KR20120062231A - 무선통신 시스템의 전송 장치, 수신 장치, 전송 방법 및 수신 방법 - Google Patents

무선통신 시스템의 전송 장치, 수신 장치, 전송 방법 및 수신 방법 Download PDF

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KR20120062231A
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Abstract

무선통신 시스템에서 신호를 전송하는 전송 장치를 제공한다. 상기 전송 장치는 직렬로 입력되는 입력 비트열을 3개 비트로 구성되는 병렬적 비트열로 변환하는 직렬-병렬 변환기; 및 상기 병렬적 비트열을 위상 회전 특성을 가지는 심볼에 맵핑하는 위상 회전 심볼 매퍼(phase rotation symbol mapper)를 포함하되, 상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 병렬적 비트열이 제1 비트, 제2 비트 및 제3 비트로 구성된 경우, 상기 제2 비트 및 제3 비트를 복소 변수에 맵핑하고, 상기 제1 비트의 값에 기반하여 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부를 차례로 심볼의 전반부, 후반부 순으로 또는 심볼의 후반부, 전반부 순으로 맵핑하는 것을 특징으로 한다. 본 발명에 따르면, 무선통신 시스템에서 위상 변조 방식에서 발생하는 비선형 특성에 의한 신호의 왜곡을 줄일 수 있으며, 전력 백오프 (Back-off) 특성을 개선할 수 있다.

Description

무선통신 시스템의 전송 장치, 수신 장치, 전송 방법 및 수신 방법{TRANSMITTING DEVICE, RECEIVING DEVICE, TRANSMITTING METHOD AND RECEIVING METHOD FOR WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선통신에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선통신 시스템의 전송 장치, 수신 장치, 전송 방법 및 수신 방법에 관한 것이다.
최근 무선통신 시스템 설계 시 데이터 통신 속도뿐만 아니라, 저전력 및 높은 통신 성능에 대한 요구가 증대되고 있다. 특히 인체 내에 이식되는 임플란트(implant) 장치와 인체 외부 장치간의 무선통신을 위한 무선 인체 영역 네트워크(WBAN : Wireless Body Area Network)와 같은 통신 시스템은 고감도 및 저전력에 대한 요구가 크게 대두되고 있다.
기존의 위상 변조 방식 (Phase Shift Keying)은 스펙트럼 효율 및 수신 성능이 우수하여 근래의 통신 방식에 널리 이용되고 있다. 그러나 이 방식은 비선형 소자에서 발생하는 스펙트럼 왜곡으로 인해 저전력화가 어려운 단점이 있으며, 또한 수신 성능의 한계로 인해 인체 내 임플란트 장치 간의 고속 데이터 전송을 실현하는데 한계가 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 높은 전력 효율을 가지는 전송 장치 및 전송 방법, 높은 수신 성능을 제공할 수 있는 수신 장치 및 수신 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 측면에 따른 전송 장치는 직렬로 입력되는 입력 비트열을 3개 비트로 구성되는 병렬적 비트열로 변환하는 직렬-병렬 변환기; 및 상기 병렬적 비트열을 위상 회전 특성을 가지는 심볼에 맵핑하는 위상 회전 심볼 매퍼(phase rotation symbol mapper)를 포함하되, 상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 병렬적 비트열이 제1 비트, 제2 비트 및 제3 비트로 구성된 경우, 상기 제2 비트 및 제3 비트를 복소 변수에 맵핑하고, 상기 제1 비트의 값에 기반하여 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부를 차례로 심볼의 전반부, 후반부 순으로 또는 심볼의 후반부, 전반부 순으로 맵핑하는 것을 특징으로 한다.
상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 제1 비트가 ‘0’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 전반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 후반부에 맵핑할 수 있다.
상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 제1 비트가 ‘1’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 후반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 전반부에 맵핑할 수 있다.
상기 전송 장치는 상기 위상 회전 특성을 가지는 심볼을 입력받아 업 샘플링하는 업 샘플러; 상기 업 샘플링된 심볼을 필터링하는 전송 필터; 상기 필터링된 심볼을 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환부; 및 상기 변환된 아날로그 신호를 직교 변조하는 직교 변조부를 더 포함할 수 있다.
상기 전송 필터는 제곱근 상승형 코사인(square root raised cosine) 필터일 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따른 무선통신 시스템에서 전송 장치의 전송 방법은 입력 비트열을 입력받는 단계; 상기 입력 비트열을 3개 비트로 구성되는 병렬적 비트열로 그룹화하는 단계; 및 상기 병렬적 비트열을 위상 회전 특성을 가지는 심볼에 맵핑하여 위상 회전 심볼을 생성하는 단계를 포함하되, 상기 위상 회전 심볼을 생성하는 단계는 상기 병렬적 비트열이 제1 비트, 제2 비트 및 제3 비트로 구성된 경우, 상기 제2 비트 및 제3 비트를 복소 변수에 맵핑하고, 상기 제1 비트의 값에 기반하여 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부를 차례로 심볼의 전반부, 후반부 순으로 또는 심볼의 후반부, 전반부 순으로 맵핑하는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 비트가 ‘0’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 전반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 후반부에 맵핑할 수 있다.
상기 제1 비트가 ‘1’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 후반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 전반부에 맵핑할 수 있다.
상기 전송 방법은 상기 위상 회전 심볼을 입력받아 업 샘플링하는 단계; 상기 업 샘플링된 심볼을 필터링하는 단계; 상기 필터링된 심볼을 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및 상기 변환된 아날로그 신호를 직교 변조하는 단계를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 수신 장치는 3개의 비트가 하나의 심볼에 맵핑된 수신 신호에서, 하나의 심볼에 대해 심볼 주기의 1/2 시간 간격으로 제1 샘플 값 및 제2 샘플 값을 샘플링하는 동기부; 상기 제1 샘플 값 및 상기 제2 샘플 값의 허수부를 상호 교환하는 교환부; 상기 교환부에서 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 허수부가 교환된 제2 샘플 값의 절대값을 비교하는 비교부; 및 상기 비교부의 결과에 기반하여 상기 3개의 비트를 복원하는 신호 검출부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 신호 검출부는 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 큰 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘0’으로 복원하는 것을 특징으로 한다.
상기 신호 검출부는 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 작은 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘1’으로 복원하는 것을 특징으로 한다.
상기 신호 검출부는 상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 상기 허수부가 교환된 제2 샘플 값 중 절대값이 더 큰 샘플 값을 기반으로 상기 3개의 비트 중 두번째 비트 및 세번째 비트를 복원하는 것을 특징으로 한다.
상기 수신 장치는 수신 신호를 직교 복조하는 직교 복조기; 상기 직교 복조된 수신 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기; 및 상기 디지털 변환된 신호를 필터링하여 상기 동기부로 전송하는 정합 필터; 및 상기 신호 검출부에서 병렬적으로 복수의 비트를 입력받아 직렬적 비트로 변환하는 병렬-직렬 변환부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따른 신호의 수신 방법은 3개의 비트가 하나의 심볼에 맵핑된 수신 신호에서, 하나의 심볼에 대해 심볼 주기의 1/2 시간 간격으로 제1 샘플 값 및 제2 샘플 값을 샘플링하는 단계; 상기 제1 샘플 값 및 상기 제2 샘플 값의 허수부를 상호 교환하는 단계; 상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 허수부가 교환된 제2 샘플 값의 절대값을 비교하는 단계; 및 상기 비교 결과에 기반하여 상기 3개의 비트를 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 3개의 비트를 복원하는 단계는 상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 상기 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 큰 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘0’으로 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 3개의 비트를 복원하는 단계는 상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 상기 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 작은 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘1’으로 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 3개의 비트를 복원하는 단계는 상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 상기 허수부가 교환된 제2 샘플 값 중 절대값이 더 큰 샘플 값을 기반으로 상기 3개의 비트 중 두번째 비트 및 세번째 비트를 복원하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면, 무선통신 시스템에서 위상 변조 방식에서 발생하는 비선형 특성에 의한 신호의 왜곡을 줄일 수 있다. 성능 면에서 기존의 직교 위상 천이 방식(QPSK) 보다 1.3 dB 수신 성능을 개선하며, 전송 전력 관점에서 약 0.6 dB의 전력 백오프 (Back-off) 특성을 개선할 수 있다. 이러한 장점을 가지는 수신 장치는 기존의 수신 장치의 구조에 비교하여 복잡도 증가 없이 구현할 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전송장치를 나타낸 블록도이다.
도 2는 위상 회전 심볼 매퍼에서 수행되는 위상 회전 심볼 변조(생성) 방법을 설명하는 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선통신 시스템의 전송 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 4는 위상 회전 천이 변조 방법(PRSK)에 따른 전송 장치의 전송 출력 신호에 의한 심볼의 성상점(constellation point)을 나타낸다.
도 5 (a)는 직교 위상 변조 방식(QPSK)의 전송 출력 신호를 스캐터 다이어그램(Scatter Diagram)을 이용하여 도시한 그래프이고, 도 5(b)는 본 발명에 따른 위상 회전 천이 변조 방법(PRSK)에 따른 전송 출력 신호를 스캐터 다이어그램을 이용하여 도시한 그래프이다.
도 6은 신호 궤적 다이어그램 (Signal Trajectory Diagram)을 통해 QPSK 방식의 전송 출력신호의 궤적을 복소 평면상에서 도시한 것이다.
도 7은 신호 궤적 다이어그램 (Signal Trajectory Diagram)을 통해 본 발명에 따른 PRSK 방식의 전송 출력신호의 궤적을 복소 평면상에서 도시한 것이다.
도 8은 비선형 소자에 의한 주파수 스펙트럼 왜곡 현상을 스펙트럼 다이어그램(Spectrum Diagram)을 통해 비교한 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 PRSK 방식의 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 11은 본 발명의 PRSK 방식과 기존의 QPSK, MSK, DQPSK, 등 다른 방식간의 백색잡음에 따른 비트오율 (Bit Error Rate : BER ) 성능을 비교하고 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 전송장치를 나타낸 블록도이다.
도 1을 참조하면, 전송장치는 직렬-병렬 변환부 (serial parallel converter) (100), 위상 회전 심볼 매퍼 (phase rotation symbol mapper)(110), 업 샘플러(up-sampler)(120-1, 120-2), 전송 필터(transmission filter)(130-1, 130-2), 디지털-아날로그 변환부(digital analog converter, D/A converter,140-1, 140-2), 및 직교 변조부(150)를 포함한다.
직렬-병렬 변환부(100)는 입력 비트 열 {an}을 하나의 심볼로 매핑(mapping)하기 위해 병렬처리를 수행한다. 예를 들어, 입력 비트 열에서 3개의 직렬적인(serial) 비트들을 입력 받아 그룹화한 후 병렬적(parallel)으로 출력할 수 있다. 즉, 직렬-병렬 변환부(100)에 입력되는 입력 비트 열 {an}이 “010111100001111001100010” 와 같은 경우, 입력 비트 열은 직렬-병렬 변환부(100)를 거치면서 3개의 비트로 그룹핑되어 {010}, {111}, {100}, ...과 같이 출력된다. 그룹화된 3개의 비트는 하나의 심볼로 맵핑된다. 그룹화된 3개의 비트가 하나의 심볼로 맵핑되는 경우 입력 비트열의 시간 주기 Tb와 심볼의 시간 주기 Ts는 다음 수학식 1과 같은 관계이다.
Figure pat00001
위상 회전 심볼 매퍼 (110)는 그룹화된 3 비트(이하에서 이러한 3 비트를 {a3n, a3n+1, a3n+2}로 표시한다)를 입력받아 위상 회전 특성을 갖는 심볼을 생성(변조)한다. 위상 회전 심볼 매퍼에서 수행되는 위상 회전 심볼 변조 방법을 설명한다.
도 2는 위상 회전 심볼 매퍼에서 수행되는 위상 회전 심볼 변조(생성) 방법을 설명하는 도면이다. 이러한 방법을 편의상 위상 회전 천이 변조 방법(phase rotation shift keying, PRSK)이라 칭할 수 있다.
상술한 바와 같이 직렬-병렬 변환부(100)에 입력되는 입력 비트 열이 예를 들어, “010111100001111001100010” 와 같으면, 입력 비트 열은 직렬-병렬 변환부(100)를 거치면서 3개의 비트로 그룹핑된다. 이 때, 각 그룹핑된 비트 중 하위 2 비트 {a3n+1, a3n+2}는 네 개의 위상을 갖는 그레이(gray) 코드화된 복소 2차 평면에 매핑(mapping)되어 복소 변수 {An}로 생성된다. 하위 2 비트의 패턴에 따른 복소 변수 및 위상 값은 표 1과 같이 설정될 수 있다.
Figure pat00002
위상 회전 심볼 매퍼 (110)는 상기 3 비트 {a3n, a3n+1, a3n+2} 중 첫 번째 비트 {a3n}의 값에 따라 서로 구분되는 심볼을 생성한다. 즉, 상기 3 비트의 첫번째 비트 값에 따라 심볼의 시간 주기의 중심(즉, {Ts/2})을 기준으로 시간 영역에서의 전반부 또는 후반부에 복소 변수 {An}의 실수부 및 허수부 중 어떤 부분을 배치할 것인지를 결정한다. 예를 들어, 상기 3 비트의 첫번째 비트 값이‘0’인 경우는 심볼의 {Ts/2}를 중심으로 심볼의 전반부(front part)에 복소 변수{An}의 실수부를 위치시키고, 심볼의 후반부(rear part)에 복소 변수 {An}의 허수부를 위치시킨다. 반대로, 상기 3 비트의 첫번째 비트 값이 ‘1’인 경우는 심볼의 {Ts/2}를 중심으로 심볼의 전반부에 복소 변수{An}의 허수부를 위치시키고, 심볼의 후반부에 복소 변수{An}의 실수부를 위치시킨다. 이러한 과정을 거쳐 생성된 심볼을 위상 회전 부호화된 심볼이라 칭한다. 이하에서 위상 회전 부호화된 심볼을 {dn}이라고 표시한다.
다시 도 1을 참조하면, 위상 회전 부호화된 심볼 {dn}은 업 샘플러 (Up-sampler) (120-1, 120-2)에서 업 샘플링 (Up-sampling)이 수행된다.
전송 필터(130-1, 130-2)는 업 샘플링된 신호를 입력 받아 필터링된 신호{di,k, dq,k}를 생성한다.
본 발명은 하나의 심볼 안에서 전반부와 후반부의 직교성을 이용하기 때문에 심볼 내 간섭 (Intra-symbol Interference)를 최소화 할 수 있는 전송 필터와 롤오프 계수 (Roll-off factor :
Figure pat00003
)를 선택해야 한다. 전송 필터(130)는 예를 들어, 제곱근 상승형 코사인 (Square Root Raised Cosine, SRRC) 필터를 사용할 수 있다. 심볼 내 간섭을 최소화 하는 롤오프 계수로
Figure pat00004
를 ‘1’로 설정할 수 있다. 또한 전송 필터(130)의 시간 주기 특성을 심볼 주기 Ts가 아닌 수학식 2와 같이 심볼의 절반 주기 Tp로 수행해야 한다.
Figure pat00005
이러한 경우, 전송 필터(130-1, 130-2)는 다음 식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure pat00006
이러한 전송 필터(130-1, 130-2)를 거친 필터링된 신호{di,k, dq,k}는 도 2와 같이 서로 중첩되면서 전송 신호 형태로 형성된다.
디지털-아날로그 변환부(140)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 즉, 디지털-아날로그 변환부(140)는 디지털 신호 형태를 가지는 {di,k, dq,k}를 도 2에 도시한 {di(t), dq(t)} 파형과 같은 아날로그 신호로 변환한다.
직교 변조부(150)는 아날로그 신호를 직교 변조하여 전송 신호를 생성한다. 직교 변조부(150)에서 생성된 전송 신호를 Sn(t)라고 하면, Sn(t)는 수학식 4와 같다.
Figure pat00007
수학식 4에서 ‘Re{c}’는 복수 변수 c의 실수부를 의미하며, Im{c}는 복소 변수 c의 허수부를 의미한다. {a3n}은 위상 회전 심볼 매퍼 (110)에 입력되는 3 개의 비트 중 첫 번째 비트이다. {fc}는 무선 반송파 주파수 이며, {α(t)} 는 수학식 3에 정의된 전송 필터이며, {β(t)} 는 다음 수학식 5와 같다.
Figure pat00008
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 무선통신 시스템의 전송 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 3을 참조하면, 전송 장치는 입력 비트열을 3비트 단위로 그룹핑한다(S110). 그룹핑된 3비트 중 하위 2비트를 복소 평면에 맵핑하여 복소 변수를 생성한다(S120). 그룹핑된 3 비트 중 최초 1 비트에 따라 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부 각각을 심볼의 전반부 또는 후반부에 맵핑하여 위상 회전 부호화된 심볼을 생성한다(S130). 위상 회전 부호화된 심볼을 업 샘플링하고(S140), 업 샘플링된 신호를 송신 성형 필터링한다(S150). 필터링된 신호를 아날로그 신호로 변환하고(S160), 변환된 아날로그 신호를 직교 변조한다(S170). 이러한 전송 방법이 구현되는 전송 장치에 대해서는 도 1, 도 2를 참조하여 설명한 바 있다.
도 4는 위상 회전 천이 변조 방법(PRSK)에 따른 전송 장치의 전송 출력 신호에 의한 심볼의 성상점(constellation point)을 나타낸다.
도 4를 참조하면, 매 심볼마다 위상은 실수축 또는 허수축으로부터 {(π/2) 또는 (-π/2)} 만큼 위상 회전이 발생된다. 예를 들어, 그룹핑된 3 비트 {a3n, a3n+1, a3n+2}이 {010}인 경우, 실수축(I 축)의 양의 방향에서 허수축(Q 축)의 음의 방향으로 {(-π/2)}만큼 위상 회전이 발생한다. 그룹핑된 3 비트 {a3n, a3n+1, a3n+2}이 {111}인 경우, 허수축의 음의 방향에서 실수축의 음의 방향으로 {(-π/2)}만큼 위상 회전이 발생한다.
도 5 (a)는 직교 위상 변조 방식(QPSK)의 전송 출력 신호를 스캐터 다이어그램(Scatter Diagram)을 이용하여 도시한 그래프이고, 도 5(b)는 본 발명에 따른 위상 회전 천이 변조 방법(PRSK)에 따른 전송 출력 신호를 스캐터 다이어그램을 이용하여 도시한 그래프이다. 도 5(a)를 참조하면, I-Q 공간 상에 4개의 성상점을 확인할 수 있다. 도 5(b)를 참조하면, 위상 회전 천이 변조 방식(PRSK)의 전송 출력 신호는 QPSK 방식의 전송 출력 신호에 대해 {π/4} 만큼 회전된 공간상에 심볼의 성상점이 발생한다.
도 6은 신호 궤적 다이어그램 (Signal Trajectory Diagram)을 통해 QPSK 방식의 전송 출력신호의 궤적을 복소 평면상에서 도시한 것이다.
도 6을 참조하면, 180°의 위상 변이에 의한 영 교차(zero-crossing)는 무선 주파수 영역의 증폭기와 같은 비선형 소자에 의한 스펙트럼 왜곡을 유발하게 된다. 이러한 비선형 특성의 열화를 보상하기 위해서 증폭기의 동작영역의 백오프 (Back-off) 를 통한 전력 손실을 일으키는 요인이 된다.
도 7은 신호 궤적 다이어그램 (Signal Trajectory Diagram)을 통해 본 발명에 따른 PRSK 방식의 전송 출력신호의 궤적을 복소 평면상에서 도시한 것이다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 PRSK 방식의 전송 출력 신호의 파형은 매 심볼 마다 90°에 의한 위상 회전으로 인해 상대적으로 영 교차 위상 천이가 줄어든다. 따라서, QPSK 방식에 따른 전송 장치의 아날로그 전송 출력신호와 같이 비선형 소자에 의한 스펙트럼 왜곡이 발생하는 것을 방지할 수 있다.
도 8은 비선형 소자에 의한 주파수 스펙트럼 왜곡 현상을 스펙트럼 다이어그램(Spectrum Diagram)을 통해 비교한 도면이다.
도 8을 참조하면, 본 발명에 따른 PRSK 방식은 기존의 QPSK 방식과 비교하여 비선형 특성으로 인한 인접채널의 전력을 크게 줄일 수 있음을 보여준다. 이것은 첨두치 평균 전력비(PAPR : Peak-to-Average Power Ratio)의 수치를 통해서도 확인할 수 있다.
다음 표 2는 제곱근 상승형 코사인 전송 필터의 롤오프 (roll-off) 계수가 1일 때 QPSK 방식의 전송 신호와 본 발명에 따른 PRSK 방식의 전송 신호에 대한 PAPR의 수치를 비교한 표이다.
Figure pat00009
표 2를 참조하면, PRSK 방식의 전송 신호가 QPSK 방식의 전송 신호에 비해 약 0.6 dB의 백오프에 대한 전력효율이 있음을 알 수 있다.
이하에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 장치 및 수신 방법에 대해 설명한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 PRSK 방식의 수신 장치를 나타내는 블록도이다.
도 9를 참조하면, 수신 장치는 직교 복조부(200), 아날로그 디지털 변환부(A/D, 210-1, 210-2), 정합 필터(220-1, 220-2), 동기부(230), 교환부(240), 비교부(250), 신호 검출부(260, 270,280) 및 병렬-직렬 변환부(290)를 포함한다.
전송 장치에서 전송한 신호 {s(t)}는 무선 채널을 거치면서 잡음과 주파수 에러가 포함된다. 수신 장치에 수신된 신호 r(t)는 수학식 6과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00010
여기에서
Figure pat00011
은 국부 발진기의 오차에 의한 불일치의 영향으로 합성된 위상 신호이고, {n(t)}는 {N0/2}전력 스펙트럼 밀도를 갖는 복소 가우시안 백색잡음이다.
직교 복조부(200)는 수신 장치에 수신된 신호 {r(t)}를 직교 복조한다. 직교 복조부(200)는 전송 장치의 직교 변조부(150)에 대응된다.
아날로그 디지털 변환기(210-1, 210-2)는 직교 복조된 신호를 디지털 신호로 변환한다.
정합필터(220-1, 220-2)는 변환된 디지털 신호를 입력받아, 입력 신호의 최대 출력 값을 출력하는 필터이다. 정합 필터(220-1, 220-2)는 전송 장치의 전송 필터(130-1, 130-2)와 동일한 필터 계수를 사용할 수 있다.
동기부(230)는 프리앰블의 상관 특성을 이용하여 타이밍 동기와 초기 위상 옵셋을 추정, 획득한 후 {Ts/2} 시간 간격으로 샘플링 한다. 즉, 하나의 심볼 내에서 2번의 샘플링을 수행한다. 이 때 샘플링되고 평균화된 수신 신호의 복소 표현식은 다음 수학식 7과 같다.
Figure pat00012
여기에서
Figure pat00013
는 반송파 주파수 옵셋에 의한 영향으로 인한 파라미터이며,
Figure pat00014
은 0에서 2π까지 균일하게 분포된 초기 위상 옵셋이다.
교환부(240)는 동기부(230)에 의해 샘플링된 수신 신호 {ri,k , rq,k}를 입력받아 각 샘플링된 수신 신호의 샘플 값을 상호 교환한다. 즉, 수학식 8과 같이 한 심볼내의 첫 번째 샘플 값과 두 번째 샘플 값의 허수부를 상호 교환한다.
Figure pat00015
상기 비교부 (250)에서는 상기 수학식 8과 같이 교환된 샘플 값을 수학식 9와 같이 신호 크기(즉, 절대값)를 구한 후 짝수 번째 신호(r2n)와 홀수 번째 신호(r2n+1)의 크기를 서로 비교하여 그룹화된 3비트 중 각 비트를 복원하는 신호 검출부(280, 270, 260)으로 출력한다.
Figure pat00016
신호 검출부(280)에서는 그룹화된 3비트 중 첫번째 비트를 복원(복원된 비트를 Zp,n이라 칭한다)한다. 예를 들어, 수학식 9와 같이 계산된 하나의 심볼의 두 샘플 신호의 크기 비교를 통해 첫 번째 샘플 값이 큰 경우에는 복조 신호의 첫 번째 비트 Zp,n를 ‘0’로 결정하고 두 번째 샘플 값 큰 경우에는 복조 신호의 첫 번째 비트 Zp,n를 ‘1’로 결정한다. 이를 수학식으로 나타내면 다음 수학식 10과 같다.
Figure pat00017
본 발명에 따른 전송 장치에서 전송한 전송 신호를 수신한 수신 신호에서 하나의 심볼에 대해 {Ts/2}를 기준으로 전반부에서 샘플링된 값과 후반수에서 샘플링된 값에 대해 허수부를 상호 교환하면, 전반부에 상기 전송 신호의 실수부와 허수부가 모두 존재하거나, 후반부에 상기 전송 신호의 실수부와 허수부가 모두 존재하게 된다. 전반부에 상기 전송 신호의 실수부와 허수부가 모두 존재하는 것은 상기 전송 장치에서 설명한 그룹화된 3 비트 중 첫번째 비트가 ‘0’인 경우이고, 후반부에 상기 전송 신호의 실수부와 허수부가 모두 존재하는 것은 그룹화된 3 비트 중 첫번째 비트가 ‘1’인 경우이다. 따라서, 신호 검출부(280)는 수학식 10과 같이 허수부를 상호 교환한 샘플 값의 크기를 비교함으로써 그룹화된 3비트 중 첫번째 비트를 복원할 수 있다.
비교부(250)는 그룹화된 3 비트 중 첫번째 비트를 제외한 나머지 2 비트를 복원하기 위해 다음 수학식 11과 같이 신호의 크기(즉, 절대값)가 큰 신호를 통해 결정된 심볼{wn}을 신호 검출부로 출력한다.
Figure pat00018
상기 수학식 11에서 r2n, r2n+1은 상기 수학식 8에 의해 허수부를 상호 교환한 후의 신호이다.
신호 검출부(270, 260)는 표 3과 같이 복조 테이블을 통하여 그룹화된 3비트 중 나머지 2개의 비트에 대한 최종 복호(Zi,n , Zq,n)를 수행한다.
Figure pat00019
표 3을 참조하면, 심볼 {wn}에서 동일 위상 성분(wi,n)과 직교 위상 성분(wq,n)의 부호를 통해 나머지 2 비트를 복원할 수 있다. 즉, 표 3은 상술한 표 1에 대응된다.
복조 테이블을 통해 복원된 신호는 병렬-직렬 변환부(290)를 거쳐 정보신호(Zn)로 복원된다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 수신 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 10을 참조하면, 수신 장치는 수신 신호를 직교 복조하고(S210), 직교 복조된 신호를 디지털 신호로 변환한다(S220). 디지털 신호에 대해 정합 필터링을 수행(S230)한 후, 심볼의 절반 간격으로 샘플링한다(S240). 하나의 심볼에 대해 샘플링된 2개의 샘플 값에서 허수부를 상호 교환하고(S250), 허수부가 상호 교환된 신호의 크기(즉, 절대값)를 비교하여 그룹화된 3 비트를 복원한다(S260). 복원된 3비트는 직렬로 변환된다(S270). 이러한 방법을 구현하는 장치에 대해서는 상기 도 9를 참조하여 상세히 설명하였으며 중복되는 설명은 생략한다.
도 11은 본 발명의 PRSK 방식과 기존의 QPSK, MSK, DQPSK, 등 다른 방식간의 백색잡음에 따른 비트오율 (Bit Error Rate : BER ) 성능을 비교하고 있다. PRSK 방식은 BER 10-6 에서 기존의 방식 중 가장 성능이 우수한 QSPK 방식 보다 약 1.3dB 이득이 있다.
이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

Claims (18)

  1. 직렬로 입력되는 입력 비트열을 3개 비트로 구성되는 병렬적 비트열로 변환하는 직렬-병렬 변환기; 및
    상기 병렬적 비트열을 위상 회전 특성을 가지는 심볼에 맵핑하는 위상 회전 심볼 매퍼(phase rotation symbol mapper)를 포함하되,
    상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 병렬적 비트열이 제1 비트, 제2 비트 및 제3 비트로 구성된 경우,
    상기 제2 비트 및 제3 비트를 복소 변수에 맵핑하고, 상기 제1 비트의 값에 기반하여 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부를 차례로 심볼의 전반부, 후반부 순으로 또는 심볼의 후반부, 전반부 순으로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 제1 비트가 ‘0’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 전반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 후반부에 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  3. 제1 항에 있어서,
    상기 위상 회전 심볼 매퍼는 상기 제1 비트가 ‘1’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 후반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 전반부에 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 위상 회전 특성을 가지는 심볼을 입력받아 업 샘플링하는 업 샘플러;
    상기 업 샘플링된 심볼을 필터링하는 전송 필터;
    상기 필터링된 심볼을 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환부; 및
    상기 변환된 아날로그 신호를 직교 변조하는 직교 변조부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 전송 필터는 제곱근 상승형 코사인(square root raised cosine) 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 장치.
  6. 무선통신 시스템에서 전송 장치의 전송 방법에 있어서,
    입력 비트열을 입력받는 단계;
    상기 입력 비트열을 3개 비트로 구성되는 병렬적 비트열로 그룹화하는 단계; 및
    상기 병렬적 비트열을 위상 회전 특성을 가지는 심볼에 맵핑하여 위상 회전 심볼을 생성하는 단계를 포함하되,
    상기 위상 회전 심볼을 생성하는 단계는
    상기 병렬적 비트열이 제1 비트, 제2 비트 및 제3 비트로 구성된 경우, 상기 제2 비트 및 제3 비트를 복소 변수에 맵핑하고, 상기 제1 비트의 값에 기반하여 상기 복소 변수의 실수부 및 허수부를 차례로 심볼의 전반부, 후반부 순으로 또는 심볼의 후반부, 전반부 순으로 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  7. 제6 항에 있어서,
    상기 제1 비트가 ‘0’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 전반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 후반부에 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  8. 제6 항에 있어서,
    상기 제1 비트가 ‘1’인 경우, 상기 복소 변수의 실수부를 심볼의 후반부에 맵핑하고, 상기 복소 변수의 허수부를 상기 심볼의 전반부에 맵핑하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  9. 제6 항에 있어서,
    상기 위상 회전 심볼을 입력받아 업 샘플링하는 단계;
    상기 업 샘플링된 심볼을 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 심볼을 아날로그 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 변환된 아날로그 신호를 직교 변조하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송 방법.
  10. 3개의 비트가 하나의 심볼에 맵핑된 수신 신호에서, 하나의 심볼에 대해 심볼 주기의 1/2 시간 간격으로 제1 샘플 값 및 제2 샘플 값을 샘플링하는 동기부;
    상기 제1 샘플 값 및 상기 제2 샘플 값의 허수부를 상호 교환하는 교환부;
    상기 교환부에서 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 허수부가 교환된 제2 샘플 값의 절대값을 비교하는 비교부; 및
    상기 비교부의 결과에 기반하여 상기 3개의 비트를 복원하는 신호 검출부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 신호 검출부는
    허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 큰 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘0’으로 복원하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 신호 검출부는
    허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 작은 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘1’으로 복원하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  13. 제 10 항에 있어서, 상기 신호 검출부는
    상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 상기 허수부가 교환된 제2 샘플 값 중 절대값이 더 큰 샘플 값을 기반으로 상기 3개의 비트 중 두번째 비트 및 세번째 비트를 복원하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  14. 제10항에 있어서,
    수신 신호를 직교 복조하는 직교 복조기;
    상기 직교 복조된 수신 신호를 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환기; 및
    상기 디지털 변환된 신호를 필터링하여 상기 동기부로 전송하는 정합 필터; 및
    상기 신호 검출부에서 병렬적으로 복수의 비트를 입력받아 직렬적 비트로 변환하는 병렬-직렬 변환부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  15. 3개의 비트가 하나의 심볼에 맵핑된 수신 신호에서, 하나의 심볼에 대해 심볼 주기의 1/2 시간 간격으로 제1 샘플 값 및 제2 샘플 값을 샘플링하는 단계;
    상기 제1 샘플 값 및 상기 제2 샘플 값의 허수부를 상호 교환하는 단계;
    상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 허수부가 교환된 제2 샘플 값의 절대값을 비교하는 단계; 및
    상기 비교 결과에 기반하여 상기 3개의 비트를 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 3개의 비트를 복원하는 단계는
    상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 상기 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 큰 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘0’으로 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  17. 제 15 항에 있어서, 상기 3개의 비트를 복원하는 단계는
    상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값의 절대값이 상기 허수부가 교환된 제2 샘플의 절대값보다 작은 경우, 상기 3개의 비트 중 첫번째 비트를 ‘1’으로 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  18. 제 15 항에 있어서, 상기 3개의 비트를 복원하는 단계는
    상기 허수부가 교환된 제1 샘플 값 및 상기 허수부가 교환된 제2 샘플 값 중 절대값이 더 큰 샘플 값을 기반으로 상기 3개의 비트 중 두번째 비트 및 세번째 비트를 복원하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
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