JP4565163B2 - インパルス伝送方法及び受信装置 - Google Patents
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本発明は、劣悪な伝送条件下においても信頼性が高く、かつ、回路構成の簡単な回路で実現できるインパルス伝送方法及びこのインパルス伝送方法に用いる受信装置に関するものである。
従来、受信装置における伝送路等化などに先立ち、低速データによる初期ネゴシエーションを確立している。その際の打合せデータの伝送方法として、2値パルス振幅変調（PAM）、振幅シフトキーイング（ASK）又は周波数シフトキーイング（FSK）が多く用いられ、これらの伝送方法における受信側のデータ判定方式としては、同期サンプリング＆スライスの手法を用いている。
しかし、送信信号電力が非常に低く制限されているため信号対雑音比（SNR）が非常に悪い、減衰特性の変動が大きいために伝送路応答が非常に長い、などの劣悪な伝送路では、上述した従来の技術では、同期サンプリングの時点で大きな判定誤りが生じるために十分な信頼性を保証できない場合が多い。
しかし、送信信号電力が非常に低く制限されているため信号対雑音比（SNR）が非常に悪い、減衰特性の変動が大きいために伝送路応答が非常に長い、などの劣悪な伝送路では、上述した従来の技術では、同期サンプリングの時点で大きな判定誤りが生じるために十分な信頼性を保証できない場合が多い。
このような劣悪な伝送路を用いて行うデータ通信システムの例として、PLC（Power Line Communication：電力線通信）がある（特許文献１参照）。このPLCは、家庭やオフィス内において、商用電源の電力線を使用し、例えば、2MHzから30MHzにわたる短波帯を使用して、電気製品間でデータ通信を行うものである。
屋内配線はコンセントで分岐し、新たな負荷をコンセントに接続したり外したりすることにより、また、接続された負荷をオン／オフすることにより、線路長や終端インピーダンスが変化するため、信号の反射や共振が発生する。その結果、屋内配線は、使用帯域中の広い帯域にわたって大きく減衰したり、特定の周波数では信号が全く伝送されなかったりする。また、屋内配線には、負荷から発生するノイズに加えて、空中の電磁波に共振して誘起される妨害信号やノイズが、信号電力と同程度のレベルで加わる。
屋内配線はコンセントで分岐し、新たな負荷をコンセントに接続したり外したりすることにより、また、接続された負荷をオン／オフすることにより、線路長や終端インピーダンスが変化するため、信号の反射や共振が発生する。その結果、屋内配線は、使用帯域中の広い帯域にわたって大きく減衰したり、特定の周波数では信号が全く伝送されなかったりする。また、屋内配線には、負荷から発生するノイズに加えて、空中の電磁波に共振して誘起される妨害信号やノイズが、信号電力と同程度のレベルで加わる。
このような劣悪な伝送路を用いて、伝送路の特性に最適化された高速伝送をしなければならないとき、送信機及び受信機がこの最適化された状態に到達するためには、伝送路特性について何もわかっていない状態で、信頼性のある打合せプロセス（初期ネゴシエーション）が必要である（例えば、特願２００５−２２２９９１「信号伝送装置および信号伝送方法」、特願２００６−２１２２「信号伝送装置および信号伝送方法」参照）。
打合せデータの送受信は、低速でもよいが、いかなる大きな伝送歪、減衰、雑音に対しても打合せデータの送受信に成功しなければならない。
また、初期ネゴシエーションは、上述した信頼性に加えて、できるだけ簡単な回路で実現することが望まれる。
特開２００３−１８８７８１号公報
打合せデータの送受信は、低速でもよいが、いかなる大きな伝送歪、減衰、雑音に対しても打合せデータの送受信に成功しなければならない。
また、初期ネゴシエーションは、上述した信頼性に加えて、できるだけ簡単な回路で実現することが望まれる。
本発明の目的は、上述した問題点を解決し、劣悪な伝送路であっても信頼性が高く、かつ、簡単な構成でデータの送受信ができるインパルス伝送方法及びこのインパルス伝送方法に用いる受信装置を提供することにある。
本発明のインパルス伝送方法は、所定周期の送信クロックに同期して発生するインパルスを2値の送信データによりオンオフして得られたインパルス列で搬送波を振幅変調して伝送路に送信し、該伝送路を経由して受信した信号を包絡線検波し、ローパス・フィルタ及び直流カット・フィルタを通してNRZ波形を得、該NRZ波形のパルス幅に応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、該NRZ波形のパルス幅の極性に応じて、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを受信するものである。
従って、インパルス列で搬送波を振幅変調した送信信号は、送信信号の出力期間が短いため、少ない送信電力で雑音レベルよりも大きな瞬時振幅で送信することができる。
伝送路が狭帯域であるほどインパルス応答は長い尾を引くが、送信クロック速度を落としてインパルス列の間隔を長くすることにより簡単に符号間干渉を避けることができるから信頼性の高い受信ができる。
また、受信側の構成は、搬送波再生回路、同期検波回路、サンプリング回路がないため、簡単であるにもかかわらず、伝送路歪や雑音の影響を受けにくい信頼性の高い受信ができる。
上述したローパス・フィルタは、送信データを抽出するのに必要な低周波側の周波数成分を通すためのものであって、送信データのナイキスト周波数を遮断周波数とするフィルタを用いればよい。
従って、インパルス列で搬送波を振幅変調した送信信号は、送信信号の出力期間が短いため、少ない送信電力で雑音レベルよりも大きな瞬時振幅で送信することができる。
伝送路が狭帯域であるほどインパルス応答は長い尾を引くが、送信クロック速度を落としてインパルス列の間隔を長くすることにより簡単に符号間干渉を避けることができるから信頼性の高い受信ができる。
また、受信側の構成は、搬送波再生回路、同期検波回路、サンプリング回路がないため、簡単であるにもかかわらず、伝送路歪や雑音の影響を受けにくい信頼性の高い受信ができる。
上述したローパス・フィルタは、送信データを抽出するのに必要な低周波側の周波数成分を通すためのものであって、送信データのナイキスト周波数を遮断周波数とするフィルタを用いればよい。
本発明の第１の受信装置は、請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値に最も近くかつ送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の真の計数値として出力するパルス幅判定手段と、該パルス幅判定手段から前記パルス幅の計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性に応じて、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段を有するものである。
従って、伝送路歪やノイズ等によって生成される狭いNRZ波形のパルス幅を除去することができる。また、NRZ波形のパルス幅の変動が小さければ、真のパルス幅を判定できる。
従って、伝送路歪やノイズ等によって生成される狭いNRZ波形のパルス幅を除去することができる。また、NRZ波形のパルス幅の変動が小さければ、真のパルス幅を判定できる。
本発明の第２の受信装置は、請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値に最も近くかつ送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値から当該パルス幅の計数値までの差の絶対値が第２の閾値以内であるときは、当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の唯一の候補として出力するとともに、前記差の絶対値が前記第２の閾値を超えるときは、当該パルス幅の計数値以下で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第１の候補とし、当該パルス幅の計数値以上で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第２の候補として出力する、パルス幅判定候補出力手段と、該パルス幅判定候補出力手段から前記パルス幅に対する候補となる計数値を順次入力し、前記パルス幅の複数個からなる有限の区間において最も古いパルス幅を最終判定するものであって、前記最終判定するパルス幅に対して前記唯一の候補を入力しているときは、該唯一の候補の計数値を前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定し、前記最終判定するパルス幅に対して前記第１の候補及び第２の候補を入力しているときは、当該第１の候補及び第２の候補を系列の２つの起点として、前記有限の区間において最も新しいパルス幅に対する候補まで、取り得る候補の全ての系列を設定し、設定された全ての系列のそれぞれについて、前記各候補の計数値から前記NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されていた前記各候補に対応する各パルス幅の計数値までの差分値を用いて、該差分値の総和を求め、該総和の絶対値が最も小さい系列における起点となっていた第１の候補又は第２の候補の一方を、前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定するパルス幅判定手段と、該パルス幅判定手段から前記パルス幅の最終判定された計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性を入力して、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段を有するものである。
従って、伝送路歪やノイズ等によって生成される狭いNRZ波形のパルス幅を除去することができる。また、最尤系列推定を用いているため、NRZ波形のパルス幅の変動がかなり大きくなっても、真のパルス幅を判定できる。また、NRZ波形のパルス幅の変動が少ないときには、唯一の候補しか立てないので、取りうるパスの総数を減らすことができるから、最尤系列推定のための処理量を減らすことができる。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の複数個からなる有限の区間は、パルス幅の個数を一定にした方が、計算が簡単になる。しかし、パルス幅は送信データに応じて変化するから、所定の有限の時間幅を設定し、その有限の時間幅に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の複数個からなる有限の区間は、パルス幅の個数を一定にした方が、計算が簡単になる。しかし、パルス幅は送信データに応じて変化するから、所定の有限の時間幅を設定し、その有限の時間幅に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
本発明の第３の受信装置は、請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値以下で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第１の候補とし、当該パルス幅の計数値以上で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第２の候補として出力する、パルス幅判定候補出力手段と、該パルス幅判定候補出力手段から前記パルス幅に対する候補となる計数値を順次入力し、前記パルス幅の複数個からなる有限の区間において最も古いパルス幅を最終判定するものであって、前記最終判定するパルス幅に対する前記第１の候補及び第２の候補を系列の２つの起点として、前記有限の区間において最も新しいパルス幅に対する候補まで、取り得る候補の全ての系列を設定し、設定された全ての系列のそれぞれについて、前記各候補の計数値から前記NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されていた前記各候補に対応する各パルス幅の計数値までの差分値を用いて、該差分値の総和を求め、該総和の絶対値が最も小さい系列における起点となっていた第１の候補又は第２の候補の一方を、前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定するパルス幅判定手段と、該パルス幅判定手段から前記パルス幅の最終判定された計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性を入力して、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段を有するものである。
従って、伝送路歪やノイズ等によって生成される狭いNRZ波形のパルス幅を除去することができる。また、最尤系列推定を用いているため、NRZ波形のパルス幅の変動がかなり大きくなっても、真のパルス幅を判定できる。いつでも２つの候補を立てるので最尤系列推定が正確に行える。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の複数個からなる有限の区間は、パルス幅の個数を一定にした方が、計算が簡単になる。しかし、パルス幅は送信データに応じて変化するから、所定の有限の時間幅を設定し、その有限の時間幅に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の複数個からなる有限の区間は、パルス幅の個数を一定にした方が、計算が簡単になる。しかし、パルス幅は送信データに応じて変化するから、所定の有限の時間幅を設定し、その有限の時間幅に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
本発明によれば、信頼性の高いデータ伝送ができるので、PLCのような劣悪な伝送路における初期ネゴシエーションプロセスにおいても、打合せデータを送受信できる。
以下に、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明の実施の一形態を説明するためのブロック図である。
図２は、図１に示した伝送路２の振幅特性及びインパルス応答の説明図である。
図３は、送信データに応じたインパルス列、及び、図１に示したインパルス受信装置３の各部における信号波形を示す波形図である。
図１は、本発明の実施の一形態を説明するためのブロック図である。
図２は、図１に示した伝送路２の振幅特性及びインパルス応答の説明図である。
図３は、送信データに応じたインパルス列、及び、図１に示したインパルス受信装置３の各部における信号波形を示す波形図である。
図１（ａ）は、インパルス伝送システムの基本構成を示し、図１（ｂ）は、そのインパルス受信装置の構成を示すブロック図である。
１はインパルス送信装置である。２値の送信データ（ON・OFFデータ）を入力し、図３（ａ）を参照して後述するインパルスの発生の有無を制御し、インパルスにより搬送波を振幅変調した信号を送信する。
インパルスとは、所定の送信クロック周期に比べて短い時間幅を有するパルス信号である。インパルスは、送信クロック周期の開始時を発生可能タイミングとし、例えば、送信データが１の時に発生し、送信データが０の時は発生しない。
従って、送信データが０，１にかかわらず、１クロック周期の後半は、いつも振幅がゼロに戻っているRZ（リターン・トゥー・ゼロ）信号ということができる。デューティ比は小さくてよい。
１はインパルス送信装置である。２値の送信データ（ON・OFFデータ）を入力し、図３（ａ）を参照して後述するインパルスの発生の有無を制御し、インパルスにより搬送波を振幅変調した信号を送信する。
インパルスとは、所定の送信クロック周期に比べて短い時間幅を有するパルス信号である。インパルスは、送信クロック周期の開始時を発生可能タイミングとし、例えば、送信データが１の時に発生し、送信データが０の時は発生しない。
従って、送信データが０，１にかかわらず、１クロック周期の後半は、いつも振幅がゼロに戻っているRZ（リターン・トゥー・ゼロ）信号ということができる。デューティ比は小さくてよい。
発生したインパルス列は、ロール・オフ・フィルタに通されて、スペクトルエネルギーを所定の許容帯域に制限されたベースバンド信号となる。
ロール・オフ・フィルタは、初期ネゴシエーションが完了した後の高速データ伝送時において使用帯域を制限するためのものである。従って、初期ネゴシエーション時の低速送信データにとっては、十分広帯域のロール・オフ・フィルタである。このロール・オフ・フィルタのカットオフ周波数は、初期ネゴシエーション時の低速送信データのナイキスト周波数よりも十分高い。個々のインパルスは、このロール・オフ・フィルタを通しても余り影響を受けない。
ロール・オフ・フィルタは、初期ネゴシエーションが完了した後の高速データ伝送時において使用帯域を制限するためのものである。従って、初期ネゴシエーション時の低速送信データにとっては、十分広帯域のロール・オフ・フィルタである。このロール・オフ・フィルタのカットオフ周波数は、初期ネゴシエーション時の低速送信データのナイキスト周波数よりも十分高い。個々のインパルスは、このロール・オフ・フィルタを通しても余り影響を受けない。
伝送路の制限条件によっては、ノッチ・フィルタを通して、許容帯域内の送信波形のスペクトルに、１又は複数のノッチ周波数を設ける場合もある。
インパルス列を広帯域のロール・オフ・フィルタ（及びノッチ・フィルタ）に通し、所定の搬送波（キャリア）と乗算することにより振幅変調して図示しない送信波形を生成する。
インパルス列を広帯域のロール・オフ・フィルタ（及びノッチ・フィルタ）に通し、所定の搬送波（キャリア）と乗算することにより振幅変調して図示しない送信波形を生成する。
なお、従来のASK（オン・オフ・キーイング）は、2値対称型NRZ（ノン・リターン・トゥー・ゼロ）波形に基づいてベースバンド信号を生成し、比較的平坦な振幅特性の伝送路を用いて送信している。
これに対し、本発明の実施の形態のように、インパルス（RZ波形）に基づいてベースバンド信号を生成した場合、送信信号を出力する期間が短いため平均送信電力が小さいにもかかわらず、雑音レベルに比較して十分大きな振幅を出力することができる。
これに対し、本発明の実施の形態のように、インパルス（RZ波形）に基づいてベースバンド信号を生成した場合、送信信号を出力する期間が短いため平均送信電力が小さいにもかかわらず、雑音レベルに比較して十分大きな振幅を出力することができる。
伝送路（チャンネル）２は、劣悪なものを想定して説明する。以下に使用する波形は、シミュレーションで得られたものを用いている。
図２（ａ）は、伝送路２の振幅特性である。横軸は周波数、縦軸は、スペクトル振幅である。周波数スペクトルは帯域内で30dB〜40dB程度の幅を持っている。従って、実質的に伝送路は狭帯域特性になってしまう。その結果、この伝送路のインパルス応答が減衰するまでには長い時間がかかる。
図２（ｂ）は、図２（ａ）に示した伝送路において、搬送波周波数をゼロと見なしたときのインパルス応答を示す、等価的なベースバンドパルスである。雑音はないものとしている。横軸は時間、縦軸は振幅である。
インパルスは、振幅変調されて送信信号となるので、１個のインパルスに基づいて生成された送信信号が図１に示した伝送路２を経て受信されたときは、図２（ｂ）に示したインパルス応答に搬送波を乗算した図２（ｃ）の波形となる。
図２（ａ）は、伝送路２の振幅特性である。横軸は周波数、縦軸は、スペクトル振幅である。周波数スペクトルは帯域内で30dB〜40dB程度の幅を持っている。従って、実質的に伝送路は狭帯域特性になってしまう。その結果、この伝送路のインパルス応答が減衰するまでには長い時間がかかる。
図２（ｂ）は、図２（ａ）に示した伝送路において、搬送波周波数をゼロと見なしたときのインパルス応答を示す、等価的なベースバンドパルスである。雑音はないものとしている。横軸は時間、縦軸は振幅である。
インパルスは、振幅変調されて送信信号となるので、１個のインパルスに基づいて生成された送信信号が図１に示した伝送路２を経て受信されたときは、図２（ｂ）に示したインパルス応答に搬送波を乗算した図２（ｃ）の波形となる。
上述したように周波数スペクトルの変化が大きい伝送路のインパルス応答は、図示のように長い尾を引く。
インパルス列の間隔、すなわち、送信クロック周期を、１個のインパルスによる受信信号が十分減衰した後に、次のインパルスによる受信信号が受信されるような間隔に定めれば、受信信号において、隣接するインパルスが相互干渉しない。
具体例を挙げると、短波帯を使用した場合、インパルス応答の長さは、高速伝送（20Mシンボル/秒）時のシンボル周期に換算すると、最悪で100シンボル程度になる。従って、例えば、64シンボルに１回程度の間隔でインパルスが送信されるように、送信クロック周期を決めればよい。
なお、この図では、ノッチ・フィルタを通していないが、伝送規格に制限がある場合は、ノッチ・フィルタを通す。
インパルス列の間隔、すなわち、送信クロック周期を、１個のインパルスによる受信信号が十分減衰した後に、次のインパルスによる受信信号が受信されるような間隔に定めれば、受信信号において、隣接するインパルスが相互干渉しない。
具体例を挙げると、短波帯を使用した場合、インパルス応答の長さは、高速伝送（20Mシンボル/秒）時のシンボル周期に換算すると、最悪で100シンボル程度になる。従って、例えば、64シンボルに１回程度の間隔でインパルスが送信されるように、送信クロック周期を決めればよい。
なお、この図では、ノッチ・フィルタを通していないが、伝送規格に制限がある場合は、ノッチ・フィルタを通す。
図１（ｂ）に示すインパルス受信装置３は、伝送路２を介してインパルス列で振幅変調された送信信号を受信する。
まず、雑音がない場合について説明する。受信信号を図３（ｂ）に示す。図２（ｃ）に示した受信信号に含まれている搬送波波形は見えない。
受信信号は、包絡線検波部１１に入力される。AMラジオのような同調回路は特に必要ない。
まず、雑音がない場合について説明する。受信信号を図３（ｂ）に示す。図２（ｃ）に示した受信信号に含まれている搬送波波形は見えない。
受信信号は、包絡線検波部１１に入力される。AMラジオのような同調回路は特に必要ない。
包絡線検波部１１は、ダイオードを用いた半端整流又は全波整流により、伝送路歪を受けて受信された振幅変調信号の包絡線の形状をしたベースバンド信号を抽出する。包絡線検波は、同期検波による振幅復調に比べ、搬送波再生回路が不要であるために、回路構成が簡単になる。
図３（ｃ）に包絡線検波部１１の出力信号を示す。
直流カット部１２は、包絡線検波部１１の出力信号を、例えば、コンデンサを通すことにより直流成分（DCレベル）が遮断された信号を出力する。その結果、この出力信号の平均値はゼロとなる。
図３（ｃ）に包絡線検波部１１の出力信号を示す。
直流カット部１２は、包絡線検波部１１の出力信号を、例えば、コンデンサを通すことにより直流成分（DCレベル）が遮断された信号を出力する。その結果、この出力信号の平均値はゼロとなる。
図４は、図３（ｃ）に示した包絡線検波出力信号のスペクトル振幅を示すグラフである。横軸は周波数、縦軸はスペクトル振幅である。
図中、ナイキスト周波数は、図２（ａ）に示した低速伝送時のデータ伝送レート（送信クロック・レート）の２分の１の周波数になる。
図１（ｂ）に示したローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１３は、例えば、上述したナイキスト周波数をカットオフ周波数として、送信データを抽出するのに必要な低域成分を通過させ、高域の雑音を除去する。
図中、ナイキスト周波数は、図２（ａ）に示した低速伝送時のデータ伝送レート（送信クロック・レート）の２分の１の周波数になる。
図１（ｂ）に示したローパス・フィルタ（ＬＰＦ）１３は、例えば、上述したナイキスト周波数をカットオフ周波数として、送信データを抽出するのに必要な低域成分を通過させ、高域の雑音を除去する。
クリップ部１４は、ゼロレベルを閾値として、閾値を超えれば＋１、超えなければ−１となる矩形波（NRZ：Non Return to Zero波形）を出力する。言い換えれば、ゼロクロス検出をしている。クリップする波形は、既に直流カット部１２により直流カットされた波形であるため、ゼロレベルを閾値とすることは、図３（ｃ）に示した包絡線検波出力信号の平均値を閾値としてクリップすることを意味する。
図５は、図１に示したローパス・フィルタ１３とクリップ部１４の出力波形、及び、受信パルス幅を示す説明図である。
図５（ａ）は、ローパス・フィルタ１３の出力信号波形である。図３（ｄ）の直流カット波形に比べて、NRZ波形に近くなっている。
図５（ｂ）は、クリップ部１４の出力信号波形であり、NRZ波形となっている。
図２（ａ）に示されたインパルス列（RZ波形）がNRZ波形に変換されていることがわかる。
図５（ａ）は、ローパス・フィルタ１３の出力信号波形である。図３（ｄ）の直流カット波形に比べて、NRZ波形に近くなっている。
図５（ｂ）は、クリップ部１４の出力信号波形であり、NRZ波形となっている。
図２（ａ）に示されたインパルス列（RZ波形）がNRZ波形に変換されていることがわかる。
図１（ｂ）に示したデータ判定部１５において、図５（ｂ）に示したクリップ部１４の出力信号波形を、送信クロックと同期した受信クロックによりサンプリングすれば、送信データと等価な受信データを出力できる。しかし、このようなサンプリングをするには、送信クロックと同期したクロックを再生する回路が必要となるため、受信装置の構成が複雑になる。しかも、サンプリング時刻に雑音が含まれていると、アイパターンの開口が小さくなるため、誤判定する確率が増大する。
そのため、この実施の形態では、クリップ出力（NRZ波形）の、＋1区間、−1区間のパルス幅を計数する手法によりデータ判定をする。送信クロックよりも短周期のクロックを用いて計数する。例えば、送信クロック周期のm（正整数）分の１（以後の具体例では、m＝64としている）の周期のクロック（以下、受信クロックという）を計数するカウンタを用いて、＋1区間、−1区間のパルス幅を計測し、その計数値列を求める。
クリップ出力のサンプリングを行わないため、サンプリング時刻での雑音による不確定要因が軽減される。
また、計数の際に、長さを計数するための受信クロックは、パルス幅の計数に使用するだけであるから、送信クロックと周波数同期、位相同期している必要はない。
クリップ出力のサンプリングを行わないため、サンプリング時刻での雑音による不確定要因が軽減される。
また、計数の際に、長さを計数するための受信クロックは、パルス幅の計数に使用するだけであるから、送信クロックと周波数同期、位相同期している必要はない。
図５（ｃ）は、図５（ｂ）に示したクリップ出力信号波形のパルス幅をカウントしたときの計数値列と、図３（ａ）に示した送信データが歪を受けずに受信されたと仮定したときの、クリップ出力波形の真のパルス幅をカウントしたときの計数値列である。
２つの計数値列を比較すると、それぞれのパルス幅は、かなり近い。
従って、計数されたパルス幅のカウント値をm＝64（送信クロックの１周期分）の正整数倍に丸め込む（これは、後述する硬判定に相当する）。丸め込まれたパルス幅に応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、パルス幅の極性（＋１レベル，−１レベル）に応じて、送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定する。
なお、パルス幅を計数するに際し、ローパス・フィルタ部１３の出力から直接にゼロクロス間隔を計数することにより、NRZ波形のパルス幅を計数してもよい。この場合、クリップ部１４は不要である。
２つの計数値列を比較すると、それぞれのパルス幅は、かなり近い。
従って、計数されたパルス幅のカウント値をm＝64（送信クロックの１周期分）の正整数倍に丸め込む（これは、後述する硬判定に相当する）。丸め込まれたパルス幅に応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、パルス幅の極性（＋１レベル，−１レベル）に応じて、送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定する。
なお、パルス幅を計数するに際し、ローパス・フィルタ部１３の出力から直接にゼロクロス間隔を計数することにより、NRZ波形のパルス幅を計数してもよい。この場合、クリップ部１４は不要である。
ところで、上述したデータ判定は、伝送路に雑音がないと仮定したときの動作である。実際には雑音が重畳される。受信信号には、平均送信信号電力と同程度又はそれよりも大きな雑音が重畳されている場合がある。以下、白色ガウス雑音が重畳された受信信号の場合でも高信頼度の受信ができる受信装置について説明する。
図６（ａ）は、平均信号電力の25倍の白色ガウス雑音を含む場合の受信信号の波形図である。図６（ｂ）は、包絡線出力波形を直流カットした出力信号の概念図である（実際に直流カットしたシミュレーション波形ではなく、直流カットした波形に似せて作成した波形図である）。
横軸は時間、縦軸は振幅である。図３に示した波形図の横軸と同じ尺度で表している。図３（ｂ），図３（ｄ）においては見ることができたインパルス列が、白色ガウス雑音から少し突き出ているのが見える。
図６（ａ）は、平均信号電力の25倍の白色ガウス雑音を含む場合の受信信号の波形図である。図６（ｂ）は、包絡線出力波形を直流カットした出力信号の概念図である（実際に直流カットしたシミュレーション波形ではなく、直流カットした波形に似せて作成した波形図である）。
横軸は時間、縦軸は振幅である。図３に示した波形図の横軸と同じ尺度で表している。図３（ｂ），図３（ｄ）においては見ることができたインパルス列が、白色ガウス雑音から少し突き出ているのが見える。
図７は、受信信号に大きな白色ガウス雑音が重畳しているときの、図１に示したローパス・フィルタ１３とクリップ部１４の出力波形、及び、受信パルス幅を示す説明図である。
図７（ａ）は、ローパス・フィルタ１３の出力信号波形である。雑音レベルが大きいと、図１（ｂ）に示したローパス・フィルタ１３の出力信号波形は、矩形波から大きく隔たったものとなる。図７（ｂ）は、クリップ部１４の出力波形である。
データ判定部１５において、図７（ｂ）に示したクリップ部１４の出力波形を、送信クロックと同期した受信クロックにより単にサンプリングしただけでは、多くの判定エラーが生じることは明らかである。
しかし、受信パルス幅も真のパルス幅から大きく変動しているから、受信パルス幅を計数して、パルス幅のカウント値をm＝64（送信クロックの１周期分）の倍数値に丸め込めんだだけでは、データを正確に判定することができなくなる。
図７（ａ）は、ローパス・フィルタ１３の出力信号波形である。雑音レベルが大きいと、図１（ｂ）に示したローパス・フィルタ１３の出力信号波形は、矩形波から大きく隔たったものとなる。図７（ｂ）は、クリップ部１４の出力波形である。
データ判定部１５において、図７（ｂ）に示したクリップ部１４の出力波形を、送信クロックと同期した受信クロックにより単にサンプリングしただけでは、多くの判定エラーが生じることは明らかである。
しかし、受信パルス幅も真のパルス幅から大きく変動しているから、受信パルス幅を計数して、パルス幅のカウント値をm＝64（送信クロックの１周期分）の倍数値に丸め込めんだだけでは、データを正確に判定することができなくなる。
図７（ｃ）は、クリップ出力信号波形のパルス幅を、その＋1側区間、−1側区間を交互にカウントしたときの計数値列である。
これに対し、図３（ａ）に示した送信データが歪みを受けずに受信されたと仮定したときの真のパルス幅は、図５（ｃ）にも示したように64の倍数となる。
従って、実際の受信信号に基づくパルス幅は、64の倍数から大きな差をもっている。
そこで、この実施の形態では、図１（ｂ）に示したデータ判定部１５において、ディジタル信号処理により最尤系列推定をすることにより、受信データの信頼性を向上させる。
以下、この計数値列から受信データを判定する方法を説明する。
これに対し、図３（ａ）に示した送信データが歪みを受けずに受信されたと仮定したときの真のパルス幅は、図５（ｃ）にも示したように64の倍数となる。
従って、実際の受信信号に基づくパルス幅は、64の倍数から大きな差をもっている。
そこで、この実施の形態では、図１（ｂ）に示したデータ判定部１５において、ディジタル信号処理により最尤系列推定をすることにより、受信データの信頼性を向上させる。
以下、この計数値列から受信データを判定する方法を説明する。
上述したNRZ波形のパルス幅の所定個数からなる有限の区間において、パルス幅の計数値列をとると、パルス幅のゆらぎが小さければ、計数値列の総和は送信クロック周期の正整数倍の時間幅を示す計数値（64の倍数）に近いはずである。
そこで、個々のパルス幅の計数値を64の倍数の１又は２つの候補値に丸め込んだときの差分値を計量の尺度とし、上述したNRZ波形のパルス幅の所定個数からなる有限の区間において、差分値の総和を求め、総和が最小となる候補値列（パス）の最も確からしい系列（最尤系列）を推定することにより、最終的に１つの候補値を選択することにより、パルス幅の判定をする。
そこで、個々のパルス幅の計数値を64の倍数の１又は２つの候補値に丸め込んだときの差分値を計量の尺度とし、上述したNRZ波形のパルス幅の所定個数からなる有限の区間において、差分値の総和を求め、総和が最小となる候補値列（パス）の最も確からしい系列（最尤系列）を推定することにより、最終的に１つの候補値を選択することにより、パルス幅の判定をする。
具体的には、パルス幅の所定個数からなる有限の区間において、最も古い時刻のパルス幅を最終判定し、順次、有限の区間を１パルス幅ずつ新しくして行く。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の所定個からなる有限の区間は、送信データに応じて時間幅が変化してしまう。そこで、所定の時間幅を設定し、その有限の時間に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
なお、上述したNRZ波形のパルス幅の所定個からなる有限の区間は、送信データに応じて時間幅が変化してしまう。そこで、所定の時間幅を設定し、その有限の時間に含まれる複数のパルス幅からなる有限の区間としてもよい。
また、上述した説明では、パルス幅の複数個からなる有限の区間において最も古いパルス幅を最終判定するものであった。これに代えて、最も新しいパルス幅を最終判定したり、中間にあるパルス幅を最終判定したりしてもよい。総和の絶対値が最も小さい系列に含まれていた最終判定するパルス幅の第１の候補又は第２の候補の一方を、最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定すればよい。なお、最終判定するパルス幅に唯一の候補しかなければ、これを真の計数値であると判定する。
図８は、最尤系列推定によるデータ判定アルゴリズムの一例を説明するためのフローチャートである。
Ｓ２１において、整数値変数kに1を初期設定する。
kは判定アルゴリズムにおいて順次入力されるパルス幅を表す順序番号である。ただし、処理中において、３個のパルス幅を１つのパルス幅に合成する場合があり、このとき、入力されるパルス幅に与えられるkの値が途中で変更される。
Ｓ２２において、図７（ｃ）に示したクリップ波形のパルス幅の計数値Dkを入力する。
Ｓ２１において、整数値変数kに1を初期設定する。
kは判定アルゴリズムにおいて順次入力されるパルス幅を表す順序番号である。ただし、処理中において、３個のパルス幅を１つのパルス幅に合成する場合があり、このとき、入力されるパルス幅に与えられるkの値が途中で変更される。
Ｓ２２において、図７（ｃ）に示したクリップ波形のパルス幅の計数値Dkを入力する。
以下、原則としてＳ２２〜Ｓ３５の手順を、クリップ波形のパルス幅の計数値について繰り返す。
Ｓ２３において、パルス幅の計数値を、64（送信クロック周期の計数値を例えば64とする）の倍数となる計数値Zkに丸める。すなわち、64の倍数であって最も近い値に丸められる。計算式は、round[Dk/64]＊64となり、これを計算しZkとする。
ここで、round[]は四捨五入をする関数であり、＊は乗算記号であり、/は除算記号である。
また、剰余（丸め誤差であって、正値と負値とをとる）Dk−Zkを計算し、これをRkとする。
Ｓ２３において、パルス幅の計数値を、64（送信クロック周期の計数値を例えば64とする）の倍数となる計数値Zkに丸める。すなわち、64の倍数であって最も近い値に丸められる。計算式は、round[Dk/64]＊64となり、これを計算しZkとする。
ここで、round[]は四捨五入をする関数であり、＊は乗算記号であり、/は除算記号である。
また、剰余（丸め誤差であって、正値と負値とをとる）Dk−Zkを計算し、これをRkとする。
図９は、Dk，Zk，Rkの関係を説明するための線図である。
あるZkを中心に、Zk−64からZk＋64までの計数値範囲を示している。
あわせて、Zk＝0，64，128，192，256，320，384，448，…の場合について、Zk−64の値とZk＋64の値とを示しておく。−32≦Rk＜32となる。
Ｓ２４において、上述した剰余の絶対値|Rk|が、例えば、16（第２の閾値：揺らぎの小さな範囲）を超えるか否かを判定する。図９（ａ）に示したように、|Rk|が16を超えないとき、Ｓ２３において得られたZkを真のパルス幅であるとして（硬判定処理）、直ちにＳ２５に処理を進める。このZkを唯一の候補値（硬判定値）とする。
硬判定処理の場合、Ｓ２５においては、（Zk，Rk）を図１０（ａ）を参照して後述するシフトレジスタ（以下の例では、8段とする）の第１段に入力するとともに、シフトレジスタの各段に保持されていた数値データを次段にシフトする。
あるZkを中心に、Zk−64からZk＋64までの計数値範囲を示している。
あわせて、Zk＝0，64，128，192，256，320，384，448，…の場合について、Zk−64の値とZk＋64の値とを示しておく。−32≦Rk＜32となる。
Ｓ２４において、上述した剰余の絶対値|Rk|が、例えば、16（第２の閾値：揺らぎの小さな範囲）を超えるか否かを判定する。図９（ａ）に示したように、|Rk|が16を超えないとき、Ｓ２３において得られたZkを真のパルス幅であるとして（硬判定処理）、直ちにＳ２５に処理を進める。このZkを唯一の候補値（硬判定値）とする。
硬判定処理の場合、Ｓ２５においては、（Zk，Rk）を図１０（ａ）を参照して後述するシフトレジスタ（以下の例では、8段とする）の第１段に入力するとともに、シフトレジスタの各段に保持されていた数値データを次段にシフトする。
一方、Ｓ２４において、|Rk|が16を超える場合（Dkが図９に示す不確定区間内に入る）、丸め処理はしたものの、硬判定値Zkが疑わしいと判断し、Ｓ２６に処理を進めて軟判定処理に移る。
軟判定処理では、パルス幅の計数値Dk以下でDkに最も近い64の倍数の値を第１の軟判定値Z’kとし、パルス幅の計数値Dk以上でDkに最も近い64の倍数の値を第２の軟判定値Z”kとして、この２つの軟判定値を、最も確からしい２つの候補値に決める。それぞれに、剰余R’k，R”kが計算される。
例えば、Dk＝152とすれば、図９（ｂ）において、Zk＝round[Dk/64]＊64＝128、16＜|Rk|＝24となり、第１の軟判定値Z’k＝128，第２の軟判定値Z”k＝192が候補値となる。R’k＝Dk―Z’k＝24，R”k＝Dk−Z”k＝−40となる。
軟判定処理では、パルス幅の計数値Dk以下でDkに最も近い64の倍数の値を第１の軟判定値Z’kとし、パルス幅の計数値Dk以上でDkに最も近い64の倍数の値を第２の軟判定値Z”kとして、この２つの軟判定値を、最も確からしい２つの候補値に決める。それぞれに、剰余R’k，R”kが計算される。
例えば、Dk＝152とすれば、図９（ｂ）において、Zk＝round[Dk/64]＊64＝128、16＜|Rk|＝24となり、第１の軟判定値Z’k＝128，第２の軟判定値Z”k＝192が候補値となる。R’k＝Dk―Z’k＝24，R”k＝Dk−Z”k＝−40となる。
|Rk|が16を超える場合、図９（ｂ），図９（ｃ）に示すように、２通りの場合があるため、Ｓ２６において、0＜Dk−Zk＝Rkか否かを判定する。そうであれば、図９（ｂ）に示した場合であり、Ｓ２７に処理を進め、Zkの値を第１の軟判定値（第１の候補値）Z’kに、Zk＋64の値を第２の軟判定値（第２の候補値）Z”kに入れ、Rkの値をR’kに、Rk−64の値をR”kに入れて、Ｓ２５に処理を進める。
一方、Ｓ２６において0＜Dk−Zkでなければ、図９（ｃ）に示した場合であり、Ｓ２８に処理を進め、Zk−64の値をZ’kに、Zkの値をZ”kに入れ、Rk＋64の値をR’kに入れ、Rkの値をR”kに入れて、Ｓ２５に処理を進める。
いずれの場合も、R’k＝Dk−Z’kであり、R”k＝Dk−Z”kである。
一方、Ｓ２６において0＜Dk−Zkでなければ、図９（ｃ）に示した場合であり、Ｓ２８に処理を進め、Zk−64の値をZ’kに、Zkの値をZ”kに入れ、Rk＋64の値をR’kに入れ、Rkの値をR”kに入れて、Ｓ２５に処理を進める。
いずれの場合も、R’k＝Dk−Z’kであり、R”k＝Dk−Z”kである。
軟判定処理の場合、Ｓ２５においては、第１，第２の候補を組にして、（Z’k，R’k），（Z”k，R”k）をシフトレジスタに入力するとともに、シフトさせる。
唯一の候補値である硬判定値を入力する場合と第１，第２の候補値である軟判定値を入力する場合とがあるため、シフトレジスタは、（Zk，Rk，Z’k，R’k，Z”k，R”k）の合計６個の数値を同時に入力し、同時にシフトさせることになる。
しかし、Zk，Z’k，Z”kの間、Rk，R’k，R”kの間には所定の関係があるため、シフトレジスタに入力する数値の個数を少なくして、入力しなかった変数の値は演算によって得ることができる。また、Dkをシフトレジスタに入力することも考えられる。
一方、クリップ出力波形のパルス幅の極性Pkについては、kの値が＋1されるごとに、交互に＋1と−1とを繰り返すため、k＝1のときの初期値P1と、kの値が偶数か奇数かによって、Pkの値を知ることができる。これに代えて、極性Pkもシフトレジスタに入力してもよい。
唯一の候補値である硬判定値を入力する場合と第１，第２の候補値である軟判定値を入力する場合とがあるため、シフトレジスタは、（Zk，Rk，Z’k，R’k，Z”k，R”k）の合計６個の数値を同時に入力し、同時にシフトさせることになる。
しかし、Zk，Z’k，Z”kの間、Rk，R’k，R”kの間には所定の関係があるため、シフトレジスタに入力する数値の個数を少なくして、入力しなかった変数の値は演算によって得ることができる。また、Dkをシフトレジスタに入力することも考えられる。
一方、クリップ出力波形のパルス幅の極性Pkについては、kの値が＋1されるごとに、交互に＋1と−1とを繰り返すため、k＝1のときの初期値P1と、kの値が偶数か奇数かによって、Pkの値を知ることができる。これに代えて、極性Pkもシフトレジスタに入力してもよい。
図１０は、シフトレジスタの各段に記憶される候補値（硬判定値及び軟判定値）と軌跡とを示す説明図である。
図１０（ａ）は、シフトレジスタの各段に記憶される候補値の系列である。
図１０（ｂ）は、パルス幅の硬判定値及び軟判定値の軌跡（トレリス）を示す説明図である。
図示の例では、シフトレジスタの段数を8段とした例である。
新たな硬判定値又は軟判定値は第１段に入力されて保持され、kの値が＋1されるごとに、右方向にシフトし、第８段に保持された最も古いパルス幅の硬判定値又は軟判定値は、シフトによって捨てられる。
図示の例は、図３（ａ）に示した具体的な送信データ系列の場合ではなく、処理を説明するために考えられた例である。
図１０（ａ）は、シフトレジスタの各段に記憶される候補値の系列である。
図１０（ｂ）は、パルス幅の硬判定値及び軟判定値の軌跡（トレリス）を示す説明図である。
図示の例では、シフトレジスタの段数を8段とした例である。
新たな硬判定値又は軟判定値は第１段に入力されて保持され、kの値が＋1されるごとに、右方向にシフトし、第８段に保持された最も古いパルス幅の硬判定値又は軟判定値は、シフトによって捨てられる。
図示の例は、図３（ａ）に示した具体的な送信データ系列の場合ではなく、処理を説明するために考えられた例である。
第１段には、現在の硬判定結果（Zk，Rk）が入力されている。第１及び第２の軟判定値が保持されているのは、第4段の（Z’k-3，R’k-3）と（Z”k-3，R”k-3）、第7段の（Z’k-6，R’k-6）と（Z”k-6，R”k-6）、及び、第8段の（Z’k-7，R’k-7）と（Z”k-7，R”k-7）である。
その結果、現在のパルス幅（Zk，Rk）から、7個前のパルス幅に対応する第１，第２の軟判定値（Z’k-7，R’k-7），（Z”k-7，R”k-7）まで、矢印に沿って、8通りのパス（伝送路歪や雑音などがないときの真のパルス幅の計数値がたどった可能性のある系列）がある。この中に、真のパルス幅の整数値がたどった１つの軌跡が含まれていると推定される。
その結果、現在のパルス幅（Zk，Rk）から、7個前のパルス幅に対応する第１，第２の軟判定値（Z’k-7，R’k-7），（Z”k-7，R”k-7）まで、矢印に沿って、8通りのパス（伝送路歪や雑音などがないときの真のパルス幅の計数値がたどった可能性のある系列）がある。この中に、真のパルス幅の整数値がたどった１つの軌跡が含まれていると推定される。
図１１は、図１０に示したシフトレジスタの各段に記憶される候補値において、真のパルス幅の計数値がたどった可能性のある全てのパス（系列）を示す説明図である。
図１０の例では、２つの候補値を有する段が３個所あるため、23＝8通りのパスができている。従って、一般的には、軟判定の段数に応じてパスの数が異なり、最大28＝256通りのパスができる。
図１０の例では、２つの候補値を有する段が３個所あるため、23＝8通りのパスができている。従って、一般的には、軟判定の段数に応じてパスの数が異なり、最大28＝256通りのパスができる。
各パスに対して、以下の処理を行う。
Ｓ２９において、現在の１つ前の受信パルス幅Dk-1が上述した短いパルス幅であるとき、Ｓ３０に処理を進める。
すなわち、パルス幅のうち、実際にはあり得ないと推定される短いパルス幅（例えば、Dk-1＜48、第１の閾値）は、クリップ部までの波形処理によって誤って生成された２回のレベル反転の間を計数したものと推定する。
具体的には、シフトレジスタの2番目の段に保持されている（k-1）番目のパルス幅の硬判定値又は軟判定値、図示の例では硬判定値（Zk-1，Rk-1）について、Zk-1＝0である（Dk-1≦16）か否かを判定する。
Ｓ２９において、現在の１つ前の受信パルス幅Dk-1が上述した短いパルス幅であるとき、Ｓ３０に処理を進める。
すなわち、パルス幅のうち、実際にはあり得ないと推定される短いパルス幅（例えば、Dk-1＜48、第１の閾値）は、クリップ部までの波形処理によって誤って生成された２回のレベル反転の間を計数したものと推定する。
具体的には、シフトレジスタの2番目の段に保持されている（k-1）番目のパルス幅の硬判定値又は軟判定値、図示の例では硬判定値（Zk-1，Rk-1）について、Zk-1＝0である（Dk-1≦16）か否かを判定する。
一方、（k-1）番目のパルス幅が第１，第２の軟判定値である場合は、小さい方の第１の軟判定値（Z’k-1，R’k-1）について、Z’k-1＝0である（16＜Dk-1＜48）か否かを判定する。結局、パルス幅が狭すぎるためにパルス幅の計数値が第１の閾値未満（Dk-1＜48）となるとき、Ｓ３１に処理を進めることになる。
このＳ２９において、Zk-1＝0又はZ’k-1＝0でなければ、直ちに最尤系列推定をするため、Ｓ３２に処理を進める。
このＳ２９において、Zk-1＝0又はZ’k-1＝0でなければ、直ちに最尤系列推定をするため、Ｓ３２に処理を進める。
Ｓ３０においては、パルス幅k-1に、前後に隣接するパルス幅k-2，kを含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅k-2の計数値を出力する。
すなわち、Dk＋Dk-1＋Dk-2→Dk-2とおくことにより、短いパルス幅を取り除いて、１つの受信パルス幅を合成する処理を行う。その際、極性Pk-2は変わらない。図７（ｂ）を参照すると、４１が短いパルス幅であり、４２が合成されるパルス幅である。
具体的には、シフトレジスタに記憶されたパルス幅の硬判定値及び軟判定値を用いて計算する。Dk，Dk-1，Dk-2のそれぞれが、硬判定値（Zk-1）として保持されているか、第１，第２の軟判定値（Z’k-1又はZ”k-1）として保持されているかによって、計算式が異なる。
すなわち、Dk＋Dk-1＋Dk-2→Dk-2とおくことにより、短いパルス幅を取り除いて、１つの受信パルス幅を合成する処理を行う。その際、極性Pk-2は変わらない。図７（ｂ）を参照すると、４１が短いパルス幅であり、４２が合成されるパルス幅である。
具体的には、シフトレジスタに記憶されたパルス幅の硬判定値及び軟判定値を用いて計算する。Dk，Dk-1，Dk-2のそれぞれが、硬判定値（Zk-1）として保持されているか、第１，第２の軟判定値（Z’k-1又はZ”k-1）として保持されているかによって、計算式が異なる。
短いパルス幅を取り除いて、１つの受信パルス幅と見なした結果、Dk，Dk-1も消失するため、新たに、パルス幅Dk-1，Dkを追加入力する。
次に、Dk-2，Dk-1，Dkのそれぞれについて、上述したＳ２３〜Ｓ２７と同様な丸め処理及び判定処理を行うことにより、再度、硬判定値又は軟判定値を得て、シフトレジスタの第１〜第３段に保持されたk-2，k-1，k番目のパルス幅の硬判定値又は軟判定値を書き替える。
なお、このとき追加入力されたDk又はDk-1についても、短いパルス幅（Dk，Dk-1＜48）となる確率はないものとして、このフローチャートでは考慮していない。したがって、Ｓ２５からＳ２９に処理を進めたとき、Ｓ３２に処理が進められる。
次に、Dk-2，Dk-1，Dkのそれぞれについて、上述したＳ２３〜Ｓ２７と同様な丸め処理及び判定処理を行うことにより、再度、硬判定値又は軟判定値を得て、シフトレジスタの第１〜第３段に保持されたk-2，k-1，k番目のパルス幅の硬判定値又は軟判定値を書き替える。
なお、このとき追加入力されたDk又はDk-1についても、短いパルス幅（Dk，Dk-1＜48）となる確率はないものとして、このフローチャートでは考慮していない。したがって、Ｓ２５からＳ２９に処理を進めたとき、Ｓ３２に処理が進められる。
パルス幅の最終判定は、シフトレジスタの第８段目に保持されたパルス幅（k−7）について行う。
Ｓ３２において、シフトレジスタの第８段目に第１の候補Z’k-7及び第２の候補Z”k-7）が保持されているか否かを判定する。
そうであれば、Ｓ３３に示す最尤系列推定を行い、そうでなければ（唯一の候補Zk-7が保持されていれば）、直ちに、Ｓ３４に処理を進める。
なお、k＝8になるまでは、入力されたパルス幅の個数が少ないため、シフトレジスタの第8段まで判定値がシフトされていないから、Ｓ３２ではnoと判定する。
Ｓ３２において、シフトレジスタの第８段目に第１の候補Z’k-7及び第２の候補Z”k-7）が保持されているか否かを判定する。
そうであれば、Ｓ３３に示す最尤系列推定を行い、そうでなければ（唯一の候補Zk-7が保持されていれば）、直ちに、Ｓ３４に処理を進める。
なお、k＝8になるまでは、入力されたパルス幅の個数が少ないため、シフトレジスタの第8段まで判定値がシフトされていないから、Ｓ３２ではnoと判定する。
Ｓ３３においては、第１の候補及び第２の候補を系列の２つの起点として、８個のパルス幅の区間において、最も新しいパルス幅に対する候補まで（パルス幅k〜パルス幅k−7）、取り得る候補の全ての系列を設定し、設定された全ての系列のそれぞれについて、各候補の計数値から各パルス幅の実際の計数値までの差分値（剰余：Rk又はR’k又はR”k）を用いて、この差分値の総和を求め、この総和の絶対値が最も小さいパス（系列）における起点となっていた第１の候補Z’k-7又は第２の候補Z”k-7の一方を、最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定して、これをZk-7に代入する。
なお、図１０に示したシフトレジスタの記憶内容は、パルス幅k-1が短いパルス幅であった場合、Ｓ３０，Ｓ３１の処理により変更される場合があった。その際、硬判定値が軟判定値に変わったり、その逆になったりする場合がある。その結果、図１１に示した全通りのパスの数も変更される場合がある。例えば、図１０に示した例において、パルス幅k-2が硬判定値から軟判定値に変われば、パスの総数は23＝8通りから24＝16通りに倍増する。
Ｓ３４においては、パルス幅の極性Pk-7及び最終判定値Zk-7に応じて最終的なデータ判定をする。すなわち、Zk-7は64の倍数であり、演算式Zk-7/64の値が、受信データ0又は1の連続数になる。その際、極性Pk-7が＋1のときは1の連続数であり、−1のときは0の連続数である。k＝8になるまでは、データ判定がされない。
Ｓ３５においては、kの値を＋1して、Ｓ２２に処理を戻す。
Ｓ３５においては、kの値を＋1して、Ｓ２２に処理を戻す。
上述した、送信データが送信クロックに同期して送信され、有限の期間における受信パルス幅の丸め誤差の総和の絶対値が最小となる候補系列に含まれる候補を最終的に選択する手法は、送信データを最尤推定する点で、最も高い信頼性を実現する。また、図８に示した判定アルゴリズムはCPUやDSP等でディジタル信号処理で簡単に実現することができる。
図８を参照して説明した判定アルゴリズムでは、受信パルス幅がm＝64（送信クロック周期に相当）の整数倍の数値に丸めたとき、その丸め誤差の絶対値が所定の狭い範囲（|Rk|≦）にあるとき、２つの候補（第１，第２の軟判定値）を設けることなく、１つの値を唯一の候補としていた。これは、可能な全通りのパスの総数を制限することにより、最尤系列推定の処理量を削減するためにしたものである。
図８を参照して説明した判定アルゴリズムでは、受信パルス幅がm＝64（送信クロック周期に相当）の整数倍の数値に丸めたとき、その丸め誤差の絶対値が所定の狭い範囲（|Rk|≦）にあるとき、２つの候補（第１，第２の軟判定値）を設けることなく、１つの値を唯一の候補としていた。これは、可能な全通りのパスの総数を制限することにより、最尤系列推定の処理量を削減するためにしたものである。
従って、パルス幅kからパルス幅k-7までの全てのパルス幅の計数値について、その剰余（丸め誤差）の絶対値の大きさにかかわらず、いつでも、２つの候補（第１，第２の軟判定値）を与えてもよい。この場合、いつでも28通りのパスができる。
また、その剰余（丸め誤差）の絶対値の大きさにかかわらず、いつでも、唯一の候補（硬判定値）を与えてもよい。この場合、最尤系列推定を行わない。
また、その剰余（丸め誤差）の絶対値の大きさにかかわらず、いつでも、唯一の候補（硬判定値）を与えてもよい。この場合、最尤系列推定を行わない。
図８を参照して説明した判定アルゴリズムでは、短いパルス幅を除去する処理を、一旦、硬判定値又は軟判定値を取得した後に実行し、除去したときには硬判定値又は軟判定値を再度取得していた。
これに代えて、Ｓ２２において、パルス幅の計数値Dk，Dk-1，Dk-2を入力した時点で、Dk-1＜48（所定値未満）であるか否かを判定し、そうであれば、Dk＋Dk-1＋Dk-2→Dk-2とし、引き続き、再度Dk，Dk-1を入力することにより、短いパルス幅を除去した後に、図８に示すＳ２３に処理を進めるようにしてもよい。この場合、Ｓ２９，Ｓ３０，Ｓ３１のステップが不要となる。
これに代えて、Ｓ２２において、パルス幅の計数値Dk，Dk-1，Dk-2を入力した時点で、Dk-1＜48（所定値未満）であるか否かを判定し、そうであれば、Dk＋Dk-1＋Dk-2→Dk-2とし、引き続き、再度Dk，Dk-1を入力することにより、短いパルス幅を除去した後に、図８に示すＳ２３に処理を進めるようにしてもよい。この場合、Ｓ２９，Ｓ３０，Ｓ３１のステップが不要となる。
本発明は、PLCにおける初期ネゴシエーション時の打合せデータの伝送のみならず、劣悪な伝送路において、通信速度を落として確実にデータ伝送する場合に適用することができる。
本発明の受信装置において用いているパルス幅判定処理は、インパルス（RZ信号）で振幅変調した送信信号を受信する場合に限らない。
送信データを所定周期の送信クロックに同期して、2値の伝送路符号化方式（例えば、NRZ符号、バイフェイズ符号など）により伝送路符号化された矩形波を、ベースバンド信号のままで、又は、振幅変調等によりディジタル変調して送信信号とし、受信装置の側で、受信信号に基づいてNRZ波形を出力すれば、そのNRZ波形のパルス幅を判定するために用いることができる。パルス幅が判定された後は、伝送路符号化方式の変換規則に応じて2値データに変換すれば、送信データを復号することができる。
本発明の受信装置において用いているパルス幅判定処理は、インパルス（RZ信号）で振幅変調した送信信号を受信する場合に限らない。
送信データを所定周期の送信クロックに同期して、2値の伝送路符号化方式（例えば、NRZ符号、バイフェイズ符号など）により伝送路符号化された矩形波を、ベースバンド信号のままで、又は、振幅変調等によりディジタル変調して送信信号とし、受信装置の側で、受信信号に基づいてNRZ波形を出力すれば、そのNRZ波形のパルス幅を判定するために用いることができる。パルス幅が判定された後は、伝送路符号化方式の変換規則に応じて2値データに変換すれば、送信データを復号することができる。
１…インパルス送信装置、２…伝送路、３…インパルス受信装置、１１…包絡線検波部、１２…直流カット部、１３…ローパス・フィルタ（ＬＰＦ）、１４…クリップ部、１５…データ判定部
Claims (4)
- 所定周期の送信クロックに同期して発生するインパルスを2値の送信データによりオンオフして得られたインパルス列で搬送波を振幅変調して伝送路に送信し、該伝送路を経由して受信した信号を包絡線検波し、ローパス・フィルタ及び直流カット・フィルタを通してNRZ波形を得、該NRZ波形のパルス幅に応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、該NRZ波形のパルス幅の極性に応じて、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを受信する、
ことを特徴とするインパルス伝送方法。 - 請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、
前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、
該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値に最も近くかつ送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の真の計数値として出力するパルス幅判定手段と、
該パルス幅判定手段から前記パルス幅の計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性に応じて、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段、
を有することを特徴とする受信装置。 - 請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、
前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、
該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値に最も近くかつ送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値から当該パルス幅の計数値までの差の絶対値が第２の閾値以内であるときは、当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の唯一の候補として出力するとともに、
前記差の絶対値が前記第２の閾値を超えるときは、当該パルス幅の計数値以下で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第１の候補とし、当該パルス幅の計数値以上で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第２の候補として出力する、パルス幅判定候補出力手段と、
該パルス幅判定候補出力手段から前記パルス幅に対する候補となる計数値を順次入力し、前記パルス幅の複数個からなる有限の区間において最も古いパルス幅を最終判定するものであって、
前記最終判定するパルス幅に対して前記唯一の候補を入力しているときは、該唯一の候補の計数値を前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定し、
前記最終判定するパルス幅に対して前記第１の候補及び第２の候補を入力しているときは、当該第１の候補及び第２の候補を系列の２つの起点として、前記有限の区間において最も新しいパルス幅に対する候補まで、取り得る候補の全ての系列を設定し、設定された全ての系列のそれぞれについて、前記各候補の計数値から前記NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されていた前記各候補に対応する各パルス幅の計数値までの差分値を用いて、該差分値の総和を求め、該総和の絶対値が最も小さい系列における起点となっていた第１の候補又は第２の候補の一方を、前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定するパルス幅判定手段と、
該パルス幅判定手段から前記パルス幅の最終判定された計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性を入力して、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段、
を有することを特徴とする受信装置。 - 請求項１に記載のインパルス伝送方法に用いる受信装置であって、
前記NRZ波形の各パルス幅を、前記送信クロックよりも短周期の受信クロックを用いて計数し、前記NRZ波形の各パルス幅の計数値を出力するとともに、前記NRZ波形のある１つのパルス幅が第１の閾値よりも狭いときは、前後に隣接するパルス幅を含めた３個のパルス幅を１つのパルス幅に置き換えた上で、置き換えた１つのパルス幅の計数値を出力するNRZ波形のパルス幅計数手段と、
該NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されるパルス幅の計数値以下で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第１の候補とし、当該パルス幅の計数値以上で当該パルス幅の計数値に最も近くかつ前記送信クロック周期の整数倍となる時間に相当する計数値を、当該パルス幅の第２の候補として出力する、パルス幅判定候補出力手段と、
該パルス幅判定候補出力手段から前記パルス幅に対する候補となる計数値を順次入力し、前記パルス幅の複数個からなる有限の区間において最も古いパルス幅を最終判定するものであって、
前記最終判定するパルス幅に対する前記第１の候補及び第２の候補を系列の２つの起点として、前記有限の区間において最も新しいパルス幅に対する候補まで、取り得る候補の全ての系列を設定し、設定された全ての系列のそれぞれについて、前記各候補の計数値から前記NRZ波形のパルス幅計数手段から出力されていた前記各候補に対応する各パルス幅の計数値までの差分値を用いて、該差分値の総和を求め、該総和の絶対値が最も小さい系列における起点となっていた第１の候補又は第２の候補の一方を、前記最終判定するパルス幅の真の計数値であると判定するパルス幅判定手段と、
該パルス幅判定手段から前記パルス幅の最終判定された計数値を順次入力し、当該パルス幅の計数値が前記送信クロック周期の何倍に相当するかに応じて、送信された2値データが単独か又は何個連続しているかを判定するとともに、当該パルス幅における前記NRZ波形の極性を入力して、前記送信された2値データが1,0のいずれであるかを判定することにより、前記2値の送信データを判定するデータ判定手段、
を有することを特徴とする受信装置。
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| JPH0974384A (ja) * | 1995-07-04 | 1997-03-18 | Sharp Corp | 通信装置 |
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| JP2003510867A (ja) * | 1999-09-21 | 2003-03-18 | キム・ソンドル | 非同期電力線伝送装置 |
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