JP2003023468A - ディジタル変調器 - Google Patents
ディジタル変調器Info
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- JP2003023468A JP2003023468A JP2001208861A JP2001208861A JP2003023468A JP 2003023468 A JP2003023468 A JP 2003023468A JP 2001208861 A JP2001208861 A JP 2001208861A JP 2001208861 A JP2001208861 A JP 2001208861A JP 2003023468 A JP2003023468 A JP 2003023468A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】スペースダイアグラム上での信号軌跡が原点付
近を通過する変調の際、非線形増幅器への入力信号の包
絡線変動を小さくし、非線形増幅によるスペクトラムの
広がりを押さえる変調器を回路規模の増大を押さえて実
現する。 【解決手段】従来の変調器の信号点配置器1と直交変調
器4との間に、スペースダイアグラム上の信号軌跡が原
点付近を通過することに伴う搬送波の包絡線変動を押さ
えるために、スペースダイアグラム上での信号の位置情
報を検出する位置検出器2と位置検出器からの情報によ
り、スペースダイアグラム上での信号軌跡を変更する閾
値制限Ｉ,Ｑ変換器3を備える。 【効果】位相遷移前の信号点の情報を確保する装置が不
用となり、回路規模の増大を押さえつつ、非線形増幅器
への入力信号の包絡線変動を小さくし、非線形増幅によ
るスペクトラムの広がりを押さえる。
近を通過する変調の際、非線形増幅器への入力信号の包
絡線変動を小さくし、非線形増幅によるスペクトラムの
広がりを押さえる変調器を回路規模の増大を押さえて実
現する。 【解決手段】従来の変調器の信号点配置器1と直交変調
器4との間に、スペースダイアグラム上の信号軌跡が原
点付近を通過することに伴う搬送波の包絡線変動を押さ
えるために、スペースダイアグラム上での信号の位置情
報を検出する位置検出器2と位置検出器からの情報によ
り、スペースダイアグラム上での信号軌跡を変更する閾
値制限Ｉ,Ｑ変換器3を備える。 【効果】位相遷移前の信号点の情報を確保する装置が不
用となり、回路規模の増大を押さえつつ、非線形増幅器
への入力信号の包絡線変動を小さくし、非線形増幅によ
るスペクトラムの広がりを押さえる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調
器、更に詳しく言えば、優れた電力効率を持つＣ級増幅
器に代表される非線形増幅器を用いた移動体通信用等に
使用されるディジタル変調器に関するものである。
器、更に詳しく言えば、優れた電力効率を持つＣ級増幅
器に代表される非線形増幅器を用いた移動体通信用等に
使用されるディジタル変調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、移動体通信システムでの伝送効率
のよい変調方式として、ＱＰＳＫ変調方式が知られてい
る。このＱＰＳＫ変調器の構成は、図２に示すように、
入力された直列信号をスペースダイアグラム上のＩ信
号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配置器２１と、中
間周波数帯の互いに直交する搬送波でＩ信号、Ｑ信号を
直交変調する直交変調器２２で構成されている。
のよい変調方式として、ＱＰＳＫ変調方式が知られてい
る。このＱＰＳＫ変調器の構成は、図２に示すように、
入力された直列信号をスペースダイアグラム上のＩ信
号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配置器２１と、中
間周波数帯の互いに直交する搬送波でＩ信号、Ｑ信号を
直交変調する直交変調器２２で構成されている。
【０００３】また、ＱＰＳＫ変調では、図3のスペース
ダイアグラムに示すように、遷移パターン３１の際にス
ペースダイアグラム上の信号軌跡が原点を通過し、搬送
波の振幅が零まで落ち込むために、信号波形の包絡線の
変動が大きくなる。
ダイアグラムに示すように、遷移パターン３１の際にス
ペースダイアグラム上の信号軌跡が原点を通過し、搬送
波の振幅が零まで落ち込むために、信号波形の包絡線の
変動が大きくなる。
【０００４】一方、移動体通信システムにおいては端末
の小型化、長寿命化のために、送信用の増幅器は消費電
力が少なく、電力効率が優れているものが必要とされて
いる。電力効率が優れている増幅器としては、C級増幅
器がよく知られている。しかしながら、C級増幅器に代
表される非線形増幅器の振幅特性は、図４に示すように
入力レベルの高い領域で出力レベルが飽和する飽和領域
４１を持つという特性に加え、入力レベルの低い領域に
おいても不感帯42により出力信号が歪むという特性を持
っている。
の小型化、長寿命化のために、送信用の増幅器は消費電
力が少なく、電力効率が優れているものが必要とされて
いる。電力効率が優れている増幅器としては、C級増幅
器がよく知られている。しかしながら、C級増幅器に代
表される非線形増幅器の振幅特性は、図４に示すように
入力レベルの高い領域で出力レベルが飽和する飽和領域
４１を持つという特性に加え、入力レベルの低い領域に
おいても不感帯42により出力信号が歪むという特性を持
っている。
【０００５】従って、図４に示す特性を持つ非線形増幅
器をＱＰＳＫ変調された信号の増幅に用いた場合、搬送
波の包絡線変動が大きいために、送信信号は非線形増幅
器の不感帯、飽和領域の影響により大きく歪むことにな
り、スペクトラムが広がるという問題が起こる。
器をＱＰＳＫ変調された信号の増幅に用いた場合、搬送
波の包絡線変動が大きいために、送信信号は非線形増幅
器の不感帯、飽和領域の影響により大きく歪むことにな
り、スペクトラムが広がるという問題が起こる。
【０００６】上記問題を解決する第1の従来技術とし
て、ＱＰＳＫ変調を改良した、π/4シフトＱＰＳＫ変調
が知られている。上記π/4シフトＱＰＳＫ変調は、図5
のスペースダイアグラムの点線で示すように、各シンボ
ル間の位相遷移を｛+π/4、-π/4、+3π/4、-3π/4｝と
することにより、スペースダイアグラム上での信号遷移
軌跡が原点を通過しないようにしており、変調信号を非
線形増幅器により増幅する際のスペクトラムの広がりは
ＱＰＳＫ変調に比べ小さくなる。
て、ＱＰＳＫ変調を改良した、π/4シフトＱＰＳＫ変調
が知られている。上記π/4シフトＱＰＳＫ変調は、図5
のスペースダイアグラムの点線で示すように、各シンボ
ル間の位相遷移を｛+π/4、-π/4、+3π/4、-3π/4｝と
することにより、スペースダイアグラム上での信号遷移
軌跡が原点を通過しないようにしており、変調信号を非
線形増幅器により増幅する際のスペクトラムの広がりは
ＱＰＳＫ変調に比べ小さくなる。
【０００７】上記π/４シフトＱＰＳＫ変調器の構成図
は図2のＱＰＳＫ変調器と同一であるが、π/４シフトＱ
ＰＳＫ変調の場合、信号点配置器２１が各シンボル間の
位相遷移が｛+π/４、-π/４、+3π/４、-3π/４｝とな
るようにスペースダイアグラム上のＩ信号、Ｑ信号を配
置している。
は図2のＱＰＳＫ変調器と同一であるが、π/４シフトＱ
ＰＳＫ変調の場合、信号点配置器２１が各シンボル間の
位相遷移が｛+π/４、-π/４、+3π/４、-3π/４｝とな
るようにスペースダイアグラム上のＩ信号、Ｑ信号を配
置している。
【０００８】しかし、図5の点線で示す遷移51のよう
に、π/４シフトＱＰＳＫ変調においても±3π/4の位相
遷移の際には、スペースダイアグラム上での信号軌跡が
原点付近を通過するために、搬送波の包絡線に大きな変
動を与えることになり、非線形増幅を行った際には、ス
ペクトラムの広がりが発生してしまうという問題があ
る。
に、π/４シフトＱＰＳＫ変調においても±3π/4の位相
遷移の際には、スペースダイアグラム上での信号軌跡が
原点付近を通過するために、搬送波の包絡線に大きな変
動を与えることになり、非線形増幅を行った際には、ス
ペクトラムの広がりが発生してしまうという問題があ
る。
【０００９】第2の従来技術として、π/４シフトＱＰＳ
Ｋ変調での±３π/４の位相遷移時に起こる搬送波の包
絡線変動を押さえ、かつ原点を通過する遷移パターンを
持つm相PSK変調においても、その遷移パターン時の搬送
波の包絡線変動を押さえることができる変調器が公開特
許公報特開平８−２８８９７０号に記載されている。
Ｋ変調での±３π/４の位相遷移時に起こる搬送波の包
絡線変動を押さえ、かつ原点を通過する遷移パターンを
持つm相PSK変調においても、その遷移パターン時の搬送
波の包絡線変動を押さえることができる変調器が公開特
許公報特開平８−２８８９７０号に記載されている。
【００１０】上記m相PSK変調を行う変調器の構成は、図
６に示すように、入力された直列信号を並列信号に変換
し、スペースダイアグラム上のＩ信号、Ｑ信号に配置し
て出力するとともに位相遷移前の信号点の情報と位相遷
移後の信号点の情報より位相遷移に関する位相情報を検
出し、この位相遷移情報も出力する信号点配置器６１
と、上記位相遷移情報によりＩ信号、Ｑ信号に付加する
信号を発生する挿入信号発生器６２と、中間周波数の搬
送波でＩ信号、Ｑ信号を直交変調する直交変調器６３で
構成されている。
６に示すように、入力された直列信号を並列信号に変換
し、スペースダイアグラム上のＩ信号、Ｑ信号に配置し
て出力するとともに位相遷移前の信号点の情報と位相遷
移後の信号点の情報より位相遷移に関する位相情報を検
出し、この位相遷移情報も出力する信号点配置器６１
と、上記位相遷移情報によりＩ信号、Ｑ信号に付加する
信号を発生する挿入信号発生器６２と、中間周波数の搬
送波でＩ信号、Ｑ信号を直交変調する直交変調器６３で
構成されている。
【００１１】上記m相PSK変調器では、信号点配置器61で
検出された位相遷移情報より、スペースダイアグラム上
での信号軌跡が原点付近を通過する位相遷移の際に、挿
入信号発生器６２でスペースダイアグラム上の信号軌跡
が原点付近を回避するような信号を生成し、これをＩ信
号、Ｑ信号に加えることにより、原点付近の回避を行っ
ている。
検出された位相遷移情報より、スペースダイアグラム上
での信号軌跡が原点付近を通過する位相遷移の際に、挿
入信号発生器６２でスペースダイアグラム上の信号軌跡
が原点付近を回避するような信号を生成し、これをＩ信
号、Ｑ信号に加えることにより、原点付近の回避を行っ
ている。
【００１２】図６の変調器では、信号点配置器６１で検
出された位相遷移情報をもとに、スペースダイアグラム
上での信号軌跡が原点付近を通過しないように処理を施
しているため、信号点配置器６１内には、位相遷移後の
信号点の情報だけでなく、位相遷移前の信号点の情報も
確保しておく必要がある。
出された位相遷移情報をもとに、スペースダイアグラム
上での信号軌跡が原点付近を通過しないように処理を施
しているため、信号点配置器６１内には、位相遷移後の
信号点の情報だけでなく、位相遷移前の信号点の情報も
確保しておく必要がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、ＱＰＳ
Ｋ変調に代表されるスペースダイアグラム上での信号軌
跡が原点を通過するような遷移パターンを持つ変調方式
では、搬送波の振幅が零まで落ち込み、包絡線に大きな
変動を与えることになる。従って、その変調信号の増幅
に図4の振幅特性を持つ非線形増幅器を用いた場合、不
感帯、飽和領域の影響により送信信号に大きな歪みを与
え、スペクトルが広がるという問題が起こる。
Ｋ変調に代表されるスペースダイアグラム上での信号軌
跡が原点を通過するような遷移パターンを持つ変調方式
では、搬送波の振幅が零まで落ち込み、包絡線に大きな
変動を与えることになる。従って、その変調信号の増幅
に図4の振幅特性を持つ非線形増幅器を用いた場合、不
感帯、飽和領域の影響により送信信号に大きな歪みを与
え、スペクトルが広がるという問題が起こる。
【００１４】また、上記問題を解決する第1の従来技術
であるπ/4シフトＱＰＳＫでも、±3π/4の位相遷移の
際に、スペースダイアグラム上での信号軌跡が原点付近
を通過するために、ＱＰＳＫ変調ほどではないが、搬送
波の包絡線に大きな変動を与えることになる。
であるπ/4シフトＱＰＳＫでも、±3π/4の位相遷移の
際に、スペースダイアグラム上での信号軌跡が原点付近
を通過するために、ＱＰＳＫ変調ほどではないが、搬送
波の包絡線に大きな変動を与えることになる。
【００１５】一方、上記第2の従来技術であるm相PSK変
調器は、位相遷移情報をもとに、スペースダイアグラム
上での信号軌跡が原点付近を通過しないように処理を施
しているために、位相遷移情報によりスペースダイアグ
ラム上での信号軌跡の原点回避を行うには、位相遷移前
の信号点の情報を確保しておく手段が必要となり、回路
規模が大きくなるという問題がある。
調器は、位相遷移情報をもとに、スペースダイアグラム
上での信号軌跡が原点付近を通過しないように処理を施
しているために、位相遷移情報によりスペースダイアグ
ラム上での信号軌跡の原点回避を行うには、位相遷移前
の信号点の情報を確保しておく手段が必要となり、回路
規模が大きくなるという問題がある。
【００１６】本発明の主な目的は、スペースダイアグラ
ム上での信号軌跡が原点付近を通過する変調の際、非線
形増幅器への入力信号の包絡線変動を小さくし、非線形
増幅によるスペクトラムの広がりを押さえる変調器を回
路規模の増大を押さえて実現することである。
ム上での信号軌跡が原点付近を通過する変調の際、非線
形増幅器への入力信号の包絡線変動を小さくし、非線形
増幅によるスペクトラムの広がりを押さえる変調器を回
路規模の増大を押さえて実現することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の変調器は、入力された直列信号をスペース
ダイアグラム上の同相成分と直交成分をあらわすＩ信
号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配置器と、中間周
波数帯の互いに直交する搬送波を用いて上記Ｉ信号、Ｑ
信号を直交変調する直交変調器との間に、スペースダイ
アグラム上での信号の位置情報を検出する位置検出器と
位置検出器からの情報により、信号軌跡を変更する閾値
制限Ｉ、Ｑ変換器を備える。
め、本発明の変調器は、入力された直列信号をスペース
ダイアグラム上の同相成分と直交成分をあらわすＩ信
号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配置器と、中間周
波数帯の互いに直交する搬送波を用いて上記Ｉ信号、Ｑ
信号を直交変調する直交変調器との間に、スペースダイ
アグラム上での信号の位置情報を検出する位置検出器と
位置検出器からの情報により、信号軌跡を変更する閾値
制限Ｉ、Ｑ変換器を備える。
【００１８】また、本発明の変調器の好ましい実施形態
では、上記閾値制限Ｉ,Ｑ変換器は、スペースダイアグ
ラム上のＩ信号、Ｑ信号の自乗和を計算してスペースダ
イアグラム上での信号の位置情報を得るように構成され
る。さらに、本発明の変調器の他の好ましい実施形態で
は、上記閾値制限Ｉ、Ｑ変換器は、スペースダイアグラ
ム上での信号の位置情報をスペースダイアグラム上のＩ
信号、Ｑ信号それぞれから得るように構成される。
では、上記閾値制限Ｉ,Ｑ変換器は、スペースダイアグ
ラム上のＩ信号、Ｑ信号の自乗和を計算してスペースダ
イアグラム上での信号の位置情報を得るように構成され
る。さらに、本発明の変調器の他の好ましい実施形態で
は、上記閾値制限Ｉ、Ｑ変換器は、スペースダイアグラ
ム上での信号の位置情報をスペースダイアグラム上のＩ
信号、Ｑ信号それぞれから得るように構成される。
【００１９】
【発明の実施の形態】＜実施例１＞本発明による変調器
の第1の実施例を図１、図７、図８を用いて説明する。
の第1の実施例を図１、図７、図８を用いて説明する。
【００２０】図1は本発明によるディジタル変調器の第1
の実施例の構成を示すブロック図である。入力された直
列信号をスペースダイアグラム上の同相成分と直交成分
をあらわすＩ信号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配
置器１と、中間周波数帯の互いに直交する搬送波を用い
て上記Ｉ信号、Ｑ信号を直交変調する直交変調器４と、
信号点配置器１と直交変調器４の間に、スペースダイア
グラム上での信号の位置情報を検出する位置検出器２と
位置検出器２からの情報により、信号軌跡を変更する閾
値制限Ｉ、Ｑ変換部器３を備える。信号点配置器1及び
直交変調器4は、それぞれ図2の従来のＱＰＳＫ変調器の
信号点配置器２１及び直交変調器２４と同様の構成、機
能をもつ。位置検出器２及び閾値制限Ｉ、Ｑ変換器３の
構成、動作を以下に説明する。
の実施例の構成を示すブロック図である。入力された直
列信号をスペースダイアグラム上の同相成分と直交成分
をあらわすＩ信号、Ｑ信号に配置して出力する信号点配
置器１と、中間周波数帯の互いに直交する搬送波を用い
て上記Ｉ信号、Ｑ信号を直交変調する直交変調器４と、
信号点配置器１と直交変調器４の間に、スペースダイア
グラム上での信号の位置情報を検出する位置検出器２と
位置検出器２からの情報により、信号軌跡を変更する閾
値制限Ｉ、Ｑ変換部器３を備える。信号点配置器1及び
直交変調器4は、それぞれ図2の従来のＱＰＳＫ変調器の
信号点配置器２１及び直交変調器２４と同様の構成、機
能をもつ。位置検出器２及び閾値制限Ｉ、Ｑ変換器３の
構成、動作を以下に説明する。
【００２１】図７は位置検出器２の構成を示すブロック
図である。位置検出器２では信号点配置器１からＩ信
号、Ｑ信号を受け取り、受け取ったＩ信号、Ｑ信号のシ
ンボル間のサンプルレートをオーバーサンプル部７１に
より上げる。電力計算部７２で送信信号の電力値Vを求
め、閾値発生部７３により発生された閾値Vthとの比較
を行い、比較値を閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3へ出力する。こ
のとき送信電力値Vが閾値Vthに比べ小さい場合には正の
値が、逆に送信電力値Vが閾値Vthに比べ大きい場合には
負の値が出力される。
図である。位置検出器２では信号点配置器１からＩ信
号、Ｑ信号を受け取り、受け取ったＩ信号、Ｑ信号のシ
ンボル間のサンプルレートをオーバーサンプル部７１に
より上げる。電力計算部７２で送信信号の電力値Vを求
め、閾値発生部７３により発生された閾値Vthとの比較
を行い、比較値を閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3へ出力する。こ
のとき送信電力値Vが閾値Vthに比べ小さい場合には正の
値が、逆に送信電力値Vが閾値Vthに比べ大きい場合には
負の値が出力される。
【００２２】図８は閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3の構成を示す
ブロック図である。閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3では、比較値
検出部８１で位置検出器2からの入力値が正の場合 (Vth
>V)にはその値をそのまま出力し、負の場合 (Vth≦V)
には零を出力する。角度検出部８２では、信号点配置
器1からのＩ信号、Ｑ信号より位置検出器2への入力信号
のスペースダイアグラム上での角度θを式（1）とＩ信
号、Ｑ信号の値より求め、 θ=tan-1(Ｉ/Ｑ) （１） 比較値検出部81からの入力信号に式（2−１）、（2−
２）に示すようにsｉnθ、cosθを掛けて出力する。
ブロック図である。閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3では、比較値
検出部８１で位置検出器2からの入力値が正の場合 (Vth
>V)にはその値をそのまま出力し、負の場合 (Vth≦V)
には零を出力する。角度検出部８２では、信号点配置
器1からのＩ信号、Ｑ信号より位置検出器2への入力信号
のスペースダイアグラム上での角度θを式（1）とＩ信
号、Ｑ信号の値より求め、 θ=tan-1(Ｉ/Ｑ) （１） 比較値検出部81からの入力信号に式（2−１）、（2−
２）に示すようにsｉnθ、cosθを掛けて出力する。
【００２３】
Ｉ'=(Vth-V)・sｉnθ Ｑ'=(Vth-V)・cosθ… (Vth>V) (2-1)
Ｉ'=0・sｉnθ Ｑ'=0・cosθ … (Vth≦V) (2-2)
角度検出部８２からのＩ'信号及びＱ'信号は、それぞれ
加算器８４及び８５で信号点配置器1からのＩ信号及び
Ｑ信号に加えられ、波形整形フィルタ８３に出力され
る。波形整形フィルタ８３は、閾値制限Ｉ,Ｑ変換によ
り発生した送信信号の歪みを押さえ、直交変調器4に送
信信号を出力する。
加算器８４及び８５で信号点配置器1からのＩ信号及び
Ｑ信号に加えられ、波形整形フィルタ８３に出力され
る。波形整形フィルタ８３は、閾値制限Ｉ,Ｑ変換によ
り発生した送信信号の歪みを押さえ、直交変調器4に送
信信号を出力する。
【００２４】図9は、実施例1をＱＰＳＫ変調に適用した
場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラムを
示す。図9より、Ｉ信号、Ｑ信号の自乗和が閾値の値に
なるように、スペースダイアグラム上の信号軌跡が変換
されていることがわかる。 ＜実施例２＞本発明による変調器の第2の実施例を図1、
図１０、図１１を用いて説明する。第2の実施例の構成
は図1に示した第1の実施例と同様の構成であり、位置検
出器2及び閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3の構成が、第1の実施例
のものと異なる。図10は第2の実施例における位置検出
器2の構成を示すブロック図である。位置検出器2は、信
号点配置器1からのＩ信号、Ｑ信号を受け取り、受け取
ったＩ信号、Ｑ信号のシンボル間のサンプル数をオーバ
ーサンプル部１０１により上げる。Ｉ信号と閾値発生器
１０２により発生された閾値Vthとの比較、Ｑ信号と閾
値発生部１０２により発生された閾値Vthとの比較を行
い、それぞれの比較値を閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3に出力す
る。このときＩ、Ｑ信号値が閾値Vthに比べ小さい場合
には正の値が、逆にＩ,Ｑ信号値が閾値に比べ大きい場
合には負の値が出力される。
場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラムを
示す。図9より、Ｉ信号、Ｑ信号の自乗和が閾値の値に
なるように、スペースダイアグラム上の信号軌跡が変換
されていることがわかる。 ＜実施例２＞本発明による変調器の第2の実施例を図1、
図１０、図１１を用いて説明する。第2の実施例の構成
は図1に示した第1の実施例と同様の構成であり、位置検
出器2及び閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3の構成が、第1の実施例
のものと異なる。図10は第2の実施例における位置検出
器2の構成を示すブロック図である。位置検出器2は、信
号点配置器1からのＩ信号、Ｑ信号を受け取り、受け取
ったＩ信号、Ｑ信号のシンボル間のサンプル数をオーバ
ーサンプル部１０１により上げる。Ｉ信号と閾値発生器
１０２により発生された閾値Vthとの比較、Ｑ信号と閾
値発生部１０２により発生された閾値Vthとの比較を行
い、それぞれの比較値を閾値制限Ｉ,Ｑ変換器3に出力す
る。このときＩ、Ｑ信号値が閾値Vthに比べ小さい場合
には正の値が、逆にＩ,Ｑ信号値が閾値に比べ大きい場
合には負の値が出力される。
【００２５】図１１は第2の実施例における閾値制限Ｉ,
Ｑ変換器3の構成を示すブロック図である。閾値制限Ｉ,
Ｑ変換器3は、比較値検出部１１１で、位置検出器2から
の入力の値がＩ,Ｑ信号ともに正の場合にはその値をそ
のまま出力し、それ以外は零を出力する。次に、角度検
出部１１２では、信号点配置器1からのＩ及びＱ信号よ
り位置検出器１０２への入力値のスペースダイアグラム
上での角度θを本発明の実施例1と同様にして求め、角
度が0≦θ≦π/4、7π/4<θ<2πの場合は、Ｉ信号に比
較値検出部１１１からの入力値を加え、π/4<θ<3π/4
の場合は、Ｑ信号に比較値検出部１１１からの入力値を
加え、3π/4≦θ<5π/4の場合は、Ｉ信号から比較値検
出部１１１からの入力値を引き、5π/4≦θ≦7π/4の場
合は、Ｑ信号から比較値検出部１１１からの入力値を引
き、波形整形フィルタ１１３に出力する。波形整形フィ
ルタ113は実施例1の波形整形フィルタ８3と同一であ
る。
Ｑ変換器3の構成を示すブロック図である。閾値制限Ｉ,
Ｑ変換器3は、比較値検出部１１１で、位置検出器2から
の入力の値がＩ,Ｑ信号ともに正の場合にはその値をそ
のまま出力し、それ以外は零を出力する。次に、角度検
出部１１２では、信号点配置器1からのＩ及びＱ信号よ
り位置検出器１０２への入力値のスペースダイアグラム
上での角度θを本発明の実施例1と同様にして求め、角
度が0≦θ≦π/4、7π/4<θ<2πの場合は、Ｉ信号に比
較値検出部１１１からの入力値を加え、π/4<θ<3π/4
の場合は、Ｑ信号に比較値検出部１１１からの入力値を
加え、3π/4≦θ<5π/4の場合は、Ｉ信号から比較値検
出部１１１からの入力値を引き、5π/4≦θ≦7π/4の場
合は、Ｑ信号から比較値検出部１１１からの入力値を引
き、波形整形フィルタ１１３に出力する。波形整形フィ
ルタ113は実施例1の波形整形フィルタ８3と同一であ
る。
【００２６】図12は、実施例2をＱＰＳＫ変調に適用し
た場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラム
を示す。点線は遷移を示す。図１２より、Ｉ信号及びＱ
信号それぞれの値が閾値の値になるように、スペースダ
イアグラム上の信号軌跡が変換されていることがわか
る。 ＜実施例３＞本発明の第3の実施例を図１３を用いて説
明する。図１３は本発明による変調器と非線形増幅器と
から構成される送信機の構成を示す。変調器１３１は上
記第1ないし第３の実施例で説明したいずれの変調器で
もよい。非線形増幅器１３２は、変調器１３１の出力信
号電力増幅し、送信信号の帯域制限を行う送信フィルタ
１３３を介して無線信号として送信するためのアンテナ
１３４へ供給する。非線形増幅器１３２は図4に示した
ような不感帯と飽和領域を持つ従来知られていえる増幅
器が使用できる。 ＜実施例４＞図１４は本発明による基地局の無線回路部
の一実施例の構成を示す。本実施例は、基地局の送信部
に本発明のディジタル変調器を使用したもので、図にお
いて、変調器１３１、非線形増幅器１３２及び送信フィ
ルタ１３３の構成は図１３に示したものと同様である。
更に基地局を構成するため、アンテナ１３４と送信フィ
ルタ１３との間に送受分派着１４５が設けられ、アンテ
ナ１３４からの受信信号を処理する受信部が付加され
る。受信部は受信信号の帯域制限を行う受信フィルタ１
４３、フィルタ１４３の出力信号を増幅する受信増幅器
１４２及び受信増幅器１４２の出力である受信信号を位
相検波して復調する復調器１４１とから構成される。
た場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラム
を示す。点線は遷移を示す。図１２より、Ｉ信号及びＱ
信号それぞれの値が閾値の値になるように、スペースダ
イアグラム上の信号軌跡が変換されていることがわか
る。 ＜実施例３＞本発明の第3の実施例を図１３を用いて説
明する。図１３は本発明による変調器と非線形増幅器と
から構成される送信機の構成を示す。変調器１３１は上
記第1ないし第３の実施例で説明したいずれの変調器で
もよい。非線形増幅器１３２は、変調器１３１の出力信
号電力増幅し、送信信号の帯域制限を行う送信フィルタ
１３３を介して無線信号として送信するためのアンテナ
１３４へ供給する。非線形増幅器１３２は図4に示した
ような不感帯と飽和領域を持つ従来知られていえる増幅
器が使用できる。 ＜実施例４＞図１４は本発明による基地局の無線回路部
の一実施例の構成を示す。本実施例は、基地局の送信部
に本発明のディジタル変調器を使用したもので、図にお
いて、変調器１３１、非線形増幅器１３２及び送信フィ
ルタ１３３の構成は図１３に示したものと同様である。
更に基地局を構成するため、アンテナ１３４と送信フィ
ルタ１３との間に送受分派着１４５が設けられ、アンテ
ナ１３４からの受信信号を処理する受信部が付加され
る。受信部は受信信号の帯域制限を行う受信フィルタ１
４３、フィルタ１４３の出力信号を増幅する受信増幅器
１４２及び受信増幅器１４２の出力である受信信号を位
相検波して復調する復調器１４１とから構成される。
【００２７】
【発明の効果】図15はＱＰＳＫ変調信号の直交変調後の
波形(a)と本発明のディジタル変調器による閾値制限Ｉ,
Ｑ変換を行った信号の直交変調後の波形(b)を計算機シ
ュミレーションによって求めたものを示す。図14より閾
値制限Ｉ,Ｑ変換を行ったことにより、搬送波の包絡線
の変動が小さくなっていることがわかる。
波形(a)と本発明のディジタル変調器による閾値制限Ｉ,
Ｑ変換を行った信号の直交変調後の波形(b)を計算機シ
ュミレーションによって求めたものを示す。図14より閾
値制限Ｉ,Ｑ変換を行ったことにより、搬送波の包絡線
の変動が小さくなっていることがわかる。
【００２８】図1６は、ＱＰＳＫ変調信号を図4に示す飽
和特性を持つ非線形増幅器で増幅した波形のスペクトラ
ム(a)と、閾値制限Ｉ,Ｑ変換を行った波形を図4に示す
飽和特性を持つ非線形増幅器で増幅した波形のスペクト
ラム(b)を示す。
和特性を持つ非線形増幅器で増幅した波形のスペクトラ
ム(a)と、閾値制限Ｉ,Ｑ変換を行った波形を図4に示す
飽和特性を持つ非線形増幅器で増幅した波形のスペクト
ラム(b)を示す。
【００２９】上述のように、本発明の変調器では、スペ
ースダイアグラム上の信号軌跡が原点付近を通過する変
調方式において、スペースダイアグラム上での信号の位
置情報を検出して、スペースダイアグラム上の信号軌跡
が原点付近を通過しないように処理を施すことにより、
位相遷移前の信号点の情報を確保する装置が不用とな
り、回路規模の増大を押さえつつ、非線形増幅器への入
力信号の包絡線変動を小さくし、非線形増幅によるスペ
クトラムの広がりを押さえる効果が得られる。
ースダイアグラム上の信号軌跡が原点付近を通過する変
調方式において、スペースダイアグラム上での信号の位
置情報を検出して、スペースダイアグラム上の信号軌跡
が原点付近を通過しないように処理を施すことにより、
位相遷移前の信号点の情報を確保する装置が不用とな
り、回路規模の増大を押さえつつ、非線形増幅器への入
力信号の包絡線変動を小さくし、非線形増幅によるスペ
クトラムの広がりを押さえる効果が得られる。
【００３０】また、図９に示すような閾値制限Ｉ、Ｑ変
換を行うことにより、信号の位相に歪みが発生すること
になるが、図1６より非線形増幅後のスペクトラムで
は、閾値制限Ｉ,Ｑ変換を行い、スペースダイアグラム
上の信号軌跡が原点を通過することを避ける本方式の方
が、従来のスペースダイアグラム上の信号軌跡が原点付
近を通過する変調方式に比べて、優れていることがわか
る。よって、本発明では、非線形増幅器の非線形性が強
い場合には、位相歪みによる変調特性の劣化は起きる
が、それ以上にスペクトラムの広がりを押さえる効果が
得られる。実施例では、ＱＰＳＫを例に説明したが、本
発明の変調器はＱＰＳＫだけでなく、スペースダイアグ
ラム上の信号軌跡が原点付近を通過する変調方式であれ
ば、効果を得ることができる。
換を行うことにより、信号の位相に歪みが発生すること
になるが、図1６より非線形増幅後のスペクトラムで
は、閾値制限Ｉ,Ｑ変換を行い、スペースダイアグラム
上の信号軌跡が原点を通過することを避ける本方式の方
が、従来のスペースダイアグラム上の信号軌跡が原点付
近を通過する変調方式に比べて、優れていることがわか
る。よって、本発明では、非線形増幅器の非線形性が強
い場合には、位相歪みによる変調特性の劣化は起きる
が、それ以上にスペクトラムの広がりを押さえる効果が
得られる。実施例では、ＱＰＳＫを例に説明したが、本
発明の変調器はＱＰＳＫだけでなく、スペースダイアグ
ラム上の信号軌跡が原点付近を通過する変調方式であれ
ば、効果を得ることができる。
【図１】本発明による変調器の第1の実施例の構成図で
ある。
ある。
【図２】従来のＱＰＳＫ変調器の構成図である。
【図３】図2のＱＰＳＫ変調器におけるスペースダイア
グラムである。
グラムである。
【図４】非線形増幅器の振幅特性図である。
【図５】従来知られているπ/4 ＱＰＳＫ変調での位相
遷移図である。
遷移図である。
【図６】従来知られている変調器の構成図である。
【図７】本発明の第１の実施例における位置検出器の構
成図である。
成図である。
【図８】本発明の第１の実施例における閾値制限Ｉ,Ｑ
変換器の構成図である。
変換器の構成図である。
【図９】本発明の第１の実施例をＱＰＳＫに適用した場
合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラムであ
る。
合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラムであ
る。
【図１０】本発明の第２の実施例における位置検出器の
構成図である。
構成図である。
【図１１】本発明の第２の実施例における閾値制限Ｉ,
Ｑ変換器の構成図である。
Ｑ変換器の構成図である。
【図１２】本発明の第２の実施例をＱＰＳＫ変調に適用
した場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラ
ムである。
した場合の閾値制限Ｉ,Ｑ変換後のスペースダイアグラ
ムである。
【図１３】本発明の第３の実施例における送信機の構成
図である。
図である。
【図１４】本発明の第４の実施例における基地局の構成
図である。
図である。
【図１５】本発明による実施例の動作を示す時間波形図
である。
である。
【図１６】本発明での動作を示す非線形増幅後の波形の
スペクトル図である。
スペクトル図である。
1：信号点配置器
2：位相検出器
3：変調器の閾値制限Ｉ,Ｑ変換器
4：変調器の直交変調器
21：信号点配置器
22：直交変調器
31：位相遷移パターン
41：非線形増幅器の飽和領域
42：非線形増幅器の不感帯
51：π/4シフトＱＰＳＫでの原点付近を通過する位相遷
移パターン 61：信号点配置器 62：挿入信号発信器 63：直交変調器 71：オーバーサンプル部 72：電力計算部 73：閾値発生部 81：比較値検出部 82：角度検出部 83：波形整形フィルタ 101：オーバーサンプル部 102：閾値発生部 111：比較値検出部 112：角度検出部 113：波形整形フィルタ 131：変調器 132：非線形増幅器 133：送信フィルタ 134：アンテナ 141：復調器 142：受信増幅器 143：受信フィルタ 145：送受分波器
移パターン 61：信号点配置器 62：挿入信号発信器 63：直交変調器 71：オーバーサンプル部 72：電力計算部 73：閾値発生部 81：比較値検出部 82：角度検出部 83：波形整形フィルタ 101：オーバーサンプル部 102：閾値発生部 111：比較値検出部 112：角度検出部 113：波形整形フィルタ 131：変調器 132：非線形増幅器 133：送信フィルタ 134：アンテナ 141：復調器 142：受信増幅器 143：受信フィルタ 145：送受分波器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 黒河 敏晃
神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株
式会社日立製作所通信事業部内
(72)発明者 錦戸 正光
神奈川県横浜市戸塚区戸塚町216番地 株
式会社日立製作所通信事業部内
Ｆターム(参考） 5K004 AA05 AA08 FE00 FF02 FF05
JE00 JF01 JF03 JF04
Claims (5)
- 【請求項１】入力された直列信号をスペースダイアグラ
ム上の同相成分と直交成分をあらわすＩ信号、Ｑ信号に
配置して出力する信号点配置器と、中間周波数帯の互い
に直交する搬送波を用いて上記Ｉ信号、Ｑ信号を直交変
調する直交変調器との間に、スペースダイアグラム上で
の信号の位置情報を検出する位置検出器と位置検出器か
らの情報により信号軌跡を変更する閾値制限Ｉ,Ｑ変換
器を備えることを特徴とするディジタル変調器。 - 【請求項２】請求項1の変調器において、上記位置検出
器が上記スペースダイアグラム上での信号の位置情報を
Ｉ信号、Ｑ信号の自乗和を計算して求める手段をもつこ
とを特徴とするディジタル変調器。 - 【請求項３】請求項1の変調器において、上記位置検出
器が上記スペースダイアグラム上での信号の位置情報を
Ｉ信号、Ｑ信号それぞれから求める手段をもつことを特
徴とするディジタル変調器。 - 【請求項４】入力された直列信号をスペースダイアグラ
ム上のＩ信号、Ｑ信号に配置し、Ｉ信号、Ｑ信号を直交
変調する変調器と、不感帯と飽和領域を持つ非線形増幅
器とから構成される送信機において、前記変調器が請求
項１、２又は３に記載の変調器であることを特徴とする
送信機。 - 【請求項５】請求項４記載の送信機を備えたことを特徴
とする基地局。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001208861A JP2003023468A (ja) | 2001-07-10 | 2001-07-10 | ディジタル変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001208861A JP2003023468A (ja) | 2001-07-10 | 2001-07-10 | ディジタル変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003023468A true JP2003023468A (ja) | 2003-01-24 |
Family
ID=19044605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001208861A Pending JP2003023468A (ja) | 2001-07-10 | 2001-07-10 | ディジタル変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003023468A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005071849A1 (ja) * | 2004-01-27 | 2005-08-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信装置及び無線通信装置 |
| WO2007055291A1 (ja) * | 2005-11-10 | 2007-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 位相変調装置および無線通信装置 |
| US7826811B2 (en) | 2005-11-10 | 2010-11-02 | Panasonic Corporation | Phase modulation apparatus and wireless communication apparatus |
| WO2011105103A1 (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-01 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
| JP2017216493A (ja) * | 2016-05-30 | 2017-12-07 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 線形増幅装置、入力信号供給方法、およびそれに使用される原点回避回路 |
| KR101809378B1 (ko) * | 2016-09-28 | 2017-12-14 | 건양대학교산학협력단 | 8 위상편이변조 신호의 전송에서 원점 회피를 이용한 전치 보상방법 및 시스템 |
-
2001
- 2001-07-10 JP JP2001208861A patent/JP2003023468A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7684514B2 (en) | 2004-01-27 | 2010-03-23 | Panasonic Corporation | Transmitter apparatus and wireless communication apparatus |
| WO2005071849A1 (ja) * | 2004-01-27 | 2005-08-04 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 送信装置及び無線通信装置 |
| JP4898700B2 (ja) * | 2005-11-10 | 2012-03-21 | パナソニック株式会社 | 位相変調装置および無線通信装置 |
| WO2007055291A1 (ja) * | 2005-11-10 | 2007-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 位相変調装置および無線通信装置 |
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| JP5299829B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2013-09-25 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
| WO2011105103A1 (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-01 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
| US8605813B2 (en) | 2010-02-26 | 2013-12-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Transmitter |
| KR101427500B1 (ko) | 2010-02-26 | 2014-08-07 | 가부시키가이샤 히다치 고쿠사이 덴키 | 송신기 |
| JP2017216493A (ja) * | 2016-05-30 | 2017-12-07 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 線形増幅装置、入力信号供給方法、およびそれに使用される原点回避回路 |
| WO2017209045A1 (ja) * | 2016-05-30 | 2017-12-07 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | 線形増幅装置、入力信号供給方法、およびそれに使用される原点回避回路 |
| US10819292B2 (en) | 2016-05-30 | 2020-10-27 | NEC Network and Sensor Systems, Ltd | Linear amplifying device, input signal supplying method, and origin avoiding circuit used therein |
| KR101809378B1 (ko) * | 2016-09-28 | 2017-12-14 | 건양대학교산학협력단 | 8 위상편이변조 신호의 전송에서 원점 회피를 이용한 전치 보상방법 및 시스템 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20040209 |