JPWO2008129610A1 - 送信装置及びｓｓｂ信号形成方法 - Google Patents

Abstract

受信側でのビット誤り率特性を格段に向上させることができる複素ＳＳＢ信号の送信装置を提供する。１送信シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリング処理を施すＮ倍オーバーサンプラ（１０２）と、Ｎ倍オーバーサンプラ（１０２）によって得られたサンプリングデータを、シンボル単位でＮ系統の並列データに並列化するシリアル／パラレル変換回路（１０４）と、Ｎ系統の並列データを高速フーリエ変換するＮ点のＦＦＴ回路（１０５）と、ＦＦＴ回路（１０５）から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとするゼロインサート回路（１０６）と、ゼロインサート回路（１０６）の出力を逆高速フーリエ変換するＩＦＦＴ回路（１０７）と、ＩＦＦＴ回路（１０７）の出力をパラレル／シリアル変換するパラレル／シリアル変換回路（１０８）とにより、ＳＳＢ信号を形成する。

Description

本発明は、送信信号をＳＳＢ（Single Side Band）化して送信する送信装置及びＳＳＢ信号形成方法に関する。

従来、送信信号の狭帯域化技術として、ＳＳＢ技術がある。ＳＳＢはアナログ通信全盛の時代に盛んに検討されており、代表的な方式としてはＷｅａｖｅｒ−ＳＳＢ方式が挙げられる。一方、ディジタル分野での代表的な方式として、ＲＺ−ＳＳＢ方式、ＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式（Ｍｕｊｔａｂａ方式)等が挙げられる。Ｍｕｊｔａｂａ方式については、例えば非特許文献１や非特許文献２で紹介されている。

ディジタルＳＳＢ技術において、ヒルベルト変換は大変重要である。ここではその基礎について説明する。

（１）ヒルベルト変換
連続時間信号ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ω）とするとき、周波数領域におけるＸ（ω）のヒルベルト変換Ｈ［Ｘ（ω）］は、次式により表される。

一方、時間領域ｘ（ｔ）のヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、Ｈ［Ｘ（ω）］の逆フーリエ変換として定義され、次式により表される。なお、次式において、Ｆ^−１は逆フーリエ変換を表し、*は畳み込み演算を表すものとする。

Ｘ（ω）とＨ［ｘ（ω）］は位相の変化があるのみなので、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］のパワースペクトル及び自己相関関数は等しくなる。また、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］は、次式の関係が成り立つ。

つまり、Ｈ［ｘ（ｔ）］とｘ（ｔ）の複素共役ｘ^＊（ｔ）は互いに直交する。

次に、ヒルベルト変換によって連続時間信号のスペクトルが変化する様子を図的に説明する。今、ｘ（ｔ）が図１Ａに示される通り、実軸領域のみの周波数成分にて構成される連続時間信号である場合を考える。これに対するヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、式（１）に示される通り、正の周波数成分に−ｊを、負の周波数成分に＋ｊを乗じることになる。そのため、Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルは、図１Ｂに示される通り、虚軸領域のみの周波数成分が、原点を中心とした点対称配置されたかたちとなる。さらにこのＨ［ｘ（ｔ）］に対してヒルベルト変換を施すと、図１Ｃに示される通り、スペクトルは実軸領域のみに現れる。ここで、ヒルベルト変換においては式（１）からもわかる通り、コーシーの定理が適用されるため、変換の過程においてエネルギーは常に一定に保たれる。従って、次式が成り立つ。

これを時間領域で考えると次式となる。

図１Ｃの信号に対してさらにヒルベルト変換を行うと−Ｈ［ｘ（ｔ）］が得られ(図１Ｄ)、もう一度行うと元の系列ｘ（ｔ）に戻る。

（２）ＵＳＢ・ＬＳＢ生成方法
上述したヒルベルト変換の性質を利用して、ＵＳＢ（Upper Side Band：上側波帯）及びＬＳＢ（Lower Side Band：下側波帯）を生成する方法を示す。上述したのと同様、実軸領域のみの周波数成分にて構成される送信データ系列ｘ（ｔ）を考える。ｘ（ｔ）を改めてスペクトル表記すると図２Ａに示す通りとなる。これに対するヒルベルト変換は、図１Ｂにも示したが、ｊを乗じると、スペクトル全体が＋９０°回転することになるので、図２Ｂに示すようなスペクトルが得られる。

両者をコヒーレント加算した系列は次式の通りとなる。

式（６）を図示すると、図２Ｃに示す通りとなる。すなわち、実軸領域のみの上側波帯成分で構成されたＵＳＢ信号が得られる。これを時間軸上で表記すると次式の通りとなる。

虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）及び虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）も同様の手法で生成される。具体的には、虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図３Ａ、図３Ｂ及び図３Ｃに示す通りであり、その結果は式（８）で表される。また、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）の形成過程は図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃに示す通りであり、その結果は式（９）で表される。また、虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃに示す通りであり、その結果は式（１０）で表される。

（３）構成
上述したＵＳＢ及びＬＳＢの生成手法を踏まえると、例えばＵＳＢのみで構成されるＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ＵＳＢ（Ｒｅａｌ）とＵＳＢ（Ｉｍａｇ）の直交多重）変調波を生成するための送信装置の構成は、図６に示すものとすればよい。

図６の送信装置１０は、まず、データ生成部１１で生成した送信データをシリアル／パラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１２でシリアルパラレル変換する。送信装置１０は、シリアルパラレル変換された送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をオーバーサンプリング部１３、１４によってオーバーサンプリングした後、ルートナイキストフィルタ１５、１６に入力する。ルートナイキストフィルタ１５、１６はフィルタリング出力ｕ（ｔ）、ν（ｔ）をＳＳＢ化・多重化部１７に送出する。

ＳＳＢ化・多重化部１７は、フィルタリング出力ｕ（ｔ）を遅延器１８及びヒルベルト変換器１９に入力し、フィルタリング出力ν（ｔ）をヒルベルト変換器２０及び遅延器２１に入力する。

ヒルベルト変換器１９、２０は、タップ係数１／πｔのＦＩＲフィルタより構成されている（式（２）参照）。遅延器１８、２１は、入力信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延して出力するものである。

遅延器１８の出力は乗算器２４に、ヒルベルト変換器１９の出力は乗算器２５に、ヒルベルト変換器２０の出力は乗算器２６に、遅延器２１の出力は乗算器２７にそれぞれ送出される。また、乗算器２４、２６にはキャリア周波数信号発生器２２で発生されたキャリア周波数信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器２５、２７には移相器２３によって９０°だけ位相がシフトされたキャリア周波数信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。これにより、乗算器２４、２６では遅延器１８、ヒルベルト変換器２０の出力にキャリア周波数信号が乗算され、乗算器２５、２７ではヒルベルト変換器１９、遅延器２１の出力に９０°位相のずれたキャリア周波数信号が乗算される。

加算器２８では乗算器２４の出力から乗算器２５の出力が減算され、加算器２９では乗算器２６と乗算器２７の出力が加算される。さらに、加算器２８と加算器２９の出力は加算器３０によって加算されることにより、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）が得られる。すなわち、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は次式で表される。

図７に、ヒルベルト変換器１９、２０の構成例を示す。図７に示すように、ヒルベルト変換器は、１／（πｔ）をタップ係数としたＦＩＲフィルタによって実現することができる。図７は、送信データｕ（ｔ）が４倍オーバーサンプリングされたデータである場合の構成例である。また図７は、ＦＩＲフィルタのタップ係数が５００の場合の構成例である。
Syed Aon Mujtaba, "A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal", IEEE Globalcomm. pp.592-597, 1998 Syed Aon Mujtaba, "Performance Analysis of Coded SSB-QPSK in Mobile Radio Channels", IEEE Globalcomm. pp.112-117, 1998

ところで、上述した通り、ＳＳＢ化を行う際には送信信号をヒルベルト変換する必要があり、ヒルベルト変換は、ＦＩＲフィルタを用いて行うのが一般的である。

しかしながら、図７からも分かる通り、時刻ｔ＝ｎにおけるヒルベルト変換系列Ｈ［ｕ（ｎ）］は、過去のシンボル情報を含んだ状態で出力される。従って、時刻ｔ＝ｎにおけるシンボル情報と過去のシンボル情報が独立である場合、隣接シンボル間干渉の影響を受けたことと等価となる。この結果、図８（図８Ａは送信ビット１のアイパターンであり、図８Ｂは送信ビット１と異なる送信ビット２のアイパターン）に示すように、受信側でアイパターンのアイが開かない課題がある。よって、ＱＰＳＫのような複素ベースバンド信号をＳＳＢ化して送信する送信装置に、従来の構成を適用した場合、受信側で正確にデータ復調を行うことが困難となり、ビット誤り率特性が劣化する問題がある。

本発明の目的は、複素ベースバンド信号をＳＳＢ化して送信する送信装置において、受信側でのビット誤り率特性を格段に向上し得る送信装置及びＳＳＢ信号形成方法を提供することである。

本発明の送信装置及びＳＳＢ信号形成方法は、１シンボル単位でヒルベルト変換処理を施して、ＳＳＢ信号を形成する。

本発明の一つの態様は、送信シンボルを１シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングされた信号をＮ点フーリエ変換し、フーリエ変換された信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、一方の成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換する。

本発明によれば、１シンボル単位でヒルベルト変換処理を施すようにしたので、受信側でのビット誤り率特性を格段に向上させることができる。また、１シンボル単位でのヒルベルト変換処理を、比較的簡易な構成でかつ的確に行うことができるようになる。

連続時間信号ｘ（ｔ）に対するヒルベルト変換についての説明に供する図であり、図１Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図１ＢはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図１ＣはＨ［Ｈ［ｘ（ｔ）］］のスペクトルを示し、図１Ｄは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 実数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図２Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図２ＢはｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図２Ｃはｘ（ｔ）＋ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 虚数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図３Ａは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図３Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図３Ｃは−Ｈ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図 実数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図４Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図４Ｂは−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図４Ｃはｘ（ｔ）−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 虚数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図５ＡはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図５Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図５ＣはＨ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図 従来のＭｕｊｔａｂａ方式の送信装置の構成を示すブロック図 従来のヒルベルト変換器の構成例を示すブロック図 従来の受信側でアイパターンを示す図であり、図８Ａは送信ビット１のアイパターンを示し、図８Ｂは送信ビット２のアイパターンを示す図 実施の形態１の送信装置の構成を示すブロック図 受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態の送信装置から送信された信号を受信した場合のアイパターンを示す図であり、図１１Ａは送信ビット１のアイパターンを示し、図１１Ｂは送信ビット２のアイパターンを示す図 実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図９に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１００は、ＱＰＳＫ変調回路１０１に送信データを入力し、ＱＰＳＫ変調回路１０１によって得たＱＰＳＫ変調シンボルをＮ倍オーバーサンプラ１０２に出力する。

Ｎ倍オーバーサンプラ１０２は、順次入力されるシンボルをＮ倍オーバーサンプリング処理し、これにより得たオーバーサンプリング信号をルートナイキストフィルタ１０３に送出する。ここで、Ｎ倍オーバーサンプラ１０２のＮは任意の正の整数値に設定してよいが、本実施の形態では、Ｎ＝８に設定した場合、すなわちＮ倍オーバーサンプラ１０２のオーバーサンプリング次数Ｎが８の場合について説明する。ルートナイキストフィルタ１０３によって帯域制限されたオーバーサンプリング信号は、シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ変換回路）１０４に入力される。

Ｓ／Ｐ変換回路１０４の並列数は、オーバーサンプリング次数と同じに設定されている。つまり、本実施の形態の場合には、オーバーサンプリング次数Ｎが８に設定されているので、Ｓ／Ｐ変換回路１０４は、１シンボルについての１番目から８番目のオーバーサンプリング信号を並列化してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１０５に入力させる。ＦＦＴ回路１０５は、Ｎ点の高速フーリエ変換処理を行う。これにより、ＦＦＴ回路１０５では、送信シンボル単位で複素フーリエ変換処理を行うことができる。

ＦＦＴ回路１０５の出力は、ゼロインサート回路１０６に送出される。ゼロインサート回路１０６は、ＦＦＴ回路１０５から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとする。すなわち、ゼロインサート回路１０６は、ＵＳＢ伝送を行う場合はＬＳＢ成分を、ＬＳＢ伝送を行う場合はＵＳＢ成分を、それぞれゼロにする。例えば、ＵＳＢ伝送を行う場合は、８系統のＦＦＴ出力のうち、ＵＳＢ成分に相当する４系統をそのまま続くＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）回路１０７に出力すると共に、ＬＳＢ成分に相当する４系統の信号をゼロとしてＩＦＦＴ回路１０７に出力する。このように、ゼロインサート回路１０６によってＳＳＢ化が行われる。

送信装置１００は、周波数領域の信号とされた送信データ系列を、続くＩＦＦＴ回路１０７及びパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ変換回路）１０８によって時間領域の信号に変換する。時間領域に変換された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０９によって帯域制限され、続く周波数変換器１１０によってキャリア搬送波ｆｃが乗じられることで無線信号とされ、図示しないアンテナから送信される。

送信装置１００によってＳＳＢ化されて送信された無線信号は、通常の直交検波処理により復調することができる。

図１０に、送信装置１００によりＳＳＢ化されて送信された無線信号を受信復調する受信装置の構成を示す。受信装置２００は、図示しないアンテナで受信されたＳＳＢ変調波を直交検波部２０１に入力する。直交検波部２０１は、ＳＳＢ変調波にｃｏｓω_ｃｔ又はｓｉｎω_ｃｔを乗じて受信信号の同相成分及び直交成分を抽出し、同相成分をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０２に、直交成分をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０３に出力する。

ＬＰＦ２０２、２０３の出力はそれぞれ、ルートナイキストフィルタ２０４、２０５及びダウンサンプラ２０６、２０７を介して閾値判定部２０８、２０９に入力される。閾値判定部２０８、２０９は、硬判定処理を行うことにより受信データ系列を得る。受信データ系列は、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ変換回路）２１０によって１系統のデータ系列とされる。このようにして、ＵＳＢ化またはＬＳＢ化されて送信されたＳＳＢ信号を復調してデータ系列を得ることができる。

図１１に、シミュレーション結果として、本実施の形態の送信装置１００で送信されたＳＳＢ信号を受信装置２００で受信した場合におけるアイパターンを示す。図１１Ａのアイパターンは例えば閾値判定回路２０８で判定するビット１のアイパターンであり、図１１Ｂのアイパターンは例えば閾値判定回路２０９で判定するビット２のアイパターンであある。図１１からも分かる通り、アイパターンのアイが開いているので、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、送信シンボルを１シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングされた信号をＮ点ＦＦＴし、ＦＦＴされた信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、一方の成分がゼロにされたＦＦＴ信号をＩＦＦＴするようにしたことにより、１シンボル単位でヒルベルト変換処理（すなわちＳＳＢ化処理）を行うことができる。この結果、受信側では、ＳＳＢ化によって生成されたヒルベルト変換成分が一意に定まるため、アイパターンが開き、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１でも説明したように、本発明の特徴は、１送信シンボル単位でヒルベルト変換処理を行って、ＳＳＢ信号を形成することである。実施の形態１では、これを実現するために好適な構成を提示した。本実施の形態では、上記のＳＳＢ信号形成処理を、実施の形態１とは異なる構成で実現する。

図１２に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置３００は、ＱＰＳＫ変調部３０１に送信データを入力し、ＱＰＳＫ変調部３０１によって得たＱＰＳＫ変調シンボルをシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ変換回路）３０２に送出する。

Ｓ／Ｐ変換回路３０２は、順次入力されるシンボルを２系統に分流し、第１の系統のシンボルをＮ倍オーバーサンプラ３０３に送出すると共に、第２の系統のシンボルをＮ倍オーバーサンプラ３０４に送出する。Ｎ倍オーバーサンプラ３０３、３０４により得られたサンプリング信号はそれぞれ、ルートナイキストフィルタ３０５、３０６によって帯域制限される。

ルートナイキストフィルタ３０５の出力は、テーブル３０７及び加算器３０９に送出される。また、ルートナイキストフィルタ３０６の出力は、テーブル３０８及び加算器３１０に送出される。

テーブル３０７は、１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する。同様に、テーブル３０８は、１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する。すなわち、テーブル３０７、３０８に、例えば上述した式（２）に準じて求めたヒルベルト変換信号Ｈ［ｘ（ｔ）］を格納しておく。そして、テーブル３０７、３０８が、１送信シンボル単位のサンプル値（ｘ（ｔ）に相当）をアドレスとして、格納されたヒルベルト変換信号Ｈ［ｘ（ｔ）］を出力する。ここで、本実施の形態の場合、ＱＰＳＫ変調を行っているので、シンボルのオーバーサンプル値すなわちｘ（ｔ）は、「１」又は「−１」のいずれかとなるので、テーブル３０７、３０８の構成は簡易なもので済む。

加算器３０９は、ルートナイキストフィルタ３０５の出力信号とテーブル３０８により得られたヒルベルト変換信号とを加算する。また、加算器３１０は、ルートナイキストフィルタ３０６の出力信号からテーブル３０７により得られたヒルベルト変換信号を減算する。これにより、加算器３０９、３１０からは、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分が出力される。

加算器３０９、３１０の出力は、直交多重化部３１１によって直交多重される。すなわち、ＵＳＢ伝送を行う場合には、加算器３０９、３１０からは、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分が出力され、これらが直交多重化部３１１によって直交多重され、ＵＳＢ変調波が形成される。同様に、ＬＳＢ伝送を行う場合には、ＵＳＢ伝送を行う場合の回路構成において、テーブル３０７及びテーブル３０８の出力をそれぞれ符号反転させることで実現でき、加算器３０９、３１０からは、ＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分が出力され、これらが直交多重化部３１１によって直交多重され、ＬＳＢ変調波が形成される。

このように、本実施の形態によれば、第１の送信シンボルをオーバーサンプリングする第１のオーバーサンプラ３０３と、第２の送信シンボルをオーバーサンプリングする第２のオーバーサンプラ３０４と、第１のオーバーサンプラ３０３により得られた１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第１のテーブル３０７と、第２のオーバーサンプラ３０４により得られた１送信シンボル単位のサンプリング値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第２のテーブル３０８と、第１のオーバーサンプラ３０３により得られた信号と第２のテーブル３０８により得られたヒルベルト変換信号とを加算する第１の加算器３０９と、第２のオーバーサンプラ３０４により得られた信号から第１のテーブル３０７により得られたヒルベルト変換信号を減算する第２の加算器３１０と、第１の加算器３０９の出力信号と第２の加算器３１０の出力信号とを多重する多重化部３１１とを設けたことにより、１送信シンボル単位でヒルベルト変換処理を行うことができるので、受信側では、ＳＳＢ化によって生成されたヒルベルト変換成分が一意に定まるため、アイパターンが開き、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

本発明は、送信信号をＳＳＢ化して送信する無線通信機器に広く適用可能である。

本発明は、送信信号をＳＳＢ（Single Side Band）化して送信する送信装置及びＳＳＢ信号形成方法に関する。

従来、送信信号の狭帯域化技術として、ＳＳＢ技術がある。ＳＳＢはアナログ通信全盛の時代に盛んに検討されており、代表的な方式としてはＷｅａｖｅｒ−ＳＳＢ方式が挙げられる。一方、ディジタル分野での代表的な方式として、ＲＺ−ＳＳＢ方式、ＳＳＢ−ＱＰＳＫ方式（Ｍｕｊｔａｂａ方式)等が挙げられる。Ｍｕｊｔａｂａ方式については、例えば非特許文献１や非特許文献２で紹介されている。

ディジタルＳＳＢ技術において、ヒルベルト変換は大変重要である。ここではその基礎について説明する。

（１）ヒルベルト変換
連続時間信号ｘ（ｔ）のフーリエ変換をＸ（ω）とするとき、周波数領域におけるＸ（ω）のヒルベルト変換Ｈ［Ｘ（ω）］は、次式により表される。

一方、時間領域ｘ（ｔ）のヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、Ｈ［Ｘ（ω）］の逆フーリエ変換として定義され、次式により表される。なお、次式において、Ｆ^−１は逆フーリエ変換を表し、*は畳み込み演算を表すものとする。

Ｘ（ω）とＨ［ｘ（ω）］は位相の変化があるのみなので、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］のパワースペクトル及び自己相関関数は等しくなる。また、ｘ（ｔ）とＨ［ｘ（ｔ）］は、次式の関係が成り立つ。

つまり、Ｈ［ｘ（ｔ）］とｘ（ｔ）の複素共役ｘ^＊（ｔ）は互いに直交する。

次に、ヒルベルト変換によって連続時間信号のスペクトルが変化する様子を図的に説明する。今、ｘ（ｔ）が図１Ａに示される通り、実軸領域のみの周波数成分にて構成される連続時間信号である場合を考える。これに対するヒルベルト変換Ｈ［ｘ（ｔ）］は、式（１）に示される通り、正の周波数成分に−ｊを、負の周波数成分に＋ｊを乗じることになる。そのため、Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルは、図１Ｂに示される通り、虚軸領域のみの周波数成分が、原点を中心とした点対称配置されたかたちとなる。さらにこのＨ［ｘ（ｔ）］に対してヒルベルト変換を施すと、図１Ｃに示される通り、スペクトルは実軸領域のみに現れる。ここで、ヒルベルト変換においては式（１）からもわかる通り、コーシーの定理が適用されるため、変換の過程においてエネルギーは常に一定に保たれる。従って、次式が成り立つ。

これを時間領域で考えると次式となる。

図１Ｃの信号に対してさらにヒルベルト変換を行うと−Ｈ［ｘ（ｔ）］が得られ(図１Ｄ)、もう一度行うと元の系列ｘ（ｔ）に戻る。

（２）ＵＳＢ・ＬＳＢ生成方法
上述したヒルベルト変換の性質を利用して、ＵＳＢ（Upper Side Band：上側波帯）及びＬＳＢ（Lower Side Band：下側波帯）を生成する方法を示す。上述したのと同様、実軸領域のみの周波数成分にて構成される送信データ系列ｘ（ｔ）を考える。ｘ（ｔ）を改めてスペクトル表記すると図２Ａに示す通りとなる。これに対するヒルベルト変換は、図１Ｂにも示したが、ｊを乗じると、スペクトル全体が＋９０°回転することになるので、図２Ｂに示すようなスペクトルが得られる。

両者をコヒーレント加算した系列は次式の通りとなる。

式（６）を図示すると、図２Ｃに示す通りとなる。すなわち、実軸領域のみの上側波帯成分で構成されたＵＳＢ信号が得られる。これを時間軸上で表記すると次式の通りとなる。

虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）及び虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）も同様の手法で生成される。具体的には、虚数軸成分のみのＵＳＢ信号Ｓ_{ＵＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図３Ａ、図３Ｂ及び図３Ｃに示す通りであり、その結果は式（８）で表される。また、実軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｒｅ}（ｔ）の形成過程は図４Ａ、図４Ｂ及び図４Ｃに示す通りであり、その結果は式（９）で表される。また、虚数軸成分のみのＬＳＢ信号Ｓ_{ＬＳＢｉｍ}（ｔ）の形成過程は図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃに示す通りであり、その結果は式（１０）で表される。

（３）構成
上述したＵＳＢ及びＬＳＢの生成手法を踏まえると、例えばＵＳＢのみで構成されるＳＳＢ−ＱＰＳＫ（ＵＳＢ（Ｒｅａｌ）とＵＳＢ（Ｉｍａｇ）の直交多重）変調波を生成するための送信装置の構成は、図６に示すものとすればよい。

図６の送信装置１０は、まず、データ生成部１１で生成した送信データをシリアル／パ
ラレル変換部（Ｓ／Ｐ変換部）１２でシリアルパラレル変換する。送信装置１０は、シリアルパラレル変換された送信系列ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をオーバーサンプリング部１３、１４によってオーバーサンプリングした後、ルートナイキストフィルタ１５、１６に入力する。ルートナイキストフィルタ１５、１６はフィルタリング出力ｕ（ｔ）、ν（ｔ）をＳＳＢ化・多重化部１７に送出する。

ＳＳＢ化・多重化部１７は、フィルタリング出力ｕ（ｔ）を遅延器１８及びヒルベルト変換器１９に入力し、フィルタリング出力ν（ｔ）をヒルベルト変換器２０及び遅延器２１に入力する。

ヒルベルト変換器１９、２０は、タップ係数１／πｔのＦＩＲフィルタより構成されている（式（２）参照）。遅延器１８、２１は、入力信号をヒルベルト変換処理時間分だけ遅延して出力するものである。

遅延器１８の出力は乗算器２４に、ヒルベルト変換器１９の出力は乗算器２５に、ヒルベルト変換器２０の出力は乗算器２６に、遅延器２１の出力は乗算器２７にそれぞれ送出される。また、乗算器２４、２６にはキャリア周波数信号発生器２２で発生されたキャリア周波数信号（ｃｏｓω_ｃｔ）が入力され、乗算器２５、２７には移相器２３によって９０°だけ位相がシフトされたキャリア周波数信号（ｓｉｎω_ｃｔ）が入力される。これにより、乗算器２４、２６では遅延器１８、ヒルベルト変換器２０の出力にキャリア周波数信号が乗算され、乗算器２５、２７ではヒルベルト変換器１９、遅延器２１の出力に９０°位相のずれたキャリア周波数信号が乗算される。

加算器２８では乗算器２４の出力から乗算器２５の出力が減算され、加算器２９では乗算器２６と乗算器２７の出力が加算される。さらに、加算器２８と加算器２９の出力は加算器３０によって加算されることにより、ＳＳＢ変調波Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）が得られる。すなわち、Ｓ_{ＳＳＢ−ＱＰＳＫ}（ｔ）は次式で表される。

図７に、ヒルベルト変換器１９、２０の構成例を示す。図７に示すように、ヒルベルト変換器は、１／（πｔ）をタップ係数としたＦＩＲフィルタによって実現することができる。図７は、送信データｕ（ｔ）が４倍オーバーサンプリングされたデータである場合の構成例である。また図７は、ＦＩＲフィルタのタップ係数が５００の場合の構成例である。
Syed Aon Mujtaba, "A Novel Scheme for Transmitting QPSK as a Single-Sideband Signal", IEEE Globalcomm. pp.592-597, 1998 Syed Aon Mujtaba, "Performance Analysis of Coded SSB-QPSK in Mobile Radio Channels", IEEE Globalcomm. pp.112-117, 1998

ところで、上述した通り、ＳＳＢ化を行う際には送信信号をヒルベルト変換する必要があり、ヒルベルト変換は、ＦＩＲフィルタを用いて行うのが一般的である。

しかしながら、図７からも分かる通り、時刻ｔ＝ｎにおけるヒルベルト変換系列Ｈ［ｕ（ｎ）］は、過去のシンボル情報を含んだ状態で出力される。従って、時刻ｔ＝ｎにおけるシンボル情報と過去のシンボル情報が独立である場合、隣接シンボル間干渉の影響を受
けたことと等価となる。この結果、図８（図８Ａは送信ビット１のアイパターンであり、図８Ｂは送信ビット１と異なる送信ビット２のアイパターン）に示すように、受信側でアイパターンのアイが開かない課題がある。よって、ＱＰＳＫのような複素ベースバンド信号をＳＳＢ化して送信する送信装置に、従来の構成を適用した場合、受信側で正確にデータ復調を行うことが困難となり、ビット誤り率特性が劣化する問題がある。

本発明の目的は、複素ベースバンド信号をＳＳＢ化して送信する送信装置において、受信側でのビット誤り率特性を格段に向上し得る送信装置及びＳＳＢ信号形成方法を提供することである。

本発明の送信装置及びＳＳＢ信号形成方法は、１シンボル単位でヒルベルト変換処理を施して、ＳＳＢ信号を形成する。

本発明の一つの態様は、送信シンボルを１シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングされた信号をＮ点フーリエ変換し、フーリエ変換された信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、一方の成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換する。

本発明によれば、１シンボル単位でヒルベルト変換処理を施すようにしたので、受信側でのビット誤り率特性を格段に向上させることができる。また、１シンボル単位でのヒルベルト変換処理を、比較的簡易な構成でかつ的確に行うことができるようになる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図９に、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示す。送信装置１００は、ＱＰＳＫ変調回路１０１に送信データを入力し、ＱＰＳＫ変調回路１０１によって得たＱＰＳＫ変調シンボルをＮ倍オーバーサンプラ１０２に出力する。

Ｎ倍オーバーサンプラ１０２は、順次入力されるシンボルをＮ倍オーバーサンプリング処理し、これにより得たオーバーサンプリング信号をルートナイキストフィルタ１０３に送出する。ここで、Ｎ倍オーバーサンプラ１０２のＮは任意の正の整数値に設定してよいが、本実施の形態では、Ｎ＝８に設定した場合、すなわちＮ倍オーバーサンプラ１０２のオーバーサンプリング次数Ｎが８の場合について説明する。ルートナイキストフィルタ１０３によって帯域制限されたオーバーサンプリング信号は、シリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ変換回路）１０４に入力される。

Ｓ／Ｐ変換回路１０４の並列数は、オーバーサンプリング次数と同じに設定されている。つまり、本実施の形態の場合には、オーバーサンプリング次数Ｎが８に設定されているので、Ｓ／Ｐ変換回路１０４は、１シンボルについての１番目から８番目のオーバーサンプリング信号を並列化してＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路１０５に入力させる。ＦＦＴ回路１０５は、Ｎ点の高速フーリエ変換処理を行う。これにより、ＦＦＴ回路１０５では、送信シンボル単位で複素フーリエ変換処理を行うことができる。

ＦＦＴ回路１０５の出力は、ゼロインサート回路１０６に送出される。ゼロインサート回路１０６は、ＦＦＴ回路１０５から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとする。すなわち、ゼロインサート回路１０６は、ＵＳＢ伝送を行う場合はＬＳＢ成分を、ＬＳＢ伝送を行う場合はＵＳＢ成分を、それぞれゼロにする。例えば、ＵＳＢ伝送を行う場合は、８系統のＦＦＴ出力のうち、ＵＳＢ成分に相当する４系統をそのまま続くＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）回路１０７に出力すると共に、ＬＳＢ成分に相当する４系統の信号をゼロとしてＩＦＦＴ回路１０７に出力する。このように、ゼロインサート回路１０６によってＳＳＢ化が行われる。

送信装置１００は、周波数領域の信号とされた送信データ系列を、続くＩＦＦＴ回路１０７及びパラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ変換回路）１０８によって時間領域の信号に変換する。時間領域に変換された信号は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０９によって帯域制限され、続く周波数変換器１１０によってキャリア搬送波ｆｃが乗じられることで無線信号とされ、図示しないアンテナから送信される。

送信装置１００によってＳＳＢ化されて送信された無線信号は、通常の直交検波処理により復調することができる。

図１０に、送信装置１００によりＳＳＢ化されて送信された無線信号を受信復調する受信装置の構成を示す。受信装置２００は、図示しないアンテナで受信されたＳＳＢ変調波を直交検波部２０１に入力する。直交検波部２０１は、ＳＳＢ変調波にｃｏｓω_ｃｔ又はｓｉｎω_ｃｔを乗じて受信信号の同相成分及び直交成分を抽出し、同相成分をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０２に、直交成分をローパスフィルタ（ＬＰＦ）２０３に出力する。

ＬＰＦ２０２、２０３の出力はそれぞれ、ルートナイキストフィルタ２０４、２０５及びダウンサンプラ２０６、２０７を介して閾値判定部２０８、２０９に入力される。閾値判定部２０８、２０９は、硬判定処理を行うことにより受信データ系列を得る。受信データ系列は、パラレル／シリアル変換回路（Ｐ／Ｓ変換回路）２１０によって１系統のデータ系列とされる。このようにして、ＵＳＢ化またはＬＳＢ化されて送信されたＳＳＢ信号を復調してデータ系列を得ることができる。

図１１に、シミュレーション結果として、本実施の形態の送信装置１００で送信されたＳＳＢ信号を受信装置２００で受信した場合におけるアイパターンを示す。図１１Ａのアイパターンは例えば閾値判定回路２０８で判定するビット１のアイパターンであり、図１１Ｂのアイパターンは例えば閾値判定回路２０９で判定するビット２のアイパターンであある。図１１からも分かる通り、アイパターンのアイが開いているので、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、送信シンボルを１シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリングし、オーバーサンプリングされた信号をＮ点ＦＦＴし、ＦＦＴされた信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、一方の成分がゼロにされたＦＦＴ信号をＩＦＦＴするようにしたことにより、１シンボル単位でヒルベルト変換処理（すなわちＳＳＢ化処理）を行うことができる。この結果、受信側では、ＳＳＢ化によって生成されたヒルベルト変換成分が一意に定まるため、アイパターンが開き、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

（実施の形態２）
実施の形態１でも説明したように、本発明の特徴は、１送信シンボル単位でヒルベルト変換処理を行って、ＳＳＢ信号を形成することである。実施の形態１では、これを実現するために好適な構成を提示した。本実施の形態では、上記のＳＳＢ信号形成処理を、実施の形態１とは異なる構成で実現する。

図１２に、本実施の形態の送信装置の構成を示す。送信装置３００は、ＱＰＳＫ変調部３０１に送信データを入力し、ＱＰＳＫ変調部３０１によって得たＱＰＳＫ変調シンボルをシリアル／パラレル変換回路（Ｓ／Ｐ変換回路）３０２に送出する。

Ｓ／Ｐ変換回路３０２は、順次入力されるシンボルを２系統に分流し、第１の系統のシンボルをＮ倍オーバーサンプラ３０３に送出すると共に、第２の系統のシンボルをＮ倍オーバーサンプラ３０４に送出する。Ｎ倍オーバーサンプラ３０３、３０４により得られたサンプリング信号はそれぞれ、ルートナイキストフィルタ３０５、３０６によって帯域制限される。

ルートナイキストフィルタ３０５の出力は、テーブル３０７及び加算器３０９に送出される。また、ルートナイキストフィルタ３０６の出力は、テーブル３０８及び加算器３１０に送出される。

テーブル３０７は、１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する。同様に、テーブル３０８は、１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する。すなわち、テーブル３０７、３０８に、例えば上述した式（２）に準じて求めたヒルベルト変換信号Ｈ［ｘ（ｔ）］を格納しておく。そして、テーブル３０７、３０８が、１送信シンボル単位のサンプル値（ｘ（ｔ）に相当）をアドレスとして、格納されたヒルベルト変換信号Ｈ［ｘ（ｔ）］を出力する。ここで、本実施の形態の場合、ＱＰＳＫ変調を行っているので、シンボルのオーバーサンプル
値すなわちｘ（ｔ）は、「１」又は「−１」のいずれかとなるので、テーブル３０７、３０８の構成は簡易なもので済む。

加算器３０９は、ルートナイキストフィルタ３０５の出力信号とテーブル３０８により得られたヒルベルト変換信号とを加算する。また、加算器３１０は、ルートナイキストフィルタ３０６の出力信号からテーブル３０７により得られたヒルベルト変換信号を減算する。これにより、加算器３０９、３１０からは、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分、又はＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分が出力される。

加算器３０９、３１０の出力は、直交多重化部３１１によって直交多重される。すなわち、ＵＳＢ伝送を行う場合には、加算器３０９、３１０からは、ＵＳＢ信号の実数成分とＵＳＢ信号の虚数成分が出力され、これらが直交多重化部３１１によって直交多重され、ＵＳＢ変調波が形成される。同様に、ＬＳＢ伝送を行う場合には、ＵＳＢ伝送を行う場合の回路構成において、テーブル３０７及びテーブル３０８の出力をそれぞれ符号反転させることで実現でき、加算器３０９、３１０からは、ＬＳＢ信号の実数成分とＬＳＢ信号の虚数成分が出力され、これらが直交多重化部３１１によって直交多重され、ＬＳＢ変調波が形成される。

このように、本実施の形態によれば、第１の送信シンボルをオーバーサンプリングする第１のオーバーサンプラ３０３と、第２の送信シンボルをオーバーサンプリングする第２のオーバーサンプラ３０４と、第１のオーバーサンプラ３０３により得られた１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第１のテーブル３０７と、第２のオーバーサンプラ３０４により得られた１送信シンボル単位のサンプリング値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第２のテーブル３０８と、第１のオーバーサンプラ３０３により得られた信号と第２のテーブル３０８により得られたヒルベルト変換信号とを加算する第１の加算器３０９と、第２のオーバーサンプラ３０４により得られた信号から第１のテーブル３０７により得られたヒルベルト変換信号を減算する第２の加算器３１０と、第１の加算器３０９の出力信号と第２の加算器３１０の出力信号とを多重する多重化部３１１とを設けたことにより、１送信シンボル単位でヒルベルト変換処理を行うことができるので、受信側では、ＳＳＢ化によって生成されたヒルベルト変換成分が一意に定まるため、アイパターンが開き、誤り率特性の良い受信データを得ることができる。

本発明は、送信信号をＳＳＢ化して送信する無線通信機器に広く適用可能である。

連続時間信号ｘ（ｔ）に対するヒルベルト変換についての説明に供する図であり、図１Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図１ＢはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図１ＣはＨ［Ｈ［ｘ（ｔ）］］のスペクトルを示し、図１Ｄは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 実数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図２Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図２ＢはｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図２Ｃはｘ（ｔ）＋ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 虚数成分のみのＵＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図３Ａは−Ｈ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図３Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図３Ｃは−Ｈ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図 実数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図４Ａは実軸領域のみの周波数成分により構成される連続時間信号ｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図４Ｂは−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図４Ｃはｘ（ｔ）−ｊＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示す図 虚数成分のみのＬＳＢ生成方法の説明に供する図であり、図５ＡはＨ［ｘ（ｔ）］のスペクトルを示し、図５Ｂはｊｘ（ｔ）のスペクトルを示し、図５ＣはＨ［ｘ（ｔ）］＋ｊｘ（ｔ）のスペクトルを示す図 従来のＭｕｊｔａｂａ方式の送信装置の構成を示すブロック図 従来のヒルベルト変換器の構成例を示すブロック図 従来の受信側でアイパターンを示す図であり、図８Ａは送信ビット１のアイパターンを示し、図８Ｂは送信ビット２のアイパターンを示す図 実施の形態１の送信装置の構成を示すブロック図 受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態の送信装置から送信された信号を受信した場合のアイパターンを示す図であり、図１１Ａは送信ビット１のアイパターンを示し、図１１Ｂは送信ビット２のアイパターンを示す図 実施の形態２の送信装置の構成を示すブロック図

Claims (3)

1. 送信信号をＳＳＢ化して送信する送信装置であって、
   １送信シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリング処理を施すＮ倍オーバーサンプラと、
   前記Ｎ倍オーバーサンプラによって得られたサンプリングデータを、シンボル単位でＮ系統の並列データに並列化するシリアル／パラレル変換回路と、
   前記Ｎ系統の並列データをフーリエ変換するＮ点のフーリエ変換回路と、
   前記フーリエ変換回路から出力されるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロとするゼロインサート回路と、
   前記ゼロインサート回路の出力を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換回路と、
   前記逆フーリエ変換回路の出力をパラレル／シリアル変換するパラレル／シリアル変換回路と、
   を具備する送信装置。
2. 送信シンボルを１シンボル毎にＮ倍オーバーサンプリングし、
   オーバーサンプリングされた信号をＮ点フーリエ変換し、
   フーリエ変換された信号に含まれるＵＳＢ成分信号及びＬＳＢ成分信号のうちいずれか一方の成分をゼロにし、
   前記一方の成分がゼロにされたフーリエ変換信号を逆フーリエ変換する
   ＳＳＢ信号形成方法。
3. 送信信号をＳＳＢ化して送信する送信装置であって、
   第１の送信シンボルをオーバーサンプリングする第１のオーバーサンプラと、
   第２の送信シンボルをオーバーサンプリングする第２のオーバーサンプラと、
   前記第１のオーバーサンプラにより得られた１送信シンボル単位のサンプル値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第１のテーブルと、
   前記第２のオーバーサンプラにより得られた１送信シンボル単位のサンプリング値をアドレスとして、ヒルベルト変換信号を出力する第２のテーブルと、
   前記第１のオーバーサンプラにより得られた信号と前記第２のテーブルにより得られたヒルベルト変換信号とを加算する第１の加算器と、
   前記第２のオーバーサンプラにより得られた信号から前記第１のテーブルにより得られたヒルベルト変換信号を減算する第２の加算器と、
   前記第１の加算器の出力信号と、前記第２の加算器の出力信号とを多重する多重化部と、
   を具備する送信装置。
   

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