが可能である。また、逆フーリエ変換回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）には、逆フーリエ変換として逆離散フーリエ変換を用いた場合には、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse FFT）を用いることが可能である。このようにフーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に高速フーリエ変換を用いることにより、また、逆フーリエ変換回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に逆高速フーリエ変換を用いることにより、チャネル毎の演算負荷および演算時間が更に低減される。
次に、上述した信号送信装置による信号処理について説明する。
まず、Ｓ／Ｐ変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリ信号を、シリアル信号から所定のデータ長のパラレル信号に変換して、変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の変調方式、例えば、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等のシングルキャリア変調方式によりＳ／Ｐ変換回路１１１から入力されたデータの変調を行い、チャネルにマッピングしてフーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。具体的には、フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、データに割り当てられたチャネル毎に、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）とからなる信号を出力する。また、チャネルｉの外側であって隣接する周波数帯域に信号を割り当てないようにすることもできる。
まず、Ｓ／Ｐ変換回路１１１は、信号生成回路１０１へ入力されたバイナリ信号を、シリアル信号から所定のデータ長のパラレル信号に変換して、変調回路１１２−１〜１１２−ｋへ出力する。変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、所定の変調方式、例えば、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying：４位相偏移変調）等のシングルキャリア変調方式によりＳ／Ｐ変換回路１１１から入力されたデータの変調を行い、チャネルにマッピングしてフーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。具体的には、フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、データに割り当てられたチャネル毎に、同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）とからなる信号を出力する。また、チャネルｉの外側であって隣接する周波数帯域に信号を割り当てないようにすることもできる。
なお、上記において、Ｓ／Ｐ変換回路１１１は、たとえば、シリアル信号のうちチャネルｉ（ｉ＝１〜ｋ）で送信するシリアル信号のデータについて、所定のデータ長のパラレル信号に変換し、当該チャネルｉに対応する変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）へ出力する。
フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、変調回路１１２−ｉにより変調された信号にフーリエ変換を行い、０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路１１３−ｉによりフーリエ変換された信号の信号伝送周波数帯域の外であって、隣接する周波数帯に０の周波数成分を挿入し、逆フーリエ変換回路１１５−ｉへ出力する。図３は、チャネルｉの外側に対応する周波数帯域に信号を割り当てない場合における、０挿入回路１１４−ｉの出力を示す図である。同図において、変調回路１１２−ｉからのチャネルｉの送信シンボルの外の周波数帯域には０が挿入されている。また、予め全てのチャネルに０を指定しておき、変調回路１１２−ｉにより対応するチャネルに信号を出力することで、この０挿入回路１１４−ｉを介さずに同様の効果を得ることもできる。
逆フーリエ変換回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、０挿入回路１１４−ｉから入力されたデータに逆フーリエ変換を施すことにより、周波数領域でマッピングされた伝送信号を時間領域の信号に変換して、シングルキャリア信号への変調を行う。これにより、各チャネルｉでは、０が挿入された信号系列に逆フーリエ変換を動作させる。
ここで、フーリエ変換回路１１３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）、０挿入回路１１４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）、および、逆フーリエ変換回路１１５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）により、変調回路１１２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で変調された信号に対して、周波数領域でみた場合に、その信号伝送周波数帯域の外側には周波数領域で０の周波数が挿入されたことになる。これにより、周波数領域において、チャネル間の干渉が低減される効果がある。
ＧＩ（ガードインターバル）挿入回路１１６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路１１５−ｉから入力された信号に対して、ガードインターバルを挿入する。
図４は、ＧＩ挿入回路１１６−ｉにおけるガードインターバル挿入方法を示す図である。ＧＩ挿入回路１１６−ｉは、本来のシングルキャリア信号１フーリエ変換ブロックの後半の一部分と同じ信号を、ガードインターバルとして当該フーリエ変換ブロックの前半に付加する。
図４は、ＧＩ挿入回路１１６−ｉにおけるガードインターバル挿入方法を示す図である。ＧＩ挿入回路１１６−ｉは、本来のシングルキャリア信号１フーリエ変換ブロックの後半の一部分と同じ信号を、ガードインターバルとして当該フーリエ変換ブロックの前半に付加する。
スムージング回路１１７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ挿入回路１１６−ｉから入力された信号のフーリエ変換ブロック間のつなぎ目に対して、デジタル信号処理によりスムージングをかけ、Ｄ／Ａ変換回路１１８−ｉに出力する。
図５は、スムージング回路１１７−ｉにおけるスムージング処理を示す図である。単純にフーリエ変換ブロックを連続して並べた場合、フーリエ変換ブロック間は信号が不連続となってしまう。そこで、スムージング回路１１７−ｉは、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目が滑らかに変化するよう処理し、急峻な周波数成分の存在を除去する。
図５は、スムージング回路１１７−ｉにおけるスムージング処理を示す図である。単純にフーリエ変換ブロックを連続して並べた場合、フーリエ変換ブロック間は信号が不連続となってしまう。そこで、スムージング回路１１７−ｉは、フーリエ変換ブロック間のつなぎ目が滑らかに変化するよう処理し、急峻な周波数成分の存在を除去する。
Ｄ／Ａ変換回路１１８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、共通クロック１２２によるクロックを用いて、スムージング回路１１７−ｉから入力されたデジタル信号を、他のＤ／Ａ変換回路１１８−ｉのものと同期したアナログ信号に変換し、周波数変換回路１１９−ｉに出力する。周波数変換回路１１９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器１２３からの発振信号を用いて、Ｄ／Ａ変換回路１１８−ｉから入力されたチャネルｉのアナログ信号の周波数帯域を、周波数帯域ｆｉに周波数変換し、ＢＰＦ１２０−ｉに出力する。この周波数帯域ｆｉの中心周波数は、チャネルｉが使用する周波数帯域の中心周波数と一致しており、つまり、周波数変換回路１１９−ｉは、入力されたアナログ信号の周波数帯域の中心周波数が、チャネルｉの周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換する。
図６は、周波数変換回路１１９−１における周波数変換を示す図である。同図において、周波数変換回路１１９−１は、Ｄ／Ａ変換回路１１８−１から出力された信号を、周波数帯域ｆ１に周波数変換している。なお、周波数帯域ｆ１〜ｆｋは、周波数帯域ｆｉの一部（後述する周波数帯域δｆｉの一部または全部）が、隣接する周波数帯域ｆ（ｉ−１）、ｆ（ｉ＋１）と重なるように連続した周波数帯域である。
ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換された周波数帯域ｆｉの信号から、チャネルｉの周波数帯域に対応した周波数帯域Δｆｉの信号を抽出するが、このとき、周波数帯域Δｆｉに隣接する周波数帯域δｆｉ分の信号も抽出される。
図７は、ＢＰＦ１２０−１における処理を示す図である。同図において、ＢＰＦ１２０−１は、周波数帯域ｆ１の信号から、周波数帯域Δｆ１の信号を抽出しているが、ＢＰＦ１２０−１は、周波数帯域Δｆ１を抽出する際、その周波数帯域Δｆ１に隣接する周波数帯域δｆ１の信号が同時に抽出されてしまう。しかし、周波数帯域Δｆ１の外側部分は、０挿入回路１１４−１により０挿入が行われた周波数部分に相当するため、実現困難な急峻な（δｆ１が０に近い）ＢＰＦを用いることなく、チャネルｉの周波数帯域の外側からの干渉を除去し、逆フーリエ変換の動作クロックを落とすことが可能となる。
図７は、ＢＰＦ１２０−１における処理を示す図である。同図において、ＢＰＦ１２０−１は、周波数帯域ｆ１の信号から、周波数帯域Δｆ１の信号を抽出しているが、ＢＰＦ１２０−１は、周波数帯域Δｆ１を抽出する際、その周波数帯域Δｆ１に隣接する周波数帯域δｆ１の信号が同時に抽出されてしまう。しかし、周波数帯域Δｆ１の外側部分は、０挿入回路１１４−１により０挿入が行われた周波数部分に相当するため、実現困難な急峻な（δｆ１が０に近い）ＢＰＦを用いることなく、チャネルｉの周波数帯域の外側からの干渉を除去し、逆フーリエ変換の動作クロックを落とすことが可能となる。
合成回路１２１は、ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力されたチャネルｉを合成して出力Ａを生成し、出力する。
図８は、合成回路１２１から出力される出力Ａを示す図である。同図に示すように、合成回路１２１は、ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力された、周波数帯域ｆ１〜ｆｋまでのチャネル１〜ｋを合成し、電気の超広帯域シングルキャリア信号である出力Ａを生成する。
図８は、合成回路１２１から出力される出力Ａを示す図である。同図に示すように、合成回路１２１は、ＢＰＦ１２０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれから出力された、周波数帯域ｆ１〜ｆｋまでのチャネル１〜ｋを合成し、電気の超広帯域シングルキャリア信号である出力Ａを生成する。
光強度変調器１０４には、例えばマッハツェンダー型変調器が用いられ、このマッハツェンダー型変調器に信号生成回路１０１の出力Ａを入力することにより、信号光源１０３から発せられた周波数ｆｃの光キャリアを中心にＤＳＢ（ダブルサイドバンド）の光シングルキャリア信号を生成する。図９は、光強度変調器１０４から出力される光シングルキャリア信号のスペクトルを示す図である。同図に示すように、光強度変調器１０４から出力された光シングルキャリア信号は、光キャリア周波数ｆｃを中心として両側のバンドに、周波数ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）に対応した側波帯ができている。光強度変調器１０４を駆動するときに、バイアス点を半波長電圧（Ｖπ）の半分に設定した場合、光キャリアが残り、バイアス点をＮＵＬＬ点に設定した場合、光のキャリアを抑圧できる。
このように、ＤＳＢでは周波数ｆｃを中心にして両側のバンドに同じシングルキャリア信号が発生するが、帯域の利用効率を上昇させるために、光強度変調器１０４の後段に光ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を設け、光強度変調器１０４から出力されたシングルキャリア信号を、光ＢＰＦによりＳＳＢ（シングルサイドバンド）化してもよい。
また、出力Ａを光直交変調器のＩｃｈ駆動信号とし、出力Ａのヒルベルト変換をＱｃｈの駆動信号とすることで、光ＢＰＦを用いずにＳＳＢ化することができる。
また、出力Ａを光直交変調器のＩｃｈ駆動信号とし、出力Ａのヒルベルト変換をＱｃｈの駆動信号とすることで、光ＢＰＦを用いずにＳＳＢ化することができる。
次に、本発明の実施形態による信号受信装置を説明する。
＜第１の実施形態＞
図１０は、本発明の第１の実施形態による光受信器２００の構成を示すブロック図である。この光受信器２００は、上記の信号送信装置１００から送信された、送信データを含む複数のチャネルに分割した広帯域光シングルキャリア信号を受信し、受信した広帯域光シングルキャリア信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
図１０は、本発明の第１の実施形態による光受信器２００の構成を示すブロック図である。この光受信器２００は、上記の信号送信装置１００から送信された、送信データを含む複数のチャネルに分割した広帯域光シングルキャリア信号を受信し、受信した広帯域光シングルキャリア信号から送信データを復調してバイナリデータとして出力する。
光受信器２００は、局部発振光源２０２と、カプラ２０３と、バランス受信器２０４と、信号受信装置２０５とを有する。周波数ｆｃの光キャリアに信号がのった広帯域光シングルキャリア信号は、局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とカプラ２０３で合波される。次に、バランス受信器２０４によって、光／電気変換され、広帯域電気シングルキャリア信号として信号受信装置２０５に出力される。バランス受信器２０４の代わりに、シングルエンドの受信器を用いてもよい。
このバランス受信器２０４は、カプラ２０３で合波された光信号を、たとえば、ヘテロダイン検波やホモダイン検波により、光／電気変換する。このバランス受信器２０４では、光／電気変換されるだけでなく、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２０２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯へ周波数変換される。
バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号は、信号受信装置２０５に入力され、信号受信装置２０５によりバイナリデータに復調される。
＜信号受信装置２０５の構成＞
次に図１１を用いて、図１０に示す信号受信装置２０５の構成を説明する。分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応する各チャネルが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したチャネルをそれぞれチャネルｉとする。また、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉとする。
次に図１１を用いて、図１０に示す信号受信装置２０５の構成を説明する。分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応する各チャネルが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して出力する。なお、以下では、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）それぞれに対応したチャネルをそれぞれチャネルｉとする。また、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域の中心周波数を中心周波数ｆｉとする。
周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振光源２０２からの発振信号を用いて、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を変換する。この場合、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数帯域の中心周波数が、チャネルにより使用される周波数帯域のほぼ中心の周波数となるように、周波数変換を行う。
Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路２５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。これにより、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が出力するデジタル信号は、互いに同期している。なお、このＡ／Ｄ変換回路２５３−ｉは、オーバーサンプリングするとともに、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に変換する。たとえば、このＡ／Ｄ変換回路２５３−ｉは、６４サンプルの受信信号を４倍の２５６サンプルの送信情報としてオーバーサンプリングする。
Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で得られたデジタル信号は、バッファ２５４−ｉに記憶される。そして、第１バッファ２５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に記憶された信号系列は、直前に読み取ったフーリエ変換ウィンドウと一部が重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながら、フーリエ変換ウィンドウが設定されてフーリエ変換回路２５５−ｉに読み出される。フーリエ変換回路２５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、読み出したデジタル信号に対してフーリエ変換を行う。第１信号選択回路２５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路２５５−ｉによりフーリエ変換されたデジタル信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められているデジタル信号を選択（抽出）して出力する。等化回路２５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１信号選択回路２５６−ｉにより選択されたデジタル信号を等化して出力する。
ここで、等化回路２５７−ｉでは、受信信号に対して周波数領域等化を行う（非特許文献１参照）。周波数領域等化で用いられる重みとしては、送信信号と等化後の受信信号の誤差を最小とするような平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）規範の重みや、ゼロフォーシング（ＺＦ）重みなど、従来と同様の重みが挙げあれ、それらを用いて受信信号を等化する。
なお、重みを推定するには先頭に挿入したパイロット信号を用いて伝搬路の伝達関数を算出し、それを用いて重みを算出する方法など、従来のウェイト算出法を用いることができる。
なお、重みを推定するには先頭に挿入したパイロット信号を用いて伝搬路の伝達関数を算出し、それを用いて重みを算出する方法など、従来のウェイト算出法を用いることができる。
逆フーリエ変換回路２５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路２５７−ｉから入力された信号に対して、逆フーリエ変換を行う。第２信号選択回路２５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、逆フーリエ変換回路２５８−ｉから入力された信号に対して、チャネルｉで復調対象として予め定められている、ブロックの中心部のデジタル信号を選択（抽出）する。ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２信号選択回路２５９−ｉにより選択された各ブロックのデジタル信号からガードインターバルを除去する。送信信号にＧＩが付与されていない場合には、ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）を省略することができる。復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路２６０−ｉによりガードインターバルが除去されたデジタル信号を、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫ等、信号送信装置で用いられる変調方式に対応した所定の復調方式によりバイナリデータに復調する。
Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換回路２６２は、復調回路２６１−１〜２６１−ｋにより変調されたバイナリデータがチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
なお、ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路２５５−ｉの直前に設置することも可能である。
なお、ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路２５５−ｉの直前に設置することも可能である。
＜光受信器２００の動作＞
次に、図１０および図１１を用いて説明した光受信器２００の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにシングルキャリア信号がのった広帯域光シングルキャリア信号を受信した光受信器２００のカプラ２０３は、受信した広帯域光シングルキャリア信号と局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
次に、図１０および図１１を用いて説明した光受信器２００の動作について説明する。まず、周波数ｆｃの光キャリアにシングルキャリア信号がのった広帯域光シングルキャリア信号を受信した光受信器２００のカプラ２０３は、受信した広帯域光シングルキャリア信号と局部発振光源２０２からの周波数ｆＬ０の光信号とを合波する。
図１２に、この光受信器２００のカプラ２０３が受信する広帯域光シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。図１２に示すように、広帯域光シングルキャリア信号は、光キャリアの周波数ｆｃを中心とした波形を有しており、また、伝送路を伝搬して信号が歪みを受けており、波打ったようなスペクトルになっている。なお、同図において、後にＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が抽出する周波数帯域、および、その中心周波数ｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）を示している。
次に、カプラ２０３で合波された光信号を、バランス受信器２０４が、たとえば、ヘテロダイン検波により光／電気変換するとともに、光キャリアの周波数ｆｃと局部発振光源２の周波数ｆＬ０との差のＩＦ（Intermediate Frequency）帯まで周波数変換して、広帯域電気シングルキャリア信号として信号受信装置２０５に出力する。
図１３に、バランス受信器２０４が信号受信装置２０５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。
図１３に、バランス受信器２０４が信号受信装置２０５に出力するＩＦ帯まで周波数変換した広帯域電気シングルキャリア信号の一例としての波形を示す。
次に、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号が入力された信号受信装置２０５の分岐回路２５０は、バランス受信器２０４から出力される広帯域電気シングルキャリア信号を、ＢＰＦ２５１−１〜２５１−ｋに分岐して出力する。
次に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、分岐回路２５０により入力された広帯域電気シングルキャリア信号から、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が対応するチャネルｉが使用する予め定められた周波数帯域の信号を抽出して、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図１４に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
図１４に、ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が広帯域電気シングルキャリア信号から抽出する一例としての周波数帯域を示す。
次に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、局部発振器２７０からの発振信号を用いて、ＢＰＦ２５１−ｉが抽出して出力した広帯域電気シングルキャリア信号の周波数、すなわち、アナログ信号の周波数を、チャネルｉにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように、周波数変換して、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）に出力する。
図１５に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
図１５に、周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）による一例としての周波数変換を示す。
次に、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、周波数変換回路２５２−ｉが周波数変換したアナログ信号を、共通クロック２７１からのクロック信号に同期したデジタル信号に、オーバーサンプリングして変換して、バッファ２５４−ｉに出力する。
次に、図１６に示すように、フーリエ変換回路２５５−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、バッファ２５４−ｉから、直前に読み取ったフーリエ変換ウィンドウの末尾と重複するよう、Ｓ個ずつ先頭位置をシフトさせながらフーリエ変換ウィンドウを設定してデジタル信号読み出す。すなわち、フーリエ変換ウィンドウｍの先頭が直前のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の末尾と、当該フーリエ変換ウィンドウｍの末尾が次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の先頭と重複するように、デジタル信号を読み出してフーリエ変換を行う。第１信号選択回路２５６−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換ウィンドウ毎にフーリエ変換回路２５５−ｉによりフーリエ変換された信号から、チャネルｉで復調対象として予め定められている信号を選択（抽出）し、等化回路２５７−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第１信号選択回路２５６−ｉにより選択された信号について周波数領域を等化して出力する。
逆フーリエ変換回路２５８−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、等化回路２５７−ｉから入力された各ブロックの信号に対して、逆フーリエ変換を行う。第２信号選択回路２５９−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、図１６に示すように、逆フーリエ変換回路２５８−ｉにより逆フーリエ変換された時系列信号の各ブロックについて、ブロック間干渉の影響が大きい先頭部及び末尾部の所定の個数の信号を削除し、チャネルｉで復調対象として予め定められている、干渉の影響が小さい中心の残りのデジタル信号を選択（抽出）する。ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、第２信号選択回路２５９−ｉにより選択された各ブロックの信号からガードインターバルを除去する。
次に、復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、ＧＩ除去回路２６０−ｉによってガードインターバルが除去されたデジタル信号を、所定の復調方式によりバイナリデータに復調して、Ｐ／Ｓ変換回路２６２に出力する。
次に、Ｐ／Ｓ変換回路２６２には、復調回路２６１−１〜２６１−ｋにより変調されたバイナリデータがチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
次に、Ｐ／Ｓ変換回路２６２には、復調回路２６１−１〜２６１−ｋにより変調されたバイナリデータがチャネルｉごとにパラレルに入力され、この入力されたパラレルなバイナリデータを、シリアルデータに変換して出力する。
＜局部発振光源２０２の調整＞
次に、局部発振光源２０２が出力する光信号の調整について説明する。復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振光源２０２が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振光源２０２に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器２０４でヘテロダイン検波またはホモダイン検波などにより検波される信号の信号品質が向上する。
次に、局部発振光源２０２が出力する光信号の調整について説明する。復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）が復調したデジタル信号から周波数偏差を検出し、検出した周波数偏差に基いて、局部発振光源２０２が出力する光信号を調整する局部発振器調整部を有するようにする。この局部発振器調整部により、局部発振光源２０２に対してフィードバックをかけることにより、バランス受信器２０４でヘテロダイン検波またはホモダイン検波などにより検波される信号の信号品質が向上する。
ここで、図１７を用いて、シングルキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで分ける複数のブロック（周波数帯ブロック）について説明する。
光受信器２００は、シングルキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、第１信号選択回路２５６−ｉで取り出して、復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
光受信器２００は、シングルキャリア信号をＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）のバンドパスフィルタで複数のブロックｉ（ｉ＝１〜ｋ）に分けて復調する。このときＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域は、復調したいブロックの帯域より広く設定する。ＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）の通過帯域を広く設定したため、不要な周波数成分が含まれているので、必要な周波数成分のシンボルのみ、第１信号選択回路２５６−ｉで取り出して、復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でデータを復調する。
ここで、Δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、広帯域光シングルキャリア信号において復調したい周波数帯域を示す。また、Δｆｉ＋２δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）という所望の周波数帯域より広めの通過帯域にすることによって、Δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）のチャネルはフィルタによるゆがみを受けない。
そして周波数変換回路２５２−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）でベースバンド帯域に周波数変換し、Ａ／Ｄ変換回路２５３−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）で、Δｆｉ＋２δｆｉ（ｉ＝１〜ｋ）以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングすることによって、復調したいチャネルのデータシンボルはＢＰＦ２５１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によるフィルタリングの影響を受けずに復調回路２６１−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）によって復調される。
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態による信号受信装置について説明する。本実施の形態の信号受信装置は、第１の実施に形態における信号受信装置２０５を、図１８に示す構成に置き換えたものである。同図において、第１の実施形態による信号受信装置２０５と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示す装置が第１の実施形態による信号受信装置２０５と異なる点は、バッファ２５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）を設けず、フーリエ変換回路２５５−ｉ、第１信号選択回路２５６−ｉ、等化回路２５７−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８−ｉの代わりに、フーリエ変換回路２５５ａ−ｉ、第１信号選択回路２５６ａ−ｉ、等化回路２５７ａ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８ａ−ｉの組みと、フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉ、第１信号選択回路２５６ｂ−ｉ、等化回路２５７ｂ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８ｂ−ｉの組みとの２系統設けていることである。これにより、フーリエ変換以降の動作を複数個並列に行い、リアルタイムでの処理が可能となる。
つまり図１６におけるフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の信号をフーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力したならば、次のフーリエ変換ウィンドウｍの信号はフーリエ変換回路２５５ｂ−ｉに入力され、さらに次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の信号はフーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力される。
本発明の第２の実施形態による信号受信装置について説明する。本実施の形態の信号受信装置は、第１の実施に形態における信号受信装置２０５を、図１８に示す構成に置き換えたものである。同図において、第１の実施形態による信号受信装置２０５と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。
この図に示す装置が第１の実施形態による信号受信装置２０５と異なる点は、バッファ２５４−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）を設けず、フーリエ変換回路２５５−ｉ、第１信号選択回路２５６−ｉ、等化回路２５７−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８−ｉの代わりに、フーリエ変換回路２５５ａ−ｉ、第１信号選択回路２５６ａ−ｉ、等化回路２５７ａ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８ａ−ｉの組みと、フーリエ変換回路２５５ｂ−ｉ、第１信号選択回路２５６ｂ−ｉ、等化回路２５７ｂ−ｉ、及び、逆フーリエ変換回路２５８ｂ−ｉの組みとの２系統設けていることである。これにより、フーリエ変換以降の動作を複数個並列に行い、リアルタイムでの処理が可能となる。
つまり図１６におけるフーリエ変換ウィンドウ（ｍ−１）の信号をフーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力したならば、次のフーリエ変換ウィンドウｍの信号はフーリエ変換回路２５５ｂ−ｉに入力され、さらに次のフーリエ変換ウィンドウ（ｍ＋１）の信号はフーリエ変換回路２５５ａ−ｉに入力される。
＜第３の実施形態＞
次に、図１９を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
次に、図１９を用いて第３の実施形態による信号受信装置について説明する。ここでは、第３の実施形態による信号受信装置を信号受信システムとして説明する。
この信号受信システムは、第１の実施形態で説明した光受信器２００または第２の実施形態で説明した信号受信装置である光受信器２０１を複数有する。図１９では、信号受信システムは、ｎ個の光受信器２０１を有している。この光受信器２０１を光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）と記載する。複数の光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ異なる周波数帯域の広帯域シングルキャリア信号を復調するように予め設定してある。
また、この信号受信システムは、受信した光シングルキャリア信号を複数の光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域のチャネルに分波し、分波した光シングルキャリア信号を周波数帯域が対応する光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）に出力する光分波部２８０を有している。
複数の光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、それぞれ、光分波部２８０から入力された信号を復調する。
この光分波部２８０は、分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光シングルキャリア信号を複数の光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波する。
この光分波部２８０は、分波したチャネルの周波数帯域が、少なくとも対応する光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域よりも広くなるように、受信した光シングルキャリア信号を複数の光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）が復調する周波数帯域の信号に分波する。
このように光分波部２８０の通過帯域を復調したい信号より広めに設定し、光を分波して光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）で復調を行う。これにより、光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）は、復調の際必要な周波数成分のシンボルのみ復調する。
この第３の実施形態によれば、第１の実施形態および第２の実施形態において電気領域で行われていたＢＰＦによるブロック分割を、光分波部２８０を用いて光の周波数領域においても行うことで、回路速度の要求条件を緩和することが出来る。言い換えれば、光受信器２０１−ｉ（ｉ＝１〜ｎ）を単独で用いるに比べて、より広帯域な光シングルキャリア信号を復調することが出来る。
なお、ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路２５５−ｉの直前に設置することも可能である。
なお、ＧＩ除去回路２６０−ｉ（ｉ＝１〜ｋ）は、フーリエ変換回路２５５−ｉの直前に設置することも可能である。
＜ＧＩを用いない構成＞
上記においては、ＧＩを挿入した信号を送受信する場合について示しているが、ＧＩを使用しないようにすることもできる。この場合、図２に示すＧＩ挿入回路１１６−１〜１１６−ｋ、及び、スムージング回路１１７−１〜１１７−ｋ、図１１、図１８におけるＧＩ除去回路２６０−１〜２６０−ｋは不要となる。これにより、伝送効率を向上させることができる。また、第１〜第３の実施形態において、フーリエ変換回路２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋは、入力された信号にフーリエ変換を行う前に、ハン窓、ハミング窓、ブラックマン窓、カイザー窓などの窓関数を乗算することができる。
上記においては、ＧＩを挿入した信号を送受信する場合について示しているが、ＧＩを使用しないようにすることもできる。この場合、図２に示すＧＩ挿入回路１１６−１〜１１６−ｋ、及び、スムージング回路１１７−１〜１１７−ｋ、図１１、図１８におけるＧＩ除去回路２６０−１〜２６０−ｋは不要となる。これにより、伝送効率を向上させることができる。また、第１〜第３の実施形態において、フーリエ変換回路２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋは、入力された信号にフーリエ変換を行う前に、ハン窓、ハミング窓、ブラックマン窓、カイザー窓などの窓関数を乗算することができる。
上述したように、本実施の形態による信号受信装置は、受信信号に対しフーリエ変換および等化、逆フーリエ変換を行って周波数領域等化を行った後、得られた信号の先頭および末尾を図１６のように削除し、残りの信号のみを選択して復調することにより、隣接チャネルの信号の干渉成分を除去できる。
また、フーリエ変換回路、ＧＩ除去回路、復調回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、チャネルに分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、チャネルに分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
また、フーリエ変換回路、ＧＩ除去回路、復調回路などのデジタルデータ処理を実行する回路は、チャネルに分けたデータに対して並列にデータ処理を実行するため、チャネルに分けずにデータを処理する場合に対比して、そのデータ処理を遅いクロックで動作させることが可能となり、そのため、超広帯域な入力信号に対する信号処理をリアルタイムに実現することができるようになる効果を奏する。
１００、１００ａ…信号送信装置
１０１…信号生成回路
１０３…信号光源
１０４…光強度変調器
１０５…光ＢＰＦ
１１１…Ｓ／Ｐ変換回路
１１２−１〜１１２−ｋ…変調回路
１１３−１〜１１３−ｋ…フーリエ変換回路
１１４−１〜１１４−ｋ…０挿入回路
１１５−１〜１１５−ｋ…逆フーリエ変換回路
１１６−１〜１１６−ｋ…ＧＩ挿入回路
１１７−１〜１１７−ｋ…スムージング回路
１１８−１〜１１８−ｋ…Ｄ／Ａ変換回路
１１９−１〜１１９−ｋ…周波数変換回路
１２０−１〜１２０−ｋ…ＢＰＦ
１２１…合成回路
１２２…共通クロック
１２３…局部発振器
２００、２０１…光受信器
２０２…局部発振光源
２０３…カプラ
２０４…バランス受信器
２０５…信号受信装置
２５０…分岐回路
２５１−１〜２５１−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２５２−１〜２５２−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
２５３−１〜２５３−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換部）
２５４−１〜２５４−ｋ…バッファ
２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋ…フーリエ変換回路（フーリエ変換部）
２５６−１〜２５６−ｋ、２５６ａ−１〜２５６ａ−ｋ、２５６ｂ−１〜２５６ｂ−ｋ…第１信号選択回路
２５７−１〜２５７−ｋ、２５７ａ−１〜２５７ａ−ｋ、２５７ｂ−１〜２５７ｂ−ｋ、…等化回路（等化部）
２５８−１〜２５８−ｋ、２５８ａ−１〜２５８ａ−ｋ、２５８ｂ−１〜２５８ｂ−ｋ、…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
２５９−１〜２５９−ｋ…第２信号選択回路（第２信号選択部）
２６０−１〜２６０−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
２６１−１〜２６１−ｋ…復調回路（復調部）
２６２…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
２７０…局部発振器
２７１…共通クロック
２８０…光分波部
１０１…信号生成回路
１０３…信号光源
１０４…光強度変調器
１０５…光ＢＰＦ
１１１…Ｓ／Ｐ変換回路
１１２−１〜１１２−ｋ…変調回路
１１３−１〜１１３−ｋ…フーリエ変換回路
１１４−１〜１１４−ｋ…０挿入回路
１１５−１〜１１５−ｋ…逆フーリエ変換回路
１１６−１〜１１６−ｋ…ＧＩ挿入回路
１１７−１〜１１７−ｋ…スムージング回路
１１８−１〜１１８−ｋ…Ｄ／Ａ変換回路
１１９−１〜１１９−ｋ…周波数変換回路
１２０−１〜１２０−ｋ…ＢＰＦ
１２１…合成回路
１２２…共通クロック
１２３…局部発振器
２００、２０１…光受信器
２０２…局部発振光源
２０３…カプラ
２０４…バランス受信器
２０５…信号受信装置
２５０…分岐回路
２５１−１〜２５１−ｋ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
２５２−１〜２５２−ｋ…周波数変換回路（周波数変換部）
２５３−１〜２５３−ｋ…Ａ／Ｄ変換回路（アナログデジタル変換部）
２５４−１〜２５４−ｋ…バッファ
２５５−１〜２５５−ｋ、２５５ａ−１〜２５５ａ−ｋ、２５５ｂ−１〜２５５ｂ−ｋ…フーリエ変換回路（フーリエ変換部）
２５６−１〜２５６−ｋ、２５６ａ−１〜２５６ａ−ｋ、２５６ｂ−１〜２５６ｂ−ｋ…第１信号選択回路
２５７−１〜２５７−ｋ、２５７ａ−１〜２５７ａ−ｋ、２５７ｂ−１〜２５７ｂ−ｋ、…等化回路（等化部）
２５８−１〜２５８−ｋ、２５８ａ−１〜２５８ａ−ｋ、２５８ｂ−１〜２５８ｂ−ｋ、…逆フーリエ変換回路（逆フーリエ変換部）
２５９−１〜２５９−ｋ…第２信号選択回路（第２信号選択部）
２６０−１〜２６０−ｋ…ＧＩ除去回路（ガードインターバル除去部）
２６１−１〜２６１−ｋ…復調回路（復調部）
２６２…Ｐ／Ｓ変換回路（パラレルシリアル変換部）
２７０…局部発振器
２７１…共通クロック
２８０…光分波部
Claims (3)
- 送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信装置であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐部と、
それぞれが前記シングルキャリア信号のチャネルに対応し、自身に対応するチャネルの送信信号を復調する複数の処理部と、
前記複数の処理部が復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換部と、
を有し、
前記処理部がそれぞれ、
前記分岐部が分岐したシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタが抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換部と、
前記周波数変換部が周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに他の処理部が出力するデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換部と、
前記アナログデジタル変換部が変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部によりフーリエ変換されたデジタル信号から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第１信号選択部と、
前記第１信号選択部により抽出されたデジタル信号の周波数領域を等化する等化部と、
前記等化部により周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
前記逆フーリエ変換部により変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第２信号選択部と、
前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調部と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換部は、
前記複数の復調部が復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信装置。 - 前記処理部がそれぞれ、
前記第２信号選択部によって抽出されたデジタル信号からガードインターバルを除去するガードインターバル除去部を有し、
前記復調部は、
前記ガードインターバル除去部がガードインターバルを除去したデジタル信号を所定の復調方式により復調する、
ことを特徴とする請求項１に記載の信号受信装置。 - 送信信号を含むシングルキャリア信号を受信して復調する信号受信方法であって、
前記受信したシングルキャリア信号を分岐する分岐過程と、
前記シングルキャリア信号の各チャネルそれぞれの送信信号を復調する信号処理過程と、
前記信号処理過程において復調した送信信号をシリアル信号へ変換して出力するパラレルシリアル変換過程と、
を有し、
前記信号処理過程における各チャネルの送信信号の復調処理は、
前記分岐過程において分岐されたシングルキャリア信号から、自チャネルに対応する周波数領域を抽出する抽出過程と、
前記抽出過程において抽出した信号を、自チャネルにより使用される周波数帯域の中心周波数となるように周波数変換を行う周波数変換過程と、
前記周波数変換過程において周波数変換した信号を、オーバーサンプリングするとともに、他のチャネルの送信信号の復調処理において出力されるデジタル信号と同期したデジタル信号にアナログデジタル変換するアナログデジタル変換過程と、
前記アナログデジタル変換過程において変換したデジタル信号を、フーリエ変換ウィンドウの先端部が直前のフーリエ変換ウィンドウの終端部と所定個重複するようにフーリエ変換するフーリエ変換過程と、
前記フーリエ変換過程においてフーリエ変換されたデジタル信号から、自チャネルで復調対象として予め定められているデジタル信号を抽出する第１信号選択過程と、
前記第１信号選択過程において抽出されたデジタル信号の周波数領域を等化する等化過程と、
前記等化過程において周波数領域を等化したデジタル信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換過程と、
前記逆フーリエ変換過程において変換されたデジタル信号から所定個の先端部及び終端部を除去したデジタル信号を抽出する第２信号選択過程と、
前記第２信号選択過程において抽出されたデジタル信号を所定の復調方式により復調する復調過程と、
を有し、
前記パラレルシリアル変換過程においては、
前記復調過程において復調したそれぞれのチャネル毎の送信信号をシリアル信号へ変換する、
ことを特徴とする信号受信方法。
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