KR101155627B1 - 변조 장치 및 그의 변조 방법, 복조 장치 및 그의 복조 방법 - Google Patents

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Abstract

변조 장치는 코사인 함수로 이루어진 두 개의 기저 신호축과 사인 함수로 이루어진 두 개의 기저 신호축을 이용하여 비트 정보를 변조시켜 변조 심볼을 생성한다. 이렇게 하면, 높은 전력 효율 특성을 유지하면서 주파수 효율 특성을 향상시킬 수 있다.
변조, 무성(Silence), PSK(Phase Shift Keying), 복조

Description

변조 장치 및 그의 변조 방법, 복조 장치 및 그의 복조 방법{APPARATUS FOR MODULATING AND METHOD THEREOF, APPARATUS FOR DEMODULATING AND METHOD THEREOF}
본 발명은 변조 장치 및 그의 변조 방법과 복조 장치 및 그의 복조 방법에 관한 것이다.
본 발명은 지식경제부 및 정보통신연구진흥원의 IT성장동력기술개발의 일환으로 수행한 연구로부터 도출된 것이다[과제관리번호: 2008-S-042-01, 과제명: WBAN In-body 시스템 및 On-body 시스템 개발 (표준화연계)].
일반적으로, 무선 통신 시스템에서 OOK(On-Off Keying)와 같은 비선형 변조 방식은 전력 효율이 높은 비선형 전력 증폭기를 사용할 수 있다. 그러나, 주파수 효율이 높은 PSK(Phase Shift Keying)나 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)과 같은 선형 변조 방식은 전력 효율이 높은 비선형 전력 증폭기를 사용하는 경우 성능이 열화된다. 따라서 주파수 효율이 높은 PSK나 QAM 변조 방식은 선형 전력 증폭기를 사용해야 하므로, 송신 장치의 소비 전력이 증가하게 된다. 따라서, 송신 장치의 소비 전력을 저하시키기 위해 선형 및 비선형 변조 방식에서 전력 효율이 높은 비선형 전력 증폭기를 사용하는 것에 관한 많은 연구가 진행되고 있으며, 크게 두 가지 접근 방식으로 분류할 수 있다.
첫째, 비선형 전력 증폭기의 입력 신호 또는 출력 신호를 처리하여 비선형 특성에 의해 발생한 신호의 왜곡을 보상하는 방식이다. 이 방식은 비선형 전력 증폭기의 전단 또는 후단에 복잡한 보상 회로를 구성해야 하므로, 무선 통신 시스템의 복잡도가 증가하고 구현 비용이 높아질 수 있다.
둘째, 선형 전력 증폭기를 사용하고 선형 전력 증폭기의 바이어스 전압을 제어함으로써 선형 전력 증폭기의 소비 전력을 감소시키는 방식이다. 이 방식은 첫째 방식에 비해 구현 비용을 절감시킬 수 있으므로, 선형 전력 증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 기술의 연구가 진행 중에 있다. 이러한 연구에 의해 선형 전력 증폭기의 바이어스 전압을 제어하는 기술이 발달함에 따라, 선형 전력 증폭기의 입력 신호의 순시적 포락선의 형태와 소비 전력간의 관계가 중요하게 여겨지고 있다. 이러한 관점에서 PPM(Pulse Position Modulation) 또는 BPPM(Biorthogonal PPM)과 같이 무성 신호를 포함하는 변조 방식이 선형 전력 증폭기의 소비 전력 감소에 유리한 방식으로 간주되고 있다. 그러나, PPM 또는 BPPM 변조 방식은 매우 긴 무성 신호 구간을 가지고 있기 때문에 매우 낮은 주파수 효율을 초래한다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는 높은 전력 효율 특성을 유지하면서 주파수 효율 특성을 향상시킬 수 있는 변조 장치 및 그의 변조 방법과 복조 장치 및 그의 복조 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, 비트 정보를 변조하는 장치가 제공된다. 변조 장치는 변조 심볼 생성부, 그리고 송신부를 포함한다. 변조 심볼 생성부는 상기 비트 정보를 코사인 함수로 이루어진 복수의 제1 기저 신호축과 사인 함수로 이루어진 복수의 제2 기저 신호축을 이용하여 변조를 수행하여 변조 심볼을 생성하고, 송신부는 생성한 상기 변조 심볼을 송신한다.
본 발명의 다른 한 실시 예에 따르면, 수신 신호를 복조하는 장치가 제공된다. 복조 장치는 제1 내지 제4 정합 필터, 그리고 신호 결정부를 포함한다. 제1 및 제2 정합 필터는 코사인 함수로 이루어진 제1 및 제2 기저 신호축에 각각 정합되는 제1 및 제2 필터 계수값을 각각 가지며, 상기 수신 신호를 상기 제1 및 제2 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력하고, 제3 및 제4 정합 필터는 사인 함수에 이루어진 제3 및 제4 기저 신호축에 각각 정합되는 제3 및 제4 필터 계수값을 각각 가지며, 상기 수신 신호를 상기 제3 및 제4 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력한다. 그리고 신호 결정부는 상기 제1 내지 제4 정합 필터의 출력 신호를 이용하여 송신 장치에서 송신한 비트 정보를 결정한다.
본 발명의 또 다른 한 실시 예에 따르면, 입력되는 비트 정보를 변조하는 방법이 제공된다. 이 변조 방법에 따르면, 상기 비트 정보를 심볼로 매핑하여 복수의 기저 대역 심볼을 생성하는 단계, 상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제1 기저 대역 심볼에 상기 코사인 함수를 곱한 제1 펄스 신호를 출력하는 단계, 상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제2 기저 대역 심볼에 상기 사인 함수를 곱한 제2 펄스 신호를 출력하는 단계, 상기 제1 펄스 신호와 상기 제2 펄스 신호를 덧셈하여 출력하는 단계, 그리고 상기 덧셈기의 출력 신호와 상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제3 기저 대역 심볼을 곱셈하여 변조 심볼을 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 한 실시 예에 따르면, 수신 신호를 복조하는 방법이 제공된다. 이 복조 방법에 따르면, 상기 수신 신호를 코사인 함수로 이루어진 제1 및 제2 기저 신호축에 각각 정합되는 제1 및 제2 필터 계수값과 사인 함수로 이루어진 제3 및 제4 기저 신호축에 각각 정합되는 제3 및 제4 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력하는 단계, 그리고 상기 필터링 처리한 신호를 이용하여 상기 송신 장치에서 송신한 비트 정보를 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시 예에 의하면, 높은 전력 효율 특성을 유지하면서도 주파수 효율을 향상시킬 수 있다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 및 청구범위 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "모듈", "블록" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 변조 장치 및 그의 변조 방법과 복조 장치 및 그의 복조 방법에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 장치를 나타낸 도면이다.
도 1을 참고하면, 본 발명의 실시 예에 따른 변조 장치(100)는 변조 심볼 생성부(110), 송신부(120) 및 제어부(130)를 포함한다.
변조 심볼 생성부(110)는 전송하고자 하는 비트 정보[m(n)]를 위상 무성 편이(Phase Silence Shift Keying, 이하 "PSSK"라 함) 변조를 수행하여 변조 심볼[s(t)]을 생성한다. 이때, PSSK 변조는 수학식 1과 같이 표현될 수 있으며, gm(n)(t)는 수학식 2와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008083219791-pat00001
Figure 112008083219791-pat00002
여기서, M은 심볼의 수를 나타내며, 예를 들어, M이 4이면 2비트 정보를 갖는 심볼이 4개임을 의미하고, M이 8이면 3비트 정보를 갖는 심볼이 8개임을 의미한다. 즉, M은 log2(M)비트 정보를 갖는 심볼의 수를 나타낸다. T는 한 심볼 구간의 시간을 나타내고, t는 시간을 나타낸다. fc는 반송파 주파수(Carrier frequency)를 나타내고, Es는 심볼의 에너지를 나타내며, u(t)는 단위 계단 함수(unit step function)로, 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
u(t)=1, if t ≥0
u(t)=0, if t < 0
이러한 u(t)를 적용하면, gm(n)(t)는 펄스 파형이 되며, m(n)이 0, 1, ..., (M/2)-1인 경우의 gm(n)(t)는 T 구간 중 전반의 T/2 구간 동안에는 신호가 존재하고 후반의 T/2 구간 동안에는 신호가 존재하지 않는 형태의 펄스 파형이 되며, m(n)이 M/2, ..., M-1인 경우의 gm(n)(t)는 T 구간 중 전반의 T/2 구간 동안에는 신호가 존재하지 않고 후반의 T/2 구간 동안에는 신호가 존재하는 형태의 펄스 파형이 된다. 즉, m(n)이 0, 1, ..., (M/2)-1인 경우의 gm(n)(t)는 m(n)이 M/2, ..., M-1인 경우의 gm(n)(t)의 반전된 형태의 파형을 가지며, gm(n)(t)는 유성 신호 구간과 무성 신호 구간을 가진다.
송신부(120)는 생성한 변조 심볼[s(t)]을 송신한다.
제어부(130)는 전송하고자 하는 비트 정보[m(n)]가 PSSK 변조가 이루어지도록 변조 심볼 생성부(110)를 제어하고, 변조 심볼 생성부(110)에서 생성된 변조 심볼[s(t)]을 송신하도록 송신부(120)를 제어하는 기능을 수행한다.
도 2는 도 1에 도시된 변조 심볼 생성부를 나타낸 도면이다.
도 2를 참고하면, 변조 심볼 생성부(110)는 심볼 매퍼(111), 곱셈기(112, 113, 114) 및 덧셈기(115)를 포함한다.
심볼 매퍼(111)는 전송하고자 하는 비트 정보[m(n)]를 매핑하여 기저대역 심볼(b1, b2, b3)을 생성한다. 이때, 심볼 매퍼(111)는 수학식 1의
Figure 112008083219791-pat00003
와
Figure 112008083219791-pat00004
의 정의에 따라 기저대역 심볼(b1, b2, b3)을 생성하며, 기저대역 심볼(b1, b2)은 수학식 1의
Figure 112008083219791-pat00005
와 같고, 기저대역 심볼(b3)은
Figure 112008083219791-pat00006
와 같다.
곱셈기(112)는 기저대역 심볼(b1)에 코사인 함수(coswct)를 곱하여 덧셈기(115)로 출력하고, 곱셈기(113)는 기저대역 심볼(b2)에 사인 함수(sinwct)를 곱하여 덧셈기(115)로 출력한다. 이때, wc는 2
Figure 112008083219791-pat00007
fc이다.
덧셈기(115)는 곱셈기(112)의 출력과 곱셈기(113)의 출력을 덧셈 연산하여 곱셈기(114)로 출력한다.
곱셈기(114)는 덧셈기(115)의 출력에 기저대역 심볼(b3)을 곱하여 출력하며, 곱셈기(114)의 출력이 변조 심볼[s(t)]이 된다.
이때,
Figure 112008083219791-pat00008
는 수학식 2와 같이 표현되므로, 결과적으로 변조 심볼[s(t)]은 수학식 4 내지 7에 도시된 4 개의 직교 기저 신호축을 사용하여 생성되는 것과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008083219791-pat00009
Figure 112008083219791-pat00010
Figure 112008083219791-pat00011
Figure 112008083219791-pat00012
이러한 PSSK 변조 방식에 따르면, 심볼의 에너지(Es)가 T/2 구간에 집중되어 있기 때문에 주파수 효율은 PSK 변조 방식의 1/2이 된다. 즉, PSK 변조 방식의 주파수 효율은
Figure 112008083219791-pat00013
이므로, 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식의 주파수 효율은
Figure 112008083219791-pat00014
이 된다. 반면, 전력 효율이 높은 BPPM 변조 방식의 주파수 효율은
Figure 112008083219791-pat00015
이므로, 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식의 주파수 효율은 BPPM 변조 방식에 비해 높은 주파수 효율을 갖는다.
또한, 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식은 (1/2)T 구간 동안에는 신호가 없기 때문에 신호가 없는 (1/2)T 구간 동안 선형 전력 증폭기의 바이어스 전압 기술을 적용하면 전력 효율을 개선할 수 있다.
또한, PSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpsk)는 수학식 8과 같이 계산될 수 있으며, PSSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpssk)는 수학식 9와 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008083219791-pat00016
Figure 112008083219791-pat00017
즉, M이 4일 때는 PSK 및 PSSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpsk, dpssk)가 2로 같지만, M이 8일 때는 PSK 및 PSSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpsk, dpssk)가 각각 1.326, 2이고, M이 16일 때는 PSK 및 PSSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpsk, dpssk)가 각각 0.78, 1.326으로, M이 커질수록 PSSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpsk)가 PSK 변조 방식에 의한 변조 심볼간 최소 거리(dpssk)보다 크므로, PSSK 변조 방식이 PSK 변조 방식에 비해 수신 오류 확률을 줄일 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률(PM)은 수학식 10과 같이 구해질 수 있다.
Figure 112008083219791-pat00018
여기서,
Figure 112008083219791-pat00019
이고,
Figure 112008083219791-pat00020
이며,
Figure 112008083219791-pat00021
이고,
Figure 112008083219791-pat00022
는 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, AWGN)의 스펙트럼 밀도(Spectral Density)이다. 이때, 수학식 3은 더 이상 간단한 형태로 표현할 수 없기 때문에 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)을 구하면 수학식 11과 같다.
Figure 112008083219791-pat00023
여기서, Am은 가장 인접한 변조 심볼들의 세트(set)이고,
Figure 112008083219791-pat00024
는 m번째 변조 심볼과 j번째 변조 심볼간의 거리를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률과 수신 오류 확률의 상한값을 비교한 그래프도이다. 도 3에서, QPSSK, 8PSSK, 16PSSK 및 32PSSK는 M에 따른 PSSK로서, QPSSK는 M이 4인 PSSK를 나타낸 것이고, 8PSSK, 16PSSK 및 32PSSK는 M이 각각 8, 16 및 32인 PSSK를 나타낸 것이다. 또한, 도 3에서, "(UB)"는 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)을 나타낸 것이다. 이러한 도 3의 그래프도는 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)이 얼마나 정확한지를 시뮬레이션한 것으로, 도 3을 참고하면, 신호대 잡음비(Eb/No)가 증가하여도 수신 오류 확률(PM)과 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)은 거의 차이가 없음을 알 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률을 나타낸 그래프도이다.
도 4를 참고하면, 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식은 M에 따라 PSSK 변조 방식의 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)이 PSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)보다 작음을 알 수 있다.
또한, M이 8인 8PSSK 변조 방식과 8PSSK 변조 방식의 전력 효율을 비교해 보면, 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)이 10-5인 경우, 8PSSK 변조 방식의 신호대 잡음비(Eb/No)가 8.5이고, 8PSK 변조 방식의 신호대 잡음비(Eb/No)가 13.5로 약 5dB의 차이를 확인할 수 있으며, M이 16인 16PSSK 변조 방식과 16PSSK 변조 방식의 전력 효율을 비교해 보면, 수신 오류 확률(PM)의 상한값(PU)이 10-2인 경우, 16PSSK 변조 방식의 신호대 잡음비(Eb/No)가 7.5이고, 16PSK 변조 방식의 신호대 잡음비(Eb/No)가 13.5로 약 6dB의 차이를 확인할 수 있다. 즉, PSSK 변조 방식에 따른 전력 효율이 PSK 변조 방식에 따른 전력 효율에 비해 향상된 것을 알 수 있다. 즉, M이 8 이상인 경우, 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식의 전력 효율이 PSK 변조 방식에 비해 향상되는 것을 알 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 복조 장치를 나타낸 도면이다.
도 5를 참조하면, 복조 장치(200)는 정합 필터(210a-210d) 및 신호 결정부(220)를 포함한다.
정합 필터(210a-210d)는 각각 수학식 4 내지 7에 도시된 직교 기저 신호축의 특성에 정합되는 필터 계수값을 가지고 있으며, 수신 신호를 정해된 필터 계수값을 갖는 대역으로 필터링 처리하여 출력하므로, 정합 필터(210a-210d)는 각각 해당 수신 신호가 입력되면 최대 값을 출력한다.
신호 결정부(220)는 한 심볼 구간의 시간(T) 동안 정합 필터(210a-210d)로부터 출력되는 신호를 각각 샘플링하고, 샘플링한 신호로부터 최대값을 검출하고, 검출한 최대값을 이용하여 비트 정보[m(n)]를 결정한다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현되는 것은 아니며, 본 발명의 실시 예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시 예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술 분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리 범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명 의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리 범위에 속하는 것이다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 변조 장치를 나타낸 도면이고,
도 2는 도 1에 도시된 변조 심볼 생성부를 나타낸 도면이고,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률과 수신 오류 확률의 상한값을 비교한 그래프도이고,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 PSSK 변조 방식에 따른 수신 오류 확률을 나타낸 그래프도이고,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 복조 장치를 나타낸 도면이다.

Claims (15)

  1. 입력되는 비트 정보를 변조하는 장치에 있어서,
    상기 비트 정보를 코사인 함수로 이루어진 복수의 제1 기저 신호축과 사인 함수로 이루어진 복수의 제2 기저 신호축 중 각각 하나의 제1 신호 기저축과 하나의 제2 신호 기저축을 이용하여 변조 심볼을 생성하는 변조 심볼 생성부, 그리고
    생성한 상기 변조 심볼을 송신하는 송신부
    를 포함하고,
    상기 복수의 제1 기저 신호축은 상기 코사인 함수와 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어진 신호축과 상기 코사인 함수와 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어지진 신호축을 포함하고,
    상기 복수의 제2 기저 신호축은 상기 사인 함수와 상기 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어진 신호축과 상기 사인 함수와 상기 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어진 신호축을 포함하며,
    상기 제1 펄스 파형과 제2 펄스 파형은 유성 신호 구간과 무성 신호 구간을 가지는 것을 특징으로 하는 변조 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변조 심볼 생성부는 상기 입력되는 비트 정보에 따라서 상기 하나의 제1 기저 신호축과 상기 하나의 제2 기저 신호축을 선택하는 것을 특징으로 하는 변조 장치.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 펄스 파형과 제2 펄스 파형은 반전된 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 변조 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 변조 심볼 생성부는,
    상기 비트 정보를 심볼로 매핑하여 복수의 기저 대역 심볼을 생성하는 심볼 매퍼,
    상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제1 기저 대역 심볼에 코사인 함수를 곱한 제3 펄스 파형을 출력하는 제1 곱셈기,
    상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제2 기저 대역 심볼에 사인 함수를 곱한 제4 펄스 파형을 출력하는 제2 곱셈기,
    상기 제3 펄스 파형과 상기 제4 펄스 파형을 덧셈하여 출력하는 덧셈기, 그리고
    상기 덧셈기의 출력 신호와 상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제3 기저 대역 심볼을 곱셈하여 상기 변조 심볼을 생성하는 제3 곱셈기를 포함하는 변조 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 입력되는 비트 정보에 따라 상기 제1 펄스 파형 또는 상기 제2 펄스 파형이 상기 제3 기저 대역 심볼로 결정되며,
    상기 제1 펄스 파형은 상기 제2 펄스 파형의 반전된 형태로 이루어진 것을 특징으로 하는 변조 장치.
  7. 수신 신호를 복조하는 장치에 있어서,
    코사인 함수로 이루어진 제1 및 제2 기저 신호축에 각각 정합되는 제1 및 제2 필터 계수값을 각각 가지며, 상기 수신 신호를 상기 제1 및 제2 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력하는 제1 및 제2 정합 필터,
    사인 함수에 이루어진 제3 및 제4 기저 신호축에 각각 정합되는 제3 및 제4 필터 계수값을 각각 가지며, 상기 수신 신호를 상기 제3 및 제4 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력하는 제3 및 제4 정합 필터, 그리고
    상기 제1 내지 제4 정합 필터의 출력 신호를 이용하여 송신 장치에서 송신한 비트 정보를 결정하는 신호 결정부
    를 포함하며,
    상기 제1 기저 신호축은 상기 코사인 함수와 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어지고, 상기 제2 기저 신호축은 상기 코사인 함수와 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어지며, 상기 제3 기저 신호축은 상기 사인 함수와 상기 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어지고, 상기 제4 기저 신호축은 상기 사인 함수와 상기 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어지며,
    상기 제1 펄스 파형과 상기 제2 펄스 파형은 유성 신호 구간과 무성 신호 구간을 가지는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  8. 삭제
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1 펄스 파형과 상기 제2 펄스 파형은 반전된 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  10. 제7항 또는 제9항에 있어서,
    상기 수신 신호는 상기 송신한 비트 정보에 따라 상기 제1 및 제2 기저 신호축 중 하나의 기저 신호축과 상기 제3 및 제4 기저 신호축 중 하나의 기저 신호축을 이용하여 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 복조 장치.
  11. 입력되는 비트 정보를 변조하는 방법에 있어서,
    상기 비트 정보를 심볼로 매핑하여 복수의 기저 대역 심볼을 생성하는 단계,
    상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제1 기저 대역 심볼에 코사인 함수를 곱한 제1 펄스 파형을 출력하는 단계,
    상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제2 기저 대역 심볼에 사인 함수를 곱한 제2 펄스 파형을 출력하는 단계,
    상기 제1 펄스 파형과 상기 제2 펄스 파형을 덧셈하는 단계, 그리고
    상기 제1 펄스 파형과 상기 제2 펄스 파형을 덧셈한 신호와 상기 복수의 기저 대역 심볼 중 제3 기저 대역 심볼을 곱셈하여 변조 심볼을 생성하는 단계
    를 포함하는 변조 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 입력되는 비트 정보에 따라 제3 펄스 파형 또는 제4 펄스 파형이 상기 제3 기저 대역 심볼로 결정되며,
    상기 제3 펄스 파형은 상기 제4 펄스 파형의 반전된 형태로 이루어지고,
    상기 제3 펄스 파형과 상기 제4 펄스 파형은 유성 신호 구간과 무성 신호 구간을 가지는 것을 특징으로 하는 변조 방법.
  13. 수신 신호를 복조하는 방법에 있어서,
    상기 수신 신호를 코사인 함수로 이루어진 제1 및 제2 기저 신호축에 각각 정합되는 제1 및 제2 필터 계수값과 사인 함수로 이루어진 제3 및 제4 기저 신호축에 각각 정합되는 제3 및 제4 필터 계수값을 갖는 대역으로 각각 필터링 처리하여 출력하는 단계, 그리고
    상기 필터링 처리한 신호를 이용하여 송신 장치에서 송신한 비트 정보를 결정하는 단계
    를 포함하며,
    상기 제1 기저 신호축은 상기 코사인 함수와 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어지고, 상기 제2 기저 신호축은 상기 코사인 함수와 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어지며, 상기 제3 기저 신호축은 상기 사인 함수와 상기 제1 펄스 파형의 곱으로 이루어지고, 상기 제4 기저 신호축은 상기 사인 함수와 상기 제2 펄스 파형의 곱으로 이루어지며,
    상기 제1 펄스 파형과 상기 제2 펄스 파형은 유성 신호 구간과 무성 신호 구간을 가지는 것을 특징으로 하는 복조 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 수신 신호는 상기 송신한 비트 정보에 따라 상기 제1 및 제2 기저 신호 축 중 하나의 기저 신호축과 상기 제3 및 제4 기저 신호축 중 하나의 기저 신호축을 이용하여 변조된 신호인 것을 특징으로 하는 복조 방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 제1 펄스 파형은 상기 제2 펄스 파형의 반전된 형태를 가지는 것을 특징으로 하는 복조 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19646746C2 (de) 1996-11-01 2003-09-18 Nanotron Technologies Gmbh Übertragungsverfahren zur drahtlosen Kommunikation mit einem implantierten medizinischen Gerät
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KR20010111668A (ko) 2000-06-12 2001-12-20 이승환 디지털 변복조 방법 및 시스템
US6535073B1 (en) * 2000-08-08 2003-03-18 Advanced Micro Devices, Inc. Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling
KR100429454B1 (ko) 2001-02-13 2004-05-10 주식회사 오픈솔루션 근거리 무선신호 송수신 장치용 변복조기 및 이를채용하는 무선 헤드셋
US7145934B2 (en) * 2001-03-03 2006-12-05 Oxford Semiconductor Inc Multichannel signal transmission and reception for bluetooth systems
US6968016B1 (en) * 2001-03-22 2005-11-22 Advanced Micro Devices, Inc. Device and method for I/Q modulation, frequency translation and upsampling
KR100539929B1 (ko) * 2001-12-15 2005-12-28 삼성전자주식회사 디지털 주파수 변조기
US20030142742A1 (en) 2002-01-30 2003-07-31 Rf Saw Components, Incorporated Modulation by combined multi-pulse per group with simultaneous phase and time shift keying and method of using the same
US7397300B2 (en) * 2003-09-09 2008-07-08 Analog Devices, Inc. FSK demodulator system and method
KR20060093703A (ko) 2003-09-30 2006-08-25 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. 고속 디지털 데이터 스트림 전달 방법, 무반송파 초광대역신호에 포함된 고속 디지털 데이터 스트림,논코히런트（ｎｏｎ－ｃｏｈｅｒｅｎｔ）수신기

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