JP2006121408A - 変調信号送信回路および無線通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
高効率で、かつ製造バラツキ、経時特性変化や温度変化等の影響を受けずに常に高い線形性が保証される変調信号送信回路およびそれを用いた無線通信装置を提供する。
【解決手段】
変調器１１９が生成したＩＱ信号成分は、信号検出部１０６がサンプリングした実際のＩＱ信号出力と比較補正部１２７、１２８において比較され、両者が近付くように補正を受ける。補正されたＩＱ信号成分は、振幅位相分離部１２０で振幅成分と位相成分とに分離される。前記位相成分は周波数変換部１０４で周波数をアップコンバートされ、スイッチングモード増幅器１１０を含む増幅部１０３で増幅される。スイッチングモード増幅器１１０へ供給される電源は、電源供給部１０７において前記振幅成分が直流増幅された信号である。増幅部１０３の出力の一部は、信号検出部１０６によってサンプリングされ、比較補正部１２７、１２８へフィードバックされる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、振幅成分および位相成分を有する変調信号を増幅し高周波信号として出力する送信回路およびその送信回路を用いた無線通信装置に関する。

携帯電話や無線LAN機能付きPDA等の携帯型無線通信端末においては、パワーアンプの効率改善および消費電力低減が大きな課題の一つであることが知られている。パワーアンプは、携帯型無線通信端末内の信号処理部で生成された数ｍＷオーダの小電力の電気信号を、Ｗオーダに近い大電力にまで一気に増幅し、送信アンテナへ送り出す電子回路である。扱う信号の電力が大きいが故に、一般的にパワーアンプの消費電力は全回路の中でも突出して大きく、バッテリー消費に大きく影響する。そのため、多くの研究者によって、消費電力が小さい高効率なパワーアンプの設計法が盛んに研究されてきた。なお、パワーアンプにおいては、一般的に効率と線形性は互いにトレードオフの密接な関係にある。このような事情は、例えば、特許文献１の[従来の技術]において詳細に説明されている。

高効率な線形パワーアンプの実現法は幾つも提案されているが、その中で近年注目されている非常に高効率な設計法の一つに、Kahn法あるいはEER法（Envelope Elimination and Restoration法）と呼ばれる方法がある。Kahn法については例えば非特許文献１などの多数の文献において詳しく開示されている。ここで、図３を用いてKahn法の原理を説明する。

近年の無線通信システムで用いられる変調信号は、振幅成分と位相成分の両方を持つ信号が主流である。そのためKahn法では、入力ポート３００に与えられた高周波変調信号を、まず振幅位相分離部３２０によって振幅成分と位相成分とに分離し、それぞれ別々に最適な方法で高効率増幅した後に、出力ポート３０１の直前において再合成する方法をとる。

振幅位相分離部３２０において、振幅成分の抽出は、例えば検波回路３３４によって高周波変調信号の包絡線成分のみを抽出することで実現できる。検波回路３３４は、例えばダイオードによる一般的な全波整流回路などを用いればよい。抽出された振幅成分は、直流を含む低周波信号であり、電源供給部３０７内の直流増幅器によって直流増幅される。直流増幅器は、非特許文献１に開示されているようにＳ級増幅器３１１で実現される場合が多く、更に高効率化のためには、非特許文献２に開示されているように、前後にΔΣ変調器３２２とＬＰＦ（ローパスフィルタ）３１２が置かれる場合が多い。ΔΣ変調器３２２やＳ級増幅器３１１の出力には高周波ノイズ成分が多く含まれるため、これをＬＰＦ３１２によって除去する。電源供給部３０７の出力は、増幅部３０３内のスイッチングモード増幅器３１０への直流電源として供給される。

振幅位相分離部３２０において、位相成分の抽出は、例えばリミッタ回路３３３によって振幅成分を強制的に一定値に抑え込むことで実現できる。抽出された振幅一定の位相成分は、増幅部３０３内で、スイッチングモード増幅器３１０によって極めて高効率に増幅される。スイッチングモード増幅器３１０としては例えばＤ級増幅器等を用いればよい。また、スイッチングモード増幅器３１０の前にはドライバアンプ３０９が置かれるのが一般的である。こうして別々に最適な方法で増幅された振幅成分と位相成分とは、スイッチングモード増幅器３１０内で再合成されて、本来の信号に復元される。

ところで、近年研究されている高効率パワーアンプの実現法の多くは、もはや単純な単体のアンプ回路としての設計法ではなく、複雑・大規模なシステム的な設計法が多い。中にはミキサによる周波数アップコンバート動作等もそのシステム内に織り込まれてしまっている設計法も多く、このような設計法で実現された回路は、もはやパワーアンプ回路とは呼ばず、より広い意味のTransmitter（送信回路）と呼ばれる場合が多い。パワーアンプのみならず、変調器、ミキサ等も織り込んだシステム規模の回路を以下、変調信号送信回路と呼ぶ。

次に、従来のマルチモード無線通信装置について述べる。マルチモード無線通信装置とは、複数の異なる通信システム規格（例えば、ＧＳＭ方式、ＥＤＧＥ方式、ＰＤＣ方式、ＣＤＭＡ方式）に対して１台で汎用的に対応できるような無線通信装置のことである。

図５に、従来技術によるマルチモード無線通信装置の概念図を示す。無線通信装置５３３の内部では、従来技術による変調信号送信回路５３６内の変調器が、複数の通信システム規格に対応した変調信号を生成する。近年、変調器は単純にデジタル回路と高速ＤＡＣで構成されるようになって来ており、これらデジタル回路とＤＡＣの対応できる変調速度とダイナミックレンジの範囲内でさえあれば、任意の変調信号を自由に生成することはもはや難しくなくなりつつある。Kahn法等の従来技術によるパワーアンプを用いた変調信号送信回路５３６は、それら全ての変調信号に対して汎用的に増幅動作と周波数アップコンバート動作を行い、アンテナ５３４から放射させる。回路の途中、一般的には変調信号送信回路５３６内のどこかには、不要放射防止のための帯域制限用可変フィルタ５３７が挿入される場合が多い。
特開２００１−９４３６０号公報 F.H.Raab et al、"Power Amplifiers and Transmitters for RF and Microwave"、IEEE Trans on Microwave Theory Techniques、vol.50、no.3、pp.814−826、2002 Y.Wang、"An Improved Kahn Transmitter Architecture Based on Delta-Sigma Modulation"、2003 IEEE MTT-S Digest、vol.2、pp.1327−1330 D.Rudolph、"Kahn EER Technique With Single−Carrier Digital Modulations"、IEEE Trans on Microwave Theory Techniques、vol.51、no.2、pp.548−552、2003

上記Kahn法によるパワーアンプにおいては、机上の理論としては線形性のよい増幅動作が可能であるものの、現実には多様な誤差の影響を受けて、線形性が悪化してしまう問題があった。そのような誤差としては、製造バラツキ、温度変化、経時特性変化などの他に、リミッタ回路や検波回路のようなアナログ回路の動作の不完全さがある。例えばリミッタ回路は、理想的には信号の位相に全く影響を与えずに振幅のみを制限する回路であるが、現実世界の半導体素子を用いて構成すると、ＡＭ−ＰＭ特性と呼ばれる位相歪みを発生することが知られている。

また、このような線形性悪化の問題に関しては、その悪化メカニズムの一部が文献で開示されている。例えば、非特許文献３においては、振幅成分の信号経路と位相成分の信号経路との間のタイミングのずれによって非線形性が生じることが記載されている。図３で言えば、振幅成分の信号経路とは、検波回路３３４から電源供給部３０７を通ってスイッチングモード増幅器３１０に至る経路のことであり、位相成分の信号経路とは、リミッタ回路３３３からドライバアンプ３０９を通ってスイッチングモード増幅器３１０に至る経路のことである。上記２つの経路の間の信号伝搬時間は厳密に一致するように設計する必要があるのだが、製造バラツキ、温度変化、経時特性変化などが起これば信号伝搬時間が設計からずれてしまうことになる。

このように現実のKahn法によるパワーアンプは、その線形性が完璧でないことが問題であった。よって、Kahn法によるパワーアンプを変調器や周波数をアップコンバートするミキサ等を含めた変調信号送信回路に適用した場合、線形性悪化による問題が生じる恐れがあった。

次に、従来技術の無線通信装置の問題について述べる。無線通信装置においては、どのような通信システム規格であれ、使用しても構わない周波数帯が厳しく制限されている。隣の周波数帯は別の通信システム規格が使用しており、そこに対して不要な電波を放射してしまうと、干渉・妨害を引き起こしてしまう。隣の周波数帯への不要放射は、たとえ意図していなくても、変調信号送信回路の特性に僅かな非線形性があれば、自然と発生してしまうことが知られている。そのため、放射される電波の周波数帯を厳しく制限するために、送信回路内のどこかに帯域制限用のフィルタを挿入するのが一般的である。

図５のようなマルチモード無線通信装置の場合に問題なのは、帯域制限すべき変調信号の中心周波数や帯域幅が、通信システム規格ごとに異なっている点である。そのため、帯域制限用のフィルタは、単純な固定式のフィルタでは済まず、帯域制限用可変フィルタ５３７のような複雑な可変式のフィルタが必要になってしまう。可変フィルタは、例えばバラクタダイオードによる可変容量やＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）スイッチ等を用いて、中心周波数や帯域幅を可変できるようにしたフィルタ回路である。当然ながら、コストが高く、サイズも大きなものが多い。このような部品が必要であるために、無線通信装置５３３全体も、コストおよびサイズが大きくなってしまう問題があった。

上記問題点を鑑み本発明はなされたものであり、高効率で、かつ製造バラツキ、経時特性変化や温度変化等の影響を受けずに常に高い線形性を保証する変調信号送信回路を提供することを目的とする。

また、本発明は、低コスト化および小型化を図った無線通信装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の変調信号送信回路は、振幅成分と位相成分の両方を有する変調信号を生成し、該変調信号を互いに位相が９０度ずれる第一のI信号成分と第一のＱ信号成分とに分離し出力する変調手段と、
第一のI信号成分用入力端子と第二のI信号成分用入力端子とを有し、前記第一のI信号成分用入力端子には前記変調手段が出力する前記第一のI信号成分が入力され、前記第一のI信号成分用入力端子に与えられた信号と前記第二のI信号成分用入力端子に与えられた信号とを比較し、前記第一のI信号成分用入力端子に与えられた信号を該比較結果に基づいて補正し、該補正した信号である第一の補正信号を出力する第一の比較補正手段と、
第一のＱ信号成分用入力端子と第二のＱ信号成分用入力端子とを有し、前記第一のＱ信号成分用入力端子には前記変調手段が出力する前記第一のＱ信号成分が入力され、前記第一のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号と前記第二のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号とを比較し、前記第一のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号を該比較結果に基づいて補正し、該補正した信号である第二の補正信号を出力する第二の比較補正手段と、
前記第一の補正信号を実部とし前記第二の補正信号を虚部とした複素数信号を位相成分と振幅成分とに分離し出力する振幅位相分離手段と、
前記位相成分の周波数をアップコンバートし出力するアップコンバート手段と、
前記振幅成分の直流増幅信号を出力する電源供給手段と、
前記直流増幅信号を電源として略スイッチングモードで増幅する増幅器を有し、前記アップコンバート手段によって周波数がアップコンバートされた前記位相成分を増幅して出力する増幅手段と、
該増幅手段の出力信号を検出する信号検出手段と、
ダウンコンバート手段と直交成分分離手段とを有し、前記信号検出手段によって検出された信号に基づく信号の周波数をダウンコンバートし、互いに位相が９０度ずれる第二のI信号成分と第二のＱ信号成分とに分離し、前記第二のI信号成分に基づく信号を前記第二のI信号成分用入力端子に出力し、前記第二のＱ信号成分に基づく信号を前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力するフィードバック手段とを備えることを特徴とする（以下、本構成を第１の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、スイッチングモードで増幅する増幅器を用いることによってKahn法パワーアンプ同様の高効率を維持したまま、ＩＱ信号成分に対してフィードバックによって歪み補償が行われることにより高い線形性が保証される。

また、本発明の変調信号送信回路は、第１の構成の変調信号送信回路において、前記振幅位相分離手段はデジタル回路で構成されることを特徴とする（以下、本構成を第２の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、デジタル回路によって振幅成分および位相成分を高精度に演算できる。また、アナログ回路を用いるよりもサイズを削減できる。

また、本発明の変調信号送信回路は、第１または第２の構成の変調信号送信回路において、前記第一の比較補正手段と前記第二の比較補正手段との少なくとも一つはデジタル回路で構成されることを特徴とする（以下、本構成を第３の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、比較補正手段の入出力応答特性をプログラムするのが容易であり、しかもその入出力応答特性を回路動作中に必要に応じて変更することも可能である。また、アナログ回路を用いるよりもサイズを削減でき、特に比較補正手段に隣接する振幅位相分離手段もデジタル回路である場合は、変調手段、比較補正手段、振幅位相分離手段をシリコン１チップ上で実現できるので大幅にコストおよびサイズを削減できる。

また、本発明の変調信号送信回路は、第１〜第３のいずれかの構成の変調信号送信回路において、前記フィードバック手段はデジタル回路で構成された位相調整手段を、前記第二のI信号成分が前記第二のI信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中および前記第二のＱ信号成分が前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中に備えることを特徴とする（以下、本構成を第４の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、従来はアナログ回路で実現されていた位相調整手段がデジタル回路内の演算処理によって実現されたことにより、サイズ削減はもとより、位相調整量を可変化して最適値に適宜微調整するような自由度が実現される。また、変調手段、比較補正手段、振幅位相分離手段も併せてシリコン１チップ上で集積も可能であり大幅にコストおよびサイズを削減できる。

また、本発明の変調信号送信回路は、第１〜第４のいずれかの構成の変調信号送信回路において、前記フィードバック手段はデジタル回路で構成された信号レベル調整手段を、前記第二のI信号成分が前記第二のI信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中および前記第二のＱ信号成分が前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中に備えることを特徴とする（以下、本構成を第５の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、従来はアナログ回路で実現されていた信号レベル調整手段がデジタル回路内の演算処理によって実現されたことにより、サイズ削減はもとより、信号レベル調整量を可変化して最適値に適宜微調整するような自由度が実現される。また、変調手段、比較補正手段、振幅位相分離手段、位相調整手段も併せてシリコン１チップ上で集積も可能であり大幅にコストおよびサイズを削減できる。

また、本発明の変調信号送信回路は、第１〜第５のいずれかの構成の変調信号送信回路において、前記電源供給手段は、前記振幅成分をΔΣ変調して変調信号を出力するΔΣ変調器と、前記変調信号を増幅して増幅信号を出力するＳ級増幅器と、前記増幅信号の高周波ノイズ成分を除去して前記増幅器に出力するローパスフィルタとを備えることを特徴とする（以下、本構成を第６の構成と呼ぶ）。

このような構成によれば、変調信号送信回路の一層の高効率化が図れる。

また、本発明の無線通信装置は、第１〜第６の構成のいずれかの変調信号送信回路とアンテナとを備え、前記変調信号送信回路の出力は前記アンテナに接続されることを特徴とする。

このような構成によれば、変調信号送信回路の高線形性が保証されており、帯域外への不要放射が起こらないため、帯域制限のためのフィルタを省くことができ、無線通信装置のコストおよびサイズの削減が実現される。

本発明の変調信号送信回路によれば、高効率で、かつ製造バラツキ、経時特性変化や温度変化等の影響を受けずに常に高い線形性が保証される。

また、本発明の無線通信装置によれば、低コスト化および小型化が図れる。

ここではまず、変調信号送信回路の線形性を改善する方法として既に知られているCartesian Feedback法（Cartesian Loop法とも呼ぶ）について説明する。Cartesian Feedback法については、例えば非特許文献１において開示されている。Cartesian Feedback法は、フィードバック回路によって常に自分自身の線形性を監視して補正を掛け続ける方法であり、そのため製造バラツキ、温度変化、経時特性変化等に無関係に常に高い線形性を保証できることが知られている。図４を用いてCartesian Feedback法の原理を説明する。

変調器４１９が直交座標（ＩＱ座標）形式で変調信号を出力し、該出力されたＩ信号成分とＱ信号成分がそれぞれＤＡＣ４２３とＤＡＣ４２４によってアナログ信号に変換され、それぞれ第１のＩ信号路４３１と第１のＱ信号路４３２に出力される。第１のＩ信号路４３１と第２のＩ信号路４２９とはそれぞれ第１の比較補正部４２７の第１と第２の入力端子へ、第１のＱ信号路４３２と第２のＱ信号路４３０とはそれぞれ第２の比較補正部４２８の第１と第２の入力端子へと接続されている。

第１の比較補正部４２７と第２の比較補正部４２８は、第１の入力端子に与えられた信号（大きさＡとする）と第２の入力端子に与えられた信号（大きさＢとする）とを比較し、その両者の差（Ｂ−Ａ）を縮めるように補正した信号を出力する機能を有するアナログ回路である。具体的には、差（Ｂ−Ａ）の絶対値δに対して、Ａ−δより大きくＡ＋δよりも小さい補正値を出力すれば、差（Ｂ−Ａ）が発振して拡大せずに零へ収束して行くことが期待できる。出力関数を微調整すれば、フィードバック系としての安定性や応答速度を微調整できる。

第１の比較補正部４２７と第２の比較補正部４２８によって補正されたＩ信号成分およびＱ信号成分は、周波数変換部４０４によって高周波変調信号に変換される。周波数変換部４０４は、例えば一般的な直交ミキサ回路で構成すればよい。周波数変換部４０４について、その内部構成の一例を示した。２個のミキサ４３４、４３５に対して、９０度電力分配器４３３を通してローカル信号源４０２からローカル信号が供給される形式である。

周波数変換部４０４が出力する高周波変調信号は、増幅部４０３内のパワーアンプ４１０によって増幅され、その一部が信号検出部４０６でサンプリングされた後、出力ポート４０１から出力される。信号検出部４０６は、例えば一般的なカプラ回路によって実現すればよい。

信号検出部４０６でサンプリングされた信号は、周波数変換部４０５（内部構造は周波数変換部４０４と同様）によってダウンコンバートおよび直交成分分離され、そのＩ信号成分とＱ信号成分はそれぞれ第２のＩ信号路４２９と第２のＱ信号路４３０へ出力される。これらＩＱ信号成分は、変調器４１９が生成したＩＱ信号成分と第１の比較補正部４２７、第２の比較補正部４２８によって比較されるわけであるが、その前に必要であれば、信号レベルと位相を調整してフィードバック量を調整する。信号レベルは、一般的な減衰器等で構成された信号レベル調整部４１８によって調整される。位相は、一般的な位相線路（配線の長さの調整により位相を調整するもの）等で構成された位相調整部４１６、４１７のうちどちらか一つを用いれば調整可能である。

本発明は、Kahn法によるパワーアンプに対して線形化手法である上記Cartesian Feedback法を組み合わせる方法を取るものである。その際、変調信号を極座標形式（振幅と位相）に分解して処理するKahn法と、直交座標形式（実部と虚部）に分解して処理するCartesian Feedback法とでは、信号形態の不整合のため単純に組み合わせることが難しい。本発明は、Kahn法とCartesian Feedback法の特に最適な組み合せ方法を提示するものであり、同時に線形性改善、高精度化、小型化、調整自由度向上、低コスト化をも実現できるように工夫したものである。以下、本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明による変調信号送信回路の実施形態を示す。デジタル回路主体で構成することや、振幅位相分離部の位置を工夫することによって線形性改善、高精度化、小型化、調整自由度向上、低コスト化を図ったものである。

変調器１１９は振幅成分および位相成分を有する変調信号を生成し直交座標形式で出力する。そのうちＩ信号成分を第１のＩ信号路１３１、Ｑ信号成分を第１のＱ信号路１３２へと出力する。第１のＩ信号路１３１と第２のＩ信号路１２９とはそれぞれ第１の比較補正部１２７の第１と第２の入力端子へ、第１のＱ信号路１３２と第２のＱ信号路１３０とはそれぞれ第２の比較補正部１２８の第１と第２の入力端子へと接続されている。

第１の比較補正部１２７と第２の比較補正部１２８は、第１の入力端子に与えられた信号（大きさＡとする）と第２の入力端子に与えられた信号（大きさＢとする）とを比較し、その両者の差（Ｂ−Ａ）を縮めるように補正した信号を出力する機能を有する。具体的には、差（Ｂ−Ａ）の絶対値δに対して、Ａ−δより大きくＡ＋δよりも小さい補正値を出力すれば、差（Ｂ−Ａ）が発振して拡大せずに零へ収束して行くことが期待できる。第１の比較補正部１２７と第２の比較補正部１２８は機能的には図４の比較補正部と同様であるが、デジタル回路で構成されているために、上記のような入出力応答特性をプログラムするのは容易であり、しかもその入出力応答特性を回路動作中に必要に応じて変更することも可能である。

第１の比較補正部１２７と第２の比較補正部１２８によって補正されたＩＱ信号成分は、振幅位相分離部１２０で振幅成分と位相成分とに分離される。振幅位相分離部１２０はデジタル回路で構成されており、次のような演算を行う。

第１の比較補正部１２７によって補正されたＩ信号成分を実部に、第２の比較補正部１２８によって補正されたＱ信号成分を虚部にもつ複素数信号をａ＋ｊ・ｂとする。振幅位相分離部１２０は複素数信号の振幅成分として、√（ａ²＋ｂ²）を演算し、ΔΣ変調器１２２に出力する。

また、振幅位相分離部１２０は複素数信号の位相成分のＩ信号成分として、ａ/√（ａ²＋ｂ²）を演算し、ＤＡＣ１２３に出力する。

また、振幅位相分離部１２０は複素数信号の位相成分のＱ信号成分として、ｂ/√（ａ²＋ｂ²）を演算し、ＤＡＣ１２４に出力する。

このように振幅位相分離部１２０はデジタル回路で構成されているので、振幅成分と位相成分を高精度に演算でき、サイズを小さくできる。

上記位相成分のＩ信号成分はＤＡＣ１２３により、Ｑ信号成分はＤＡＣ１２４により、アナログ信号として出力される。また、上記振幅成分は、ΔΣ変調器１２２として実現されたＤＡＣによって、アナログ信号として出力される。ΔΣ変調器が好ましい理由は、Kahn法と同様であり、非特許文献２等で開示されている。

ＤＡＣ１２３、１２４が出力するＩＱ信号成分は、周波数変換部１０４によって高周波帯の位相変調信号にアップコンバートされる。周波数変換部１０４は、図４において説明した周波数変換部４０４と同じであり、直交ミキサ回路等であればよい。

周波数変換部１０４が出力する高周波変調信号は、増幅部１０３によって増幅され、その一部が信号検出部１０６でサンプリングされた後、出力ポート１０１から出力される。信号検出部１０６は、一般的なカプラ回路等によって実現すればよい。

増幅部１０３の内部は、ドライバアンプ１０９と、スイッチングモードで増幅するスイッチングモード増幅器１１０とから成る。スイッチングモード増幅器１１０はＤ級増幅器等を用いればよい。スイッチングモード増幅器１１０の電源としては、電源供給部１０７から、振幅位相分離部１２０が出力する振幅成分の直流増幅信号が供給される。電源供給部１０７は、ΔΣ変調器１２２、Ｓ級増幅器１１１、ＬＰＦ１１２を接続した構成になっている。即ち、増幅部１０３と電源供給部１０７の内部構成や、これらによって高効率増幅が可能である原理は、従来技術のKahn法によるパワーアンプ（図３）と共通である。

信号検出部１０６でサンプリングされた信号は、周波数変換部１０５によってダウンコンバートおよび直交成分分離される。周波数変換部１０５は直交ミキサ回路等であれば良い。直交成分分離された信号のうちＩ信号成分についてはＡＤＣ１２５によってデジタル部１０８に取り込まれて第２のＩ信号路１２９へ接続され、Ｑ信号成分についてはＡＤＣ１２６によってデジタル部１０８に取り込まれて第２のＱ信号路１３０へ接続される。これらのＩＱ信号成分は、変調器１１９が生成したＩＱ信号成分と第１の比較補正部１２７、第２の比較補正部１２８によって比較されるわけであるが、その前に必要であれば、信号レベルと位相が調整され、フィードバック量が調整される。

信号レベルは、図１中の２箇所の信号レベル調整部１１８、１３６のいずれか一つを用いれば調整可能である。信号レベル調整部１１８は、一般的な減衰器等で構成される。特に本実施形態で好ましいのは、デジタル部１０８の内部に設けた信号レベル調整部１３６である。信号レベル調整部１３６は、入力信号の大きさにある係数を掛け算した値を出力するデジタル回路である。係数は例えばメモリに記憶すれば、柔軟に微調整することができる。また、信号レベル調整部１１８に比べてサイズが画期的に小さくなる。

位相は、図１中の３箇所の位相調整部１１６、１１７、１２１のいずれか一つを用いれば調整可能である。位相調整部１１６、１１７は位相線路等で構成される。一般的に位相線路は寸法が大きくなりがちで小型化に不利であり、また、製造後に位相の微調整をするのも困難である。そこで特に本実施形態で好ましいのは、デジタル部１０８の内部に設けた位相調整部１２１である。位相調整部１２１は、入力された複素数信号をａ＋ｊ・ｂ（ａがＩ信号成分、ｂがＱ信号成分）とすると、（ａ＋ｊ・ｂ）・ｅｘｐ（ｊ・θ）を演算し、演算結果の実部をＩ信号成分、虚部をＱ信号成分として出力するデジタル回路である。ここで、θは所望の位相調整量である。位相調整部１１６、１１７に比べて、サイズが画期的に小さくなり、製造後でも柔軟に微調整が可能である。

このようにして、本実施形態によれば、Kahn法によるパワーアンプの高効率増幅の原理を残したまま、無理なくCartesian Feedback法による線形化効果が取り込まれる。その結果、製造バラツキ、温度変動、経時特性変化等に影響を受けることなく、常に高い線形性が保証される。またその際、デジタル部１０８が全て１チップIC化できることから、極めて少ない部品数によって簡潔に回路が実現され、小型化、低コスト化が図れる。また本実施形態によれば、補正された変調信号を周波数変換部１０４によって周波数アップコンバートする前に、振幅位相分離部１２０によって振幅成分と位相成分に分離し、振幅変動の無い位相成分のみが周波数変換部１０４に入力されるので、周波数変換部１０４の回路の微少な非線形特性に起因する信号歪み現象が発生せず、線形性が良好である。

（第２の実施形態）
図２は、本発明による無線通信装置の概念図である。本無線通信装置は、図５の従来技術と同様に、複数の通信システム規格に対応するような、いわゆるマルチモード無線通信装置となっている。

無線通信装置２３３は、本発明による変調信号送信回路２３６（例えば、第１の実施形態）と、その出力（例えば、図１の出力ポート１０１）に接続されるアンテナ２３４とを備える。本発明による変調信号送信回路２３６内のマルチモード変調器（例えば、図１の変調器１１９）が、複数の通信システム規格に対応した変調信号を生成する。本発明による変調信号送信回路２３６は、それら全ての変調信号に対して汎用的に周波数アップコンバート動作、増幅動作等を行い、送信信号をアンテナ２３４に出力し、アンテナ２３４から放射させる。

本発明による無線通信装置（図２）の従来技術による無線通信装置（図５）に対する違いは、帯域制限のための可変フィルタ５３７が省かれ、従って大幅に低コスト化および小型化された点である。帯域制限のためのフィルタが不要になった理由は、前述のように本発明による変調信号送信回路２３６が製造バラツキ、温度変動、経時特性変化等と無関係に常に高い線形性を保証できるために、帯域外への不要放射が起こらないためである。

は、本発明による変調信号送信回路の実施形態を示す図である。 は、本発明によるマルチモード無線通信装置の概念図である。 は、Kahn法を用いたパワーアンプを示す図である。 は、Cartesian Feedback法を用いた変調信号送信回路を示す図である。 は、従来技術によるマルチモード無線通信装置の概念図である。

符号の説明

１０１、３０１、４０１ 出力ポート
３００ 入力ポート
１０２、４０２ ローカル信号源
１０３、３０３、４０３ 増幅部
１０４、１０５、４０４、４０５ 周波数変換部
１０６、４０６ 信号検出部
１０７、３０７ 電源供給部
１０８、４０８ デジタル部
４１０ パワーアンプ
１０９、３０９ ドライバアンプ
１１０、３１０ スイッチングモード増幅器
１１１、３１１ Ｓ級増幅器
１１２、３１２ ＬＰＦ
１１３、１３３、４１３、４３３ ９０度電力分配器
１１４、１１５、１３４、１３５、４１４、
４１５、４３４、４３５ ミキサ
１１６、１１７、１２１、４１６、４１７ 位相調整部
１１８、１３６、４１８ 信号レベル調整部
１１９、４１９ 変調器
１２０、３２０ 振幅位相分離部
３３４ 検波回路
３３３ リミッタ回路
１２２、３２２ ΔΣ変調器
１２３、１２４、４２３、４２４ ＤＡＣ
１２５、１２６ ＡＤＣ
１２７、１２８、４２７、４２８ 比較補正部
１３１、４３１ 第１のＩ信号路
１３２、４３２ 第１のＱ信号路
１２９、４２９ 第２のＩ信号路
１３０、４３０ 第２のＱ信号路
２３３、５３３ 無線通信装置
２３４、５３４ アンテナ
２３６、５３６ 変調信号送信回路
５３７ 可変フィルタ

Claims (7)

1. 振幅成分と位相成分の両方を有する変調信号を生成し、該変調信号を互いに位相が９０度ずれる第一のI信号成分と第一のＱ信号成分とに分離し出力する変調手段と、
   第一のI信号成分用入力端子と第二のI信号成分用入力端子とを有し、前記第一のI信号成分用入力端子には前記変調手段が出力する前記第一のI信号成分が入力され、前記第一のI信号成分用入力端子に与えられた信号と前記第二のI信号成分用入力端子に与えられた信号とを比較し、前記第一のI信号成分用入力端子に与えられた信号を該比較結果に基づいて補正し、該補正した信号である第一の補正信号を出力する第一の比較補正手段と、
   第一のＱ信号成分用入力端子と第二のＱ信号成分用入力端子とを有し、前記第一のＱ信号成分用入力端子には前記変調手段が出力する前記第一のＱ信号成分が入力され、前記第一のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号と前記第二のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号とを比較し、前記第一のＱ信号成分用入力端子に与えられた信号を該比較結果に基づいて補正し、該補正した信号である第二の補正信号を出力する第二の比較補正手段と、
   前記第一の補正信号を実部とし前記第二の補正信号を虚部とした複素数信号を位相成分と振幅成分とに分離し出力する振幅位相分離手段と、
   前記位相成分の周波数をアップコンバートし出力するアップコンバート手段と、
   前記振幅成分の直流増幅信号を出力する電源供給手段と、
   前記直流増幅信号を電源として略スイッチングモードで増幅する増幅器を有し、前記アップコンバート手段によって周波数がアップコンバートされた前記位相成分を増幅して出力する増幅手段と、
   該増幅手段の出力信号を検出する信号検出手段と、
   ダウンコンバート手段と直交成分分離手段とを有し、前記信号検出手段によって検出された信号に基づく信号の周波数をダウンコンバートし、互いに位相が９０度ずれる第二のI信号成分と第二のＱ信号成分とに分離し、前記第二のI信号成分に基づく信号を前記第二のI信号成分用入力端子に出力し、前記第二のＱ信号成分に基づく信号を前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力するフィードバック手段とを備えることを特徴とする変調信号送信回路。
2. 前記振幅位相分離手段はデジタル回路で構成されることを特徴とする請求項１に記載の変調信号送信回路。
3. 前記第一の比較補正手段と前記第二の比較補正手段との少なくとも一つはデジタル回路で構成されることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の変調信号送信回路。
4. 前記フィードバック手段はデジタル回路で構成された位相調整手段を、前記第二のI信号成分が前記第二のI信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中および前記第二のＱ信号成分が前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中に備えることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれかに記載の変調信号送信回路。
5. 前記フィードバック手段はデジタル回路で構成された信号レベル調整手段を、前記第二のI信号成分が前記第二のI信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中および前記第二のＱ信号成分が前記第二のＱ信号成分用入力端子に出力される信号経路の途中に備えることを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の変調信号送信回路。
6. 前記電源供給手段は、前記振幅成分をΔΣ変調して変調信号を出力するΔΣ変調器と、前記変調信号を増幅して増幅信号を出力するＳ級増幅器と、前記増幅信号の高周波ノイズ成分を除去して前記増幅器に出力するローパスフィルタとを備えることを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の変調信号送信回路。
7. 請求項１〜請求項６のいずれかに記載の変調信号送信回路とアンテナとを備え、前記変調信号送信回路の出力は前記アンテナに接続されることを特徴とする無線通信装置。

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