JP3493414B2 - 無線情報伝送のための方法 - Google Patents

無線情報伝送のための方法

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JP3493414B2 JP52095398A JP52095398A JP3493414B2 JP 3493414 B2 JP3493414 B2 JP 3493414B2 JP 52095398 A JP52095398 A JP 52095398A JP 52095398 A JP52095398 A JP 52095398A JP 3493414 B2 JP3493414 B2 JP 3493414B2
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  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 説明 本発明は、請求項１に記載された通りの方法に関し、
請求項12に記載された方法を実行するための送受信機装
置に関する。
標準的な参考資料から専門家には周知であるような無
線情報伝送方法においては、送信される情報信号が送信
機内で高周波搬送波信号に変調され、伝送経路を介して
受信機に伝送される。受信機は、情報信号を回復させる
ための対応する復調器を含んでいる。電気通信における
周知の変調方法の１つは、角度変調（周波数及び位相変
調の総称）である。
送信される情報信号が、最近の移動無線ネットワーク
の場合のようにディジタル形式のビット列として存在し
ている場合、変調は、送信されるビット列に依存して搬
送波信号の周波数、位相又は振幅の変化によって実行さ
れる。例えばエル・ダブリュー・カウチ（L.W.COUC
H），“ディジタル及びアナログ通信システム",第４
版、マクミラン・パブリッシング・カンパニー（1993
年）から、様々なディジタル変調方法が知られている。
その中に、振幅シフトキーイング（ASK:Amplitude Shif
t Keying）、２相−シフトキーイング（２−PSK:位相シ
フトキーイング（Phase Shift Keying））又は２−周波
数シフトキーイング（２−FSK:周波数シフトキーイング
（Frequency Shift Keying））がある。この場合も、受
信機において、送信機側で使用された変調方法に従って
復調処理が実行されることにより、ディジタル情報信号
の連続的なパルス形式であるビット列としての回復処理
が実施される。
連続的な送信処理の一部として、異なるメッセージ又
はメッセージ成分のために複数の異なる変調方法を使用
することは、専門家には例えば、輝度信号に残留側波帯
振幅変調が使用され、音声信号に周波数変調が、また色
信号にIQ変調が使用されるアナログテレビジョン技術か
ら周知である。この場合も、搬送波パラメータの変更は
情報の付加的な処理においてのみ機能し、伝送経路の雑
音には一切影響しない。
送信機側での送信されるトラッキングパルスの伸張方
法及び受信機側での圧縮方法は、レーダ技術（“チャー
プ”技術）から周知である。イー・フィリッポウ（E.Ph
ilippow）（出版者）の電気工学年鑑、第４巻：情報技
術のシステム，ベルリン、1985年、340及び341ページと
比較すること。この場合は、アナログ周波数変調又はデ
ィジタル位相変調が圧縮に適用されているが、情報の付
加は行われない。この方法は消費される送信電力の低減
に有用であり、曳いては潜在的対抗者の信号検出能力を
低減させ、同時に受信可能区域の範囲及び精度を維持す
る。
どんな通信方法にも必ず、基本的な物理的問題は存在
する。すなわち、受信機側で回復される情報信号の品質
は、伝送経路上の干渉量（現実にいつも存在している）
に伴って低減し、従って、送信機と受信機との間の距離
に伴って低減する。雑音のある伝送経路において予め決
められた雑音免疫性で所望の動作距離を得るためには、
例えば移動体通信の場合にはワットの範囲であるような
所定の送信電力が必要である。
一方でこの必要とされる送信電力には、送信動作中の
エネルギー消費が相応して高いという欠点がある。これ
は、特に、例えば移動体電話機などの、電池又は充電池
で駆動される装置の場合には、エネルギーの貯蔵量が高
速で減衰することから問題である。また他方、移動体電
話機の爆発的普及による通信用送信機数の増加、及びラ
ジオ放送及びテレビ番組他のプロバイダ数の増加は、人
間に対する電磁放射（いわゆる“人体被爆”）の総量を
増大させている。人体に対する害を、特に、現時点では
慣例的な送信機電力における移動体電話機の場合など、
送信機とユーザ頭部との距離が非常に短いために防止す
ることができない。
本発明の目的は、少なくとも同等の伝送品質を維持し
ながら送信電力の低減、及び／又は有効範囲の拡大を可
能にする、はじめに言及したタイプの方法及びこの方法
を実施するための装置を開発することにある。
この目的は、まず請求項１に記載の方法については、
この方法を特徴づけている機能によって、また本方法を
実施するための装置については請求項12に記載された特
徴によって達成することができる。
本発明は、２つの別個の変調方法を使用して情報を搬
送波信号に付加し（情報信号変調）、伝送経路上に雑音
の、特に熱雑音又は“白色”雑音の多大な抑圧を達成す
る（搬送波信号変調）という主な技術的思想を含んでい
る。
送信機において電気通信の周知方法に従って情報によ
り変調された、又は変調される予定のパルスは、特別な
特徴を有する角度変調（本明細書では、これは位相及び
周波数変調の総称として理解されるべきものである。）
を受ける。予め決められた周波数スペクトルを示してい
る角度変調されたパルスは、周波数依存の遅延の導入に
よって、受信機において時間圧縮される。従って、受信
機の出力においては、送信された信号の振幅、曳いては
雑音レベルに比較して振幅が増大される結果となる。特
に、このパルス圧縮／振幅増大は、分散フィルタ（又は
拡散フィルタ）を使用して実行することができる。当該
情報信号は、こうして処理された搬送波から復調によっ
て回復され、これにより、情報信号の復調が、振幅増大
によって信号対雑音比を改善された形で実行される。
信号対雑音比の改善は、角度変調において使用される
帯域幅における帯域幅と時間との積及びパルス持続時間
又はパルス長に依存しており、また特に、貧弱な伝送条
件において顕著である。
実際の情報の搬送波信号への付加は、異なった状態の
情報信号を異なった方法で評価することができるよう
に、パルス変調技術によって、又は搬送波信号の圧縮を
実行して行うことができ、その結果、情報は角度変調の
この変化の中に包含される。このため、情報の変調が信
号の遅延時間に影響せず、又はほんの二次的にしか影響
しないことが重要である。
復調後に得られる信号は、技術的には増大した送信電
力又は受信改善のための高額な方法（ダイバーシティ受
信又は冗長伝送等）によってのみ達成可能な高品質なも
のである。本発明による方法の別の利点は、他の伝送経
路に比べて干渉可能性が本質的に低いことにある。これ
は、より低い送信電力を用いて、受信機において、パル
ス圧縮の後に予め決められた信号対雑音比を達成するこ
とができるためである。さらに、送信電力に対するより
低くする要求は、人体被爆量の低減につながる。本方法
の欠点である、より広く要求される帯域幅、及びそれ故
のチャンネル容量又は伝送レート（ビットレート）の低
下は、多くのアプリケーションの領域で受容可能であ
り、情報の変調に際して整合的な（マッチングした）パ
ルス変調方法を選択することで部分的に除去することが
できる（下記参照）。
可変角度変調においては、特別な角度変調時間特性が
使用される。これは、“変調特性曲線”に一致してい
る。これにより、変調特性曲線、本明細書では変調特性
と称するが、各パルスの持続時間に渡る周波数の時間的
な作用又はふるまいを決定する。線形的に減少する変調
特性が使用される場合には、送信された信号の周波数
は、各パルスの持続時間の間、搬送波周波数を越える値
から搬送波周波数を下回る値にまで線形的に減少する。
同様に、線形的に上昇する特性を利用することもでき
る。受信機側のフィルタは、送信機側に生成される異な
った位相位置の信号成分が時間的にほぼ一致する（近似
的なδパルス）信号に重畳されるように、対応して差動
的でかつ周波数依存の遅延時間応答（群遅延応答又は群
遷移時間応答）によって採用された変調特性と整合され
る。
本発明のある有用な実施形態では、入力信号の情報の
付加は、入力信号に応じて変調特性を選択し、又は変更
（変化）することによって生じる。入力信号がハイレベ
ルを含むとき、例えば信号に伴って（最も単純には線形
的に）減少する変調特性が使用され、このことは、パル
ス継続時間の間に周波数が減少する周波数変調パルスを
発生する（“ダウン−チャープ”）。これに対して、ロ
ーレベルの入力信号に対して、（線形的に）上昇する変
調特性が使用され、同様にパルス継続時間の間に周波数
が上昇するパルスが生成される（“アップ−チャー
プ”）。
受信機側のフィルタ手段は、逆の特性又は相補的な特
性によって整合される。もし送信機側の角度変調が減少
する変調特性に従って実行されるとすると、パルスの周
波数はパルス継続時間の間に減少し、これにより、より
高い周波数の信号成分がより低い周波数の信号成分によ
り前に受信機側に到着するという結果になる。従って、
受信機側の分散フィルタの遅延時間応答は、高い周波数
信号成分による“先導又はリード”を補償する必要があ
るために、周波数変調されたパルスのスペクトル信号成
分は、重畳により分散フィルタの出力において増大した
振幅を有するパルスを形成する。
より多くの情報内容を各パルスで伝送するためには、
入力信号に対して２つ以上の変調特性を使用することが
できる。もし例えば４つの変調特性を利用可能であると
すると、必然的に４つの異なるパルスの伝送が可能とな
り、これは各送信されるパルスに対して２ビットの情報
内容に相当する。異なる変調特性の数を増 やせばデータ伝送レートを効果的に増大させることがで
きるが、これによる技術費用も同時に増大し、非常に多
くの異なる変調特性を有する異なるパルスは識別がより
困難となり、送信のエラーに対する可能性が増大しエラ
ー発生率が増大する。
上述の本発明の変形例では、ディジタル入力信号のハ
イレベル及びローレベルに対して、パルスの変調がアク
ティブに実行される。これは、入力信号のハイレベル及
びローレベルに対して、パルス継続時間の間の周波数変
化のタイプによって識別が可能な周波数変調されたパル
スが発生されることを意味している。よって、入力信号
に包含された情報の付加は、入力信号に依存した変調特
性の選択又は変更を介して生じる。
とって代わって、入力信号の送信は、２つの定義され
たレベルのうちの１つだけについてアクティブに実行さ
れる一方、他方のレベルについてはパルスが発生されな
い。例えば、入力信号のハイレベルに対して、線形的に
上昇する周波数変調されたパルスが生成される一方、ロ
ーレベルに対してパルス長のポーズが挿入される。本発
明のこの変形例は、単一の変調特性を使用する方法の、
低い技術費用での実行を可能にする。特に、受信機側に
はわずかに１つの分散フィルタが必要であるだけであ
る。
入力信号に含まれる情報の送信信号への付加は、周知
のディジタル変調方法に従って、好適にはパルス位置変
調（PPM）を使用して発生する。パルス位置変調では、
周波数変調された個々のパルスの位置が、入力信号に依
存して基準パルスに関連して変更される。パルス位相又
はパルス幅変調の適用は、原則的には適当であるが、潜
在的により高い技術費用を必要とし、又はPPMの全ての
利点には適合しない。
搬送波雑音抑圧のための“チャープ”変調と情報を付
加するためのPPMとの組合せの使用は、パルスの圧縮に
際して極く短い上昇時間で発生する受信機側の時間分解
能の増大を利用するという特に有用な方法で、時間的に
重複するパルスの受信において重ね合わせの原理を使用
することにより、（増大された帯域幅に対して）伝送レ
ートを増大させる。全体として見れば、これは、伝送レ
ートの元の損失の大規模な補償に備えたものである。圧
縮によってセーブされる送信電力の（極く）一部は、PP
Mに必要な基準パルスを放射するため、及び潜在的に同
一チャンネルにおけるパルスを付加的に符号化するため
に使用される。
入力信号に含まれる情報の回復は、送信機側で入力信
号に含まれる情報を付加するために採用された変調方法
に整合された、分散フィルタ後に接続されている検出器
によって実行される。
入力信号の振幅に依存して送信機側で複数の変調特性
から１つが選択され、好適には入力信号のハイレベルに
対して線形的に降下する変調特性が、ローレベルに対し
て線形的に上昇する変調特性が選択されるとき、受信機
における解釈又は翻訳処理に関して２つのオプションが
存在する。
１つ目のオプションは、受信機側に僅か１つの分散フ
ィルタを提供するというものである。分散フィルタの差
動位相遅延又は群遅延応答は、送信機側で使用されてい
る変調特性の１つに整合されているため、この変調特性
によって周波数変調されたパルスの信号成分は分散フィ
ルタの出力において重なり合って到着し、パルス圧縮及
び振幅の増大に至る。他の１つの変調特性のパルスが受
信機側の分散フィルタの遅延時間応答に最適に整合され
ていない場合には、スペクトル信号成分は分散フィルタ
の出力に時間的に散らばって又は拡散して到着するた
め、パルス圧縮が低く、振幅も小さい。従って、本実施
形態では、分散フィルタの出力に到着するパルスの振幅
は、送信機側で採用される変調特性に依存し、またそれ
故に変調特性を選択する際に使用された入力信号の振幅
に依存する。分散フィルタの出力信号からディジタル入
力信号を再生するために、潜在的には振幅復調器として
製造されている振幅を検出する検出器が分散フィルタの
後に接続されている。
他のオプションでは、周波数変調されたパルスが、受
信機側に並列に接続された複数の分散フィルタに供給さ
れる。受信機側の分散フィルタの周波数依存遅延時間応
答と送信機側で使用される変調特性とは、周波数変調さ
れたパルスの信号成分が確実に１つの分散フィルタの出
力に圧縮されて到着するために振幅が増大し、一方で他
の分散フィルタの出力信号では、異なる特性のために、
振幅の増大が発生しないように、対で整合されている。
従って、入力信号は、振幅の増大が存在する特定の分散
フィルタによって識別が可能である。
効果的には、分散フィルタは、高精度及び高安定性で
製造可能な弾性表面波フィルタ（“SAWフィルタ”）と
して実現され、SAWフィルタには、振幅応答と位相応答
の大きさを互いに別々に決定することが可能であり、こ
れによって各受信機に必要な狭帯域の帯域通過フィルタ
と分散フィルタとを１つの構成要素として実施する可能
性が提供されるという利点がある。
送信機における周波数変調された信号は、様々な方法
によって生成が可能である。次に、そのうちの幾つかを
例として簡単に説明する。
本発明の有用な一変形例では、まず近似（準;quasi
−）ディラック（Dirac）パルスが生成されて低域通過
フィルタに供給される。低域通過フィルタのフィルタ特
性は、臨界周波数の少し手前にピークを有しており、よ
ってデルタパルスをSincパルスに変換する。Sincパルス
の形状は、周知のSinc関数:Sinc（ｘ）＝sin（ｘ）/xに
よって記述される。次に、低域通過フィルタのSinc形状
である出力信号が振幅変調器に送られ、ここでSinc形状
の包絡線が搬送波発振信号に付加される。こうして生成
された信号が分散フィルタに送られると、周波数変調さ
れたパルスが出力に現れる。このように、本発明のこの
変形例においては、まず送信機側の分散フィルタが、比
較的シャープなSincパルスを、Sincパルスに比べると広
がりがあり相応のより低い振幅を有する周波数変調され
たパルスに伸張する。次に、受信機側で同じく分散フィ
ルタを使用して、パルスの圧縮が相応の振幅増大を伴っ
て発生する。送信機側でのパルスの伸張と受信機側での
圧縮に対して各々１つの分散フィルタが使用されるた
め、本発明のこの変形例は、送受信動作を交互に行う送
受信機の動作に特に適している。この目的のため、送信
機及び受信機は、送信動作においては周波数変調された
パルスの生成に寄与し、受信動作においては受信された
周波数変調されたパルスの圧縮を促進するような各々１
つの分散フィルタを有する対応する同一の構成要素モジ
ュールを含むことができる。
本発明の他の変形例においては、周波数変調されたパ
ルスの生成は、PLL（位相同期ループ）及び電圧制御発
振器（VCO）を使用して行われる。ディジタル形式で存
在している入力信号の個々のパルスは、これによってま
ず積分器において鋸歯状のパルスに変換されるため、個
々のパルスの上昇方向は入力信号の振幅に依存する。こ
うして生成された信号は、次にVCOをトリガーするため
に使用され、出力パルスの周波数がパルス継続時間の
間、入力信号のレベルに依存して線形的に高くなり又は
低くなる。
本発明の別の変形例においては、ディジタル信号処理
装置が送信機において周波数変調されたパルスを生成す
る。この装置は、所望する任意の変調特性の実現を効果
的に可能にする。
本発明の一変形例では、相補的な送信機−受信機特性
を実行するように整合された送信機−受信機の対が生成
されているため、システムが動作状態に置かれた場合で
も別の同調動作の必要がない。
本発明の他の変形例では、受信機側で使用される分散
フィルタの遅延時間応答を変更することにより、動作以
前又は動作中に受信機が送信機に整合される。これによ
り送信機は、整合処理の一部として、好適には一連のハ
イレベルの入力信号に一致した基準信号を生成し、これ
によって送信機側で実行される周波数変調の変調特性、
又は受信機側の分散フィルタの周波数依存の遅延時間応
答が、受信機側に最適なパルス圧縮又は振幅増大が発生
するまで変更される。本変形例は、受信機においてろ波
しかつ信号処理するためのディジタル信号プロセッサを
使用する場合に特に有用である。これは、こうした信号
プロセッサが、周波数依存の遅延時間応答の変更及び対
応する最適化を簡単に可能にし、これにより最適化手順
をコンピュータ制御によって自動的に行えるためであ
る。
この変形例のさらに有用な実施形態では、データ伝送
がブロック毎に行われる。よって、上述の整合処理がブ
ロック毎に新たに実行され、伝送経路上の分散特性の変
化を動的に補正することができる。
本発明の有用な別の展開は従属の請求項において記載
されている、又は本発明の好適な実施形態とともに以下
で詳細に説明される。
図1a及び図1bは、本発明の好適な実施形態として、メ
ッセージ伝送システムの送信機及び受信機をブロック図
で示す。
図2a乃至図2eは、送信機のディジタル入力信号、及び
送信信号までの送信機における信号処理の幾つかの中間
段階を示す。
図3a乃至図3dは、受信信号、及び復調信号までの送信
機における信号処理の幾つかの中間段階を示す。
図4a及び図4bは、ハイレベル及びローレベルのアクテ
ィブな伝送を実行中のメッセージ送信信号の送信機及び
受信機をブロック図で示す。
図5a乃至図5kは、図4aの送信機のディジタル入力信
号、及び送信機における信号処理の幾つかの中間段階を
示す。
図6a乃至図6eは、受信機側で受信された信号、及び受
信機における信号処理の幾つかの中間段階を示す。
図７及び図８は各々、雑音抑圧回路を有する図4bに描
かれた受信機の変形された形態を示している。
図9a及び図9bは、本発明の方法によって取得可能な信
号対雑音比の改善をグラフで表したものである。
図1aに示された送信機は、信号源１によって生成され
ディジタル化が可能な形式で存在する信号s1を、雑音の
ある伝送経路を介して受信機に対して送信する。このた
め、図1bに示すように、有効範囲及び雑音免疫性につい
ての予め決められた必要条件に対して、送信は、比較的
低い送信電力によって効果的に行うことができ、このこ
とは、一方で電池で動作される送信機の電池の寿命を延
ばす一方、他方では電子スモッグとしても知られている
電磁放射による環境への影響を低減する。さらに、比較
的低い送信電力のために、他の通信システムに比べて送
信機のエラーの可能性が低減される。
送信機では、図2aにその時間に対するふるまいの詳細
が示されているディジタル入力信号s1がまずパルス波形
整形器２に供給され、パルス波形整形器２は、入力信号
s1の比較的広い矩形パルスを、（準）ディラックパルス
をエミュレートするように意図された短いニードルパル
スに変換する。図2bのニードルパルス列s2の図において
は、個々のニードルパルスの生成は入力信号s1の矩形パ
ルスの立上りエッジ毎に、トリガーされていることが分
かる。
次いで、こうして生成されたニードルパルス列s2は、
低域通過フィルタ３に供給される。低域通過フィルタ３
の遅延時間応答は、臨界周波数の少し手前にピークを有
するために、個々のニードルパルスは、図2cから分かる
ように、Sincパルスに変換される。Sincパルスの形状
は、周知のSinc関数:Sinc（ｘ）＝sin（ｘ）/xを適合す
るものである。
次いで、Sincパルス列s3は振幅変調器４に伝送され、
振幅変調器４は、この信号を発振器５によって生成され
る周波数fTの搬送波発振信号に変調するために、図2dに
示されるように、Sinc形状の包絡線を有する搬送波周波
数パルスが振幅変調器４の出力で発生される。（このパ
ルスは、図面では例示目的で広がって示されているが、
実際においては、スケールに従って図示されたときはよ
り狭い。） 分散フィルタ６は振幅変調器４の後段に接続されてお
り、変調された搬送波周波数信号s4をその周波数依存の
差動遅延時間特性に従ってろ波する。分散フィルタ６の
出力には、図2eに示されるように、一定の振幅を有する
線形的に周波数変調されたパルスが到着する。その周波
数は、パルス継続時間の間に、搬送波周波数fTより上の
散、fT＋Δf/2から、搬送波周波数より下の値、fT−Δf
/2まで低減する。
従って、本明細書に示された送信機においては、入力
信号s1の送信が単極（ユニポーラ）で行われ、すなわ
ち、入力信号s1のハイレベルに対して１つの送信パルス
が生成されるのみであり、一方でローレベルは送信信号
s5におけるポーズから認識が可能である。このため、送
信機及び受信機は、各々が１つの分散フィルタ6,13を含
むといったように合理的に簡潔な形で構築可能である。
こうして生成されたパルス列s5は、次に帯域通過フィ
ルタ７に供給される。帯域通過フィルタ７の中心周波数
は、周波数変調されたパルスの搬送波周波数fTに等しい
ため、伝送帯域外の信号がろ波により除去される。
最後に、帯域通過で制限された信号が送信機増幅器８
によってアンテナ９に供給されて放射される。
図1bに示された受信機は、上述の送信機によって送信
された線形的に周波数変調された信号の受信、及びディ
ジタル入力信号s3又はs1の復調及び回復を可能にする。
この目的のため、例えばダイバーシティ動作において
受信機のアンテナ10によって受信された信号は、前置増
幅器11に供給され、次いで帯域通過フィルタ12に供給さ
れる。帯域通過フィルタ12の中心周波数は、帯域通過で
制限された送信信号の搬送波周波数fTに等しいため、他
の周波数領域からの雑音信号を受信機信号から除去する
ことができる。（この場合は、従来の帯域通過フィルタ
の替わりに、弾性表面波フィルタを使用可能である。）
こうして用意される信号s6の時間に対するふるまいは、
図3aに詳しく示されている。ここでは、単純化のため
に、雑音が無い伝送経路が想定されている。
受信された信号s6は、一連の線形的に周波数変調され
たパルスで構成されており、パルス継続時間の間、周波
数は送信機側で使用された変調特性に従って搬送波周波
数fTより上の値、fT＋Δf/2から、搬送波周波数より下
の値、fT−Δf/2まで低減する。
次に、信号s6は分散フィルタ13に供給され、分散フィ
ルタ13は入力信号s6の個々のパルスを時間的に圧縮す
る。これにより振幅が相応に増大され、従って信号対雑
音比が改善されることになる。
ここで、パルス圧縮は、送信機側で実行される線形周
波数変調のために、より高い周波数の信号成分の方がよ
り低い周波数信号成分より前に分散フィルタ13の出力に
到達するという事実を使用している。分散フィルタ13
は、より高い周波数信号成分による“先導又はリード”
を、より高い周波数信号成分をより低い周波数信号成分
よりも遅らせることによって補償する。
ここで、分散フィルタ13の周波数依存の差動遅延時間
応答は、受信信号のスペクトル信号成分が分散フィルタ
13の出力において事実上同時に到着するように、送信機
側で実行された周波数変調の変調特性に整合される。図
3bが示すように、スペクトル成分が重なって各パルスに
Sinc形状の包絡線を有する信号s7が形成され、これによ
って個々のパルス振幅が、受信された線形的に周波数変
調された信号s6に比べて格段に増大する。（この時点で
は、明確に説明するために、これら図に図示された図式
的な信号の表示に歪みが導入されている。実際には、周
波数変調されたパルスはより近接しており、圧縮された
信号はより狭い。） 次に、分散フィルタ13の出力信号は復調器14に供給さ
れ、復調器14は高周波の搬送波発振信号から信号s7を分
離し、図3cに図示されるようにニードル形状のパルスを
有する離散的出力信号s8を生成する。
次に、図3dにその時間に対するふるまいの詳細が示さ
れている元のディジタル信号s9が、パルス波形整形器15
を使用してニードル形状のパルスから回復される。
図4a及び図4bは、本発明に係る別のメッセージ伝送シ
ステムを示しており、これは、ディジタル情報信号のハ
イレベル及びローレベルの両方がアクティブに伝送さ
れ、これがより高い雑音免疫性に寄与するという最も重
要な事実だけ、上述され且つ図1a及び図1bに図示された
より簡単な実施例とは異なる。
図4aに図示された送信機はパルス波形整形器17を含
み、パルス波形整形器17は、タイミング生成器16により
図5a及び図5bが示す逆位相のタイミングパルスを使用し
てトリガーされる。パルス波形整形器はその出力におい
て、図5cが示すように、（準）ディラックデルタ列を形
成するニードル形パルス列g1を出力する。こうして生成
されるパルス列g1は、次いで低域通過フィルタ18に供給
される。低域通過フィルタ18は、そのフィルタ特性が臨
界周波数の少し手前にピークを有し、ニードル形状のパ
ルスを図5dに詳細が示されているSinc形パルスに変換す
る。次に、このパルス列g2は振幅変調器20を使用して、
発振器19によって生成された搬送波周波数fTを有する搬
送波発振信号に変調される。こうして振幅変調器20の出
力には、Sinc形状の包絡線を有する等距離の搬送波周波
数パルスの列g3が到着する。この実施例においては、振
幅変調器20の出力に到着するパルス列g3はディジタル入
力信号g4とは独立であり、よって何の情報も含まない点
が重要である。
次いで、アナログスイッチ21により、入力信号g4の情
報の付加が実行される。アナログスイッチ21は入力信号
g4によって制御され、また振幅変調器20によって生成さ
れたパルス列g3は、入力信号g4の振幅に依存して周波数
依存の線形的に減少する遅延時間を有する分散フィルタ
22か、もしくは周波数依存の線形的に上昇する遅延時間
を有する分散フィルタ23の何れかに方向付けられる。そ
れらの出力では、分散フィルタ22,23が別のアナログス
イッチ24又は混合器段に接続されており、アナログスイ
ッチ24は、入力信号g4の振幅に依存して２つの分散フィ
ルタ22,23のうちの１つの出力信号g7,g8を選択し通過さ
せる。
こうしてアナログスイッチ24の出力には、図5kが示す
ように、パルス毎に線形的に周波数変調されたパルスで
ある搬送波周波数パルスの列g9が到着し、これにより、
入力信号g4のハイレベルに対して個々のパルスがパルス
継続時間の間、線形的に上昇する周波数を示す一方、入
力信号g4のローレベルに対してパルス継続時間の間、周
波数が線形的に低くなる。
アナログスイッチ24の出力に到達する信号は、次に帯
域通過フィルタによってろ波され、伝送帯域外に存在す
る干渉信号が抑圧される。こうして取得された信号は、
次いで送信機増幅器26によって増幅され、さらに送信機
アンテナ27によって放射される。
図4bは、図4aが示す送信機によって放射された信号
を、アンテナ28を使用して受信する関連する受信機を示
している。受信機は、前置増幅器29において信号を増幅
し、帯域通過フィルタ30において周波数が伝送帯域外に
存在するあらゆる干渉信号を除去する。
次に、受信された信号は、スイッチング素子31によっ
て２つの分散フィルタ32,33に伝送される。ここでは、
受信された信号のスペクトル信号成分が２つの分散フィ
ルタ32又は33のうちの１つの出力で振幅が増大したパル
スに加算される一方、時間的に伸張されたパルスだけが
他方の分散フィルタ33又は32の出力に到着するように、
受信機側の２つの分散フィルタ32,33の周波数依存の遅
延時間応答が、送信機側の２つの分散フィルタ22,23の
周波数依存の遅延時間応答に対で整合される。
図6a及び図6bが示すように、分散フィルタ32,33の出
力信号g10又はg11は、Sinc形状の包絡線を有する搬送波
周波数パルスの列で構成されている。
２つの分散フィルタ32,33の出力に現れる信号g10又は
g11は、次に復調器34,35に供給される。復調器34,35
は、搬送波発振信号から信号g10又はg11を分離し、図6c
又は図6dに見られるようなニードル形状のパルスを生成
する。
復調器34の出力における各ニードルインパルスは、入
力信号g4の１つのハイレベルに対応し、他方の復調器35
の出力に到着するニードルインパルスは、入力信号g4の
ローレベルを表す。
２つの信号g12,g13から元の入力信号g4を回復するた
め、２つの信号g12,g13がタイミング生成器36に供給さ
れてトリガーが行われ、タイミング生成器36が、元の入
力信号g4のタイミングレートを再生するタイミング信号
を生成する。このタイミング信号は、２つの復調器34,3
5の出力信号g12,g13とともに復号器37に供給され、復号
器37は、図6eに見られるような元の出力信号g4,g14を回
復する。
図７は、雑音抑圧回路38を有する図4bが示す受信機の
変形された実施例を示す。雑音抑圧回路38は、そのよう
なチャープ信号のために他の受信機と組み合わせること
ができる。この受信機と図4bが示す受信機とは極めて類
似しているため、機能的に等価な構成要素には２つの図
面を通じて同じ参照符号が付されている。
前述の受信機の場合と同様に、送信機側でチャープさ
れた信号は、アンテナ28を介して受信され、まず入力増
幅器29に供給され、次いで帯域通過フィルタ30に供給さ
れる。帯域通過フィルタ30は搬送波周波数に同調されて
おり、よって伝送帯域外に存在する雑音信号がろ波によ
り除去される。次に、当該信号は雑音抑圧回路38に伝送
され、各々互いに逆の関係にある２つの分散フィルタ3
9,44又は40,43が直列に接続された並行する２つの分岐
に分けられる。論理ローレベル及び論理ハイレブルのア
クティブな伝送の間、入力側に設けられた２つの分散フ
ィルタ39又は40のうちの１つは、時間的に圧縮された信
号がこの分散フィルタ39又は40の出力に到着するように
同調される。他の分散フィルタ39又は40の出力には、そ
の元の長さの２倍に時間的に伸張されたパルスが到着す
る。２つのアナログスイッチ41,42は、２つの分岐にお
ける信号の流れを、圧縮されたパルスの中心部付近で対
称的に遮断するため、時間的に圧縮されたパルスが抑圧
されて他方の分岐における時間的に伸張されたパルスの
みが残る。ここで、アナログスイッチ41,42は同期回路4
6を介して制御される。同期回路46は、タイミング生成
器36によってトリガーされ、よって出力信号のタイミン
グ、曳いては送信タイミングを再生する。続く分散フィ
ルタ43,44は、時間的に伸張されたパルスから、元の幅
を有しかつ相応に元の振幅を有する元のパルスを生成す
る。こうしたパルスは、次に減算器45に供給され、減算
器45の出力に事実上元のパルスが現れる。
雑音のある伝送経路に起因し、受信機によって有効信
号とともに受信される雑音の場合は、問題が異なる。雑
音は、まず、分散フィルタ39,40によって異なる方向に
シフトされる。但し、その後に接続された分散フィルタ
43,44がこのシフトを変えるため、入力された雑音は、
アナログスイッチ41,42によって除去された非常に短い
部分を除いて２つの分岐に再構成される。こうして、減
算器45による減算が、受信機側で受信される雑音の大幅
な抑圧に導く。
次いで、こうして準備された信号の別の処理が、図4b
に対する説明に記載された通りに行われる。
図８に示された受信機は、特に雑音抑圧回路47の設計
及び制御に関して、上述及び図７に示された受信機とは
異なる。２つの回路は極めて類似しているため、図７及
び図８では機能的に等価な構成要素又は構成要素モジュ
ールに同じ参照符号が付されている。
図７に示された受信機の場合と同様に、チャープされ
たパルスがアンテナ28によって受信され、まず入力増幅
器29に供給され、次いで帯域通過フィルタ30に供給され
る。帯域通過フィルタ30は、搬送波周波数に同調されて
いるため、伝送帯域外に存在する雑音信号が除去され
る。
続いて、信号は雑音抑圧回路47に伝送され、雑音抑圧
回路47は信号を、各々が互いに逆の関係にあり直列に接
続された２つの分散フィルタ48,52及び49,53を含む２つ
の並行する分岐に分割する。２つの分岐は雑音抑圧回路
47の出力において減算器54によって結合され、これによ
り、受信信号における雑音が減算によって完全に抑圧さ
れる。
これとは対照的に、チャープされた信号は減算器54に
おける減算によって相殺されないために、信号対雑音比
が大幅に高くなる。これにより、入力側の分散フィルタ
48,49は、相応に増大した振幅を有する時間圧縮パルス
が分散フィルタ48,49のうちの１つの出力に現れ、減少
した振幅を有する時間的に伸張されたパルスが他方の分
散フィルタ49,48の出力に発生するように、送信側で生
成されたチャープ信号に整合される。圧縮パルスが到着
すると、２つの分岐における信号の流れは、詳細後述す
るように、乗算器50,51によって同期して抑圧されるた
め、圧縮されたパルスは抑圧され、無視可能な短い切り
出し部分を除去した時間圧縮パルスだけが残存する。次
いで、後続の分散フィルタ52,53によって時間的に伸張
されたパルスから元のパルスが生成され、事実上、信号
対雑音比が大幅に向上した元の受信信号が減算器54の出
力に到着する。
乗算器50,51のトリガーは、送信タイミングレートを
有する固定された同期で発生するために、雑音抑圧回路
47の２つの分岐における信号を正確に時間圧縮パルスの
到着時点で抑圧することができる。この目的のために、
受信機は同期回路57を含む。同期回路57は、入力側が同
期のためのタイミング生成器36に接続されている。続い
て、ゼロに向かうピークを有して反転されて存在する振
幅１のSincパルスがパルス波形整形器56及び低域通過フ
ィルタ55によって生成され、乗算器50,51に供給され
る。乗算器50,51は、雑音抑圧回路47の２つの分岐にお
ける信号にゼロ又は１の何れかを乗算し、適宜信号を抑
圧し、又は本質的に無変化のまま通過させる。このよう
に、この場合の乗算器50,51は、上述の雑音抑圧回路38
の変形例におけるスイッチング素子41,42と同じ効果を
有している。
本発明の範囲は、上述の好適な実施形態に限定されな
い。基本的に異なる実施であっても、提起された解法を
利用した多数の変形例が可能である。本明細書に示され
た実施形態は、解法の幅広い範囲の基本タイプとしての
み理解されるべきものである。
図9a及び図9bは、本発明によって達成可能な信号対雑
音比の改善を、異なる伸張係数Ψ＝TT/δに関して表し
たものである。但し、TTは“チャープ”技術を使用して
処理された送信パルスの平均継続時間であり、δは受信
機で圧縮されたパルスの平均継続時間である。図9aは、
受信機出力における信号対雑音比（Ｓ＋Ｎ）/Nを、受信
機入力におけるS/Nの関数として表し、図9bは、Ψ＝１
に正規化された関係（Ｓ＋Ｎ）/N＝ｆ（S/N）の依存性
を示し、すなわち改善度を元の信号対雑音比の関数とし
て表している。ここでは、１から160までの範囲の値が
Ψのパラメータとして選択されている。
これらの図は、達成可能な改善が、パルスの“伸張／
圧縮”が増大するほど大きくなり、また元の信号対雑音
比が小さい場合に特に顕著であることを表している。こ
れは本方法が、強力な干渉環境、及び／又は長い伝送範
囲、及び／又は低送信電力に対して特に効果的に利用可
能であることを明示している。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−4077（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−319343（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−284548（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−257052（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/40 H04B 1/04 H04L 27/02

Claims (15)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】アンテナを備えた送信機からアンテナを備
    えた受信機への、特に移動体通信のためのディジタル信
    号の無線伝送のための方法であって、上記信号は上記送
    信機において変調され、伝送チャンネルを介して上記受
    信機に到達し、 上記送信機において、上記ディジタル信号はまず準ディ
    ラックパルス列に変換され、 上記準ディラックパルス列の周波数帯域は、上記準ディ
    ラックパルス列が、Sinc関数Sinc（ｘ）＝sin（ｘ）/x
    によって記述される形状であるギャップパルス列に変換
    されるように、低域通過フィルタによって制限され、 続いて、上記ギャップパルス列は搬送波周波数に変調さ
    れ、次いで分散フィルタに供給されて伸長されることに
    より、周波数変調されたパルス列が出力側において出力
    され、 伝送されたパルスと比較して短い継続時間と増大された
    振幅とを有するパルスが生成されるように、伝送するパ
    ルスは上記受信機側において時間圧縮されることを特徴
    とする無線伝送のための方法。
  2. 【請求項２】上記パルスはデフォルトのフィルタ特性に
    従ってろ波され、 上記送信機側の角度変調と上記受信機側の分散フィルタ
    の群遅延応答とは、出力信号の角度変調されたパルスの
    信号成分が、上記フィルタの周波数依存の可変信号遅延
    時間により実質的に一致しかつ、重畳により入力に比較
    して増大された振幅を有して上記分散フィルタの出力に
    到達するように整合される請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】入力信号は、上記送信機においてパルス毎
    に角度変調される搬送波周波数を有する請求項１記載の
    方法。
  4. 【請求項４】情報を付加する付加的な変調方法は特にパ
    ルス位置変調（PPM）であり、又はオプションとしてパ
    ルスコード変調（PCM）、又は差動パルスコード変調（D
    PCM）、又はパルスデルタ変調（PDM）、又はこれらの変
    調方法のうちの１つ又は複数の変形である請求項１記載
    の方法。
  5. 【請求項５】上記送信機において角度変調されたパルス
    列は、上記受信機における１対の分散フィルタに供給さ
    れ、 上記受信機における上記分散フィルタの対は、上記パル
    スの信号成分が上記分散フィルタの対のうちの１つのみ
    の出力に振幅が増大されて到達する一方で、上記分散フ
    ィルタの対の他方にはこうした振幅増大が生じないよう
    に、変調特性と対で整合された異なる群遅延応答を有
    し、 上記振幅は上記分散フィルタの対の出力において検出器
    を使用して比較評価される請求項２記載の方法。
  6. 【請求項６】上記搬送波周波数の周波数又は位相を含む
    角度は、パルス変調信号のパルス継続時間の間に、時間
    について線形により低い周波数又は位相位置からより高
    い周波数又は位相位置へ、又はその逆方向へ単調に変化
    し、 上記受信機における分散フィルタは相補的な線形応答を
    有する請求項５記載の方法。
  7. 【請求項７】一連のパルスにおける個々のパルスに対す
    る変調特性は異なって選択されることにより、その差分
    が情報の一部を含む請求項１記載の方法。
  8. 【請求項８】送信機と受信機を整合するために、デフォ
    ルトのディジタル基準信号は当該整合処理の間のアライ
    ンメントのための入力信号として送信され、 上記整合処理の間に、上記受信機側の分散フィルタの出
    力信号の振幅又はパルス継続時間は測定され、上記送信
    機側で使用される変調特性又は上記受信機側の分散フィ
    ルタの群遅延応答は、上記パルス継続時間が最小値に達
    するまで、又は上記振幅が最大値に達するまで変化され
    る請求項１記載の方法。
  9. 【請求項９】入力信号を受信しかつ送信するための送信
    機を備えた送信機及び受信機装置であって、 上記送信機は、ディジタル信号を変調するための手段を
    有し、上記送信機側において、上記ディジタル信号をま
    ず準ディラックパルス列に変換するための手段を有し、 上記送信機側の低域通過フィルタは、上記準ディラック
    パルス列が、Sinc関数Sinc（ｘ）＝sin（ｘ）/xによっ
    て記述される形状であるギャップパルス列に変換される
    ように、上記準ディラックパルス列の周波数帯域を制限
    し、 上記ギャップパルス列は対応する変調器によって搬送波
    周波数に変調され、上記送信機側の分散フィルタに供給
    されて伸長されることにより、上記送信機は周波数変調
    されたパルス列を出力側で出力し、 上記受信機において、伝送する周波数変調されたパルス
    と比較して短い継続時間と増大された振幅とを有するパ
    ルスが生成されるように、上記パルス列は、群遅延時間
    とも呼ばれる、周波数依存の差動伝搬時間を有するフィ
    ルタによって時間圧縮されることが可能である送信機及
    び受信機装置。
  10. 【請求項１０】第１の変調器は一連の角度変調されたパ
    ルスを生成し、上記角度変調は、制御入力における入力
    信号に依存してデフォルトの第１の変調特性又はデフォ
    ルトの第２の変調特性のいずれかに従って実行され、 上記受信機は並列接続された２つの分散フィルタを含
    み、上記２つの分散フィルタの可変群遅延応答と上記第
    １及び第２の変調特性とは、上記角度変調されたパルス
    列の信号成分が上記２つの分散フィルタのうちの正確に
    １つの出力に時間圧縮されかつ振幅を増大されて到達す
    るように整合される請求項９記載の装置。
  11. 【請求項１１】第１の変調器は角度変調されたパルスを
    生成し、上記角度変調は各パルスの継続時間の間の周波
    数の時間的変化を決定するデフォルトの変調特性に従っ
    て上記入力信号とは独立に発生し、 上記入力信号に含まれる情報を付加するための上記送信
    機側の第２の変調器は、上記入力信号に依存して上記角
    度変調されたパルスの振幅を決定する振幅変調器であ
    り、 上記デフォルトの変調特性に従って上記送信機側で角度
    変調されたパルスをろ波するための上記受信機は、各角
    度変調されたパルスの信号成分が上記送信機側の分散フ
    ィルタの出力に時間圧縮されかつ振幅を増大されて到達
    するように上記送信機側で使用される変調特性に整合さ
    れたデフォルトの群遅延応答を有する正確に１つの分散
    フィルタを含み、 上記送信機側の分散フィルタの後段に、上記入力信号に
    含まれている情報を回復するための検出器が接続された
    請求項９記載の装置。
  12. 【請求項１２】送信及び受信の交互動作を可能にするた
    めに、上記送信機及び上記受信機は、各々が少なくとも
    １つの分散フィルタを含む変調又は復調のための互いに
    対応して本質的に同一である構成要素モジュールを含む
    請求項９記載の装置。
  13. 【請求項１３】入力信号が送信機において角度変調され
    かつ伝送チャンネルを介して受信機に到達する、特に移
    動体通信のための情報の無線伝送のための方法であっ
    て、 所定の周波数スペクトルを有しかつ情報を伝送する角度
    変調されたパルスは、放射されたパルスに比較して継続
    時間が短縮されかつ振幅が増大されてパルスが生成され
    るように、当該角度変調されたパルスが、群遅延とも呼
    ばれる周波数依存の差動遅延時間を有する上記受信機に
    おける分散フィルタを使用して上記受信機において時間
    圧縮されるように、上記送信機において生成され、 上記送信機における情報の少なくとも一部は、上記角度
    変調とは独立した付加的な変調を使用して上記パルス上
    に付加され、及び／又は上記受信機における角度変調の
    パラメータを制御するために使用され、 上記角度変調の変調特性は、各パルスの継続時間の間に
    位相角の時間的変化を決定し、 上記角度変調されたパルスの振幅は特に、上記入力信号
    に依存して、上記入力信号に含まれる情報を付加するた
    めに使用され、 上記受信機における分散フィルタの群遅延応答は、送信
    パルスの周波数対時間特性と相補的であり、 上記受信機における分散フィルタから圧縮されて到来す
    るパルスの振幅は、特に振幅復調器である検出器を使用
    して上記入力信号に含まれる情報の回復のために評価さ
    れ、 上記送信機において角度変調されたパルス列は上記受信
    機における１対の分散フィルタに供給され、上記受信機
    における上記分散フィルタの対は、上記パルスの信号成
    分が上記受信機における上記分散フィルタのうちの１つ
    のみの出力に振幅が増大されて到達する一方で、上記受
    信機における上記分散フィルタのうちの他方にはこうし
    た振幅増大が生じないように、上記変調特性と対で整合
    された異なる群遅延応答を有し、上記振幅は上記受信機
    における上記分散フィルタの出力において検出器を使用
    して比較評価され、 上記受信機における信号の流れは、各々が群遅延特性を
    有し互いに逆関係である付加的な２対の分散フィルタを
    有する２つの並行する分岐に分割され、上記２つの分岐
    における信号の流れは、各パルスの間の予め決められた
    時間間隔で接続又は遮断され、上記遮断又は接続は送信
    タイミングレートと同期して発生し、 上記２つの分岐は減算器によって出力側で結合される、
    情報の無線伝送のための方法。
  14. 【請求項１４】入力信号の受信及び送信のための送信機
    を備え、上記送信機は上記入力信号の角度変調のための
    第１の変調器を含み、 上記入力信号の回復のための復調器を含む受信機を備
    え、 上記第１の変調器は、各パルスの継続時間の間に角度又
    は位相位置の時間的変化を決定する変調特性に従って角
    度変調されたパルスを生成し、 上記第１の変調器は、上記入力信号を受信するため、か
    つ上記入力信号に依存して上記変調特性を設定するため
    の制御入力を含み、 上記送信機は、上記入力信号に依存して、上記角度変調
    されたパルスの付加的な変調をするための第２の変調器
    を含み、 上記受信機は、デフォルトの変調特性に従って、上記送
    信機側で角度変調されたパルスをろ波するためのデフォ
    ルトの群遅延応答を有する、特に表面弾性波フィルタで
    ある分散フィルタを含み、 上記受信機における分散フィルタの群遅延応答は、出力
    信号の振幅増大に対して、この変調特性に従って角度変
    調されたパルスの信号成分が、上記フィルタの周波数依
    存の可変信号遅延時間のために、時間圧縮されかつ振幅
    を拡大されて上記分散フィルタの出力に到達するよう
    に、上記送信機側で使用される変調特性と整合され、 上記受信機は本質的に２つの並行する分岐で構成される
    雑音抑圧回路を含み、上記２つの分岐は出力側で減算器
    の入力に接続され、上記２つの分岐の各々において群遅
    延特性を有し互いに逆関係である２つの分散フィルタが
    直列に接続され、上記２つの分岐の各々において、上記
    ２つの分散フィルタの間に信号の流れを制御するための
    制御構成要素が設けられ、上記制御構成要素は上記信号
    の流れの制御を送信タイミングレートに同期させるため
    の同期回路に接続されている送信機及び受信機装置。
  15. 【請求項１５】入力信号の受信及び送信のための送信機
    を備え、上記送信機は上記入力信号の角度変調のための
    第１の変調器を含み、 上記入力信号の回復のための復調器を含む受信機を備
    え、 上記第１の変調器は、各パルスの継続時間の間に角度又
    は位相位置の時間的変化を決定する変調特性に従って角
    度変調されたパルスを生成し、 上記第１の変調器は、上記入力信号を受信するため、か
    つ上記入力信号に依存して上記変調特性を設定するため
    の制御入力を含み、 及び／又は、上記送信機は、上記入力信号に依存して、
    上記角度変調されたパルスの付加的な変調をするための
    第２の変調器を含み、 上記受信機は、デフォルトの変調特性に従って、上記送
    信機側で角度変調されたパルスをろ波するためのデフォ
    ルトの群遅延応答を有する、特に表面弾性波フィルタで
    ある分散フィルタを含み、 上記受信機における分散フィルタの群遅延応答は、出力
    信号の振幅増大に対して、この変調特性に従って角度変
    調されたパルスの信号成分が、上記フィルタの周波数依
    存の可変信号遅延時間のために、時間圧縮されかつ振幅
    を拡大されて上記受信機における分散フィルタの出力に
    到達するように、上記送信機側で使用される変調特性と
    整合され、 上記受信機は本質的に２つの並行する分岐で構成される
    雑音抑圧回路を含み、上記２つの分岐は出力側で減算器
    の入力に接続され、上記２つの分岐の各々において群遅
    延特性を有し互いに逆関係である２つの分散フィルタが
    直列に接続され、上記２つの分岐の各々において、上記
    雑音抑圧回路における２つの分散フィルタの間に信号の
    流れを制御するための制御構成要素が設けられ、上記制
    御構成要素は上記信号の流れの制御を送信タイミングレ
    ートに同期させるための同期回路に接続され、 上記制御構成要素は入力側で上記分散フィルタに接続さ
    れた乗算器であり、信号の流れの計時された遮断又は切
    断の前及び遮断又は切断の間に上記同期回路と接続され
    る送信機及び受信機装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006074609A (ja) * 2004-09-03 2006-03-16 Futaba Corp 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信方式

Families Citing this family (60)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19646747C1 (de) * 1996-11-01 1998-08-13 Nanotron Ges Fuer Mikrotechnik Verfahren zur drahtlosen Übertragung einer einem Signal aufgeprägten Nachricht
DE19836610A1 (de) * 1998-08-12 2000-02-17 Siemens Ag Verfahren zum Steuern der Datenübertragung in einem schnurlosen zwischen einer Datenendeinrichtung und einer Datenübertragungseinrichtung zur Daten-Telekommunikation betriebenen V.24-Datenübertragungssystem
CA2341461C (en) 1998-08-21 2006-02-07 Evologics Gmbh Method for transmitting information and suitable system therefor
WO2001011814A1 (de) * 1999-08-10 2001-02-15 Nanotron Gesellschaft Für Mikrotechnik Mbh Übertragungsverfahren mit senderseitiger frequenz- und zeitspreizung
US20030156624A1 (en) * 2002-02-08 2003-08-21 Koslar Signal transmission method with frequency and time spreading
MY138831A (en) * 2000-02-28 2009-07-31 Thomson Licensing Sa A modulation scheme for fdd/tdd transceivers
US6850553B1 (en) * 2000-03-17 2005-02-01 Harris Corporation Chirp slope multiple access
US6820088B1 (en) * 2000-04-10 2004-11-16 Research In Motion Limited System and method for synchronizing data records between multiple databases
CN100409597C (zh) * 2003-03-10 2008-08-06 松下电器产业株式会社 脉冲串光传输系统和其中使用的发射机和接收机装置
KR100664916B1 (ko) * 2003-05-07 2007-01-04 삼성전자주식회사 간섭의 동적 저감을 위한 ｕｗｂ 송수신기 및 송수신 방법
KR20040102947A (ko) * 2003-05-30 2004-12-08 유티스타콤코리아 유한회사 분리형 기지국에서 에프에이 증설이 가능한 원격 유니트
JP2005012586A (ja) * 2003-06-20 2005-01-13 Nec Electronics Corp データ転送装置
DE10335003A1 (de) 2003-07-23 2005-02-10 Atmel Germany Gmbh Verfahren zur drahtlosen Datenübertragung zwischen einer Basisstation und einem Transponder
DE10335009A1 (de) * 2003-07-23 2005-02-10 Atmel Germany Gmbh Verfahren zur drahtlosen Datenübertragung zwischen einer Basisstation und einem Transponder
US7205503B2 (en) 2003-07-24 2007-04-17 Illinois Tool Works Inc. Remotely controlled welding machine
US7051623B2 (en) * 2003-07-28 2006-05-30 Easco Hand Tools, Inc. Pawl-less ratchet wrench
DE10343332A1 (de) * 2003-09-12 2005-05-12 Atmel Germany Gmbh Verfahren zur Unterdrückung von Störungen in einem Signalverarbeitungssystem und Signalverarbeitungssystem
US7180029B2 (en) 2004-04-16 2007-02-20 Illinois Tool Works Inc. Method and system for a remote wire feeder where standby power and system control are provided via weld cables
US8592724B2 (en) * 2004-04-16 2013-11-26 Illinois Tool Works Inc. Remote wire feeder using binary phase shift keying to modulate communications of command/control signals to be transmitted over a weld cable
US9012807B2 (en) * 2004-04-16 2015-04-21 Illinois Tool Works Inc. Remote wire feeder using binary phase shift keying to modulate communications of command/control signals to be transmitted over a weld cable
KR100616639B1 (ko) * 2004-11-29 2006-08-28 삼성전기주식회사 쏘 필터를 이용한 데이타 송신 장치
US8045580B2 (en) * 2005-04-04 2011-10-25 Nec Corporation Band control method and communication apparatus
KR20060111284A (ko) * 2005-04-22 2006-10-27 삼성전기주식회사 쏘 필터를 이용한 데이타 송신기 및 데이타 송수신 장치
WO2006130988A1 (en) * 2005-06-10 2006-12-14 Telecommunications Research Laboratories Wireless communication system
JP4565163B2 (ja) * 2006-04-28 2010-10-20 独立行政法人産業技術総合研究所 インパルス伝送方法及び受信装置
JP5125368B2 (ja) * 2007-09-28 2013-01-23 富士通セミコンダクター株式会社 半導体装置、通信システム及び送受信振幅最適化方法、
CA2617976A1 (en) 2008-01-11 2009-07-11 John Dasilva Personnel safety system utilizing time variable frequencies
US8416880B2 (en) * 2008-03-31 2013-04-09 Nxp B.V. Digital modulator
USH2274H1 (en) 2009-01-30 2013-05-07 The United States Of America, As Represented By The Secretary Of The Navy Variable pulse width encoding for information transmission
US8670477B2 (en) * 2009-04-27 2014-03-11 Myotis Wireless, Inc. System and apparatus for detecting interference in radio bands
US8957344B2 (en) * 2009-09-30 2015-02-17 Illinois Tool Works Inc. Welding system with power line communication
US8928524B1 (en) * 2009-11-06 2015-01-06 Technology Service Corporation Method and system for enhancing data rates
KR101871360B1 (ko) * 2011-03-09 2018-06-26 삼성전자주식회사 오디오 신호 출력 방법 및 그에 따른 오디오 신호 출력 장치
KR20130062625A (ko) * 2011-12-05 2013-06-13 삼성전자주식회사 싱크함수를 이용한 신호 측정 장치 및 방법
US10155277B2 (en) 2012-06-06 2018-12-18 Illinois Tool Works Inc. Welding device for remotely controlling welding power supply settings
US10118241B2 (en) 2012-09-07 2018-11-06 Illinois Tool Works Inc. Welding system with multiple user interface modules
US10076809B2 (en) 2013-03-13 2018-09-18 Illinois Tool Works Inc. Voltage sensing wire feeder with weld procedure memories
US9450683B2 (en) 2013-06-14 2016-09-20 Lockheed Martin Corporation System, method and apparatus for communication that is insensitive to a sampling clock error
ES2642902T3 (es) * 2013-09-27 2017-11-20 Huawei Technologies Co., Ltd. Procedimiento y dispositivo para ajustar la potencia de envío
US11621701B2 (en) * 2014-03-21 2023-04-04 Dynaspot Corp. Filter that minimizes in-band noise and maximizes detection sensitivity of exponentially-modulated signals
US9724778B2 (en) 2014-03-28 2017-08-08 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for wireless control of a welding power supply
US10464156B2 (en) 2014-03-28 2019-11-05 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for pairing of wireless control devices with a welding power supply
US9943924B2 (en) 2014-03-28 2018-04-17 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for wireless control of an engine-driven welding power supply
US9718141B2 (en) 2014-03-28 2017-08-01 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for prioritization of wireless control of a welding power supply
US11103948B2 (en) 2014-08-18 2021-08-31 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for a personally allocated interface for use in a welding system
US11198190B2 (en) 2014-12-18 2021-12-14 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for duplex communications over a welding cable
US10906119B2 (en) 2014-12-18 2021-02-02 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for communication via a welding cable
US10449614B2 (en) 2014-12-18 2019-10-22 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for solid state sensor measurements of welding cables
US9969024B2 (en) 2014-12-18 2018-05-15 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for measuring characteristics of a welding cable
US10828713B2 (en) 2014-12-18 2020-11-10 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for adaptively controlling physical layers for weld cable communications
US9943925B2 (en) 2014-12-18 2018-04-17 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for adaptively controlling weld cable communications
CN107850997B (zh) * 2015-07-15 2020-08-07 华为技术有限公司 Cs本振序列生成方法、装置、发射机及接收机
US10369652B2 (en) 2015-07-24 2019-08-06 Illinois Tool Works Inc. Wireless and powerline communications in a welding-type system
CN106878206B (zh) * 2015-12-11 2020-07-28 富士通株式会社 测量滤波特性的方法及其装置、预均衡器、通信设备
DE102017216794A1 (de) * 2017-09-22 2019-03-28 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren und System zur Energieübertragung
US11521500B1 (en) * 2018-10-17 2022-12-06 Amazon Technologies, Inc. Unmanned aerial systems with range finding
WO2020147094A1 (zh) * 2019-01-18 2020-07-23 深圳市汇顶科技股份有限公司 信号产生电路以及相关芯片、流量计及方法
JP7265756B2 (ja) * 2019-03-28 2023-04-27 国立大学法人東海国立大学機構 送信装置
CN111835664B (zh) * 2019-04-15 2023-02-17 深圳芯启航科技有限公司 信号调制方法、信号调制器及信号调制系统
US20230358841A1 (en) * 2020-08-18 2023-11-09 Continental Electronics Corp. Loran transmitter, receiver, system and method of operating same

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3969725A (en) 1974-06-12 1976-07-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of Transportation Distance measuring equipment
US4255791A (en) * 1978-12-04 1981-03-10 Harris Corporation Signal processing system
US4438519A (en) * 1981-05-04 1984-03-20 General Electric Company Methods, and apparatus, for transmitting high-bit-rate digital data in power line communication media having high harmonic noise content
US4635008A (en) 1985-11-19 1987-01-06 Sperry Corporation Dispersive SAW filter with tapered transducers
DE3618416A1 (de) 1986-05-31 1987-12-03 Friedrich Dipl Ing Mebes Vorrichtung zum ueberwachen von gepaeckstuecken oder dergleichen
US5105294A (en) * 1988-06-21 1992-04-14 Canon Kabushiki Kaisha Digital communicating method and apparatus
US5070500A (en) * 1988-08-30 1991-12-03 Tokyo Keiki Company Ltd. Memory package system utilizing inductive coupling between memory module and read/write unit
JP2672146B2 (ja) * 1989-04-26 1997-11-05 キヤノン株式会社 通信方式，通信システム，送信装置および受信装置
DE69230768T2 (de) * 1991-08-23 2000-09-28 Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki Funkinformations- und kommunikationssystem mit einem mehrträger-spreizspektrum-übertragungssystem
US5224122A (en) * 1992-06-29 1993-06-29 Motorola, Inc. Method and apparatus for canceling spread-spectrum noise
US5381798A (en) 1993-11-02 1995-01-17 Quinton Instrument Company Spread spectrum telemetry of physiological signals
US5640385A (en) * 1994-01-04 1997-06-17 Motorola, Inc. Method and apparatus for simultaneous wideband and narrowband wireless communication
US5677927A (en) * 1994-09-20 1997-10-14 Pulson Communications Corporation Ultrawide-band communication system and method
US5589821A (en) 1994-12-13 1996-12-31 Secure Technologies, Inc. Distance determination and alarm system
US5630836A (en) 1995-01-19 1997-05-20 Vascor, Inc. Transcutaneous energy and information transmission apparatus
JP2798129B2 (ja) * 1996-08-26 1998-09-17 日本電気株式会社 チャープスペクトラム拡散信号多重化装置用送信装置及び受信装置
US5859613A (en) * 1996-08-30 1999-01-12 Harris Corporation System and method for geolocating plural remote transmitters
US5982808A (en) * 1996-08-30 1999-11-09 Harris Corporation System and method for communicating with plural remote transmitter
JP2755296B2 (ja) * 1996-10-18 1998-05-20 日本電気株式会社 スペクトラム拡散信号多重化装置
DE19646747C1 (de) * 1996-11-01 1998-08-13 Nanotron Ges Fuer Mikrotechnik Verfahren zur drahtlosen Übertragung einer einem Signal aufgeprägten Nachricht
DE19646746C2 (de) * 1996-11-01 2003-09-18 Nanotron Technologies Gmbh Übertragungsverfahren zur drahtlosen Kommunikation mit einem implantierten medizinischen Gerät

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006074609A (ja) * 2004-09-03 2006-03-16 Futaba Corp 超広帯域無線送信装置、超広帯域無線受信装置、及び超広帯域無線送受信方式

Also Published As

Publication number Publication date
US6466609B2 (en) 2002-10-15
KR20000052916A (ko) 2000-08-25
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TR199900873T2 (xx) 1999-07-21
CN1235716A (zh) 1999-11-17
IL129435A0 (en) 2000-02-17
CA2269212C (en) 2003-07-08
CA2269212A1 (en) 1998-05-14
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