JP2004201131A - 無線装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】強力な誤り訂正符号を適用出来ない3kHz程度の狭帯域通信路でデータ／音声の同時通信を行う際、各情報源の要求回線品質に応じた変調方法を提供する。
【解決手段】雑音耐性が弱いデータに対し信号間距離を広く、雑音耐性が強い音声に対し信号間距離を狭く設定する。例えば、8PSKの信号点配置において、データビット列と符号化音声情報ビット列の通信速度の比を2：1とし、上位２ビットをデータに、下位１ビットを音声の信号系列に夫々に割り当てる。また、データ通信を行わないときは変調方式をBPSKに切替えて音声の通信を行い、逆に音声通信を行わないときは変調方式を例えばπ／４シフトQPSKに切り替えてデータの通信を行う。受信側での変調方式の切替えの検出は、フレーム先頭にありBPSKで変調されるユニークワードに含まれる切替え制御情報により行う。
【選択図】図１
【解決手段】雑音耐性が弱いデータに対し信号間距離を広く、雑音耐性が強い音声に対し信号間距離を狭く設定する。例えば、8PSKの信号点配置において、データビット列と符号化音声情報ビット列の通信速度の比を2：1とし、上位２ビットをデータに、下位１ビットを音声の信号系列に夫々に割り当てる。また、データ通信を行わないときは変調方式をBPSKに切替えて音声の通信を行い、逆に音声通信を行わないときは変調方式を例えばπ／４シフトQPSKに切り替えてデータの通信を行う。受信側での変調方式の切替えの検出は、フレーム先頭にありBPSKで変調されるユニークワードに含まれる切替え制御情報により行う。
【選択図】図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル移動体通信を行う無線装置に関し、特に有効帯域幅3kHz程度の狭帯域にて、データと音声の多重通信を可能とした無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来例として3kHzの狭帯域の１回線でデータと音声を多重化して通信するシステムについて説明する。その仕様の例を図２に示す。情報速度4.8kbpsのうち、データ（静止画等）に3.2kbpsと音声に1.6kbpsを割当てている。
【０００３】
従来例の変調機の構成を図３に示す。3.2kbpsのデータのビット列(a1)及び1.6kbpsの音声情報のビット列(b1)が多重化部１０１に入力され、多重化された情報ビット列(c1)が出力される。劣悪な無線伝搬路で使用されることを想定し、データおよび音声情報ビットは誤り訂正符号化されている。フレーム生成部１０２は、情報ビット列(c1)を入力し、３９６ビット（３ビット／シンボルであるため１３２シンボル）毎に９９ビット（３３シンボル分）のユニークワード（ＵＷ）(d1)を付与し、フレーム化する（フレーム長は82.5ms）。ＵＷパターン発生器１０３からの出力であるＵＷ(d1)は送受間で既知のパターンであり、同期処理及び波形等化でのトレーニング信号として使用される。フレーム化の結果、冗長信号であるＵＷを付与することにより伝送速度は6kbpsとなる。フレーム構成の例を図８に示す。同図では、先頭にＵＷ３３シンボル、続いてデータ（DATA）８８シンボル、音声情報（SPEECH）４４シンボルを配置している。
【０００４】
図３に戻ると、フレーム化されたシンボル列(e1)は、信号空間マッピング部１０４に入力され、シンボル（3ビット）毎に８相PSK（8PSK）の信号空間にマッピングされる。図９に8PSKの信号点配置図（グレイ配置）を示す。8PSKの信号点配置（図９）は、円周上に等間隔に８個の信号点を配置している。図３においてマッピングの結果、I相信号(f1)およびQ相信号(g1)が出力され、それぞれロールオフフィルタリング部１０５によりフィルタリングされ（ロールオフ率0.25）、帯域制限されたI相信号(h1)およびQ相信号(i1)が出力される。次にI相信号(h1)およびQ相信号(i1)に直交変調が施される。搬送波発生部１０６からは搬送波周波数を持つ正弦波(j4)が出力され、乗算器１０８によりI相信号(h1)に乗算される。また、正弦波(j4)は、90度移相部１０７により、90度移相された後(k1)、乗算器１０９により、Q相信号(i1)に乗算される。乗算結果である搬送波周波数にシフトされたI相信号(l1)およびQ相信号(m1)は、加算器１１０により加算され、送信信号(n1)が出力される。送信信号（n1）は、送信機、通信路、受信機を経由して図４に示す復調機に入力される。
【０００５】
図４に示す復調機では、受信信号(a2)を入力し、初めに直交検波を行う。搬送波発生部２０１からは搬送波周波数を持つ正弦波(b2)が出力される。正弦波(b2)は、乗算器２０３により受信信号(a2)に乗算され、I相信号(d2)が得られる。また、正弦波(b2)は、９０度移相部２０２により、９０度移相された後、乗算器２０４により受信信号(a2)に乗算され、Q相信号(e2)が得られる。I相信号(d2)及びQ相信号(e2)はローパスフィルタ２０５によりそれぞれフィルタリングされ、帯域制限されたI相信号(f2)、Q相信号(g2)が出力される。
【０００６】
帯域制限されたI相信号(f2)、Q相信号(g2)は、同期部２０６に入力され、ＵＷパターンの相関演算・最大相関値探索によりシンボル同期、及びフレーム同期処理が行われ、最適シンボル点、フレーム開始位置が検出される。同期部２０６からは、フレーム単位に最適シンボル点でのI相信号(h2)、Q相信号(i2)が出力され、波形等化部２０７に入力される。
【０００７】
波形等化部２０７では、ＵＷパターンを基にトレーニングされた等化係数により歪み成分が除去されて、等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)が出力される。等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)は、信号空間デマッピング２０８に入力され、図４に示す信号点配置に基づきデマッピングされ、復調ビット列(l2)が出力される。このデマッピングでは、８個の信号点の中から、等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)から求めた位相と、距離が最短となる信号点を選び、その信号点に対応する３ビットのビット列を出力する。復調ビット列(l2)は図８でのDATA及びSPEECHの部分に対応する。復調ビット列(l2)は、分離部２０９により、データのビット列(m2)及び音声情報のビット列(n2)に分離され出力される。
【０００８】
また、本発明に関連する技術として、データの重要度が異なる情報源に対し、信号点の不均一なマッピングを用い、重要度の高いデータに伝送誤りの確率の低いシンボルを割り当てるものがある（例えば、特許文献１参照）。また誤り訂正能力を備えた符号化を用いて、同様に重要度の高いデータの誤りを優先的に防ぐ不均一誤り保護方法も知られている。
【０００９】
また、スターQAM等におけるリング比についても最適値が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１１-１７７６４８号公報
【非特許文献１】
町田正信、他２名、「振幅位相変調方式の多シンボル遅延検波と（M,L）アルゴリズムを用いた探索パス数の低減」、電子情報通信学会論文誌、平成１２年１月、第Ｊ８８Ｂ巻、第１号、ｐ．２２−３０
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術の変調方法では、信号空間へのマッピングにおいて、静止画等のデータと音声の情報ビットに対し等しい信号間距離を与えている。すなわち、データ用情報ビットと音声用情報ビットに対する雑音耐性は等しく設計されている。しかし、一般にディジタル音声通信に要求される回線の品質はビットエラーレート（BER）が10-3以下、データ通信では10-5以下といわれており、両者の要求品質の差があるため、従来技術では、回線状態が劣悪になると（雑音が大きくなると）、音声通信は可能であるがデータ通信が不可能となり、目的の機能であるデータ／音声の同時通信が使用できなくなるという問題が生じる。対策としては、十分に広い帯域を持つ通信路で使用する場合には、データに対して強力な誤り訂正を施すことが考えられるが、3kHz程度の狭帯域通信では、伝送速度が低いため、付加できる冗長ビットには制限があり、強力な誤り訂正符号を適用することは出来ない。また、自動再送請求（ARQ）機能を用いたとしても、回線状態が劣悪になるとスループットは低下してしまう。
【００１２】
これに対し特許文献１の技術は、音声、画像などの単一の情報源において、低周波数成分、パワーの大きい成分など重要度の高い情報に誤り率の低いシンボルを割り当てているが、情報源が複数あって情報源の数が変化する場合に最適な通信方式を提供するものにはなっていない。
【００１３】
本発明の目的は、狭帯域通信路で１回線を使用してデータ／音声通信を行う際、データ／音声の同時通信を可能にし、更にデータ、音声それぞれの要求回線品質に合致した変復調を行う無線装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目標を達成するため、１回線でデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重して伝送する無線装置であって、入力されるデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重して出力する多重手段と、該多重手段の出力である多重化されたビット列を所定の長さに区切った後、送受間にて既知のパターンを挿入してフレームを構成するフレーム生成手段と、該フレーム毎に前記ビット列をシンボル列に変換した後、送受間で所定のマッピングパターンにて信号空間にマッピングしI相、Q相の信号を出力する信号空間マッピング手段と、上記信号空間マッピング手段の出力であるI相、Q相の信号にそれぞれロールオフフィルタリングまたはルートロールオフフィルタリングを施すフィルタ手段と、該フィルタリングされたI相、Q相の信号に所定の周波数の正弦波と余弦波をそれぞれ乗算した後、加算し変調信号を生成する直交変調手段と、を備え、前記信号空間マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置を提案する。
【００１５】
また、上記の変調方法に対応する復調を行う無線装置として、上記変調方法により生成される信号を受信し、該受信信号に、上記変調方法にて乗じた所定の周波数の正弦波とそれを90度移相した信号を乗算することで、I相、Q相信号への分離を行う直交検波手段と、該I相、Q相信号に対し各々にローパスフィルタリングまたはルートロールオフフィルタリングを行うフィルタ手段と、該フィルタリングされたI相、Q相信号に対し、送受間にて既知のパターンと相関演算を行い、最適シンボル位置及びフレーム開始位置を検出し、フレーム毎に最適シンボル位置でサンプリングされたI相、Q相のシンボル列を出力する同期手段と、該フレーム毎に同期手段からの出力に含まれる送受間にて既知のパターンを使用して、フレーム内のシンボル列から位相・振幅歪みを予測・除去する波形等化手段と、該波形等化手段により位相・振幅歪みを除去したシンボル列を、上記変調方法で使用した送受間で既知のマッピングパターンによりデマッピングし、シンボル列をビット列に変換する信号空間デマッピング手段と、該信号空間デマッピング手段からの出力であるビット列をデータビット列及び符号化音声情報ビット列に分離し出力する分離手段と、を備え、前記信号空間マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置を提案する。
【００１６】
また、前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８相位相シフトキーイング（8PSK）を用いることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１７】
また、前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８値直交振幅変調（8QAM）を用いることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１８】
さらに、前記符号化音声情報ビットのみ通信する場合には変調方式を２相位相シフトキーイング（BPSK）に切替え、前記データビット列のみ通信する場合には変調方式を４相位相シフトキーイング（QPSK）に切替えることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
＜実施例１＞本実施例の変調機及び復調機のハードウェアの構成は、従来例のハードウェアの構成（図３、図４）と同様である。また、諸元も表１と同様である。違いは、変調機でのフレーム生成部１０２でのフレーム構成方法と、信号空間マッピング部１０４ 及び復調機での信号空間デマッピング部２０８で使用する信号点配置方法にある。以下に従来技術同様、情報速度4.8kbpsのうち、データ（静止画等）に3.2kbpsと音声に1.6kbpsを割当てることを想定して説明する。
【００２０】
図６に本実施例でのフレーム構成例を示す。従来の技術と同様に１フレーム当りＵＷ３３シンボル（９９ビット）及び情報シンボル１３２シンボル（３９６ビット）分のビット列で構成される。情報シンボルは、データ８８シンボル（２６４ビット：図６ではD0、D1,,D263と記す）、音声４４シンボル（１３２ビット：図６ではV0,V1,,V131と記す）で構成される。フレームの先頭には、ＵＷ33シンボル（99ビット）を配置し、続いて情報シンボル１３２シンボル（３９６ビット）を配置する。各情報シンボルはデータ２ビットと音声１ビットの３ビットから成り、図６に示すように、b2（最上位）とb1はデータ用ビット、b0（最下位）は音声用ビットを配置する。
【００２１】
次に図１に本発明の8PSK信号点配置を示す。同図に示すように、各信号点に3ビットの情報（b2 b1 b0）をマッピングしている。例えば、信号点aには（000）、信号点bには（001）をマッピングしている。信号点配置方法としては、データ用ビットb2,b1に対応する信号間距離を音声用ビットb0に対応する信号間距離より大きくなるように配置している。これにより、伝送路の雑音の影響で、信号点a（000）が信号点b（001）に誤っても、データ用ビットb2,b1はどちらも（00）なので誤りは発生しない。また例えば、信号点b（001）と信号点c（011）の距離は大きく配置しているため、この両者間で誤りが発生する確率は低くなる。すなわち、データ用ビットb2,b1に誤りが発生する確率は低くなる。音声についてはデータに比べ伝送路誤りに対し頑健なため（誤り感度が低いため）、誤りが発生しやすくても実用上問題がない。
【００２２】
＜実施例２＞本実施例は信号点配置に８値直交振幅変調（8QAM）を用いた点で実施例１と異なる。その他の構成、諸元は実施例１と同様である。本実施例では、図５に示すように各信号点に3ビットの情報（b2 b1 b0）をマッピングしている。例えば、信号点ａには（000）、信号点ｂには（001）をマッピングしている。信号点配置方法としては、データ用ビットb2,b1に対応する信号間距離を音声用ビットb0に対応する信号間距離より大きくなるように配置している。
【００２３】
これにより、伝送路の雑音の影響で、信号点a（000）が信号点b（001）に誤っても、データ用ビットb2,b1はどちらも（00）なので誤りは発生しない。また例えば、信号点ｂ（001）と信号点ｃ（011）の距離は大きく配置しているため、この両者は誤りが発生する確率は低くなる。すなわち、データ用ビットb2,b1に誤りが発生する確率は低くなる。このような信号点配置は同心円配置QAMで特にスター型QAMと呼ばれ、或いは２値振幅変調とQPSKの組合わせ（２ASK+QPSK）でもある。同図において、内側の振幅レベルをL、外側の振幅レベルをHで示しているが、通常の2ASK+QPSKでは、同期検波の場合、最適なリング比（H/L）は約１．８であることが知られている。本実施例では、リング比（H/L）を１．８より小さく設定する。
【００２４】
＜実施例３＞本実施例は、ＵＷ内に変調方式判定用のビットを設け、音声若しくはデータの少なくとも一方が使用されていない場合に、変調方式を変更してビットエラーレートを更に改善するようにした点で実施例１、２と異なる。本実施例ではＵＷの３３シンボルはBPSKで変調し、その３３ビットの内、任意の２ビットを変調方式判定用ビットにする。例えば、データのみならば０１、音声のみならば１０、両方使用している場合は１１、の三種類を割り当てる。変調器は、使用されるのが音声のみの場合、変調方式判定用ビットを０１にすると共に、BPSKのマッピングを用いて音声情報を変調する。また、使用されるのがデータのみの場合は、π／４シフトQPSKのマッピングを用いてデータを変調する。復調器は、受信した変調方式判定用ビットを参照し対応する復調方式で復調する。
【００２5】
図７に本実施例の復調機の構成例を示す。同図は上記機能を実現するために図４の復調機の構成に切替え制御信号抽出部２１０を付加した構成となっている。波形等化部２０６から出力されたI相信号(j2)とQ相信号(k2)は、切替え制御信号抽出部に入力される。切替え制御信号抽出部では、I相信号(j2)とQ相信号(k2)から変調方式切替え用ビット（２ビット）をBPSK復調し、その結果が０１ならばデータ（QPSK）、１０ならば音声（BPSK）、１１ならばデータ／音声両方（8PSK（図１）または8QAM（図５））と判定し、切替え制御信号を波形等化部２０７、信号空間デマッピング部２０８、及び分離部２０９に入力する。波形等化部２０７、及び信号空間デマッピング部２０８では、情報シンボルに対し切替え制御信号で示される変調方式の信号点配置に基づいた動作を行う。分離部２０９では、切替え制御信号がデータ／音声両方を示す場合のみデータ／音声の分離処理を行う。
【００２６】
本実施例において、変調方式判定用ビットを送信する方法は上記に限定されず、ＵＷそのものを３種類用意し、受信側でＵＷ相関計算結果に基き３種類を判定するようにしてもフレーム中の別の部分に２ビットを割り当てても良く、あるいはフレーム中の別の部分に２ビットを割り当ててもよいも良い。また、切替え制御信号抽出部２１０への入力には、等化前の同期部２０６から出力されたI相信号(h2)とQ相信号(i2)を用いても良い。
【００２７】
本実施例によれば、音声或いはデータの一方のみの通信時は不要な信号点を用いない変調方式に切り替わるので、信号間距離が最適化され最善の通信品質を提供できる。
【００２８】
＜実施例４＞本実施例は、データのみ伝送する場合の変調方式にQPSKを用いた点で、実施例３と異なる。信号空間デマッピング部２０８において音声信号のデマッピングは、切替え制御信号抽出部２１０の出力がデータ／音声両方を示すときは、Ｉ相信号(j2) とQ送信号(k2)の夫々の絶対値を比較し、Ｉ相＜Q相の時に１、Ｉ相＞Q相の時に０を出力する。音声のみを示すときは、Ｉ相信号(j2)の正負を判定するBPSK復調を行う。一方データのデマッピングは、音声通信の使用／不使用に関わらずQPSKで復調を行う。つまり位相が０〜９０度ならば00、９０〜１８０度ならば01、−１８０〜９０度ならば11、−９０〜０度ならば10を出力するような動作をする。
【００２９】
本実施例によればデータの復調方式は音声情報の有無に関わらず変わらないので、復調器の構成（複数の復調をソフトウェアで実現する場合はソフトウェア規模）を簡素にできる。また本実施例は、実施例２の2ASK+QPSKにも同様に適用できることは明らかである。
【００３０】
上記の４つの実施例によれば、データと音声がフレーム内で同時に通信されるので、フレーム構成による遅延を低減でき、スムーズな音声通話が可能となる。また、いずれの実施例もDSP（デジタルシグナルプロセッサ）、FPGA（Field Programmable Gate Array）により容易に実現可能である。DSPで変復調を行う場合はそれを動作させるプログラムを各変復調方式ごとにサブルーチン化しておけば、変復調方式ごとに複数のハードウェアを備えることなく瞬時に変復調方式の切り替えができる。ただしこれに限らず、構成の各機能部はソフトウェア、ハードウェアのいずれの手段で実現してもよく、また機能部を複数の手段で実現してもよく、複数の機能部を単一の手段で実現しても良い。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、１回線を使用してデータ、音声情報を多重して通信を行うシステムにおいて、本発明の信号空間マッピングを用いることにより、雑音耐性が弱いデータに対し信号間距離を広く、雑音耐性が強い音声に対し信号間距離を狭く設定することで、データに対するシンボル間干渉を優先的に防止し、それぞれの要求回線品質に合致した通信が可能となり、回線状態が劣悪になってもデータ／音声の同時通信が維持できるという効果がある。特に、伝送速度が低いため強力な誤り訂正符号を適用出来ない狭帯域通信において有効な技術である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の8PSK信号点配置。
【図２】本発明の実施例１乃至４における変復調方式の緒元例。
【図３】変調機の構成図。
【図４】復調機の構成図。
【図５】本発明の2ASK+QPSK信号点配置。
【図６】本発明のフレーム構成図。
【図７】本発明の実施例３乃至４における復調機の構成図。
【図８】従来のフレーム構成図。
【図９】従来の8PSK信号点配置。
【符号の説明】
１ 変調器
１０１ 多重化部
１０２ フレーム生成部
１０３ ＵＷパターン発生部
１０４ 信号空間マッピング部
１０５ ロールオフフィルタリング部
１０６ 搬送波発生部
１０７ ９０度位相部
１０８ 乗算器
１０９ 乗算器
１１０ 加算器
２ 復調機
２０１ 搬送波発生部
２０２ ９０度位相部
２０３ 乗算器
２０４ 乗算器
２０５ ローパスフィルタ
２０６ 同期部
２０７ 波形等化部
２０８ 信号空間デマッピング部
２０９ 分離部
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタル移動体通信を行う無線装置に関し、特に有効帯域幅3kHz程度の狭帯域にて、データと音声の多重通信を可能とした無線装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来例として3kHzの狭帯域の１回線でデータと音声を多重化して通信するシステムについて説明する。その仕様の例を図２に示す。情報速度4.8kbpsのうち、データ（静止画等）に3.2kbpsと音声に1.6kbpsを割当てている。
【０００３】
従来例の変調機の構成を図３に示す。3.2kbpsのデータのビット列(a1)及び1.6kbpsの音声情報のビット列(b1)が多重化部１０１に入力され、多重化された情報ビット列(c1)が出力される。劣悪な無線伝搬路で使用されることを想定し、データおよび音声情報ビットは誤り訂正符号化されている。フレーム生成部１０２は、情報ビット列(c1)を入力し、３９６ビット（３ビット／シンボルであるため１３２シンボル）毎に９９ビット（３３シンボル分）のユニークワード（ＵＷ）(d1)を付与し、フレーム化する（フレーム長は82.5ms）。ＵＷパターン発生器１０３からの出力であるＵＷ(d1)は送受間で既知のパターンであり、同期処理及び波形等化でのトレーニング信号として使用される。フレーム化の結果、冗長信号であるＵＷを付与することにより伝送速度は6kbpsとなる。フレーム構成の例を図８に示す。同図では、先頭にＵＷ３３シンボル、続いてデータ（DATA）８８シンボル、音声情報（SPEECH）４４シンボルを配置している。
【０００４】
図３に戻ると、フレーム化されたシンボル列(e1)は、信号空間マッピング部１０４に入力され、シンボル（3ビット）毎に８相PSK（8PSK）の信号空間にマッピングされる。図９に8PSKの信号点配置図（グレイ配置）を示す。8PSKの信号点配置（図９）は、円周上に等間隔に８個の信号点を配置している。図３においてマッピングの結果、I相信号(f1)およびQ相信号(g1)が出力され、それぞれロールオフフィルタリング部１０５によりフィルタリングされ（ロールオフ率0.25）、帯域制限されたI相信号(h1)およびQ相信号(i1)が出力される。次にI相信号(h1)およびQ相信号(i1)に直交変調が施される。搬送波発生部１０６からは搬送波周波数を持つ正弦波(j4)が出力され、乗算器１０８によりI相信号(h1)に乗算される。また、正弦波(j4)は、90度移相部１０７により、90度移相された後(k1)、乗算器１０９により、Q相信号(i1)に乗算される。乗算結果である搬送波周波数にシフトされたI相信号(l1)およびQ相信号(m1)は、加算器１１０により加算され、送信信号(n1)が出力される。送信信号（n1）は、送信機、通信路、受信機を経由して図４に示す復調機に入力される。
【０００５】
図４に示す復調機では、受信信号(a2)を入力し、初めに直交検波を行う。搬送波発生部２０１からは搬送波周波数を持つ正弦波(b2)が出力される。正弦波(b2)は、乗算器２０３により受信信号(a2)に乗算され、I相信号(d2)が得られる。また、正弦波(b2)は、９０度移相部２０２により、９０度移相された後、乗算器２０４により受信信号(a2)に乗算され、Q相信号(e2)が得られる。I相信号(d2)及びQ相信号(e2)はローパスフィルタ２０５によりそれぞれフィルタリングされ、帯域制限されたI相信号(f2)、Q相信号(g2)が出力される。
【０００６】
帯域制限されたI相信号(f2)、Q相信号(g2)は、同期部２０６に入力され、ＵＷパターンの相関演算・最大相関値探索によりシンボル同期、及びフレーム同期処理が行われ、最適シンボル点、フレーム開始位置が検出される。同期部２０６からは、フレーム単位に最適シンボル点でのI相信号(h2)、Q相信号(i2)が出力され、波形等化部２０７に入力される。
【０００７】
波形等化部２０７では、ＵＷパターンを基にトレーニングされた等化係数により歪み成分が除去されて、等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)が出力される。等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)は、信号空間デマッピング２０８に入力され、図４に示す信号点配置に基づきデマッピングされ、復調ビット列(l2)が出力される。このデマッピングでは、８個の信号点の中から、等化後のI相信号(j2)およびQ相信号(k2)から求めた位相と、距離が最短となる信号点を選び、その信号点に対応する３ビットのビット列を出力する。復調ビット列(l2)は図８でのDATA及びSPEECHの部分に対応する。復調ビット列(l2)は、分離部２０９により、データのビット列(m2)及び音声情報のビット列(n2)に分離され出力される。
【０００８】
また、本発明に関連する技術として、データの重要度が異なる情報源に対し、信号点の不均一なマッピングを用い、重要度の高いデータに伝送誤りの確率の低いシンボルを割り当てるものがある（例えば、特許文献１参照）。また誤り訂正能力を備えた符号化を用いて、同様に重要度の高いデータの誤りを優先的に防ぐ不均一誤り保護方法も知られている。
【０００９】
また、スターQAM等におけるリング比についても最適値が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１１-１７７６４８号公報
【非特許文献１】
町田正信、他２名、「振幅位相変調方式の多シンボル遅延検波と（M,L）アルゴリズムを用いた探索パス数の低減」、電子情報通信学会論文誌、平成１２年１月、第Ｊ８８Ｂ巻、第１号、ｐ．２２−３０
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術の変調方法では、信号空間へのマッピングにおいて、静止画等のデータと音声の情報ビットに対し等しい信号間距離を与えている。すなわち、データ用情報ビットと音声用情報ビットに対する雑音耐性は等しく設計されている。しかし、一般にディジタル音声通信に要求される回線の品質はビットエラーレート（BER）が10-3以下、データ通信では10-5以下といわれており、両者の要求品質の差があるため、従来技術では、回線状態が劣悪になると（雑音が大きくなると）、音声通信は可能であるがデータ通信が不可能となり、目的の機能であるデータ／音声の同時通信が使用できなくなるという問題が生じる。対策としては、十分に広い帯域を持つ通信路で使用する場合には、データに対して強力な誤り訂正を施すことが考えられるが、3kHz程度の狭帯域通信では、伝送速度が低いため、付加できる冗長ビットには制限があり、強力な誤り訂正符号を適用することは出来ない。また、自動再送請求（ARQ）機能を用いたとしても、回線状態が劣悪になるとスループットは低下してしまう。
【００１２】
これに対し特許文献１の技術は、音声、画像などの単一の情報源において、低周波数成分、パワーの大きい成分など重要度の高い情報に誤り率の低いシンボルを割り当てているが、情報源が複数あって情報源の数が変化する場合に最適な通信方式を提供するものにはなっていない。
【００１３】
本発明の目的は、狭帯域通信路で１回線を使用してデータ／音声通信を行う際、データ／音声の同時通信を可能にし、更にデータ、音声それぞれの要求回線品質に合致した変復調を行う無線装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目標を達成するため、１回線でデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重して伝送する無線装置であって、入力されるデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重して出力する多重手段と、該多重手段の出力である多重化されたビット列を所定の長さに区切った後、送受間にて既知のパターンを挿入してフレームを構成するフレーム生成手段と、該フレーム毎に前記ビット列をシンボル列に変換した後、送受間で所定のマッピングパターンにて信号空間にマッピングしI相、Q相の信号を出力する信号空間マッピング手段と、上記信号空間マッピング手段の出力であるI相、Q相の信号にそれぞれロールオフフィルタリングまたはルートロールオフフィルタリングを施すフィルタ手段と、該フィルタリングされたI相、Q相の信号に所定の周波数の正弦波と余弦波をそれぞれ乗算した後、加算し変調信号を生成する直交変調手段と、を備え、前記信号空間マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置を提案する。
【００１５】
また、上記の変調方法に対応する復調を行う無線装置として、上記変調方法により生成される信号を受信し、該受信信号に、上記変調方法にて乗じた所定の周波数の正弦波とそれを90度移相した信号を乗算することで、I相、Q相信号への分離を行う直交検波手段と、該I相、Q相信号に対し各々にローパスフィルタリングまたはルートロールオフフィルタリングを行うフィルタ手段と、該フィルタリングされたI相、Q相信号に対し、送受間にて既知のパターンと相関演算を行い、最適シンボル位置及びフレーム開始位置を検出し、フレーム毎に最適シンボル位置でサンプリングされたI相、Q相のシンボル列を出力する同期手段と、該フレーム毎に同期手段からの出力に含まれる送受間にて既知のパターンを使用して、フレーム内のシンボル列から位相・振幅歪みを予測・除去する波形等化手段と、該波形等化手段により位相・振幅歪みを除去したシンボル列を、上記変調方法で使用した送受間で既知のマッピングパターンによりデマッピングし、シンボル列をビット列に変換する信号空間デマッピング手段と、該信号空間デマッピング手段からの出力であるビット列をデータビット列及び符号化音声情報ビット列に分離し出力する分離手段と、を備え、前記信号空間マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置を提案する。
【００１６】
また、前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８相位相シフトキーイング（8PSK）を用いることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１７】
また、前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８値直交振幅変調（8QAM）を用いることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１８】
さらに、前記符号化音声情報ビットのみ通信する場合には変調方式を２相位相シフトキーイング（BPSK）に切替え、前記データビット列のみ通信する場合には変調方式を４相位相シフトキーイング（QPSK）に切替えることを特徴とする無線装置を提案する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
＜実施例１＞本実施例の変調機及び復調機のハードウェアの構成は、従来例のハードウェアの構成（図３、図４）と同様である。また、諸元も表１と同様である。違いは、変調機でのフレーム生成部１０２でのフレーム構成方法と、信号空間マッピング部１０４ 及び復調機での信号空間デマッピング部２０８で使用する信号点配置方法にある。以下に従来技術同様、情報速度4.8kbpsのうち、データ（静止画等）に3.2kbpsと音声に1.6kbpsを割当てることを想定して説明する。
【００２０】
図６に本実施例でのフレーム構成例を示す。従来の技術と同様に１フレーム当りＵＷ３３シンボル（９９ビット）及び情報シンボル１３２シンボル（３９６ビット）分のビット列で構成される。情報シンボルは、データ８８シンボル（２６４ビット：図６ではD0、D1,,D263と記す）、音声４４シンボル（１３２ビット：図６ではV0,V1,,V131と記す）で構成される。フレームの先頭には、ＵＷ33シンボル（99ビット）を配置し、続いて情報シンボル１３２シンボル（３９６ビット）を配置する。各情報シンボルはデータ２ビットと音声１ビットの３ビットから成り、図６に示すように、b2（最上位）とb1はデータ用ビット、b0（最下位）は音声用ビットを配置する。
【００２１】
次に図１に本発明の8PSK信号点配置を示す。同図に示すように、各信号点に3ビットの情報（b2 b1 b0）をマッピングしている。例えば、信号点aには（000）、信号点bには（001）をマッピングしている。信号点配置方法としては、データ用ビットb2,b1に対応する信号間距離を音声用ビットb0に対応する信号間距離より大きくなるように配置している。これにより、伝送路の雑音の影響で、信号点a（000）が信号点b（001）に誤っても、データ用ビットb2,b1はどちらも（00）なので誤りは発生しない。また例えば、信号点b（001）と信号点c（011）の距離は大きく配置しているため、この両者間で誤りが発生する確率は低くなる。すなわち、データ用ビットb2,b1に誤りが発生する確率は低くなる。音声についてはデータに比べ伝送路誤りに対し頑健なため（誤り感度が低いため）、誤りが発生しやすくても実用上問題がない。
【００２２】
＜実施例２＞本実施例は信号点配置に８値直交振幅変調（8QAM）を用いた点で実施例１と異なる。その他の構成、諸元は実施例１と同様である。本実施例では、図５に示すように各信号点に3ビットの情報（b2 b1 b0）をマッピングしている。例えば、信号点ａには（000）、信号点ｂには（001）をマッピングしている。信号点配置方法としては、データ用ビットb2,b1に対応する信号間距離を音声用ビットb0に対応する信号間距離より大きくなるように配置している。
【００２３】
これにより、伝送路の雑音の影響で、信号点a（000）が信号点b（001）に誤っても、データ用ビットb2,b1はどちらも（00）なので誤りは発生しない。また例えば、信号点ｂ（001）と信号点ｃ（011）の距離は大きく配置しているため、この両者は誤りが発生する確率は低くなる。すなわち、データ用ビットb2,b1に誤りが発生する確率は低くなる。このような信号点配置は同心円配置QAMで特にスター型QAMと呼ばれ、或いは２値振幅変調とQPSKの組合わせ（２ASK+QPSK）でもある。同図において、内側の振幅レベルをL、外側の振幅レベルをHで示しているが、通常の2ASK+QPSKでは、同期検波の場合、最適なリング比（H/L）は約１．８であることが知られている。本実施例では、リング比（H/L）を１．８より小さく設定する。
【００２４】
＜実施例３＞本実施例は、ＵＷ内に変調方式判定用のビットを設け、音声若しくはデータの少なくとも一方が使用されていない場合に、変調方式を変更してビットエラーレートを更に改善するようにした点で実施例１、２と異なる。本実施例ではＵＷの３３シンボルはBPSKで変調し、その３３ビットの内、任意の２ビットを変調方式判定用ビットにする。例えば、データのみならば０１、音声のみならば１０、両方使用している場合は１１、の三種類を割り当てる。変調器は、使用されるのが音声のみの場合、変調方式判定用ビットを０１にすると共に、BPSKのマッピングを用いて音声情報を変調する。また、使用されるのがデータのみの場合は、π／４シフトQPSKのマッピングを用いてデータを変調する。復調器は、受信した変調方式判定用ビットを参照し対応する復調方式で復調する。
【００２5】
図７に本実施例の復調機の構成例を示す。同図は上記機能を実現するために図４の復調機の構成に切替え制御信号抽出部２１０を付加した構成となっている。波形等化部２０６から出力されたI相信号(j2)とQ相信号(k2)は、切替え制御信号抽出部に入力される。切替え制御信号抽出部では、I相信号(j2)とQ相信号(k2)から変調方式切替え用ビット（２ビット）をBPSK復調し、その結果が０１ならばデータ（QPSK）、１０ならば音声（BPSK）、１１ならばデータ／音声両方（8PSK（図１）または8QAM（図５））と判定し、切替え制御信号を波形等化部２０７、信号空間デマッピング部２０８、及び分離部２０９に入力する。波形等化部２０７、及び信号空間デマッピング部２０８では、情報シンボルに対し切替え制御信号で示される変調方式の信号点配置に基づいた動作を行う。分離部２０９では、切替え制御信号がデータ／音声両方を示す場合のみデータ／音声の分離処理を行う。
【００２６】
本実施例において、変調方式判定用ビットを送信する方法は上記に限定されず、ＵＷそのものを３種類用意し、受信側でＵＷ相関計算結果に基き３種類を判定するようにしてもフレーム中の別の部分に２ビットを割り当てても良く、あるいはフレーム中の別の部分に２ビットを割り当ててもよいも良い。また、切替え制御信号抽出部２１０への入力には、等化前の同期部２０６から出力されたI相信号(h2)とQ相信号(i2)を用いても良い。
【００２７】
本実施例によれば、音声或いはデータの一方のみの通信時は不要な信号点を用いない変調方式に切り替わるので、信号間距離が最適化され最善の通信品質を提供できる。
【００２８】
＜実施例４＞本実施例は、データのみ伝送する場合の変調方式にQPSKを用いた点で、実施例３と異なる。信号空間デマッピング部２０８において音声信号のデマッピングは、切替え制御信号抽出部２１０の出力がデータ／音声両方を示すときは、Ｉ相信号(j2) とQ送信号(k2)の夫々の絶対値を比較し、Ｉ相＜Q相の時に１、Ｉ相＞Q相の時に０を出力する。音声のみを示すときは、Ｉ相信号(j2)の正負を判定するBPSK復調を行う。一方データのデマッピングは、音声通信の使用／不使用に関わらずQPSKで復調を行う。つまり位相が０〜９０度ならば00、９０〜１８０度ならば01、−１８０〜９０度ならば11、−９０〜０度ならば10を出力するような動作をする。
【００２９】
本実施例によればデータの復調方式は音声情報の有無に関わらず変わらないので、復調器の構成（複数の復調をソフトウェアで実現する場合はソフトウェア規模）を簡素にできる。また本実施例は、実施例２の2ASK+QPSKにも同様に適用できることは明らかである。
【００３０】
上記の４つの実施例によれば、データと音声がフレーム内で同時に通信されるので、フレーム構成による遅延を低減でき、スムーズな音声通話が可能となる。また、いずれの実施例もDSP（デジタルシグナルプロセッサ）、FPGA（Field Programmable Gate Array）により容易に実現可能である。DSPで変復調を行う場合はそれを動作させるプログラムを各変復調方式ごとにサブルーチン化しておけば、変復調方式ごとに複数のハードウェアを備えることなく瞬時に変復調方式の切り替えができる。ただしこれに限らず、構成の各機能部はソフトウェア、ハードウェアのいずれの手段で実現してもよく、また機能部を複数の手段で実現してもよく、複数の機能部を単一の手段で実現しても良い。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によれば、１回線を使用してデータ、音声情報を多重して通信を行うシステムにおいて、本発明の信号空間マッピングを用いることにより、雑音耐性が弱いデータに対し信号間距離を広く、雑音耐性が強い音声に対し信号間距離を狭く設定することで、データに対するシンボル間干渉を優先的に防止し、それぞれの要求回線品質に合致した通信が可能となり、回線状態が劣悪になってもデータ／音声の同時通信が維持できるという効果がある。特に、伝送速度が低いため強力な誤り訂正符号を適用出来ない狭帯域通信において有効な技術である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の8PSK信号点配置。
【図２】本発明の実施例１乃至４における変復調方式の緒元例。
【図３】変調機の構成図。
【図４】復調機の構成図。
【図５】本発明の2ASK+QPSK信号点配置。
【図６】本発明のフレーム構成図。
【図７】本発明の実施例３乃至４における復調機の構成図。
【図８】従来のフレーム構成図。
【図９】従来の8PSK信号点配置。
【符号の説明】
１ 変調器
１０１ 多重化部
１０２ フレーム生成部
１０３ ＵＷパターン発生部
１０４ 信号空間マッピング部
１０５ ロールオフフィルタリング部
１０６ 搬送波発生部
１０７ ９０度位相部
１０８ 乗算器
１０９ 乗算器
１１０ 加算器
２ 復調機
２０１ 搬送波発生部
２０２ ９０度位相部
２０３ 乗算器
２０４ 乗算器
２０５ ローパスフィルタ
２０６ 同期部
２０７ 波形等化部
２０８ 信号空間デマッピング部
２０９ 分離部
Claims (5)
- １回線でデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重化して伝送する無線装置であって、
入力されるデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重化して出力する多重化手段と、
該多重化手段で多重化されたビット列を所定の長さに区切り、送受間にて既知のパターンを挿入してフレームを構成するフレーム生成手段と、
該フレーム毎に前記ビット列をシンボル列に変換した後、送受間で所定のマッピングパターンにて信号空間にマッピングしI相、Q相の信号を出力する信号空間マッピング手段と、
上記信号空間マッピング手段の出力であるI相、Q相の信号にそれぞれフィルタリングを施すフィルタ手段と、
該フィルタリングされたI相、Q相の信号に所定の周波数の正弦波とそれを90度移相した信号をそれぞれ乗算した後、加算し送信信号を生成する直交変調手段と、を備え、
前記マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置。 - １回線でデータビット列及び符号化音声情報ビット列を多重化して伝送する無線装置であって、
該受信信号に、所定の周波数の正弦波とそれを90度移相した信号を乗算することで、I相、Q相信号への分離を行う直交検波手段と、
該I相、Q相信号に対し各々にフィルタリングを行うフィルタ手段と、
該フィルタリングされたI相、Q相信号に対し、送受間にて既知のパターンと相関演算を行い、最適シンボル位置及びフレーム開始位置を検出し、フレーム毎に最適シンボル位置でサンプリングされたI相、Q相のシンボル列を出力する同期手段と、
該フレーム毎に同期手段からの出力に含まれる送受間にて既知のパターンを使用して、フレーム内のシンボル列から位相・振幅歪みを除去する波形等化手段と、
該波形等化手段により位相・振幅歪みを除去したシンボル列を、送受間で既知のマッピングパターンによりデマッピングし、シンボル列をビット列に変換する信号空間デマッピング手段と、
該信号空間デマッピング手段からの出力である前記ビット列をデータビット列及び符号化音声情報ビット列に分離し出力する分離手段と、を備え、
前記マッピングパターンは、前記データビット列の相違に対しては信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列の相違にしては信号間距離を小さく配置することを特徴とする無線装置。 - 前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８相位相シフトキーイングを用いることを特徴とする、請求項１乃至２記載の無線装置。
- 前記データビット列と前記符号化音声情報ビット列の情報量の比を2：1とし、変調方式として、前記データビット列に対応する信号間距離を大きく、前記符号化音声情報ビット列に対応する信号間距離を小さく信号空間配置した８値直交振幅変調を用いることを特徴とする、請求項１乃至２記載の無線装置。
- 前記符号化音声情報ビット列のみ通信する場合には変調方式を２相位相シフトキーイングに切替え、前記データビット列のみ通信する場合には変調方式を４相位相シフトキーイングに切替えることを特徴とする請求項３乃至４記載の無線装置。
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