JPH1198212A - 直交変調器 - Google Patents
直交変調器Info
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- JPH1198212A JPH1198212A JP9254903A JP25490397A JPH1198212A JP H1198212 A JPH1198212 A JP H1198212A JP 9254903 A JP9254903 A JP 9254903A JP 25490397 A JP25490397 A JP 25490397A JP H1198212 A JPH1198212 A JP H1198212A
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- signal
- quadrature modulator
- channel
- variable gain
- amplitude
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交変調器自体の振幅誤差及び位相誤差を補
正することが可能な直交変調器を実現する。 【解決手段】 直交変調器において、Ｑチャネルの変調
信号に基づきＱ信号を発生させるＱ信号発生回路と、Ｉ
チャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＩ信号を発
生させるＩ信号発生回路とを備え、９０度位相が異なる
２つのキャリア信号の一方をＱ信号に基づき、他方をＩ
信号に基づきそれぞれ変調すると共に両者を加算して変
調出力信号として出力する。
正することが可能な直交変調器を実現する。 【解決手段】 直交変調器において、Ｑチャネルの変調
信号に基づきＱ信号を発生させるＱ信号発生回路と、Ｉ
チャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＩ信号を発
生させるＩ信号発生回路とを備え、９０度位相が異なる
２つのキャリア信号の一方をＱ信号に基づき、他方をＩ
信号に基づきそれぞれ変調すると共に両者を加算して変
調出力信号として出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信等に幅
広く用いられている直交変調器に関し、特に振幅誤差及
び位相誤差を補正することが可能な直交変調器に関す
る。
広く用いられている直交変調器に関し、特に振幅誤差及
び位相誤差を補正することが可能な直交変調器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の直交変調器は９０度位相が異なる
キャリア信号にそれぞれ変調をかけて、これら２つの信
号を加算して変調出力として出力するものである。
キャリア信号にそれぞれ変調をかけて、これら２つの信
号を加算して変調出力として出力するものである。
【０００３】図４はこのような従来の直交変調器の一例
を示す構成ブロック図である。図４において１は９０度
位相器、２及び３は増幅器、４及び５はミキサ、６は加
算器、７は出力増幅器、１００はキャリア信号、１０１
及び１０２はＩ(Inphase)チャネル及びＱ(Quadrature)
チャネルの変調信号、１０３は変調出力信号である。ま
た、１〜７は直交変調器５０を構成している。
を示す構成ブロック図である。図４において１は９０度
位相器、２及び３は増幅器、４及び５はミキサ、６は加
算器、７は出力増幅器、１００はキャリア信号、１０１
及び１０２はＩ(Inphase)チャネル及びＱ(Quadrature)
チャネルの変調信号、１０３は変調出力信号である。ま
た、１〜７は直交変調器５０を構成している。
【０００４】キャリア信号１００は９０度位相器１に入
力され、９０度位相器１の一方の出力は増幅器２に接続
され、他方の出力は増幅器３に接続される。
力され、９０度位相器１の一方の出力は増幅器２に接続
され、他方の出力は増幅器３に接続される。
【０００５】増幅器２及び３の出力はそれぞれミキサ４
及び５の一方の入力端子に接続され、ミキサ４及び５の
他方の入力端子にはＩチャネルの変調信号１０１及びＱ
チャネルの１０２がそれぞれ接続される。
及び５の一方の入力端子に接続され、ミキサ４及び５の
他方の入力端子にはＩチャネルの変調信号１０１及びＱ
チャネルの１０２がそれぞれ接続される。
【０００６】ミキサ４及び５の出力は加算器６の２つの
入力端子にそれぞれ接続され、加算器６の出力は出力増
幅器７に接続され、出力増幅器７は変調出力信号１０３
を出力する。
入力端子にそれぞれ接続され、加算器６の出力は出力増
幅器７に接続され、出力増幅器７は変調出力信号１０３
を出力する。
【０００７】ここで、図４に示す従来例の動作を説明す
る。キャリア信号１００は９０度位相器１により互いに
９０度位相が異なって出力される。
る。キャリア信号１００は９０度位相器１により互いに
９０度位相が異なって出力される。
【０００８】これらの信号は増幅器２及び３において互
いの振幅が等しくなるように増幅された後、ミキサ４及
び５においてＩチャネルの変調信号１０１及びＱチャネ
ルの変調信号１０２と乗算されて変調される。
いの振幅が等しくなるように増幅された後、ミキサ４及
び５においてＩチャネルの変調信号１０１及びＱチャネ
ルの変調信号１０２と乗算されて変調される。
【０００９】最後に、２つの変調信号は加算器６におい
て加算されて、出力増幅器７において適宜増幅されて変
調出力信号１０３として出力される。この結果、直交変
調を行うことが可能になる。
て加算されて、出力増幅器７において適宜増幅されて変
調出力信号１０３として出力される。この結果、直交変
調を行うことが可能になる。
【００１０】また、一般に、直交変調器の性能を悪化さ
せる要因としては直交変調器自体の振幅誤差及び位相誤
差がある。
せる要因としては直交変調器自体の振幅誤差及び位相誤
差がある。
【００１１】振幅誤差とは９０度位相器１から加算器６
までに生じる２つの信号間の振幅の差であり、位相誤差
とは９０度位相器１での位相のずれ及び９０度位相器１
から加算器６までの線路長に起因する位相のずれであ
る。
までに生じる２つの信号間の振幅の差であり、位相誤差
とは９０度位相器１での位相のずれ及び９０度位相器１
から加算器６までの線路長に起因する位相のずれであ
る。
【００１２】振幅誤差に関してはミキサ４及び５におい
て乗算がなされていることを勘案すれば、Ｉチャネルの
変調信号１０１及びＱチャネルの変調信号１０２の振幅
を調整することにより２つの信号間の振幅の差を補正す
ることができる。
て乗算がなされていることを勘案すれば、Ｉチャネルの
変調信号１０１及びＱチャネルの変調信号１０２の振幅
を調整することにより２つの信号間の振幅の差を補正す
ることができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、位相誤差に関
しては位相誤差とは９０度位相器１での位相のずれのみ
ならず直交変調器内の９０度位相器１から加算器６まで
の線路長に起因する位相のずれも加わるため容易に補正
できないと言った問題点があった。
しては位相誤差とは９０度位相器１での位相のずれのみ
ならず直交変調器内の９０度位相器１から加算器６まで
の線路長に起因する位相のずれも加わるため容易に補正
できないと言った問題点があった。
【００１４】このため、直交変調器外部でキャリア信号
を分割し、位相シフトを行った上で直交変調器に供給す
ることにより全体として位相誤差を補正していたが直交
変調器自体の位相誤差を直接補正することが難しいと言
った問題点があった。従って本発明が解決しようとする
課題は、直交変調器自体の振幅誤差及び位相誤差を補正
することが可能な直交変調器を実現することにある。
を分割し、位相シフトを行った上で直交変調器に供給す
ることにより全体として位相誤差を補正していたが直交
変調器自体の位相誤差を直接補正することが難しいと言
った問題点があった。従って本発明が解決しようとする
課題は、直交変調器自体の振幅誤差及び位相誤差を補正
することが可能な直交変調器を実現することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】このような課題を達成す
るために、本発明の第１では、直交変調器において、Ｑ
チャネルの変調信号に基づきＱ信号を発生させるＱ信号
発生回路と、Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルの変調信号
に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発生回路とを備え、
９０度位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ
信号に基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調
すると共に両者を加算して変調出力信号として出力する
ことを特徴とするものである。
るために、本発明の第１では、直交変調器において、Ｑ
チャネルの変調信号に基づきＱ信号を発生させるＱ信号
発生回路と、Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルの変調信号
に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発生回路とを備え、
９０度位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ
信号に基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調
すると共に両者を加算して変調出力信号として出力する
ことを特徴とするものである。
【００１６】このような課題を達成するために、本発明
の第２では、本発明の第１において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器で構成されたことを特徴とするものであ
る。
の第２では、本発明の第１において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器で構成されたことを特徴とするものであ
る。
【００１７】このような課題を達成するために、本発明
の第３では、本発明の第１において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第２の
可変利得増幅器と、この第２の可変利得増幅器の出力と
前記Ｉチャネルの変調信号とを加算する加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
の第３では、本発明の第１において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第２の
可変利得増幅器と、この第２の可変利得増幅器の出力と
前記Ｉチャネルの変調信号とを加算する加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
【００１８】このような課題を達成するために、本発明
の第４では、直交変調器において、Ｉチャネルの変調信
号に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発生回路と、Ｉチ
ャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＱ信号を発生
させるＱ信号発生回路とを備え、９０度位相が異なる２
つのキャリア信号の一方を前記Ｑ信号に基づき、他方を
前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調すると共に両者を加算
して変調出力信号として出力することを特徴とするもの
である。
の第４では、直交変調器において、Ｉチャネルの変調信
号に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発生回路と、Ｉチ
ャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＱ信号を発生
させるＱ信号発生回路とを備え、９０度位相が異なる２
つのキャリア信号の一方を前記Ｑ信号に基づき、他方を
前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調すると共に両者を加算
して変調出力信号として出力することを特徴とするもの
である。
【００１９】このような課題を達成するために、本発明
の第５では、本発明の第４において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器で構成されたことを特徴とするものであ
る。
の第５では、本発明の第４において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器で構成されたことを特徴とするものであ
る。
【００２０】このような課題を達成するために、本発明
の第６では、本発明の第４において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第２の
可変利得増幅器と、この第２の可変利得増幅器の出力と
前記Ｑチャネルの変調信号とを加算する加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
の第６では、本発明の第４において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第２の
可変利得増幅器と、この第２の可変利得増幅器の出力と
前記Ｑチャネルの変調信号とを加算する加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
【００２１】このような課題を達成するために、本発明
の第７では、直交変調器において、Ｉチャネル及びＱチ
ャネルの変調信号に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発
生回路と、Ｉチャネル及びＱチャネルの変調信号に基づ
きＱ信号を発生させるＱ信号発生回路とを備え、９０度
位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ信号に
基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調すると
共に両者を加算して変調出力信号として出力することを
特徴とするものあでる。
の第７では、直交変調器において、Ｉチャネル及びＱチ
ャネルの変調信号に基づきＩ信号を発生させるＩ信号発
生回路と、Ｉチャネル及びＱチャネルの変調信号に基づ
きＱ信号を発生させるＱ信号発生回路とを備え、９０度
位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ信号に
基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調すると
共に両者を加算して変調出力信号として出力することを
特徴とするものあでる。
【００２２】このような課題を達成するために、本発明
の第８では、本発明の第７において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器と、前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を
増幅する第２の可変利得増幅器と、前記第１及び第２の
可変利得増幅器の出力を加算する第１の加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
の第８では、本発明の第７において、前記Ｉ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第１の
可変利得増幅器と、前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を
増幅する第２の可変利得増幅器と、前記第１及び第２の
可変利得増幅器の出力を加算する第１の加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
【００２３】このような課題を達成するために、本発明
の第９では、本発明の第７において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第３の
可変利得増幅器と、前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を
増幅する第４の可変利得増幅器と、前記第３及び第４の
可変利得増幅器の出力を加算する第２の加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
の第９では、本発明の第７において、前記Ｑ信号発生回
路が前記Ｉチャネルの変調信号の振幅を増幅する第３の
可変利得増幅器と、前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を
増幅する第４の可変利得増幅器と、前記第３及び第４の
可変利得増幅器の出力を加算する第２の加算器とから構
成されたことを特徴とするものである。
【００２４】このような課題を達成するために、本発明
の第１０では、本発明の第１、第４及び第７において、
前記キャリア信号の使用するキャリア周波数毎に振幅誤
差及び位相誤差を補正することを特徴とするものであ
る。
の第１０では、本発明の第１、第４及び第７において、
前記キャリア信号の使用するキャリア周波数毎に振幅誤
差及び位相誤差を補正することを特徴とするものであ
る。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面を用いて詳細に
説明する。図１は本発明に係る直交変調器の一実施例を
示す構成ブロック図である。
説明する。図１は本発明に係る直交変調器の一実施例を
示す構成ブロック図である。
【００２６】図１において５０，１００，１０１及び１
０２は図４と同一符号を付してあり、８及び９は可変利
得増幅器、１０は加算器、１０３ａは変調出力信号、１
０４及び１０５はＩ信号及びＱ信号である。
０２は図４と同一符号を付してあり、８及び９は可変利
得増幅器、１０は加算器、１０３ａは変調出力信号、１
０４及び１０５はＩ信号及びＱ信号である。
【００２７】また、９及び１０はＩ信号発生回路５１
を、８はＱ信号発生回路５２をそれぞれ構成する。
を、８はＱ信号発生回路５２をそれぞれ構成する。
【００２８】キャリア信号１００は直交変調器５０のキ
ャリア入力端子に入力され、Ｉチャネルの変調信号１０
１は加算器１０の一方の入力端子に接続され、Ｑチャネ
ルの変調信号１０２は可変利得増幅器８及び９に接続さ
れる。
ャリア入力端子に入力され、Ｉチャネルの変調信号１０
１は加算器１０の一方の入力端子に接続され、Ｑチャネ
ルの変調信号１０２は可変利得増幅器８及び９に接続さ
れる。
【００２９】また、可変利得増幅器９の出力は加算器１
０の他方の入力端子に接続され、加算器１０の出力はＩ
信号１０４として直交変調器５０に入力される。
０の他方の入力端子に接続され、加算器１０の出力はＩ
信号１０４として直交変調器５０に入力される。
【００３０】さらに、可変利得増幅器８の出力はＱ信号
１０５として直交変調器５０に入力され、直交変調器５
０は変調出力信号１０３ａを出力する。
１０５として直交変調器５０に入力され、直交変調器５
０は変調出力信号１０３ａを出力する。
【００３１】ここで、図１に示す実施例の動作を説明す
る。キャリア信号１００の角周波数を”ωc ”、Ｉ及び
Ｑチャネルの理想的な変調信号をそれぞれ”Ｉi(t)”及
び”Ｑi(t)”とした場合、理想的な直交変調器の変調出
力”ＲＦouti” ＲＦouti＝Ｉi(t)・sinωcｔ＋Ｑi(t)・cosωcｔ （１） となる。
る。キャリア信号１００の角周波数を”ωc ”、Ｉ及び
Ｑチャネルの理想的な変調信号をそれぞれ”Ｉi(t)”及
び”Ｑi(t)”とした場合、理想的な直交変調器の変調出
力”ＲＦouti” ＲＦouti＝Ｉi(t)・sinωcｔ＋Ｑi(t)・cosωcｔ （１） となる。
【００３２】一方、Ｑチャネル側に振幅誤差”Ｇe ”及
び位相誤差”θe ”を持つ直交変調器に現実のＩ及びＱ
チャネルの変調信号をそれぞれ”Ｉr(t) ”及び”Ｑr
(t) ”を入力すればその変調出力”ＲＦoutr”は、 ＲＦoutr＝Ｉr(t)・sinωcｔ＋Ｇe・Ｑr(t)・cos(ωcｔ＋θe) ＝Ｉr(t)・sinωcｔ ＋Ｇe・Ｑr(t){cosθe・cosωcｔ−sinθe・sinωcｔ} ＝{Ｉr(t)−Ｇe・Ｑr(t)・sinθe}sinωcｔ ＋Ｇe・Ｑr(t)・cosθe・cosωcｔ （２） となる。
び位相誤差”θe ”を持つ直交変調器に現実のＩ及びＱ
チャネルの変調信号をそれぞれ”Ｉr(t) ”及び”Ｑr
(t) ”を入力すればその変調出力”ＲＦoutr”は、 ＲＦoutr＝Ｉr(t)・sinωcｔ＋Ｇe・Ｑr(t)・cos(ωcｔ＋θe) ＝Ｉr(t)・sinωcｔ ＋Ｇe・Ｑr(t){cosθe・cosωcｔ−sinθe・sinωcｔ} ＝{Ｉr(t)−Ｇe・Ｑr(t)・sinθe}sinωcｔ ＋Ｇe・Ｑr(t)・cosθe・cosωcｔ （２） となる。
【００３３】ここで、Ｉ及びＱチャネルの変調信号をそ
れぞれ、 Ｑr(t)＝Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe) （３） Ｉr(t)＝Ｉi(t)＋Ｇe・Ｑr(t)・sinθe ＝Ｉi(t)＋Ｇe・Ｑi(t)・sinθe／(Ｇe・cosθe) ＝Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe （４） とする。
れぞれ、 Ｑr(t)＝Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe) （３） Ｉr(t)＝Ｉi(t)＋Ｇe・Ｑr(t)・sinθe ＝Ｉi(t)＋Ｇe・Ｑi(t)・sinθe／(Ｇe・cosθe) ＝Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe （４） とする。
【００３４】式（３）及び式（４）を式（２）に代入す
ると、 ＲＦoutr＝{Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe−Ｇe・[Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe)] ・sinθe}sinωcｔ ＋Ｇe・[Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe)]・cosθe・cosωcｔ ＝{Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe−Ｑi(t)・tanθe}sinωcｔ ＋Ｑi(t)・cosωcｔ ＝Ｉi(t)・sinωcｔ＋Ｑi(t)・cosωcｔ （５） となり、式（１）と一致することになる。
ると、 ＲＦoutr＝{Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe−Ｇe・[Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe)] ・sinθe}sinωcｔ ＋Ｇe・[Ｑi(t)／(Ｇe・cosθe)]・cosθe・cosωcｔ ＝{Ｉi(t)＋Ｑi(t)・tanθe−Ｑi(t)・tanθe}sinωcｔ ＋Ｑi(t)・cosωcｔ ＝Ｉi(t)・sinωcｔ＋Ｑi(t)・cosωcｔ （５） となり、式（１）と一致することになる。
【００３５】すなわち、可変利得増幅器８及び９におい
てＱチャネルの変調信号１０２を”１／(Ｇe・cosθe)”
及び”tanθe”倍することにより、直交変調器５０には
Ｉ信号１０４及びＱ信号１０５として式（３）及び式
（４）の信号が入力されることになるので変調出力信号
１０３ａは式（２）の理想的な変調出力と等しくなる。
てＱチャネルの変調信号１０２を”１／(Ｇe・cosθe)”
及び”tanθe”倍することにより、直交変調器５０には
Ｉ信号１０４及びＱ信号１０５として式（３）及び式
（４）の信号が入力されることになるので変調出力信号
１０３ａは式（２）の理想的な変調出力と等しくなる。
【００３６】言い換えれば、可変利得増幅器８及び９の
利得を上記のように適宜調整すれば直交変調器５０の振
幅誤差及び位相誤差が補正されることになる。
利得を上記のように適宜調整すれば直交変調器５０の振
幅誤差及び位相誤差が補正されることになる。
【００３７】この結果、可変利得増幅器８において振幅
を適宜調整されたＱチャンネルの変調信号１０２の振幅
をＱ信号１０５として、可変利得増幅器９において振幅
を適宜調整されたＱチャネルの変調信号１０２とＩチャ
ネルの変調信号１０１を加算してＩ信号１０４として直
交変調器５０に供給することにより、直交変調器自体の
振幅誤差及び位相誤差を補正することが可能になる。
を適宜調整されたＱチャンネルの変調信号１０２の振幅
をＱ信号１０５として、可変利得増幅器９において振幅
を適宜調整されたＱチャネルの変調信号１０２とＩチャ
ネルの変調信号１０１を加算してＩ信号１０４として直
交変調器５０に供給することにより、直交変調器自体の
振幅誤差及び位相誤差を補正することが可能になる。
【００３８】なお、図１の説明においてはＱチャネル側
に振幅誤差”Ｇe ”及び位相誤差”θe ”を持つ直交変
調器を例示して説明したが、Ｉチャネル側に振幅誤差及
び位相誤差を持つとして回路構成を置換しても構わな
い。
に振幅誤差”Ｇe ”及び位相誤差”θe ”を持つ直交変
調器を例示して説明したが、Ｉチャネル側に振幅誤差及
び位相誤差を持つとして回路構成を置換しても構わな
い。
【００３９】すなわち、図２に示すような構成でも構わ
ない。図２は本発明に係る直交変調器の他の実施例を示
す構成ブロック図である。
ない。図２は本発明に係る直交変調器の他の実施例を示
す構成ブロック図である。
【００４０】図２において５０，１００，１０１及び１
０２は図１と同一符号を付してあり、１１及び１２は可
変利得増幅器、１３は加算器、１０３ｂは変調出力信
号、１０４ａ及び１０５ａはＩ信号及びＱ信号である。
０２は図１と同一符号を付してあり、１１及び１２は可
変利得増幅器、１３は加算器、１０３ｂは変調出力信
号、１０４ａ及び１０５ａはＩ信号及びＱ信号である。
【００４１】また、１１はＩ信号発生回路５１ａを、１
２及び１３はＱ信号発生回路５２ａをそれぞれ構成す
る。
２及び１３はＱ信号発生回路５２ａをそれぞれ構成す
る。
【００４２】キャリア信号１００は直交変調器５０のキ
ャリア入力端子に入力され、Ｑチャネルの変調信号１０
２は加算器１３の一方の入力端子に接続され、Ｉチャネ
ルの変調信号１０１は可変利得増幅器１１及び１２に接
続される。
ャリア入力端子に入力され、Ｑチャネルの変調信号１０
２は加算器１３の一方の入力端子に接続され、Ｉチャネ
ルの変調信号１０１は可変利得増幅器１１及び１２に接
続される。
【００４３】また、可変利得増幅器１２の出力は加算器
１３の他方の入力端子に接続され、加算器１３の出力は
Ｑ信号１０５ａとして直交変調器５０に入力される。
１３の他方の入力端子に接続され、加算器１３の出力は
Ｑ信号１０５ａとして直交変調器５０に入力される。
【００４４】さらに、可変利得増幅器１１の出力はＩ信
号１０４ａとして直交変調器５０に入力され、直交変調
器５０は変調出力信号１０３ｂを出力する。
号１０４ａとして直交変調器５０に入力され、直交変調
器５０は変調出力信号１０３ｂを出力する。
【００４５】図２に示す実施例の動作については図１に
示す実施例の動作と基本的に同一であるので説明は省略
する。
示す実施例の動作と基本的に同一であるので説明は省略
する。
【００４６】また、図１及び図２の説明ではＩチャネル
若しくはＱチャネルの何れか一方に誤差がある場合を想
定しているが、Ｉチャネル及びＱチャネルの双方に誤差
がある場合は図３に示す直交変調器を用いれば良い。
若しくはＱチャネルの何れか一方に誤差がある場合を想
定しているが、Ｉチャネル及びＱチャネルの双方に誤差
がある場合は図３に示す直交変調器を用いれば良い。
【００４７】図３は本発明に係る直交変調器の他の実施
例を示す構成ブロック図であり、図３において８〜１
３，５０，１００，１０１，１０２は図２と同一符号を
付してあり、１０３ｃは変調出力信号、１０４ｂ及び１
０５ｂはＩ信号及びＱ信号である。
例を示す構成ブロック図であり、図３において８〜１
３，５０，１００，１０１，１０２は図２と同一符号を
付してあり、１０３ｃは変調出力信号、１０４ｂ及び１
０５ｂはＩ信号及びＱ信号である。
【００４８】また、９〜１１はＩ信号発生回路５１ｂ
を、８，１２及び１３はＱ信号発生回路５２ｂをそれぞ
れ構成する。
を、８，１２及び１３はＱ信号発生回路５２ｂをそれぞ
れ構成する。
【００４９】キャリア信号１００は直交変調器５０のキ
ャリア入力端子に入力され、Ｉチャネルの変調信号１０
１は可変利得増幅器１１及び１２に接続され、Ｑチャネ
ルの変調信号１０２は可変利得増幅器８及び９に接続さ
れる。
ャリア入力端子に入力され、Ｉチャネルの変調信号１０
１は可変利得増幅器１１及び１２に接続され、Ｑチャネ
ルの変調信号１０２は可変利得増幅器８及び９に接続さ
れる。
【００５０】可変利得増幅器９及び１１の出力は加算器
１０の２つの入力端子にそれぞれ接続され、可変利得増
幅器８及び１２の出力は加算器１３の２つの入力端子に
それぞれ接続される。
１０の２つの入力端子にそれぞれ接続され、可変利得増
幅器８及び１２の出力は加算器１３の２つの入力端子に
それぞれ接続される。
【００５１】また、加算器１０及び１３の出力はＩ信号
１０４ｂ及びＱ信号１０５ｂとして直交変調器５０に入
力され、直交変調器５０は変調出力信号１０３ｃを出力
する。
１０４ｂ及びＱ信号１０５ｂとして直交変調器５０に入
力され、直交変調器５０は変調出力信号１０３ｃを出力
する。
【００５２】図３に示す実施例の動作についても図１及
び図２に示す実施例の組み合わせであるので動作説明は
省略する。
び図２に示す実施例の組み合わせであるので動作説明は
省略する。
【００５３】また、広範囲のキャリア周波数に対応した
直交変調器の場合にはコストを極めて減少させることが
可能になる。
直交変調器の場合にはコストを極めて減少させることが
可能になる。
【００５４】すなわち、従来の広範囲のキャリア周波数
に対応する直交変調器では振幅誤差及び位相誤差の少な
い単一周波数で変調信号を発生させた後、後段の周波数
変換器で使用するキャリア周波数に周波数変換してから
出力していた。
に対応する直交変調器では振幅誤差及び位相誤差の少な
い単一周波数で変調信号を発生させた後、後段の周波数
変換器で使用するキャリア周波数に周波数変換してから
出力していた。
【００５５】本発明を用いれば前記使用するキャリア周
波数毎に振幅誤差及び位相誤差を補正できるので後段の
周波数変換器は不要になり、極めてコストを低減するこ
とが可能になる。
波数毎に振幅誤差及び位相誤差を補正できるので後段の
周波数変換器は不要になり、極めてコストを低減するこ
とが可能になる。
【００５６】
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によれば次のような効果がある。第１の可変利得
増幅器において振幅を適宜調整されたＱチャンネルの変
調信号の振幅をＱ信号として、第２の可変利得増幅器に
おいて振幅を適宜調整されたＱチャネルの変調信号とＩ
チャネルの変調信号を加算してＩ信号として直交変調器
に供給することにより、直交変調器自体の振幅誤差及び
位相誤差を補正することが可能な直交変調器が実現でき
る。
本発明によれば次のような効果がある。第１の可変利得
増幅器において振幅を適宜調整されたＱチャンネルの変
調信号の振幅をＱ信号として、第２の可変利得増幅器に
おいて振幅を適宜調整されたＱチャネルの変調信号とＩ
チャネルの変調信号を加算してＩ信号として直交変調器
に供給することにより、直交変調器自体の振幅誤差及び
位相誤差を補正することが可能な直交変調器が実現でき
る。
【図１】本発明に係る直交変調器の一実施例を示す構成
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明に係る直交変調器の他の実施例を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図３】本発明に係る直交変調器の他の実施例を示す構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図４】従来の直交変調器の一例を示す構成ブロック図
である。
である。
１ ９０度位相器 ２，３ 増幅器 ４，５ ミキサ ６，１０，１３ 加算器 ７ 出力増幅器 ８，９，１１，１２ 可変利得増幅器 ５０ 直交変調器 ５１，５１ａ，５１ｂ Ｉ信号発生回路 ５２，５２ａ，５２ｂ Ｑ信号発生回路 １００ キャリア信号 １０１ Ｉチャネルの変調信号 １０２ Ｑチャネルの変調信号 １０３，１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃ 変調出力信号 １０４，１０４ａ，１０４ｂ Ｉ信号 １０５，１０５ａ，１０５ｂ Ｑ信号
Claims (10)
- 【請求項１】直交変調器において、 Ｑチャネルの変調信号に基づきＱ信号を発生させるＱ信
号発生回路と、 Ｉチャネル及び前記Ｑチャネルの変調信号に基づきＩ信
号を発生させるＩ信号発生回路とを備え、 ９０度位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ
信号に基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調
すると共に両者を加算して変調出力信号として出力する
ことを特徴とする直交変調器。 - 【請求項２】前記Ｑ信号発生回路が前記Ｑチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第１の可変利得増幅器で構成さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲請求項１記載の直
交変調器。 - 【請求項３】前記Ｉ信号発生回路が前記Ｑチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第２の可変利得増幅器と、 この第２の可変利得増幅器の出力と前記Ｉチャネルの変
調信号とを加算する加算器とから構成されたことを特徴
とする特許請求の範囲請求項１記載の直交変調器。 - 【請求項４】直交変調器において、 Ｉチャネルの変調信号に基づきＩ信号を発生させるＩ信
号発生回路と、 Ｉチャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＱ信号を
発生させるＱ信号発生回路とを備え、 ９０度位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ
信号に基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調
すると共に両者を加算して変調出力信号として出力する
ことを特徴とする直交変調器。 - 【請求項５】前記Ｉ信号発生回路が前記Ｉチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第１の可変利得増幅器で構成さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲請求項４記載の直
交変調器。 - 【請求項６】前記Ｑ信号発生回路が前記Ｉチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第２の可変利得増幅器と、 この第２の可変利得増幅器の出力と前記Ｑチャネルの変
調信号とを加算する加算器とから構成されたことを特徴
とする特許請求の範囲請求項４記載の直交変調器。 - 【請求項７】直交変調器において、 Ｉチャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＩ信号を
発生させるＩ信号発生回路と、 Ｉチャネル及びＱチャネルの変調信号に基づきＱ信号を
発生させるＱ信号発生回路とを備え、 ９０度位相が異なる２つのキャリア信号の一方を前記Ｑ
信号に基づき、他方を前記Ｉ信号に基づきそれぞれ変調
すると共に両者を加算して変調出力信号として出力する
ことを特徴とする直交変調器。 - 【請求項８】前記Ｉ信号発生回路が前記Ｉチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第１の可変利得増幅器と、 前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第２の可変
利得増幅器と、 前記第１及び第２の可変利得増幅器の出力を加算する第
１の加算器とから構成されたことを特徴とする特許請求
の範囲請求項７記載の直交変調器。 - 【請求項９】前記Ｑ信号発生回路が前記Ｉチャネルの変
調信号の振幅を増幅する第３の可変利得増幅器と、 前記Ｑチャネルの変調信号の振幅を増幅する第４の可変
利得増幅器と、 前記第３及び第４の可変利得増幅器の出力を加算する第
２の加算器とから構成されたことを特徴とする特許請求
の範囲請求項７記載の直交変調器。 - 【請求項１０】前記キャリア信号の使用するキャリア周
波数毎に振幅誤差及び位相誤差を補正することを特徴と
する特許請求の範囲請求項１、請求項４及び請求項７記
載の直交変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9254903A JPH1198212A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 直交変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9254903A JPH1198212A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 直交変調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1198212A true JPH1198212A (ja) | 1999-04-09 |
Family
ID=17271455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9254903A Pending JPH1198212A (ja) | 1997-09-19 | 1997-09-19 | 直交変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1198212A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003533946A (ja) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | モトローラ・インコーポレイテッド | クアドラチュア送受信器用利得制御器 |
| US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| JP2009296308A (ja) * | 2008-06-05 | 2009-12-17 | Fujitsu Ltd | 直交信号出力回路 |
| WO2011121979A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
| US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
-
1997
- 1997-09-19 JP JP9254903A patent/JPH1198212A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7477687B2 (en) | 1999-01-19 | 2009-01-13 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| US8792545B2 (en) | 1999-01-19 | 2014-07-29 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| JP2003533946A (ja) * | 2000-05-16 | 2003-11-11 | モトローラ・インコーポレイテッド | クアドラチュア送受信器用利得制御器 |
| JP2009296308A (ja) * | 2008-06-05 | 2009-12-17 | Fujitsu Ltd | 直交信号出力回路 |
| WO2011121979A1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-10-06 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
| CN102484633A (zh) * | 2010-03-29 | 2012-05-30 | 旭化成微电子株式会社 | 相位调整电路、相位调整方法 |
| US20120256673A1 (en) * | 2010-03-29 | 2012-10-11 | Takeji Fujibayashi | Phase adjustment circuit and phase adjustment method |
| JP5216162B2 (ja) * | 2010-03-29 | 2013-06-19 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 位相調整回路、位相調整方法 |
| US8942621B2 (en) | 2010-03-29 | 2015-01-27 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Phase adjustment circuit and phase adjustment method |
| EP2555483A4 (en) * | 2010-03-29 | 2017-06-28 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Phase adjustment circuit and phase adjustment method |
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