JP4786570B2 - 送信装置 - Google Patents

Description

この発明は、ＥＥＲ（Envelope Elimination and Restoration）方式の電力増幅器を用いた送信装置に関するものである。

例えば携帯電話器で代表される無線端末は、周知のように、デジタル技術の導入により、性能や携帯性が飛躍的に進歩して来た。このような無線端末では電源としてバッテリを使用するため、バッテリ寿命も重要な性能の１つとなっている。バッテリ寿命を伸ばすには電流ドレインを如何に少なくするかということになるが、携帯無線端末おいてバッテリ容量の大部分は電力増幅段で消費される。消費電力の低減のため電力増幅段の高効率化を図る方法としては、送信信号を振幅成分と位相成分に分離して、位相成分を増幅し、その際、増幅器のバイアスを振幅成分で変調することで振幅成分を再挿入するＥＥＲと呼ばれる方式がある。

このＥＥＲ方式の電力増幅器を適用した送信装置の機能構成を図４に示す。図において、信号変換部１は、送信信号であるベースバンドのＩ信号（同相成分信号）とＱ信号（直交成分信号）を、振幅成分信号Ａと位相成分信号（同相成分信号θｉ、直交成分信号θｑ）に変換する。変換された位相成分信号θｉ，θｑを、それぞれＤ／Ａコンバータ２，３でアナログ信号ＩＦＷ，ＱＦＷに変換する。直交変調部５では、このアナログ信号ＩＦＷ，ＱＦＷについて直交変調を行う。アップコンバータ８は、直交変調により生成された位相信号を局部発振器９からの局部発信周波数（キャリア）と混合して高周波信号を生成し、電力増幅器６に与えて増幅する。一方、信号変換部１で変換された振幅成分の信号Ａを、Ｄ／Ａコンバータ４でアナログ信号Ａ’に変換する。このアナログ信号Ａ’をバイアス用増幅器１８で増幅してバイアス電圧として電力増幅器６に与える。電力増幅器６では、高周波信号を増幅する際に、アナログの振幅成分で変調されたバイアス電圧により増幅するので、アンテナ１１に対し振幅成分信号と位相信号成分を再合成した高周波信号を出力する。この制御により、電力増幅器６の電力効率は高く維持される。

ところで、現在の携帯無線端末の場合、複雑な変調、すなわちＱＰＳＫ、ＨＰＳＫ、ＤＱＰＳＫ等のデジタル変調方式を採用しており、信号品質の劣化、隣接チャネルへの妨害を起こさないようにするために、電力増幅器は極めて高い直線性が要求される。しかし、上記のようなＥＥＲ方式の増幅器の場合、電力増幅効率は良い反面、増幅時に入力振幅に依存する歪み、すなわちＡＭ／ＡＭ特性（振幅歪み）とＡＭ／ＰＭ特性（位相歪み）が発生し、増幅器出力を非線形にするという問題がある。そのため、電力増幅段としては、高効率を維持したまま、直線性を高めることが必要となる。そのための技術として、ＥＥＲ方式の電力増幅器の歪み特性に対して逆歪み特性を持つ歪み補償手段を設け、その逆歪み特性を用いて、送信信号から変換された振幅成分信号と位相成分信号に歪み補償処理を行う方法が提案されている（例えば特許文献１参照）。

特開２００６−１３５６１２号公報

特許文献１に記載の送信装置で用いている歪補償方式では、電力増幅器の出力高周波信号をフィードバックする信号をデジタル信号に変換し、信号変換部で変換された振幅成分信号Ａと位相成分信号θｉ、θｑに対してデジタル信号処理により歪補償を行うようにしている。この場合、実際のフィードバック系は、直交復調部の後段に、Ａ／Ｄ変換部を必要とし、また、信号変換部、誤差算出部、補償係数算出部、メモリなどを要するため、回路規模が増大し、小型化が進む携帯電話器のような無線端末には適さないという問題がある。

この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、ＥＥＲ方式の電力増幅器の歪補償を行うフィードバック系の簡略化、省スペース化を可能にする送信装置を得ることを目的とする。

この発明に係る送信装置は、信号変換部により、送信信号の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑを振幅成分信号Ａと位相成分信号θｉ、θｑに変換し、変換された位相成分信号θｉ、θｑを対応するＤ／Ａコンバータでそれぞれアナログ信号ＩＦＷ、ＱＦＷに変換した後、直交変調部で直交変調し、この直交変調により生成された位相信号をアップコンバータにより局部発振周波数と混合して高周波信号を生成し、一方、信号変換部で変換された振幅成分信号ＡをＤ／Ａコンバータでアナログ信号Ａ’に変換した後、バイアス用増幅器で増幅して電力増幅器のバイアス電圧として生成し、電力増幅器は、前記アップコンバータの出力高周波信号を振幅成分のアナログ信号Ａ’で変調されたバイアス電圧に基づいて増幅してアンテナに出力する送信装置において、電力増幅器の出力高周波信号の一部を、位相設定された局部発振周波数の信号と混合して直交変調部の出力位相信号と同じ周波数の信号を生成するダウンコンバータと、ダウンコンバータで生成された信号について直交復調を行い、同相成分信号ＩＦＢと直交成分信号ＱＦＢを生成する直交復調部と、直交変調部に入力する同相成分のアナログ信号ＩＦＷに直交復調部で生成された同相成分信号ＩＦＢを加算する第１の加算器と、直交変調部に入力する直交成分のアナログ信号ＱＦＷに直交復調部で生成された直交成分信号ＱＦＢを加算する第２の加算器と、第１の加算器で加算される同相成分の信号同士および第２の加算器で加算される直交成分の信号同士がそれぞれおいて逆位相関係を持つようにダウンコンバータに入力する局部発振周波数の信号の位相を設定する移相器とを備えたものである。

この発明によれば、ＥＥＲ方式の電力増幅器の歪補償を行うフィードバック系において、電力増幅器の逆位相特性の信号をデジタル信号に変換することなく、アナログ信号のままで送信信号に加算して歪み補償するようにしたので、装置構成の簡略化、省スペース化を図ることができる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる送信装置の機能構成を示すブロック図である。
図において、この実施の形態１の送信装置は、前述した図４の基本機能構成に対して、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７，１６、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０、方向性結合器１２、ダウンコンバータ１４、移相器１５、直交復調部１７、加算器１９，２０を加えた構成を持つ。
ダウンコンバータ１４は、電力増幅器６の出力高周波信号の一部を、位相調整された局部発振周波数の信号と混合して直交変調部５の出力位相信号と同じ周波数の信号を生成する手段である。直交復調部１７は、ダウンコンバータ１４で生成された信号について直交復調を行い、同相成分信号ＩＦＢと直交成分信号ＱＦＢを生成する手段である。加算器（第１の加算器）１９は、直交変調部５に入力する同相成分のアナログ信号ＩＦＷに直交復調部１７で生成された同相成分信号ＩＦＢを加算する手段である。加算器（第２の加算器）２０は、直交変調部５に入力する直交成分のアナログ信号ＱＦＷに直交復調部１７で生成された直交成分信号ＱＦＢを加算する手段である。移相器１５は、加算器１９で加算される同相成分の信号同士および加算器２０で加算される直交成分の信号同士がそれぞれおいて逆位相関係を持つようにダウンコンバータ１４に入力する局部発振周波数の信号の位相を調整する手段である。

次に動作について説明する。
信号変換部１は、送信信号のベースバンドの同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑを振幅成分信号Ａと位相成分信号θｉ、θｑに変換し、変換した振幅成分信号ＡをＤ／Ａコンバータ４に、また位相成分信号（同相成分信号θｉ、直交成分信号θｑ）それぞれを対応するＤ／Ａコンバータ２，３に出力する。Ｄ／Ａコンバータ２では、同相成分信号θｉをアナログ信号ＩＦＷに変換する。Ｄ／Ａコンバータ３では、直交成分信号θｑをアナログ信号ＱＦＷに変換する。また、Ｄ／Ａコンバータ４では、振幅成分信号Ａをアナログ信号A’に変換する。直交変調部５では、位相成分のアナログ信号ＩＦＷ，ＱＦＷについて直交変調を行い、位相信号を生成する。ローパスフィルタ７では、直交変調部５で生成された位相信号の不要な高調波成分を制限してアップコンバータ８に出力する。アップコンバータ８では、ローパスフィルタ７の出力を局部発振器９からの局部発振周波数（キャリア）と混合することで周波数変換を行って高周波信号を出力する。バンドパスフィルタ１０では、アップコンバータ８の出力高周波信号の帯域制限を行い電力増幅器６へ出力する。一方、Ｄ／Ａコンバータ４で変換された振幅成分のアナログ信号A’は、バイアス用増幅器１８により増幅され、その増幅出力は電力増幅器６へバイアス電圧として与えられる。電力増幅器６では、バイアス用増幅器１８からの振幅成分のアナログ信号Ａ’で変調されたバイアス電圧のレベルに応じて、バンドパスフィルタ１０を介して入力される高周波信号を増幅する。電力増幅器６の出力は、振幅成分信号と位相信号成分を再合成した高周波信号となって方向性結合器１２を介してアンテナ１１に出力される。また、方向性結合器１２では、電力増幅器６の出力高周波信号の一部を分離してフィードバック系のダウンコンバータ１４に与える。

ダウンコンバータ１４では、方向性結合器１２からフィードバックされる高周波信号と移相器１５を介して与えられる局部発振器９の局部発振周波数と混合し、直交変調部５の出力位相信号と同じ周波数の信号を生成しローパスフィルタ１６に出力する。ローパスフィルタ１６では、ダウンコンバータ１４の出力信号の不要な高調波成分を制限し直交復調部１７に与える。直交復調部１７では、ダウンコンバータ１４の出力信号について直交復調を行い、同相成分信号ＱＦＷと直交成分信号ＱＦＢを生成し、対応する加算器１９，２０に出力する。加算器１９では、直交変調部５に入力する同相成分のアナログ信号ＩＦＷに直交復調部１７で生成された同相成分信号ＩＦＢを加算し、また、加算器２０では、直交変調部５に入力する直交成分のアナログ信号ＱＦＷに直交復調部１７で生成された直交成分信号ＱＦＢを加算する。ここで、移相器１５では、同相成分のアナログ信号ＩＦＷと直交復調器１７で生成される同相成分信号ＩＦＢが逆位相関係に、また直交成分のアナログ信号ＱＦＷと直交復調器１７で生成される直交成分信号ＱＦＢが逆位相関係となるようにダウンコンバータ１４へ与える局部発振周波数の信号の位相を調整する。
したがって、上記動作において、ＩＦＷ、ＱＦＷＩＦＢとＱＦＢが電力増幅器６の歪成分を含んでいるとすると、これらと逆位相関系にあるＩＦＢとＱＦＢを生成して対応する信号に加算することで、電力増幅器６へ入力される高周波信号は電力増幅器６の逆歪特性を持つことになる。したがって、電力増幅器６の歪を補償し、その直線性を高めることができる。

以上のように、この実施の形態１によれば、ＥＥＲ方式の電力増幅器の歪補償を行うフィードバック系において、電力増幅器の逆位相特性の信号をデジタル信号に変換することなく、アナログ信号のままで送信信号に加算して歪み補償するようにしたので、装置構成の簡略化、省スペース化を図ることができる。

実施の形態２．
図２は、この発明の実施の形態２による送信装置の機能構成を示すブロック図である。図２において、図１と同じ部分には同一符号を付し、その説明は原則として省略する。この実施の形態２は、実施の形態１の構成に対して、位相比較器２１を設けた構成である。
ここでは、位相比較器２１により、Ｄ／Ａコンバータ２で変換された同相成分のアナログ信号ＩＦＷと直交復調部１７で生成された同相成分信号ＩＦＢの位相を比較し、その位相差に基づいた位相設定信号ｓｉｎθおよびｃｏｓθを生成して移相器１５に与える。移相器１５では、位相比較器２１から与えられた位相設定信号ｓｉｎθおよびｃｏｓθに基づいて、ＩＦＷとＩＦＢが、およびＱＦＷがＱＦＢが逆位相となるよう局部発振周波数の信号の位相を設定する。
これにより、回路の位相特性が変化した場合でも、常に位相成分のアナログ信号ＩＦＷ、ＱＦＷに対して逆位相となる信号が加算されるので、正確な歪み補償を可能にする。なお、位相比較器２１で比較する信号を、直交成分のアナログ信号ＱＦＷと直交成分信号ＱＦＢとしても、同様な位相設定を行うことができる。

実施の形態３．
図３は、この発明の実施の形態３による送信装置の機能構成を示すブロック図である。図３において、図１および図２と同じ部分には同一符号を付し、その説明は原則として省略する。この実施の形態３は、実施の形態２の構成に対して、ダウンコンバータ（第２のダウンコンバータ）２１、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２および加算器（第３の加算器）２３を設けた構成である。
ここでは、ダウンコンバータ２１は、直交変調部５の出力信号とダウンコンバータ１４の出力信号を混合して、当該ダウンコンバータ１４の出力信号に含まれる振幅成分の信号を生成する。ダウンコンバータ２１の出力信号は、高調波をローパスフィルタ２２で制限して加算器２３に出力される。加算器２３は、ローパスフィルタ２２の出力信号をＤ／Ａコンバータ４にて変換された振幅成分のアナログ信号Ａ’に加算する。
したがって、高周波成分が同じ、直交変調部５の出力信号とダウンコンバータ１４の出力信号をミキシングすることで、電力増幅器６の出力高周波信号の振幅成分を取り出すことができる。そして、この取り出した振幅成分をアナログ信号A’に加算して電力増幅器６のバイアス電圧に反映するようにしたので、電力増幅器６の振幅成分の歪をも補償することが可能となる。

この発明の実施の形態１による送信装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２による送信装置の機能構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３による送信装置の機能構成を示すブロック図である。 ＥＥＲ方式の電力増幅器を適用した送信装置の機能構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ 信号変換部、２〜４ Ｄ／Ａコンバータ、５ 直交変調部、６ 電力増幅器、７，１６，２２ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、８ アップコンバータ、９ 局部発振器、１０ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１１ アンテナ、１２ 方向性結合器、１４，２１ ダウンコンバータ、１５ 移相器、１７ 直交復調部、１８ バイアス用増幅器、１９，２０，２３ 加算器。

Claims (3)

1. 信号変換部により、送信信号の同相成分信号Ｉと直交成分信号Ｑを振幅成分信号Ａと位相成分信号θｉ、θｑに変換し、変換された位相成分信号θｉ、θｑを対応するＤ／Ａコンバータでそれぞれアナログ信号ＩＦＷ、ＱＦＷに変換した後、直交変調部で直交変調し、この直交変調により生成された位相信号をアップコンバータにより局部発振周波数と混合して高周波信号を生成し、一方、前記信号変換部で変換された振幅成分信号ＡをＤ／Ａコンバータでアナログ信号Ａ’に変換した後、バイアス用増幅器で増幅して電力増幅器のバイアス電圧として生成し、電力増幅器は、前記アップコンバータの出力高周波信号を前記振幅成分のアナログ信号Ａ’で変調されたバイアス電圧に基づいて増幅してアンテナに出力する送信装置において、
   前記電力増幅器の出力高周波信号の一部を、位相設定された前記局部発振周波数の信号と混合して前記直交変調部の出力位相信号と同じ周波数の信号を生成するダウンコンバータと、
   前記ダウンコンバータで生成された信号について直交復調を行い、同相成分信号ＩＦＢと直交成分信号ＱＦＢを生成する直交復調部と、
   前記直交変調部に入力する前記同相成分のアナログ信号ＩＦＷに前記直交復調部で生成された同相成分信号ＩＦＢを加算する第１の加算器と、
   前記直交変調部に入力する前記直交成分のアナログ信号ＱＦＷに前記直交復調部で生成された直交成分信号ＱＦＢを加算する第２の加算器と、
   第１の加算器で加算される同相成分の信号同士および第２の加算器で加算される直交成分の信号同士がそれぞれおいて逆位相関係を持つように前記ダウンコンバータに入力する局部発振周波数の信号の位相を設定する移相器とを備えたことを特徴とする送信装置。
2. 直交変調部に入力する同相成分のアナログ信号ＩＦＷと直交復調部で生成された同相成分信号ＩＦＢの位相差または前記直交変調部に入力する直交成分のアナログ信号ＱＦＷと前記直交復調部で生成された直交成分信号ＱＦＢの位相差に応じた位相設定信号を出力する位相比較部を備え、
   移相器は、前記位相設定信号に基づいて局部発振周波数の信号の位相を設定するようにしたことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
3. 直交変調部の出力位相信号とダウンコンバータの出力信号を混合して当該ダウンコンバータの出力信号に含まれる振幅成分の信号を生成する第２のダウンコンバータと、
   バイアス用増幅器に入力する振幅成分のアナログ信号Ａ’に第２のダウンコンバータで生成された前記振幅成分の信号を加算する第３の加算器とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の送信装置。

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