JPH09261285A - 多値ｖｓｂ復調器 - Google Patents
多値ｖｓｂ復調器Info
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- JPH09261285A JPH09261285A JP6295896A JP6295896A JPH09261285A JP H09261285 A JPH09261285 A JP H09261285A JP 6295896 A JP6295896 A JP 6295896A JP 6295896 A JP6295896 A JP 6295896A JP H09261285 A JPH09261285 A JP H09261285A
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- frequency
- vsb
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高精度な多値ＶＳＢ復調器を提供することを
目的とする。 【解決手段】 多値ＶＳＢ変調信号を、ＩＦ信号周波数
ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・シンボル周波数ｆSなる条件を満
たすＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号をサンプリング周
波数ｆSP＝ｎ・ｆSなるサンプリング周波数にてサンプリ
ングして、ディジタルのＩＦサンプル値系列に変換し、
このＩＦサンプル値系列に対して、直交検波、ナイキス
トフィルタ処理を施してＶＳＢ復調を行う。
目的とする。 【解決手段】 多値ＶＳＢ変調信号を、ＩＦ信号周波数
ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・シンボル周波数ｆSなる条件を満
たすＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号をサンプリング周
波数ｆSP＝ｎ・ｆSなるサンプリング周波数にてサンプリ
ングして、ディジタルのＩＦサンプル値系列に変換し、
このＩＦサンプル値系列に対して、直交検波、ナイキス
トフィルタ処理を施してＶＳＢ復調を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル変調さ
れて伝送された信号の復調を行う復調器に関し、特に、
多値ＶＳＢ（vestigial sideband：残留側波帯）変調信
号の復調を行う多値ＶＳＢ復調器に関する。
れて伝送された信号の復調を行う復調器に関し、特に、
多値ＶＳＢ（vestigial sideband：残留側波帯）変調信
号の復調を行う多値ＶＳＢ復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】映像信号、及び音声信号の如き情報デー
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ変調が知られている。例えば、１６値ＶＳＢ変調にお
いては、先ず、伝送すべき符号化情報データ（例えば、
誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎に実数値シ
ンボル系列｛ａ k｝に変換する。尚、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取り、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。
タをディジタル伝送する際の変調方式として、多値ＶＳ
Ｂ変調が知られている。例えば、１６値ＶＳＢ変調にお
いては、先ず、伝送すべき符号化情報データ（例えば、
誤り訂正符号化されたデータ）を４ビット毎に実数値シ
ンボル系列｛ａ k｝に変換する。尚、かかる実数値シン
ボル系列の任意の１シンボルは１６種類の実数値のいず
れかを取り、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。
【０００３】実数値シンボル系列｛ａk｝は、次式で表
される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号ｆ(t)に変換
される。
される過程によって１６値ＶＳＢ変調信号ｆ(t)に変換
される。
【０００４】
【数１】
【０００５】ｐ ：搬送波再生パイロット ｇ(t) ：複素基底域ＶＳＢ変調信号 ｈ(t) ：複素基底域送出ＶＳＢパルス exp｛｝ ：複素指数関数 real[］ ：括弧内の複素数の実部 ｊ ：虚数単位 ｆRF ：送出搬送波周波数 Ｔ ：送出シンボル周期 ここで、複素基底域パルスｈ(t)のフーリエ変換は、図
１(a)又は(b)に示されるが如きＶＳＢ特性を有する。
又、pilotは受信側での搬送波再生を容易にせしめるた
めに重畳されるパイロット成分である。
１(a)又は(b)に示されるが如きＶＳＢ特性を有する。
又、pilotは受信側での搬送波再生を容易にせしめるた
めに重畳されるパイロット成分である。
【０００６】かかる１６値ＶＳＢ変調信号は、伝送路を
介して受信側へと伝送される。図２は、かかる伝送路を
介して伝送された上記１６値ＶＳＢ変調信号の復調を行
う１６値ＶＳＢ復調器の構成を示す図である。図２にお
いて、チューナ１は、かかる１６値ＶＳＢ変調信号を受
信し、この１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差
検出回路３から供給される位相誤差信号に応じてその局
部発振周波数を調整しつつＩＦ（intermediate frequen
cy)信号に変換する。この際、チューナ１は、後述する
ＡＧＣ（automatic gain control)２から供給されるＡ
ＧＣ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。
介して受信側へと伝送される。図２は、かかる伝送路を
介して伝送された上記１６値ＶＳＢ変調信号の復調を行
う１６値ＶＳＢ復調器の構成を示す図である。図２にお
いて、チューナ１は、かかる１６値ＶＳＢ変調信号を受
信し、この１６値ＶＳＢ変調信号を、後述する位相誤差
検出回路３から供給される位相誤差信号に応じてその局
部発振周波数を調整しつつＩＦ（intermediate frequen
cy)信号に変換する。この際、チューナ１は、後述する
ＡＧＣ（automatic gain control)２から供給されるＡ
ＧＣ信号に応じてかかるＩＦ信号の利得調整をも行う。
【０００７】ナイキストフィルタ４は、前述した送出Ｖ
ＳＢパルスｈ(t) との総合特性がナイキスト特性となる
ように上記ＩＦ信号のパルス整形を行い、これを直交検
波器５に供給する。直交検波器５は、かかるナイキスト
フィルタ４によって波形整形されたＩＦ信号を複素周波
数変換して複素基底域信号を得る。図中のｉ及びｊは夫
々、かかる複素基底域信号の実部及び虚部である。位相
誤差検出回路３は、この複素基底域信号から重畳パイロ
ットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角と
の誤差をチューナ内のＶＣＯに負帰還することで位相誤
差のない検波動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass f
ilter)６は、上記複素基底域信号の実部信号から、上記
検波過程で生じたイメージスペクトラム等の不要な周波
数成分を除去した信号をＡＧＣ２、Ａ／Ｄ変換器７、及
びサンプリングクロック発生回路８の各々に供給する。
ＡＧＣ２は、かかるＬＰＦ６から供給された信号の信号
レベルを所定レベルに調整すべきＡＧＣ信号を発生して
これを上記チューナ１に帰還供給する。サンプリングク
ロック発生回路８は、ＬＰＦ６から供給された信号中か
ら、送出シンボル周波数（ｆS＝１／Ｔ）に同期したタ
イミングクロックを抽出、あるいは再生し、これを上記
Ａ／Ｄ変換器７に、サンプリングクロックとして供給す
る。
ＳＢパルスｈ(t) との総合特性がナイキスト特性となる
ように上記ＩＦ信号のパルス整形を行い、これを直交検
波器５に供給する。直交検波器５は、かかるナイキスト
フィルタ４によって波形整形されたＩＦ信号を複素周波
数変換して複素基底域信号を得る。図中のｉ及びｊは夫
々、かかる複素基底域信号の実部及び虚部である。位相
誤差検出回路３は、この複素基底域信号から重畳パイロ
ットの位相角を推定し、この推定位相角と所定位相角と
の誤差をチューナ内のＶＣＯに負帰還することで位相誤
差のない検波動作を実施せしめる。ＬＰＦ（low pass f
ilter)６は、上記複素基底域信号の実部信号から、上記
検波過程で生じたイメージスペクトラム等の不要な周波
数成分を除去した信号をＡＧＣ２、Ａ／Ｄ変換器７、及
びサンプリングクロック発生回路８の各々に供給する。
ＡＧＣ２は、かかるＬＰＦ６から供給された信号の信号
レベルを所定レベルに調整すべきＡＧＣ信号を発生して
これを上記チューナ１に帰還供給する。サンプリングク
ロック発生回路８は、ＬＰＦ６から供給された信号中か
ら、送出シンボル周波数（ｆS＝１／Ｔ）に同期したタ
イミングクロックを抽出、あるいは再生し、これを上記
Ａ／Ｄ変換器７に、サンプリングクロックとして供給す
る。
【０００８】Ａ／Ｄ変換器７は、上記ＬＰＦ６から供給
されてくる信号を、かかるサンプリングクロック毎にサ
ンプリングして、ディジタルの受信離散信号列を得る。
等化器９は、かかる受信離散信号系列に対して等化処理
を施すことにより、伝送路に生じた妨害、及び装置内部
で生じる歪み等を除去した受信離散信号系列を出力す
る。シンボル値判定回路１０は、この等化処理が施され
た受信離散信号系列が、１６値の内のいずれのシンボル
値に該当するものであるかを判定し、このシンボル値に
対応した符号化情報データを出力する。
されてくる信号を、かかるサンプリングクロック毎にサ
ンプリングして、ディジタルの受信離散信号列を得る。
等化器９は、かかる受信離散信号系列に対して等化処理
を施すことにより、伝送路に生じた妨害、及び装置内部
で生じる歪み等を除去した受信離散信号系列を出力す
る。シンボル値判定回路１０は、この等化処理が施され
た受信離散信号系列が、１６値の内のいずれのシンボル
値に該当するものであるかを判定し、このシンボル値に
対応した符号化情報データを出力する。
【０００９】かかる符号化情報データを図示せぬ誤り訂
正回路にて誤り訂正処理することにより、伝送されてき
た情報データを得ることが出来るのである。しかしなが
ら、かかる構成においては、温度変動等の影響により、
上記ナイキストフィルタ及び直交検波器自体の特性が変
動し、ＶＳＢ復調を良好に実施することが出来なくなる
という問題が生じる。又、直交検波器から出力される実
部周波数信号ｉ及び虚部周波数信号ｊにＤＣオフセット
が重畳する場合があり、この際、定常位相誤差が生じて
ＶＳＢ復調精度が低下してしまうのである。
正回路にて誤り訂正処理することにより、伝送されてき
た情報データを得ることが出来るのである。しかしなが
ら、かかる構成においては、温度変動等の影響により、
上記ナイキストフィルタ及び直交検波器自体の特性が変
動し、ＶＳＢ復調を良好に実施することが出来なくなる
という問題が生じる。又、直交検波器から出力される実
部周波数信号ｉ及び虚部周波数信号ｊにＤＣオフセット
が重畳する場合があり、この際、定常位相誤差が生じて
ＶＳＢ復調精度が低下してしまうのである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、かかる問題
を解決せんとして為されたものであり、多値ＶＳＢ変調
信号を良好に復調することが出来る多値ＶＳＢ復調器を
提供することを目的とする。
を解決せんとして為されたものであり、多値ＶＳＢ変調
信号を良好に復調することが出来る多値ＶＳＢ復調器を
提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による多値ＶＳＢ
復調器は、情報データを所定ビット数毎に多値シンボル
値に変換した信号をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変調し
て送出する多値ＶＳＢ変調器から送信されてくる多値Ｖ
ＳＢ変調信号を復調して前記情報データを得る多値ＶＳ
Ｂ復調器であって、前記多値ＶＳＢ変調信号を、ｆC＝
（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆS｛ｍは整数、ｑは０以外の整数、ｐ
は｜ｑ｜＜ｐを満たす整数｝なる周波数ｆCのＩＦ信号
に変換する手段と、前記ＩＦ信号を、ｆSP＝ｎ・ｆS｛ｎ
は自然数｝なるサンプリング周波数ｆSPでサンプリング
してディジタルのＩＦサンプル値系列に変換するＡ／Ｄ
変換器と、前記ＩＦサンプル値系列を複素周波数変換し
て複素基底域信号を得る直交検波器と、前記複素基底域
信号をパルス整形しこのパルス整形した信号中の実部信
号を前記シンボル周波数ｆSでリサンプリングして離散
信号系列を得るナイキストフィルタと、前記離散信号系
列が前記多値シンボル値の内のいずれのシンボル値に該
当するかを判定しこの判定したシンボル値に対応した情
報データを出力するシンボル値判定手段とを有すること
を特徴としている。
復調器は、情報データを所定ビット数毎に多値シンボル
値に変換した信号をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変調し
て送出する多値ＶＳＢ変調器から送信されてくる多値Ｖ
ＳＢ変調信号を復調して前記情報データを得る多値ＶＳ
Ｂ復調器であって、前記多値ＶＳＢ変調信号を、ｆC＝
（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆS｛ｍは整数、ｑは０以外の整数、ｐ
は｜ｑ｜＜ｐを満たす整数｝なる周波数ｆCのＩＦ信号
に変換する手段と、前記ＩＦ信号を、ｆSP＝ｎ・ｆS｛ｎ
は自然数｝なるサンプリング周波数ｆSPでサンプリング
してディジタルのＩＦサンプル値系列に変換するＡ／Ｄ
変換器と、前記ＩＦサンプル値系列を複素周波数変換し
て複素基底域信号を得る直交検波器と、前記複素基底域
信号をパルス整形しこのパルス整形した信号中の実部信
号を前記シンボル周波数ｆSでリサンプリングして離散
信号系列を得るナイキストフィルタと、前記離散信号系
列が前記多値シンボル値の内のいずれのシンボル値に該
当するかを判定しこの判定したシンボル値に対応した情
報データを出力するシンボル値判定手段とを有すること
を特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】図３は、本発明による多値ＶＳＢ
復調器の構成を示す図である。図３において、チューナ
２１は、図示せぬ送信装置から伝送路を介して送信され
てくる多値ＶＳＢ変調信号を受信する。例えば、１６値
ＶＳＢ変調器を搭載した送信装置においては、先ず、伝
送すべき符号化情報データ系列（例えば、誤り訂正符号
化されたデータ）を４ビット毎に実数値シンボル系列
｛ａk｝に変換する。尚、かかる実数値シンボル系列の
任意の１シンボルは１６種類の実数値のいずれかを取る
ものであり、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。次に、か
かる実数値シンボル系列｛ａk｝を、次式で表される過
程によって１６値ＶＳＢ変調信号ｆ(t)に変換し、これ
を伝送路を介して送出するのである。
復調器の構成を示す図である。図３において、チューナ
２１は、図示せぬ送信装置から伝送路を介して送信され
てくる多値ＶＳＢ変調信号を受信する。例えば、１６値
ＶＳＢ変調器を搭載した送信装置においては、先ず、伝
送すべき符号化情報データ系列（例えば、誤り訂正符号
化されたデータ）を４ビット毎に実数値シンボル系列
｛ａk｝に変換する。尚、かかる実数値シンボル系列の
任意の１シンボルは１６種類の実数値のいずれかを取る
ものであり、これら１６値の内、何れの値をとるかは４
ビットデータの組み合わせにより決定される。次に、か
かる実数値シンボル系列｛ａk｝を、次式で表される過
程によって１６値ＶＳＢ変調信号ｆ(t)に変換し、これ
を伝送路を介して送出するのである。
【００１３】
【数２】
【００１４】ｐ ：搬送波再生パイロット ｇ(t) ：複素基底域ＶＳＢ変調信号 ｈ(t) ：複素基底域送出ＶＳＢパルス exp｛｝ ：複素指数関数 real[］ ：括弧内の複素数の実部 ｊ ：虚数単位 ｆRF ：送出搬送波周波数 Ｔ ：送出シンボル周期 チューナ２１は、上記の如き多値ＶＳＢ変調信号を、後
述する位相誤差検出回路２３から供給される位相誤差信
号に応じてその局部発振周波数を調整しつつ所定周波数
のＩＦ（intermediate frequency)信号に変換する。こ
の際、チューナ２１は、後述するＡＧＣ（automatic ga
in control)２２から供給されるＡＧＣ信号に応じてか
かるＩＦ信号の利得調整をも行う。ＢＰＦ（band pass
filter)２４は、後述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサン
プリング動作の際にエイリアシングを起こさないよう
に、上記ＩＦ信号に対して帯域制限を施す。つまり、Ｂ
ＰＦ２４は、上記ＩＦ信号中から、このＡ／Ｄ変換器２
５がエイリアシングを起こさないような帯域成分のみを
抽出し、この際得られた帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換
器２５に供給するのである。
述する位相誤差検出回路２３から供給される位相誤差信
号に応じてその局部発振周波数を調整しつつ所定周波数
のＩＦ（intermediate frequency)信号に変換する。こ
の際、チューナ２１は、後述するＡＧＣ（automatic ga
in control)２２から供給されるＡＧＣ信号に応じてか
かるＩＦ信号の利得調整をも行う。ＢＰＦ（band pass
filter)２４は、後述するＡ／Ｄ変換器２５がそのサン
プリング動作の際にエイリアシングを起こさないよう
に、上記ＩＦ信号に対して帯域制限を施す。つまり、Ｂ
ＰＦ２４は、上記ＩＦ信号中から、このＡ／Ｄ変換器２
５がエイリアシングを起こさないような帯域成分のみを
抽出し、この際得られた帯域制限ＩＦ信号をＡ／Ｄ変換
器２５に供給するのである。
【００１５】Ａ／Ｄ変換器２５は、後述するサンプリン
グクロック発生回路２６から供給されるサンプリングク
ロック毎に上記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングし、得
られたディジタルのＩＦサンプル値系列をＡＧＣ２２、
サンプリングクロック発生回路２６及び直交検波器２７
の各々に供給する。ＡＧＣ２２は、かかるＩＦサンプル
値系列に基づいてかかるＩＦサンプル値各々を所定の範
囲内に収束すべきＡＧＣ信号を発生し、これを上記チュ
ーナ２１に帰還供給する。
グクロック発生回路２６から供給されるサンプリングク
ロック毎に上記帯域制限ＩＦ信号をサンプリングし、得
られたディジタルのＩＦサンプル値系列をＡＧＣ２２、
サンプリングクロック発生回路２６及び直交検波器２７
の各々に供給する。ＡＧＣ２２は、かかるＩＦサンプル
値系列に基づいてかかるＩＦサンプル値各々を所定の範
囲内に収束すべきＡＧＣ信号を発生し、これを上記チュ
ーナ２１に帰還供給する。
【００１６】サンプリングクロック発生回路２６は、上
記ＩＦサンプル値系列に基づいて位相補正した所定周波
数のサンプリングクロックを発生し、これをＡ／Ｄ変換
器２５に供給する。ここで、かかるＩＦサンプル値系列
は、周波数領域においてサンプリング周波数毎の周期ス
ペクトラムをもつが、ここにおいて、サンプリング前の
多値ＶＳＢ変調信号スペクトラムが互いに重複すること
なく独立して存在するように、上記ＩＦ信号の周波数、
及びサンプリングクロックの周波数各々が設定されてい
る。
記ＩＦサンプル値系列に基づいて位相補正した所定周波
数のサンプリングクロックを発生し、これをＡ／Ｄ変換
器２５に供給する。ここで、かかるＩＦサンプル値系列
は、周波数領域においてサンプリング周波数毎の周期ス
ペクトラムをもつが、ここにおいて、サンプリング前の
多値ＶＳＢ変調信号スペクトラムが互いに重複すること
なく独立して存在するように、上記ＩＦ信号の周波数、
及びサンプリングクロックの周波数各々が設定されてい
る。
【００１７】図４〜図６は、かかる条件を満たすように
ＩＦ信号周波数、及びサンプリング周波数を各種設定し
た場合におけるスペクトラムを示す図である。図４(a)
は、送信されてくる多値ＶＳＢ変調信号のシンボル周波
数ｆSに対して、
ＩＦ信号周波数、及びサンプリング周波数を各種設定し
た場合におけるスペクトラムを示す図である。図４(a)
は、送信されてくる多値ＶＳＢ変調信号のシンボル周波
数ｆSに対して、
【００１８】
【数３】ＩＦ信号周波数ｆC ＝（３・ｋ＋0.5）・ｆS
k：整数 と設定した場合におけるサンプリング前（Ａ／Ｄ変換器
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
k：整数 と設定した場合におけるサンプリング前（Ａ／Ｄ変換器
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
【００１９】
【数４】サンプリング周波数ｆSP＝３・ｆS とした場合におけるサンプリング後（Ａ／Ｄ変換器２５
による）のスペクトラムを図４(b)に示す。すなわち、
かかる図４に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの３倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（３・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの１／２を加算した周波数に
設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、か
かるシンボル周波数ｆSの１／２倍の位置に存在する。
による）のスペクトラムを図４(b)に示す。すなわち、
かかる図４に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの３倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（３・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの１／２を加算した周波数に
設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、か
かるシンボル周波数ｆSの１／２倍の位置に存在する。
【００２０】図５(a)は、送信されてくる多値ＶＳＢ変
調信号のシンボル周波数ｆSに対して、
調信号のシンボル周波数ｆSに対して、
【００２１】
【数５】ＩＦ信号周波数ｆC ＝（２・ｋ＋0.25）・ｆS と設定した場合におけるサンプリング前（Ａ／Ｄ変換器
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
【００２２】
【数６】サンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS とした場合におけるサンプリング後（Ａ／Ｄ変換器２５
による）のスペクトラムを図５(b)に示す。すなわち、
かかる図５に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの２倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（２・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの１／４を加算した周波数に
設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、か
かるシンボル周波数ｆSの１／４倍の位置に存在する。
による）のスペクトラムを図５(b)に示す。すなわち、
かかる図５に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの２倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（２・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの１／４を加算した周波数に
設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、か
かるシンボル周波数ｆSの１／４倍の位置に存在する。
【００２３】図６(a)は、送信されてくる多値ＶＳＢ変
調信号のシンボル周波数ｆSに対して、
調信号のシンボル周波数ｆSに対して、
【００２４】
【数７】ＩＦ信号周波数ｆC ＝（２・ｋ−0.75）・ｆS と設定した場合におけるサンプリング前（Ａ／Ｄ変換器
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
２５による）の信号スペクトラムを示す図である。ここ
で、
【００２５】
【数８】サンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS とした場合におけるサンプリング後（Ａ／Ｄ変換器２５
による）のスペクトラムを図６(b)に示す。すなわち、
かかる図６に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの２倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（２・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの−３／４を加算した周波数
に設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、
かかるシンボル周波数ｆSの−３／４倍の位置に存在す
る。
による）のスペクトラムを図６(b)に示す。すなわち、
かかる図６に示される実施例においては、サンプリング
周波数ｆSPをシンボル周波数ｆSの２倍とし、一方、Ｉ
Ｆ信号周波数ｆCをサンプリング周波数ｆSPの定倍（２・
ｋ）にシンボル周波数ｆSの−３／４を加算した周波数
に設定している。この際、搬送波信号の周波数ｆhは、
かかるシンボル周波数ｆSの−３／４倍の位置に存在す
る。
【００２６】図３における直交検波器２７は、上述の如
くサンプリングされたＩＦサンプル値系列に対して複素
周波数変換を施して、複素基底域信号系列を得る。すな
わち、直交検波器２７は、供給されてくるＩＦサンプル
値系列にＩＦ信号周波数ｆCに対応した複素指数関数系
列を乗算することにより、複素基底域信号系列を得るの
である。
くサンプリングされたＩＦサンプル値系列に対して複素
周波数変換を施して、複素基底域信号系列を得る。すな
わち、直交検波器２７は、供給されてくるＩＦサンプル
値系列にＩＦ信号周波数ｆCに対応した複素指数関数系
列を乗算することにより、複素基底域信号系列を得るの
である。
【００２７】例えば、図４に示されるが如く、シンボル
周波数ｆSに対してサンプリング周波数ｆSP＝３・ｆS、
搬送波周波数ｆh＝0.5・ｆSである場合には、周期６の繰
り返し系列 exp｛-(2π/6)kj｝を乗算すれば良い。この
際、
周波数ｆSに対してサンプリング周波数ｆSP＝３・ｆS、
搬送波周波数ｆh＝0.5・ｆSである場合には、周期６の繰
り返し系列 exp｛-(2π/6)kj｝を乗算すれば良い。この
際、
【００２８】
【数９】 乗算複素系列の実部＝{1, 0.5, -0.5, -1, -0.5, 0.5} 乗算複素系列の虚部＝{0, -0.866, -0.866, 0, 0.866, 0.866} となる。又、図５に示されるが如く、シンボル周波数ｆ
Sに対してサンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS、搬送波周
波数ｆh＝0.25・ｆSである場合には、周期８の繰り返し
系列 exp｛-(2π/8)kj｝を乗算すれば良い。
Sに対してサンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS、搬送波周
波数ｆh＝0.25・ｆSである場合には、周期８の繰り返し
系列 exp｛-(2π/8)kj｝を乗算すれば良い。
【００２９】この際、
【００３０】
【数１０】 乗算複素系列の実部＝{1, 0.707, 0, -0.707, -1, -0.707, 0, 0.707} 乗算複素系列の虚部＝{0, -0.707, -1, -0.707, 0, 0.707, 1, 0.707} となる。又、図６に示されるが如く、シンボル周波数ｆ
Sに対してサンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS、搬送波周
波数ｆh＝−0.75・ｆSである場合には、周期８の繰り返
し系列 exp｛-(2π)/(3/8)kj｝を乗算すれば良い。
Sに対してサンプリング周波数ｆSP＝２・ｆS、搬送波周
波数ｆh＝−0.75・ｆSである場合には、周期８の繰り返
し系列 exp｛-(2π)/(3/8)kj｝を乗算すれば良い。
【００３１】この際、
【００３２】
【数１１】 乗算複素系列の実部＝{1, -0.707, 0, 0.707, -1, 0.707, 0, -0.707} 乗算複素系列の虚部＝{0, 0.707, -1, 0.707, 0, -0.707, 1, -0.707} となる。位相誤差検出回路２３は、この複素基底域信号
から重畳パイロットの位相角を推定し、この推定位相角
と所定位相角との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰
還することで位相誤差のない検波動作を実施せしめる。
から重畳パイロットの位相角を推定し、この推定位相角
と所定位相角との誤差をチューナ２１内のＶＣＯに負帰
還することで位相誤差のない検波動作を実施せしめる。
【００３３】ナイキストフィルタ２８は、例えば、複素
係数ＦＩＲフィルタからなり、上記送出ＶＳＢパルスｈ
(t)との総合特性がナイキスト特性となるようにパルス
整形を行う。ナイキストフィルタ２８は、このパルス整
形した信号の内、実部信号をシンボルレートでリサンプ
リングした離散信号系列を等化器２９に供給する。かか
るナイキストフィルタ２８の動作により、ＩＦ信号をサ
ンプリングした際に生じたイメージスペクトラム（図
４、図５及び図６各々に示されているイメージスペクト
ラムIMG）の除去が為される。
係数ＦＩＲフィルタからなり、上記送出ＶＳＢパルスｈ
(t)との総合特性がナイキスト特性となるようにパルス
整形を行う。ナイキストフィルタ２８は、このパルス整
形した信号の内、実部信号をシンボルレートでリサンプ
リングした離散信号系列を等化器２９に供給する。かか
るナイキストフィルタ２８の動作により、ＩＦ信号をサ
ンプリングした際に生じたイメージスペクトラム（図
４、図５及び図６各々に示されているイメージスペクト
ラムIMG）の除去が為される。
【００３４】等化器２９は、かかるナイキストフィルタ
２８から供給される離散信号系列に対して等化処理を施
すことにより、伝送路で生じた妨害、及び装置内部で生
じる歪み等を除去した離散信号系列を出力する。シンボ
ル値判定回路３０は、この等化処理が施された受信離散
信号系列が、多値（例えば１６値）シンボル値の内のい
ずれのシンボル値に該当するものであるかを判定し、こ
のシンボル値に対応した符号化情報データを出力する。
２８から供給される離散信号系列に対して等化処理を施
すことにより、伝送路で生じた妨害、及び装置内部で生
じる歪み等を除去した離散信号系列を出力する。シンボ
ル値判定回路３０は、この等化処理が施された受信離散
信号系列が、多値（例えば１６値）シンボル値の内のい
ずれのシンボル値に該当するものであるかを判定し、こ
のシンボル値に対応した符号化情報データを出力する。
【００３５】以上の如く、本発明による多値ＶＳＢ復調
器においては、先ず、伝送路を介して送信されてくる多
値ＶＳＢ変調信号を、
器においては、先ず、伝送路を介して送信されてくる多
値ＶＳＢ変調信号を、
【００３６】
【数１２】ＩＦ信号周波数ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆS ｆS：シンボル周波数 ｍ：整数 ｑ：０以外の整数 ｐ：｜ｑ｜＜ｐを満たす整数 なる周波数のＩＦ信号に変換する。
【００３７】次に、このＩＦ信号を
【００３８】
【数１３】サンプリング周波数ｆSP＝ｎ・ｆS ｎ：自然数 なるサンプリング周波数ｆSPにてサンプリングして、デ
ィジタルのＩＦサンプル値系列に変換し、このＩＦサン
プル値系列に対して、直交検波、ナイキストフィルタ処
理を施す構成としている。
ィジタルのＩＦサンプル値系列に変換し、このＩＦサン
プル値系列に対して、直交検波、ナイキストフィルタ処
理を施す構成としている。
【００３９】よって、かかる構成によれば、ナイキスト
フィルタ及び直交検波器を、温度変動及びＤＣオフセッ
トの影響を受けにくいディジタル回路構成にて実現出来
るので、高精度な多値ＶＳＢ復調器を得ることが出来る
のである。尚、上記図３に示される実施例においては、
チューナ２１におけるＩＦ信号周波数ｆCを、上述した
如き条件、すなわち、ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆSに設定
することを提案している。しかしながら、このチューナ
２１にて得られるＩＦ信号の周波数は、上記ＩＦ信号周
波数ｆCより高くても構わない。この際、かかるＩＦ信
号の周波数を、ダウンコンバートしてからサンプリング
すれば良いのである。
フィルタ及び直交検波器を、温度変動及びＤＣオフセッ
トの影響を受けにくいディジタル回路構成にて実現出来
るので、高精度な多値ＶＳＢ復調器を得ることが出来る
のである。尚、上記図３に示される実施例においては、
チューナ２１におけるＩＦ信号周波数ｆCを、上述した
如き条件、すなわち、ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆSに設定
することを提案している。しかしながら、このチューナ
２１にて得られるＩＦ信号の周波数は、上記ＩＦ信号周
波数ｆCより高くても構わない。この際、かかるＩＦ信
号の周波数を、ダウンコンバートしてからサンプリング
すれば良いのである。
【００４０】
【発明の効果】以上の如く、本発明による多値ＶＳＢ復
調器においては、伝送路を介して送信されてくる多値Ｖ
ＳＢ変調信号を、ＩＦ信号周波数ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・
シンボル周波数ｆSなる条件を満たすＩＦ信号に変換
し、このＩＦ信号をサンプリング周波数ｆSP＝ｎ・ｆSな
るサンプリング周波数にてサンプリングして、ディジタ
ルのＩＦサンプル値系列に変換し、このＩＦサンプル値
系列に対して、直交検波、ナイキストフィルタ処理を施
して復調を行う構成としている。
調器においては、伝送路を介して送信されてくる多値Ｖ
ＳＢ変調信号を、ＩＦ信号周波数ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・
シンボル周波数ｆSなる条件を満たすＩＦ信号に変換
し、このＩＦ信号をサンプリング周波数ｆSP＝ｎ・ｆSな
るサンプリング周波数にてサンプリングして、ディジタ
ルのＩＦサンプル値系列に変換し、このＩＦサンプル値
系列に対して、直交検波、ナイキストフィルタ処理を施
して復調を行う構成としている。
【００４１】よって、本発明による多値ＶＳＢ復調器に
よれば、ナイキストフィルタ及び直交検波器を、温度変
動及びＤＣオフセットの影響を受けにくいディジタル構
成に出来るので、高精度な多値ＶＳＢ復調器を提供する
ことができるのである。
よれば、ナイキストフィルタ及び直交検波器を、温度変
動及びＤＣオフセットの影響を受けにくいディジタル構
成に出来るので、高精度な多値ＶＳＢ復調器を提供する
ことができるのである。
【図１】ＶＳＢ特性を示す図である。
【図２】従来の多値ＶＳＢ復調器の構成を示す図であ
る。
る。
【図３】本発明による多値ＶＳＢ復調器の構成を示す図
である。
である。
【図４】本発明による多値ＶＳＢ復調器におけるサンプ
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
【図５】本発明による多値ＶＳＢ復調器におけるサンプ
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
【図６】本発明による多値ＶＳＢ復調器におけるサンプ
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
リング前、及びサンプリング後各々の信号スペクトラム
を示す図である。
２１ チューナ ２４ ＢＰＦ ２５ Ａ／Ｄ変換器 ２６ サンプリングクロック発生回路 ２７ 直交検波器 ２８ ナイキストフィルタ
Claims (5)
- 【請求項１】 情報データを所定ビット数毎に多値シン
ボル値に変換した信号をシンボル周波数ｆSでＶＳＢ変
調して送出する多値ＶＳＢ変調器から送信されてくる多
値ＶＳＢ変調信号を復調して前記情報データを得る多値
ＶＳＢ復調器であって、 前記多値ＶＳＢ変調信号を、ｆC＝（ｍ＋ｑ／ｐ）・ｆS
｛ｍは整数、ｑは０以外の整数、ｐは｜ｑ｜＜ｐを満た
す整数｝なる周波数ｆCのＩＦ信号に変換する手段と、 前記ＩＦ信号を、ｆSP＝ｎ・ｆS｛ｎは自然数｝なるサン
プリング周波数ｆSPでサンプリングしてディジタルのＩ
Ｆサンプル値系列に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記ＩＦサンプル値系列を複素周波数変換して複素基底
域信号を得る直交検波器と、 前記複素基底域信号をパルス整形しこのパルス整形した
信号中の実部信号を前記シンボル周波数ｆSでリサンプ
リングして離散信号系列を得るナイキストフィルタと、 前記離散信号系列が前記多値シンボル値の内のいずれの
シンボル値に該当するかを判定しこの判定したシンボル
値に対応した情報データを出力するシンボル値判定手段
とを有することを特徴とする多値ＶＳＢ復調器。 - 【請求項２】 前記ｎ＝３、前記ｍ＝３、前記ｑ＝１、
前記ｐ＝２であることを特徴とする請求項１記載の多値
ＶＳＢ復調器。 - 【請求項３】 前記ｎ＝２、前記ｍ＝２、前記ｑ＝１、
前記ｐ＝４であることを特徴とする請求項１記載の多値
ＶＳＢ復調器。 - 【請求項４】 前記ｎ＝２、前記ｍ＝２、前記ｑ＝−
３、前記ｐ＝４であることを特徴とする請求項１記載の
多値ＶＳＢ復調器。 - 【請求項５】 前記ｎ＝２、前記ｍ＝０、前記ｑ＝−
３、前記ｐ＝４であることを特徴とする請求項１記載の
多値ＶＳＢ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6295896A JPH09261285A (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 多値ｖｓｂ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6295896A JPH09261285A (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 多値ｖｓｂ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09261285A true JPH09261285A (ja) | 1997-10-03 |
Family
ID=13215348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6295896A Pending JPH09261285A (ja) | 1996-03-19 | 1996-03-19 | 多値ｖｓｂ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09261285A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6046618A (en) * | 1997-05-12 | 2000-04-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Phase correction circuit and method therefor |
| JP2001168931A (ja) * | 1999-10-26 | 2001-06-22 | Thomson Licensing Sa | Ｈｄｔｖ受像機の復調器のための位相誤差算定方法 |
| JP2013126112A (ja) * | 2011-12-14 | 2013-06-24 | Fujitsu Ltd | 復調器および復調方法 |
-
1996
- 1996-03-19 JP JP6295896A patent/JPH09261285A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6046618A (en) * | 1997-05-12 | 2000-04-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Phase correction circuit and method therefor |
| JP2001168931A (ja) * | 1999-10-26 | 2001-06-22 | Thomson Licensing Sa | Ｈｄｔｖ受像機の復調器のための位相誤差算定方法 |
| JP4518355B2 (ja) * | 1999-10-26 | 2010-08-04 | トムソン ライセンシング | Ｈｄｔｖ受像機の復調器のための位相誤差算定方法 |
| JP2013126112A (ja) * | 2011-12-14 | 2013-06-24 | Fujitsu Ltd | 復調器および復調方法 |
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