JP2013126112A - 復調器および復調方法 - Google Patents

Abstract

【課題】復調性能を向上させること。
【解決手段】第１デジタル変換部１２０は、復調対象のアナログ信号を、第１調整部１１０によって周波数が調整された第１サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する。直交検波部１３０は、第１デジタル変換部１２０によって変換されたデジタル信号の直交検波を行う。アナログ変換部１４０は、直交検波部１３０の直交検波によって得られたデジタル信号をアナログ信号に変換する。第２デジタル変換部１６０は、アナログ変換部１４０によって変換されたアナログ信号を、第２調整部１５０によって周波数が調整された第２サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する。ベースバンド復調部１７０は、第２デジタル変換部１６０によって変換されたデジタル信号をベースバンド復調する。
【選択図】図１

Description

本発明は、復調を行う復調器および復調方法に関する。

ソフトウェアを入れ替えることで様々な無線システムに対応可能なソフトウェア無線機が知られている（たとえば、下記特許文献１参照。）。ソフトウェア無線機は、セルラなどの規格化されたシステムの他に、違法な無線システムを監視する監視システムや各種の業務無線においても利用される。たとえば電波監視システムにおいては、未知の諸元（たとえばシンボルレートやキャリア周波数）を受信して復調するために、柔軟な諸元設定が可能であることが求められる。

従来のソフトウェア無線機の復調器には、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）変換を行う信号ステージにより分類すると、たとえば、ベースバンド信号サンプリング方式（ダイレクトコンバージョン方式）とＩＦサンプリング方式とがある。

ベースバンド信号サンプリング方式においては、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：高周波）信号の受信から直交検波（直交復調）までがアナログ処理によって行われ、直交検波後のベースバンド復調がデジタル処理によって行われる。したがって、直交検波に用いる複素ローカル信号がアナログ処理で生成されるため、複素ローカル信号のＩ成分とＱ成分の直交度が完全でない。このため、直交検波後のベースバンド信号のＩ成分とＱ成分の直交度も完全でなくなり、復調特性が劣化する。

一方、ＩＦサンプリング方式では、ＲＦ信号が周波数変換によりＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）信号に変換される。そして、変換されたＩＦ信号がデジタル信号に変換され、デジタル処理によって直交検波およびベースバンド信号復調が行われる。

ところで、スペクトラム拡散受信装置において、ノイズを除去するために、拡散復調部の後段で信号をアナログ信号に変換し、フィルタを通してからデジタル信号に変換する技術が知られている（たとえば、下記特許文献２参照。）。

特開２０００−９１９３６号公報 特開平１０−３０３７６４号公報

しかしながら、上述した従来のＩＦサンプリング方式では、Ａ／Ｄ変換時のサンプリング周波数は、サンプリング時の折り返しを考慮するとＩＦ信号の周波数に依存するため、ベースバンド復調に適したサンプリング周波数とすることが困難である。このため、ＩＦ信号の周波数によっては復調性能が低下するという問題がある。

本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、復調性能を向上させることができる復調器および復調方法を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明の一側面によれば、第１サンプリングクロックの周波数を調整し、復調対象の第１アナログ信号を、周波数を調整した前記第１サンプリングクロックによりサンプリングして第１デジタル信号に変換し、変換した前記第１デジタル信号の直交検波を行い、前記検波結果によって得られた第２デジタル信号を第２アナログ信号に変換し、前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整し、変換した前記第２アナログ信号を、周波数を調整した前記第２サンプリングクロックによりサンプリングして第３デジタル信号に変換し、変換した前記第３デジタル信号をベースバンド復調する復調器および復調方法が提案される。

本発明の一側面によれば、復調性能を向上させることができるという効果を奏する。

図１は、実施の形態１にかかる復調器の構成の一例を示す図である。 図２−１は、サンプリングによる折り返しの例１を示すグラフである。 図２−２は、サンプリングによる折り返しの例２を参考として示すグラフである。 図３−１は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その１）である。 図３−２は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その２）である。 図３−３は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その３）である。 図４は、復調器を適用した受信装置の構成の一例を示す図である。 図５−１は、デジタル直交復調部の構成の一例を示す図である。 図５−２は、サンプリングレート変換部の構成の一例を示す図である。 図５−３は、ベースバンド復調部の構成の一例を示す図である。 図６は、無線部の構成の一例を示す図である。 図７は、直交復調部の構成の別の例を示す図である。 図８は、サンプリングレート変換部の別の例を示す図である。 図９は、復調処理部の構成の一例を示す図である。 図１０は、各クロック生成部の構成の一例を示す図である。 図１１は、直交検波部の構成の一例を示す図である。 図１２−１は、複素ＬＯ生成部によって生成されるローカル信号の一例を示すグラフ（その１）である。 図１２−２は、複素ＬＯ生成部によって生成されるローカル信号の一例を示すグラフ（その２）である。 図１３は、ＩＱ不整合補正部の構成の一例を示す図である。 図１４は、トレーニング信号生成部によって生成されるトレーニング信号の一例を示すグラフである。 図１５は、トレーニング信号に発生するＩＱ不整合の一例を示すグラフである。 図１６は、ＩＱ不整合補正処理の具体例を示すシーケンス図である。 図１７は、初期設定処理の具体例を示すシーケンス図である。 図１８は、受信装置における連続受信時の動作の一例を示すフローチャートである。 図１９は、受信装置におけるＴＤＤ受信時の動作の一例を示すフローチャートである。 図２０は、実施の形態２にかかる受信装置の構成の一例を示す図である。 図２１は、実施の形態２にかかる受信装置におけるＡＦＣ処理の一例を示すフローチャートである。 図２２は、実施の形態２にかかる受信装置におけるＡＦＣ処理の具体例を示すシーケンス図である。 図２３は、実施の形態３にかかる受信装置の構成の一例を示す図である。 図２４は、実施の形態３にかかる受信装置におけるタイミング同期処理の一例を示すフローチャートである。 図２５は、実施の形態３にかかる受信装置におけるタイミング同期処理の具体例を示すシーケンス図である。

以下に添付図面を参照して、本発明にかかる復調器および復調方法の実施の形態を詳細に説明する。

（実施の形態１）
（実施の形態１にかかる復調器の構成）
図１は、実施の形態１にかかる復調器の構成の一例を示す図である。図１に示すように、実施の形態１にかかる復調器１００は、第１調整部１１０と、第１デジタル変換部１２０と、直交検波部１３０と、アナログ変換部１４０と、第２調整部１５０と、第２デジタル変換部１６０と、ベースバンド復調部１７０と、を備えている。

第１調整部１１０は、第１デジタル変換部１２０へ入力される第１サンプリングクロックの周波数を調整する。たとえば、第１調整部１１０は、第１デジタル変換部１２０へ入力される可変周波数の第１サンプリングクロックを生成する第１クロック生成部を制御することによって第１サンプリングクロックの周波数を調整する。第１調整部１１０は、たとえば制御回路によって自動的に第１サンプリングクロックの周波数を調整してもよいし、ユーザの操作に応じて第１サンプリングクロックの周波数を調整してもよい。

第１デジタル変換部１２０には、復調器１００による復調対象のアナログ信号が入力される。復調器１００による復調対象のアナログ信号は、たとえば、復調器１００の前段のアンテナにより受信され、ＲＦ信号からＩＦ信号に変換されたアナログ信号である。ただし、復調器１００による復調対象のアナログ信号はこのようなアナログ信号に限らない。

第１デジタル変換部１２０は、入力されたアナログ信号を、第１調整部１１０によって周波数が調整された第１サンプリングクロックによりサンプリングして量子化することによりデジタル信号に変換する。第１デジタル変換部１２０は、変換したデジタル信号を直交検波部１３０へ出力する。

直交検波部１３０は、第１デジタル変換部１２０から出力されたデジタル信号の直交検波を行う。直交検波部１３０は、検波結果によって得られたベースバンド（基底帯域）のデジタル信号をアナログ変換部１４０へ出力する。アナログ変換部１４０は、直交検波部１３０から出力されたデジタル信号をアナログ信号に変換する。アナログ変換部１４０は、変換したアナログ信号を第２デジタル変換部１６０へ出力する。

第２調整部１５０は、第２デジタル変換部１６０へ入力される第２サンプリングクロックの周波数を調整する。たとえば、第２調整部１５０は、第２デジタル変換部１６０へ入力される可変周波数の第２サンプリングクロックを生成する第２クロック生成部を制御することによって第２サンプリングクロックの周波数を調整する。第２調整部１５０は、たとえば制御回路によって自動的に第２サンプリングクロックの周波数を調整してもよいし、ユーザの操作に応じて第２サンプリングクロックの周波数を調整してもよい。

第２デジタル変換部１６０には、アナログ変換部１４０から出力されたアナログ信号を、第２調整部１５０によって周波数が調整された第２サンプリングクロックによりサンプリングして量子化することによりデジタル信号に変換する。第２デジタル変換部１６０は、変換したデジタル信号をベースバンド復調部１７０へ出力する。ベースバンド復調部１７０は、第２デジタル変換部１６０から出力されたデジタル信号をベースバンド復調する。ベースバンド復調部１７０は、ベースバンド復調による復調結果を出力する。

このように、復調器１００は、直交検波部１３０とベースバンド復調部１７０との間において、アナログ変換部１４０、第２調整部１５０および第２デジタル変換部１６０により任意のレートでサンプリングし直す構成である。これにより、直交検波部１３０によるデジタル直交検波と、ベースバンド復調部１７０によるベースバンド復調と、をそれぞれ独立したレートで行うことが可能になる。

（サンプリングによる折り返し）
図２−１は、サンプリングによる折り返しの例１を示すグラフである。図２−１の縦軸は、受信されたＲＦ信号から変換したＩＦ信号のレベルを示している。図２−１の横軸は、受信されたＲＦ信号から変換したＩＦ信号の周波数を示している。横軸の周波数Ｆｓは、第１デジタル変換部１２０によってＩＦ信号をデジタル信号に変換する際のサンプリング周波数を示している。したがって、横軸の周波数Ｆｓ／２は、第１デジタル変換部１２０によってＩＦ信号をデジタル信号に変換する際のナイキスト周波数である。

ここでは、周波数０〜周波数Ｆｓ／２を第１ナイキストゾーンとし、周波数Ｆｓ／２〜周波数Ｆｓを第２ナイキストゾーンとし、周波数Ｆｓ〜周波数３＊Ｆｓ／２を第３ナイキストゾーンと称する。

ＩＦ信号２１１は、受信されたＲＦ信号から変換したＩＦ信号を示している。図２−１に示す例では、ＩＦ信号２１１の周波数が、第３ナイキストゾーンの中心の周波数となっている。ＩＦ信号２１１をデジタル信号に変換すると、ＩＦ信号２１１が他のナイキストゾーンにコピーされる折り返し現象が発生する。

折り返し成分２１２は、ＩＦ信号２１１が第２ナイキストゾーンにコピーされた成分である。折り返し成分２１３は、折り返し成分２１２が第１ナイキストゾーンにコピーされた成分である。図２−１に示す例では、折り返し成分２１２，２１３は、それぞれ第２ナイキストゾーンおよび第１ナイキストゾーンに発生し、ＩＦ信号２１１に重なっていない。このため、たとえば折り返し成分２１３に基づく直交検波およびベースバンド復調によりＩＦ信号２１１を復調（符号２１４）することができる。

図２−２は、サンプリングによる折り返しの例２を参考として示すグラフである。図２−２において、図２−１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図２−２に示す例では、ＩＦ信号２１１の周波数が、第１ナイキストゾーンと第２ナイキストゾーンとの境界である周波数Ｆｓ／２となっている。このため、ＩＦ信号２１１の帯域が第１ナイキストゾーンおよび第２ナイキストゾーンを跨いでいる。

折り返し成分２２１（斜線部）は、ＩＦ信号２１１が折り返し現象によりコピーされた成分である。図２−２に示す例では、ＩＦ信号２１１の帯域が第１ナイキストゾーンおよび第２ナイキストゾーンを跨いでいる。

このため、折り返し成分２２１がＩＦ信号２１１に重なり、直交検波およびベースバンド復調を行ってもＩＦ信号２１１の復調が困難である。このように、サンプリング周波数Ｆｓは、サンプリング時の折り返しを考慮するとＩＦ信号の周波数に依存する。一方、ベースバンド復調においては、シンボルレートの整数倍（たとえば４倍）のサンプリング周波数Ｆｓとすることが望ましい（オーバーサンプリング）。

これに対して、復調器１００は、直交検波部１３０とベースバンド復調部１７０との間において、任意のレートでサンプリングし直す構成である。このため、直交検波の前のＡ／Ｄ変換においてはＩＦ信号が複数のナイキストゾーンを跨がないサンプリング周波数を設定し、ベースバンド復調の前段のＡ／Ｄ変換においてはシンボルレートの整数倍となるようにサンプリング周波数を設定することが可能になる。

したがって、サンプリングにおいて折り返し成分がＩＦ信号に重なることを回避しつつ、シンボルレートの整数倍オーバーサンプリングによるベースバンド復調を行うことができるため、復調性能を向上させることができる。なお、ベースバンド復調の前段のＡ／Ｄ変換においては、ベースバンド復調の前段のＡ／Ｄ変換においては、Ａ／Ｄ変換の対象の信号が直交検波によりベースバンド信号となっており、かつシンボルレートの整数倍でオーバーサンプリングするため、折り返し成分は発生しない。

また、サンプリングし直す構成として、直交検波部１３０により得られたデジタル信号をアナログ信号に変換し、変換したアナログ信号を第２サンプリングクロックによって再度デジタル信号に変換する構成を用いる。これにより、たとえばデジタル処理によってサンプリングレートを変換する構成に比べて、有理数比を含めた、より柔軟なサンプリングレート変換比を実現することができる。このため、たとえばシンボルレートなどが未知の信号を、サンプリングレートを柔軟に変更することによって復調することが可能になる。

図３−１は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その１）である。図３−１において、図２−１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。ＩＦサンプリング方式において、ＩＦ信号２１１の周波数（ＩＦとする）とサンプリング周波数（Ｆｓ）との関係が下記（１）式を満たす場合に、ＩＦ信号２１１の周波数がナイキストゾーンの中心波長と一致する。これにより、ＩＦ信号２１１の折り返し成分がＩＦ信号２１１に重なることを回避することができる。

ＩＦ＝（１／４）＊Ｆｓ＋（（ｎ−１）／２）＊Ｆｓ …（１）

上記（１）式において、ｎは自然数（１，２，３，…）である。ｎ＝１の場合は、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦは、図３−１に示す第１ナイキストゾーンの中心波長（１／４）＊Ｆｓと一致する。ｎ＝２の場合は、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦは、図３−１に示す第２ナイキストゾーンの中心波長（３／４）＊Ｆｓと一致する。ｎ＝３の場合は、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦは、図３−１に示す第３ナイキストゾーンの中心波長（５／４）＊Ｆｓと一致する。このように、ｎ＝ｋの場合は、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦは、第ｋナイキストゾーンの中心周波数と一致する。

図３−２は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その２）である。図３−２において、図３−１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図３−２に示すように、たとえばＩＦ信号２１１の周波数ＩＦが第２ナイキストゾーンの中心波長（３／４）＊Ｆｓとサンプリング周波数Ｆｓとの間になっているとする。

この場合は、ＩＦ信号２１１がナイキストゾーンの中心にないため、ＩＦ信号２１１を透過させ、ＩＦ信号２１１とは異なる周波数成分を減衰させるフィルタ特性３２１を有するフィルタを実現することが困難である。

図３−３は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数との関係の一例を示す図（その３）である。図３−３において、図３−２に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図３−３に示す例では、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦが、第２ナイキストゾーンの中心波長（３／４）＊Ｆｓと一致している。

この場合は、ＩＦ信号２１１がナイキストゾーンの中心にあるため、ＩＦ信号２１１を透過させ、ＩＦ信号２１１とは異なる周波数成分を減衰させるフィルタ特性３２１を有するフィルタを容易に実現することができる。これにより、他のナイキストゾーンからの折り返しを防止することが容易になる。このように、サンプリングにおける折り返し防止効果を高めるためには、ＩＦ信号２１１の周波数ＩＦがナイキストゾーンの中心波長と一致していることが望ましい。

（復調器を適用した受信装置の構成）
図４は、復調器を適用した受信装置の構成の一例を示す図である。図４に示す受信装置４００は、図１に示した復調器１００を適用した受信装置である。受信装置４００は、受信アンテナ４１０と、無線部４２０と、復調器４３０と、制御部４４０と、を備えている。図４では、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ：直交周波数分割多重）変調方式の信号を受信する受信装置４００の構成について説明する。たとえば、受信装置４００は、復調器４３０における復調諸元をソフトウェアの書き換えにより変更可能なソフトウェア無線機である。

受信アンテナ４１０は、送信側から無線送信されたＲＦ信号を受信する。受信アンテナ４１０が受信するＲＦ信号は、互いに位相が直交するＩ信号（第１信号）およびＱ信号（第２信号）を含むＯＦＤＭ信号である。受信アンテナ４１０は、受信したＲＦ信号を無線部４２０へ出力する。

無線部４２０は、受信アンテナ４１０によって受信されたアナログ信号を、無線信号の周波数（ＲＦ）とベースバンド周波数との間の周波数（ＩＦ）に変換する周波数変換部である。具体的には、無線部４２０は、制御部４４０からの制御によって、受信アンテナ４１０から出力されたＲＦ信号に対して、増幅、フィルタリング、ＩＦへの周波数変換などの処理を行う（たとえば図６参照）。無線部４２０は、処理を行ったＩＦ信号を復調器４３０へ出力する。

復調器４３０は、図１に示した復調器１００に対応する構成である。復調器４３０は、制御部４４０からの制御によって、無線部４２０から出力されたＩＦ信号を復調し、復調結果を出力する。具体的には、復調器４３０は、直交復調用クロック生成部４３１と、ベースバンド復調用クロック生成部４３２と、デジタル直交復調部４３３と、サンプリングレート変換部４３４と、ベースバンド復調部４３５と、を備えている。

直交復調用クロック生成部４３１および制御部４４０は、図１に示した第１調整部１１０に対応する構成である。直交復調用クロック生成部４３１は、デジタル直交復調部４３３で使用するクロック信号を生成する（たとえば図１０参照）。また、直交復調用クロック生成部４３１は、制御部４４０からの制御によって、生成するクロック信号の周波数を変化させる。直交復調用クロック生成部４３１は、生成したクロック信号をデジタル直交復調部４３３およびサンプリングレート変換部４３４へ出力する。

ベースバンド復調用クロック生成部４３２および制御部４４０は、図１に示した第２調整部１５０に対応する構成である。ベースバンド復調用クロック生成部４３２は、ベースバンド復調部４３５で使用するクロック信号を生成する（たとえば図１０参照）。また、ベースバンド復調用クロック生成部４３２は、制御部４４０からの制御によって、生成するクロック信号の周波数を変化させる。ベースバンド復調用クロック生成部４３２は、生成したクロック信号をサンプリングレート変換部４３４およびベースバンド復調部４３５へ出力する。

デジタル直交復調部４３３は、図１に示した第１デジタル変換部１２０および直交検波部１３０に対応する構成である。デジタル直交復調部４３３は、無線部４２０から出力されたＩＦ信号を、直交復調用クロック生成部４３１から出力されたクロック信号をサンプリングクロックとしてサンプリングして量子化することでデジタル信号に変換する。そして、デジタル直交復調部４３３は、変換したデジタル信号に対して直交復調を行う（たとえば図５−１，図７参照）。デジタル直交復調部４３３は、直交復調により得られたデジタルのベースバンド信号をサンプリングレート変換部４３４へ出力する。

サンプリングレート変換部４３４は、図１に示したアナログ変換部１４０、第２調整部１５０および第２デジタル変換部１６０に対応する構成である。サンプリングレート変換部４３４は、直交復調用クロック生成部４３１およびベースバンド復調用クロック生成部４３２から出力される各クロック信号に基づいて、デジタル直交復調部４３３から出力されたベースバンド信号のサンプリングレートを変換する。

具体的には、サンプリングレート変換部４３４は、デジタル直交復調部４３３から出力されたベースバンド信号を、デジタル直交復調部４３３で使用されるサンプリングレートからベースバンド復調部４３５で使用されるサンプリングレートに変換する（たとえば図５−２，図８参照）。サンプリングレート変換部４３４は、サンプリングレートを変換したベースバンド信号をベースバンド復調部４３５へ出力する。

ベースバンド復調部４３５は、図１に示したベースバンド復調部１７０に対応する構成である。ベースバンド復調部４３５は、サンプリングレート変換部４３４から出力されたベースバンド信号に対して、デジタル変調方式のベースバンド復調を行う。ベースバンド復調部４３５は、ベースバンド復調の結果を復調結果として出力する。

制御部４４０は、無線部４２０および復調器４３０の制御を行う。たとえば、制御部４４０は、受信装置４００のユーザインタフェースによってユーザから入力された指示にしたがって各制御を行う。制御部４４０による制御内容については後述する。

このように、受信装置４００によれば、直交復調（直交検波）をデジタル処理で行うことで、Ｉ信号とＱ信号とを精度よく直交させることができる。また、受信装置４００によれば、直交検波とベースバンド復調との間でサンプリングをやり直してサンプリングレートを変換することで、直交検波とベースバンド復調をそれぞれに適した動作クロックで行うことが可能になる。

図４に示した無線部４２０は、たとえばアナログ回路によって実現することができる。直交復調用クロック生成部４３１およびベースバンド復調用クロック生成部４３２は、たとえばＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）やＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）などによって実現することができる。

デジタル直交復調部４３３は、たとえばＡＤＣやＦＰＧＡなどによって実現することができる。サンプリングレート変換部４３４は、たとえばＤＡＣやＡＤＣなどによって実現することができる。ベースバンド復調部４３５および制御部４４０は、たとえばＦＰＧＡやＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などによって実現することができる。

（デジタル直交復調部の構成）
図５−１は、デジタル直交復調部の構成の一例を示す図である。図４に示したデジタル直交復調部４３３は、たとえば、図５−１に示すように、ＡＤＣ５１１と、直交検波部５１２と、トレーニング信号生成部５１３と、信号切替部５１４と、を備えている。ＡＤＣ５１１、直交検波部５１２、トレーニング信号生成部５１３および信号切替部５１４は、直交復調用クロック生成部４３１から出力されたクロック信号のタイミングで動作する。

ＡＤＣ５１１（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、図１に示した第１デジタル変換部１２０に対応する構成である。ＡＤＣ５１１は、無線部４２０から出力されたＩＦ信号を、直交復調用クロック生成部４３１からのクロック信号をサンプリングクロックとしてデジタル信号に変換する。ＡＤＣ５１１は、変換したデジタル信号を直交検波部５１２へ出力する。

直交検波部５１２は、ＡＤＣ５１１から出力されたデジタル信号の直交検波を行う（たとえば図１１参照）。直交検波部５１２は、直交検波により得られた互いに直交するベースバンドのＩ信号およびＱ信号を信号切替部５１４へ出力する。

トレーニング信号生成部５１３は、トレーニング信号として、Ｉ信号とＱ信号に同じ信号（たとえば図１４参照）を生成する生成部である。トレーニング信号生成部５１３は、トレーニング信号として生成したＩ信号およびＱ信号を信号切替部５１４へ出力する。

信号切替部５１４は、直交検波部５１２によって分離されたＩ信号およびＱ信号と、トレーニング信号生成部５１３によって生成された各トレーニング信号と、のいずれかを切り替えて出力する。具体的には、信号切替部５１４は、制御部４４０からの制御により、トレーニング信号生成部５１３からのＩ信号およびＱ信号と、トレーニング信号生成部５１３からのＩ信号およびＱ信号と、のいずれかを選択して出力する信号切替を行う。

（サンプリングレート変換部の構成）
図５−２は、サンプリングレート変換部の構成の一例を示す図である。図４に示したサンプリングレート変換部４３４は、たとえば、図５−２に示すように、ＤＡＣ５２１，５２２と、ＡＤＣ５２３，５２４と、を備えている。ＤＡＣ５２１，５２２は図１に示したアナログ変換部１４０に対応する構成である。ＡＤＣ５２３，５２４は、図１に示した第２デジタル変換部１６０に対応する構成である。

ＤＡＣ５２１（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、デジタル直交復調部４３３から出力されたＩ信号を、直交復調用クロック生成部４３１から出力されたクロック信号に基づいてアナログ信号に変換する。ＤＡＣ５２１は、アナログ信号に変換したＩ信号をＡＤＣ５２３へ出力する。ＤＡＣ５２２は、デジタル直交復調部４３３から出力されたＱ信号を、直交復調用クロック生成部４３１から出力されたクロック信号に基づいてアナログ信号に変換する。ＤＡＣ５２２は、アナログ信号に変換したＱ信号をＡＤＣ５２４へ出力する。

ＡＤＣ５２３は、ＤＡＣ５２１から出力されたアナログのＩ信号を、ベースバンド復調用クロック生成部４３２からのクロック信号をサンプリングクロックとしてデジタル信号に変換する。ＡＤＣ５２３は、デジタル信号に変換したＩ信号をベースバンド復調部４３５へ出力する。ＡＤＣ５２４は、ＤＡＣ５２２から出力されたアナログのＱ信号を、ベースバンド復調用クロック生成部４３２からのクロック信号をサンプリングクロックとしてデジタル信号に変換する。ＡＤＣ５２４は、デジタル信号に変換したＱ信号をベースバンド復調部４３５へ出力する。

（ベースバンド復調部の構成）
図５−３は、ベースバンド復調部の構成の一例を示す図である。図４に示したベースバンド復調部４３５は、たとえば、図５−３に示すように、ＩＱ不整合補正部５３１と、復調処理部５３２と、を備えている。ＩＱ不整合補正部５３１および復調処理部５３２は、ベースバンド復調用クロック生成部４３２から出力されたクロック信号のタイミングで動作する。

ＩＱ不整合補正部５３１は、直交検波部５１２によって分離され、サンプリングレート変換部４３４を経由したＩ信号とＱ信号との間に生じた特性のずれをデジタル処理により補償する補償部である。具体的には、ＩＱ不整合補正部５３１は、制御部４４０からの制御により、サンプリングレート変換部４３４から出力されたＩ信号とＱ信号との間の不整合を補正する。ＩＱ不整合補正部５３１によるＩ信号とＱ信号との間の不整合の補正については後述する（たとえば図１６参照）。ＩＱ不整合補正部５３１は、不整合を補正したＩ信号およびＱ信号を復調処理部５３２へ出力する。

復調処理部５３２は、ＩＱ不整合補正部５３１から出力されたＩ信号およびＱ信号を復調する。図９に示した例では、Ｉ信号およびＱ信号はＯＦＤＭ変調方式のベースバンド信号となるため、復調処理部５３２は、ＯＦＤＭ変調方式に対応する方式によって復調する。復調処理部５３２は、復調結果を出力する。

（無線部の構成）
図６は、無線部の構成の一例を示す図である。図４に示した無線部４２０は、たとえば、図６に示すように、第１ＢＰＦ６０１と、ＬＮＡ６０２と、ＬＯ６０３と、ＭＩＸ６０４と、第２ＢＰＦ６０５と、ＶＧＡ６０６と、を備えている。

第１ＢＰＦ６０１（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：バンドパスフィルタ）は、受信アンテナ４１０から出力されたＲＦ信号のうちの特定のＲＦ帯域の周波数成分を透過させ、特定のＲＦ帯域以外の周波数成分を減衰させるフィルタである。第１ＢＰＦ６０１を透過する特定帯域の中心周波数および帯域幅は、制御部４４０から設定可能になっている。第１ＢＰＦ６０１を透過したＲＦ信号はＬＮＡ６０２へ出力される。

ＬＮＡ６０２（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は、第１ＢＰＦ６０１から出力されたＲＦ信号を低雑音で増幅する。ＬＮＡ６０２は、増幅したＲＦ信号をＭＩＸ６０４へ出力する。ＬＯ６０３（Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）は、ローカル信号（局発振号）を生成してＭＩＸ６０４へ出力する。ＬＯ６０３が生成するローカル信号の周波数（ローカル周波数）は、制御部４４０から設定可能になっている。

ＭＩＸ６０４（Ｍｉｘｅｒ）は、ＬＮＡ６０２から出力されたＲＦ信号と、ＬＯ６０３から出力されたローカル信号と、ミキシング（乗算）する。これにより、ＬＮＡ６０２から出力されたＲＦ信号をＩＦ信号に変換することができる。ＭＩＸ６０４は、乗算結果の信号を第２ＢＰＦ６０５へ出力する。

第２ＢＰＦ６０５は、ＭＩＸ６０４から出力された信号のうちの特定のＩＦ帯域の周波数成分を透過させ、特定のＩＦ帯域以外の周波数成分を減衰させるフィルタである。第２ＢＰＦ６０５を透過する特定帯域の中心周波数および帯域幅は、制御部４４０から設定可能になっている。第２ＢＰＦ６０５を透過したＩＦ信号はＶＧＡ６０６へ出力される。

ＶＧＡ６０６（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は、第２ＢＰＦ６０５から出力されたＩＦ信号の振幅を、復調に適した所定のレベルに調整する。ＶＧＡ６０６は、振幅を調整したＩＦ信号を復調器４３０へ出力する。第２ＢＰＦ６０５によって調整される振幅は、制御部４４０から設定可能になっている。

なお、図６に示した無線部４２０の構成は一例である。たとえば、図６に示した無線部４２０においてはＭＩＸ６０４による１回のミキシングでＲＦ信号がＩＦ信号に変換されるが、複数のＭＩＸ６０４による複数回のミキシングでＲＦ信号がＩＦ信号に変換される構成としてもよい。

（直交復調部の構成の別の例）
図７は、直交復調部の構成の別の例を示す図である。図７において、図５−１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図７に示すように、デジタル直交復調部４３３は、図５−１に示した構成に加えて、信号抽出部７０１と、電力正規化部７０２と、を備えていてもよい。

信号抽出部７０１は、直交検波部５１２から出力されたベースバンドのＩ信号およびＱ信号のうちの復調対象の成分のみを抽出する。信号抽出部７０１は、抽出したＩ信号およびＱ信号の各成分を電力正規化部７０２へ出力する。信号抽出部７０１によって抽出される成分は、制御部４４０から設定可能になっている。

電力正規化部７０２は、信号抽出部７０１から出力されたＩ信号およびＱ信号のそれぞれの電力を所定の電力となるように調整することで正規化する。電力正規化部７０２は、電力を正規化したＩ信号およびＱ信号を信号切替部５１４へ出力する。電力正規化部７０２によって調整される所定の電力は、制御部４４０から設定可能になっている。

（サンプリングレート変換部の別の例）
図８は、サンプリングレート変換部の別の例を示す図である。図８において、図５−２に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図８に示すように、サンプリングレート変換部４３４は、図５−２に示した構成に加えて、ＬＰＦ８０１，８０２を備えていてもよい。

ＬＰＦ８０１（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ローパスフィルタ）は、ＤＡＣ５２１から出力されたアナログのＩ信号のうちの、ＤＡＣ５２１において発生した高調波成分を除去する。ＬＰＦ８０１は、高調波成分を除去したＩ信号をＡＤＣ５２３へ出力する。ＬＰＦ８０２は、ＤＡＣ５２２から出力されたアナログのＱ信号のうちの、ＤＡＣ５２２において発生した高調波成分を除去する。ＬＰＦ８０２は、高調波成分を除去したＱ信号をＡＤＣ５２４へ出力する。

ＬＰＦ８０１，８０２のカットオフ周波数は、制御部４４０から設定可能になっている。また、ＬＰＦ８０１，８０２のカットオフ周波数は予め設定された固定のカットオフ周波数であってもよい。

（復調処理部の構成）
図９は、復調処理部の構成の一例を示す図である。図９において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図４に示したベースバンド復調部４３５は、たとえば、図９に示すように、タイミング同期部９０１と、ＧＩ除去部９０２と、等化部９０３と、判定部９０４と、周波数偏差検出部９０５と、を備えている。

タイミング同期部９０１は、ＩＱ不整合補正部５３１から出力されたＩ信号およびＱ信号に基づいて、無線フレームの受信タイミングを検出して、受信タイミングに対して復調タイミングを同期させる。タイミング同期部９０１は、同期させたＩ信号およびＱ信号を、ＧＩ除去部９０２および周波数偏差検出部９０５へ出力する。

ＧＩ除去部９０２は、タイミング同期部９０１から出力されたＩ信号およびＱ信号に含まれるＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ：ガードインターバル）を除去する。ＧＩ除去部９０２は、ＧＩを除去したＩ信号およびＱ信号を等化部９０３へ出力する。等化部９０３は、ＧＩ除去部９０２から出力されたＩ信号およびＱ信号の等化処理を行う。等化部９０３は、等化処理を行ったＩ信号およびＱ信号を判定部９０４へ出力する。判定部９０４は、等化部９０３から出力されたＩ信号およびＱ信号のそれぞれについて、閾値と比較することによって値を判定する。判定部９０４は、判定結果を復調結果として出力する。

周波数偏差検出部９０５は、タイミング同期部９０１から出力されたＩ信号およびＱ信号に基づいて、受信装置４００が受信したキャリア信号と、デジタル直交復調部４３３におけるローカル信号と、の間の周波数偏差（ずれ）を検出する。周波数偏差検出部９０５は、周波数偏差の検出結果を制御部４４０へ出力する。

（各クロック生成部の構成）
図１０は、各クロック生成部の構成の一例を示す図である。図１０において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図４に示した直交復調用クロック生成部４３１およびベースバンド復調用クロック生成部４３２のそれぞれは、たとえば図１０に示すクロック生成部１０００によって実現することができる。

クロック生成部１０００は、周波数設定部１００１と、周波数補正部１００２と、発振部１００３と、を備えている。周波数設定部１００１は、制御部４４０からの制御により、発振部１００３が発振するクロック信号の周波数を設定する。周波数補正部１００２は、制御部４４０からの制御により、周波数設定部１００１によって設定された、発振部１００３が発振するクロック信号の周波数を補正（微調整）する。

発振部１００３は、周波数補正部１００２によって設定された周波数を、周波数補正部１００２によって設定された補正値によって補正した周波数のクロック信号を発振する。発振部１００３は、発振したクロック信号を出力する。なお、周波数設定部１００１および周波数補正部１００２は、１つの設定部によって構成してもよい。

（直交検波部の構成）
図１１は、直交検波部の構成の一例を示す図である。図１１において、図５−１に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図５−１に示した直交検波部５１２は、たとえば、図１１に示すように、複素ＬＯ生成部１１０１と、テーブル記憶部１１０１ａと、乗算部１１０２，１１０３と、ＬＰＦ１１０４，１１０５と、を備えている。テーブル記憶部１１０１ａには、たとえばテーブル値として「＋１」、「０」、「−１」が記憶されている。

複素ＬＯ生成部１１０１は、乗算部１１０２，１１０３へ供給する各ローカル信号を生成する。複素ＬＯ生成部１１０１によって生成される各ローカル信号は、たとえばデジタルの複素正弦波（９０［°］ずれた２つの正弦波）である。複素ＬＯ生成部１１０１は、直交検波部５１２のサンプリング周期の４倍の周期で、テーブル記憶部１１０１ａからテーブル値を順に読み出すことで各ローカル信号を生成する。

これにより、精度よく直交する２つの正弦波を簡単な構成によって生成することができる（たとえば図１２−１，図１２−２参照）。なお、複素ＬＯ生成部１１０１のサンプリング周期は、直交復調用クロック生成部４３１からのサンプリングクロックによって設定される。複素ＬＯ生成部１１０１は、生成した各ローカル信号をそれぞれ乗算部１１０２，１１０３へ出力する。複素ＬＯ生成部１１０１は、たとえばＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ：数値制御発振器）によって実現することができる。

乗算部１１０２，１１０３には、ＡＤＣ５１１から出力されたデジタルのＩＦ信号が入力される。たとえば、乗算部１１０２，１１０３へ入力されるＩＦ信号は、ＡＤＣ５１１において第１ナイキストゾーンに折り返された折り返し成分（たとえば図２−１の折り返し成分２１３）とすることができる。

乗算部１１０２は、入力されたＩＦ信号と、複素ＬＯ生成部１１０１から出力されたローカル信号と、を乗算し、乗算結果の信号をＬＰＦ１１０４へ出力する。乗算部１１０３は、入力されたＩＦ信号と、複素ＬＯ生成部１１０１から出力されたローカル信号と、を乗算し、乗算結果の信号をＬＰＦ１１０５へ出力する。

ＬＰＦ１１０４へ出力される信号には、乗算部１１０２において乗算されたＩＦ信号とローカル信号との各周波数の和の周波数成分と、各周波数の差の周波数成分と、が含まれている。ＬＰＦ１１０４は、乗算部１１０２から出力された信号のうちの、各周波数の和の周波数成分を減衰させ、各周波数の差の周波数成分をＩ信号として透過させる。これにより、ベースバンドのＩ信号を出力することができる。

ＬＰＦ１１０５へ出力される信号には、乗算部１１０３において乗算されたＩＦ信号とローカル信号との各周波数の和の周波数成分と、各周波数の差の周波数成分と、が含まれている。ＬＰＦ１１０５は、乗算部１１０３から出力された信号のうちの、各周波数の和の周波数成分を減衰させ、各周波数の差の周波数成分をＱ信号として透過させる。これにより、ベースバンドのＱ信号を出力することができる。

（複素ＬＯ生成部によって生成されるローカル信号）
図１２−１は、複素ＬＯ生成部によって生成されるローカル信号の一例を示すグラフ（その１）である。図１２−２は、複素ＬＯ生成部によって生成されるローカル信号の一例を示すグラフ（その２）である。図１２−１および図１２−２において、横軸は時間を示している。横軸の０，Ｔ，２Ｔ，３Ｔ，…は、複素ＬＯ生成部１１０１のサンプリング周期である。また、縦軸はローカル信号の振幅を示している。

図１１に示したテーブル記憶部１１０１ａには、テーブル値として「＋１」、「０」、「−１」の３値が記憶されている。複素ＬＯ生成部１１０１は、サンプリング周期ごとに、テーブル記憶部１１０１ａのテーブル値を「＋１」、「０」、「−１」、「０」、…の順に読み出すことで、乗算部１１０２へ出力するローカル信号１２１０を生成する。ローカル信号１２１０は、ＣＯＳ（２πｆＴ）によって示すことができる。

また、複素ＬＯ生成部１１０１は、サンプリング周期ごとに、テーブル記憶部１１０１ａのテーブル値を「０」、「−１」、「０」、「＋１」、…の順に読み出すことで、乗算部１１０２へ出力するローカル信号１２２０を生成する。ローカル信号１２２０は、−ＳＩＮ（２πｆＴ）によって示すことができる。また、ローカル信号１２２０は、ローカル信号１２１０に対して位相がπ／２ずれている（直交している）。

（ＩＱ不整合補正部の構成）
図１３は、ＩＱ不整合補正部の構成の一例を示す図である。図５−３に示したＩＱ不整合補正部５３１は、たとえば、図１３に示すように、振幅補正部１３１０と、ＤＣオフセット補正部１３２０と、位相補正部１３３０と、を備えている。

＜振幅補正部＞
振幅補正部１３１０は、サンプリングレート変換部４３４から出力されたＩ信号およびＱ信号の振幅の不整合を補正する。具体的には、振幅補正部１３１０は、電力検出部１３１１と、増幅部１３１２と、電力検出部１３１３と、増幅部１３１４と、を備えている。振幅補正部１３１０へ入力されたＩ信号は、電力検出部１３１１および増幅部１３１２へ入力される。振幅補正部１３１０へ入力されたＱ信号は、電力検出部１３１３および増幅部１３１４へ入力される。

電力検出部１３１１は、入力されたＩ信号の電力を、Ｉ信号を積分することにより検出する。電力検出部１３１１は、検出した電力と目標電力Ｗとの差を示すゲイン係数を増幅部１３１２へ出力する。増幅部１３１２は、入力されたＩ信号を、電力検出部１３１１からのゲイン係数に基づいて増幅することで、Ｉ信号の電力を目標電力Ｗに調整する。増幅部１３１２は、増幅したＩ信号をＤＣオフセット補正部１３２０へ出力する。

電力検出部１３１３は、入力されたＱ信号の電力を、Ｑ信号を積分することにより検出する。電力検出部１３１３は、検出した電力と目標電力Ｗとの差を示すゲイン係数を増幅部１３１４へ出力する。増幅部１３１４は、入力されたＱ信号を、電力検出部１３１３からのゲイン係数に基づいて増幅することで、Ｑ信号の電力を目標電力Ｗに調整する。増幅部１３１４は、増幅したＱ信号をＤＣオフセット補正部１３２０へ出力する。これにより、Ｉ信号およびＱ信号の振幅をともに目標電力Ｗにすることができる。

＜ＤＣオフセット補正部＞
ＤＣオフセット補正部１３２０は、振幅補正部１３１０から出力されたＩ信号およびＱ信号のＤＣオフセット（直流オフセット）の不整合を補正する。具体的には、ＤＣオフセット補正部１３２０は、ＤＣオフセット検出部１３２１と、減算部１３２２と、ＤＣオフセット検出部１３２３と、減算部１３２４と、を備えている。

ＤＣオフセット補正部１３２０へ入力されたＩ信号は、ＤＣオフセット検出部１３２１および減算部１３２２へ入力される。ＤＣオフセット検出部１３２１は、入力されたＩ信号のＤＣオフセットを、Ｉ信号を平均することにより検出する。ＤＣオフセット検出部１３２１は、検出したＤＣオフセットの積分値がゼロとなるＤＣオフセット量を減算部１３２２へ出力する。減算部１３２２は、入力されたＩ信号から、ＤＣオフセット検出部１３２１からのＤＣオフセット量を減算することで、Ｉ信号のＤＣオフセットをゼロに調整する。減算部１３２２は、減算したＩ信号を位相補正部１３３０へ出力する。

ＤＣオフセット補正部１３２０へ入力されたＱ信号は、ＤＣオフセット検出部１３２３および減算部１３２４へ入力される。ＤＣオフセット検出部１３２３は、入力されたＱ信号のＤＣオフセットを、Ｑ信号を平均することにより検出する。ＤＣオフセット検出部１３２３は、検出したＤＣオフセットの積分値がゼロとなるＤＣオフセット量を減算部１３２４へ出力する。減算部１３２４は、入力されたＱ信号から、ＤＣオフセット検出部１３２３からのＤＣオフセット量を減算することで、Ｑ信号のＤＣオフセットをゼロに調整する。減算部１３２４は、減算したＱ信号を位相補正部１３３０へ出力する。これにより、Ｉ信号およびＱ信号のＤＣオフセットをともにゼロにすることができる。

＜位相補正部＞
位相補正部１３３０は、ＤＣオフセット補正部１３２０から出力されたＩ信号およびＱ信号の位相（タイミング）の不整合を補正する。具体的には、位相補正部１３３０は、スイッチ１３３１と、ＦＩＲフィルタ１３３２と、スイッチ１３３３と、減算部１３３４と、係数制御部１３３５と、を備えている。ＤＣオフセット補正部１３２０から出力されたＩ信号は、スイッチ１３３１へ入力される。ＤＣオフセット補正部１３２０から出力されたＱ信号は、ＦＩＲフィルタ１３３２および係数制御部１３３５へ入力される。

スイッチ１３３１は、制御部４４０からの制御により、ＤＣオフセット補正部１３２０から出力されたＩ信号を、ＩＱ不整合補正部５３１の後段に接続された第１経路Ｒ１１と、減算部１３３４に接続された第２経路Ｒ１２と、のいずれかへ出力する。

ＦＩＲフィルタ１３３２は、ＤＣオフセット補正部１３２０から出力されたＱ信号を、設定されたフィルタ係数に応じて遅延させるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタである。ＦＩＲフィルタ１３３２のフィルタ係数は係数制御部１３３５によって制御される。ＦＩＲフィルタ１３３２は、遅延させたＱ信号をスイッチ１３３３へ出力する。

スイッチ１３３３は、制御部４４０からの制御により、ＦＩＲフィルタ１３３２から出力されたＱ信号を、ＩＱ不整合補正部５３１の後段に接続された第３経路Ｒ２１と、減算部１３３４に接続された第４経路Ｒ２２と、のいずれかへ出力する。

減算部１３３４は、スイッチ１３３１から出力されたＩ信号から、スイッチ１３３３から出力されたＱ信号を減算する。減算部１３３４は、減算結果の信号を係数制御部１３３５へ出力する。係数制御部１３３５は、減算部１３３４から出力された信号に基づいてＦＩＲフィルタ１３３２のフィルタ係数を制御する。

たとえば、係数制御部１３３５は、Ｉ信号を基準として、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）アルゴリズムによりＱ信号の位相を補正することで、Ｉ信号およびＱ信号の位相の不整合を補正する。たとえば、時刻ｍにおいてＤＣオフセット補正部１３２０から出力されるＱ信号をＸ（ｍ）とする。

また、時刻ｍにおいて係数制御部１３３５によって制御されるＦＩＲフィルタ１３３２のフィルタ係数をＷ（ｍ）とする。また、時刻ｍにおいてスイッチ１３３３から減算部１３３４へ出力される信号をＹ（ｍ）とする。Ｙ（ｍ）は、たとえばＹ（ｍ）＝Σ｛Ｗ（ｋ）＊Ｘ（ｍ−ｋ）｝によって示すことができる。

また、時刻ｍにおいてスイッチ１３３１から減算部１３３４へ出力されるＩ信号をＲ（ｍ）とする。また、時刻ｍにおいて減算部１３３４から係数制御部１３３５へ出力される信号をＥ（ｍ）とする。Ｅ（ｍ）は、Ｒ（ｍ）−Ｙ（ｍ）であり、時刻ｍにおけるＩ信号とＱ信号との差分を示す信号である。

係数制御部１３３５は、たとえば、時刻（ｍ＋１）においてＦＩＲフィルタ１３３２に設定するフィルタ係数Ｗ（ｍ＋１）を、たとえばＷ（ｍ＋１）＝Ｗ（ｍ）＋μ＊Ｅ（ｍ）＊ｃｏｎｊ（Ｘ（ｍ））によって算出することができる。μはステップ係数である。これにより、Ｉ信号およびＱ信号の位相の不整合を補正することができる。

制御部４４０は、まず、トレーニング信号を出力するようにデジタル直交復調部４３３の信号切替部５１４（たとえば図５−１，図１１参照）を制御し、トレーニング信号において、振幅補正、ＤＣオフセット補正および位相補正を行う。トレーニング信号における振幅補正、ＤＣオフセット補正および位相補正が終了すると、制御部４４０は、振幅補正部１３１０の各ゲイン係数、ＤＣオフセット補正部１３２０の各ＤＣオフセット量、および位相補正部１３３０のフィルタ係数Ｗ（ｍ）を固定させる。

そして、制御部４４０は、受信信号に含まれるＩ信号およびＱ信号を出力するようにデジタル直交復調部４３３の信号切替部５１４を制御する。これにより、トレーニング信号によって設定された各ゲイン係数、各ＤＣオフセット量およびフィルタ係数Ｗ（ｍ）の各パラメータを用いて、復調対象のＩ信号およびＱ信号の不整合を補正することができる。

（トレーニング信号）
図１４は、トレーニング信号生成部によって生成されるトレーニング信号の一例を示すグラフである。図１４において、横軸は時間を示している。縦軸は、トレーニング信号の振幅を示している。トレーニング信号１４００は、トレーニング信号生成部５１３によって生成されるトレーニング信号である。トレーニング信号１４００のように、トレーニング信号生成部５１３は、たとえば正弦波のトレーニング信号を生成する。

トレーニング信号１４００は、振幅が＋１と−１との間の振幅である。また、トレーニング信号１４００の位相は、時間ゼロにおいて０［°］となる位相になっている。また、トレーニング信号１４００のＤＣ成分（振幅の中心）はゼロになっている。

図１５は、トレーニング信号に発生するＩＱ不整合の一例を示すグラフである。図１５において、横軸は時間を示している。縦軸は、トレーニング信号の振幅を示している。トレーニング信号１５００は、サンプリングレート変換部４３４を通過してＩＱ不整合補正部５３１へ入力されたトレーニング信号である。

トレーニング信号生成部５１３によって生成されたトレーニング信号１４００（図１４）は、サンプリングレート変換部４３４のアナログ回路を通過する際に、振幅や位相が変動したり、ＤＣオフセットが発生したりする。このため、ＩＱ不整合補正部５３１へ入力されるトレーニング信号は、たとえばトレーニング信号１５００のようになる。

具体的には、図１５に示すトレーニング信号１５００の振幅は、＋αと−βとの間の振幅であり、＋１と−１との間の振幅であるトレーニング信号１４００より小さくなっている。また、トレーニング信号１５００には、プラス方向のＤＣオフセットが発生している。また、トレーニング信号１５００の位相は、時間ゼロにおいて０［°］となる位相よりも遅い位相となっている。

これに対して、ＩＱ不整合補正部５３１において、振幅補正部１３１０による振幅補正、ＤＣオフセット補正部１３２０によるＤＣオフセット補正、位相補正部１３３０による位相補正を行うことで、Ｉ信号とＱ信号との間の不整合が補正される。

（ＩＱ不整合補正処理）
図１６は、ＩＱ不整合補正処理の具体例を示すシーケンス図である。受信装置４００は、ＩＱ不整合補正処理として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、制御部４４０が、トレーニング信号出力開始を信号切替部５１４に指示する（ステップＳ１６０１）。また、制御部４４０が、スイッチ１３３１を第２経路Ｒ１２に切り替えるとともに、スイッチ１３３３を第４経路Ｒ２２に切り替える（ステップＳ１６０２）。これにより、Ｉ信号およびＱ信号が減算部１３３４へ出力される。

つぎに、信号切替部５１４が、ステップＳ１６０１による指示にしたがって、トレーニング信号生成部５１３からのトレーニング信号をＩＱ不整合補正部５３１へ出力する（ステップＳ１６０３）。つぎに、制御部４４０が、Ｉ信号およびＱ信号の振幅補正をＩＱ不整合補正部５３１へ指示する（ステップＳ１６０４）。

つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１の振幅補正部１３１０が、ステップＳ１６０４による指示にしたがって、Ｉ信号およびＱ信号のゲイン補正を行う（ステップＳ１６０５）。これにより、Ｉ信号とＱ信号との振幅の不整合が補正される。振幅補正部１３１０は、Ｉ信号とＱ信号との振幅の不整合を補正した後に、Ｉ信号およびＱ信号の各ゲイン係数を固定する。つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１が、ステップＳ１６０５によるゲイン補正の完了を制御部４４０へ通知する（ステップＳ１６０６）。

つぎに、制御部４４０が、Ｉ信号およびＱ信号のＤＣオフセット補正をＩＱ不整合補正部５３１へ指示する（ステップＳ１６０７）。つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１のＤＣオフセット補正部１３２０が、ステップＳ１６０７による指示にしたがって、Ｉ信号およびＱ信号のＤＣオフセット補正を行う（ステップＳ１６０８）。これにより、Ｉ信号とＱ信号とのＤＣオフセット補正の不整合が補正される。ＤＣオフセット補正部１３２０は、Ｉ信号とＱ信号とのＤＣオフセットの不整合を補正した後に、Ｉ信号およびＱ信号の各ＤＣオフセット量を固定する。つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１が、ステップＳ１６０８によるＤＣオフセット補正の完了を制御部４４０へ通知する（ステップＳ１６０９）。

つぎに、制御部４４０が、タイミング補正をＩＱ不整合補正部５３１へ指示する（ステップＳ１６１０）。つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１の位相補正部１３３０が、ステップＳ１６１０による指示にしたがって、Ｑ信号のタイミング補正を行う（ステップＳ１６１１）。これにより、Ｉ信号とＱ信号との位相の不整合が補正される。位相補正部１３３０は、Ｉ信号とＱ信号とのＤＣ位相の不整合を補正した後に、フィルタ係数Ｗを固定する。つぎに、ＩＱ不整合補正部５３１が、ステップＳ１６１１によるタイミング補正の完了を制御部４４０へ通知する（ステップＳ１６１２）。

つぎに、制御部４４０が、トレーニング信号出力終了を信号切替部５１４に指示する（ステップＳ１６１３）。これにより、信号切替部５１４が、トレーニング信号生成部５１３からのトレーニング信号の出力を終了し、復調対象のＩ信号およびＱ信号の出力を開始する。つぎに、制御部４４０が、スイッチ１３３１を第１経路Ｒ１１に切り替えるとともに、スイッチ１３３３を第３経路Ｒ２１に切り替える（ステップＳ１６１４）。これにより、振幅補正、ＤＣオフセット補正およびタイミング補正がなされた状態で、復調対象のＩ信号およびＱ信号が復調処理部５３２へ出力される。

このように、制御部４４０は、まず、各トレーニング信号を出力するように信号切替部５１４を制御し、各トレーニング信号の間の特性のずれを補償するパラメータをＩＱ不整合補正部５３１（補償部）に設定させる。パラメータには、たとえばゲイン係数、ＤＣオフセットおよびフィルタ係数が含まれる。その後に、制御部４４０は、パラメータをＩＱ不整合補正部５３１に維持させつつ、復調対象のＩ信号およびＱ信号を出力するように信号切替部５１４を制御する。これにより、サンプリングレート変換部４３４のアナログ回路によって生じる特性のずれを補償するパラメータを導出し、復調対象のＩ信号とＱ信号との間の特性のずれを精度よく補償することができる。

また、制御部４４０は、ＩＱ不整合補正部５３１にパラメータを設定させる際に、まず、各トレーニング信号の間における振幅およびＤＣオフセットの特性のずれを補償するパラメータ（ゲイン係数およびＤＣオフセット）をＩＱ不整合補正部５３１に設定させる。その後に、制御部４４０は、各トレーニング信号の間の位相のずれを補償するパラメータ（フィルタ係数）をＩＱ不整合補正部５３１に設定させる。

また、制御部４４０は、たとえば、Ｉ信号の位相にＱ信号の位相を合わせるようにＱ信号を通過させるＦＩＲフィルタ１３３２のフィルタ係数を設定する。これにより、各トレーニング信号の間の位相のずれを補償するフィルタ係数をＩＱ不整合補正部５３１に設定させることができる。また、これにより、Ｉ信号を基準として、Ｑ信号の振幅およびＤＣオフセットがさらに補正される。

（初期設定処理）
図１７は、初期設定処理の具体例を示すシーケンス図である。受信装置４００は、初期設定処理として、たとえば以下の各ステップを実行する。以下に示す例においては、受信装置４００が受信するＲＦ信号のキャリア周波数が３［ＧＨｚ］であるとする。また、ＲＦ信号の変調方式は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：四位相偏移変調）であり、ロールオフ率が０．３であるとする。

まず、制御部４４０が、無線部４２０における第１ＢＰＦ６０１の中心周波数および帯域幅を設定する（ステップＳ１７０１）。ステップＳ１７０１においては、たとえば、第１ＢＰＦ６０１の中心周波数が３［ＧＨｚ］に設定され、第１ＢＰＦ６０１の帯域幅が２０［ＭＨｚ］に設定される。

つぎに、制御部４４０が、無線部４２０におけるＬＯ６０３が生成するローカル信号の周波数を設定する（ステップＳ１７０２）。ステップＳ１７０２においては、たとえばローカル信号の周波数が２７１０［ＭＨｚ］に設定される。この場合は、ＭＩＸ６０４から出力されるＩＦ信号の周波数は９０［ＭＨｚ］となる。

つぎに、制御部４４０が、無線部４２０における第２ＢＰＦ６０５の帯域幅を設定する（ステップＳ１７０３）。ステップＳ１７０３においては、たとえば第２ＢＰＦ６０５の帯域幅が２０［ＭＨｚ］に設定される。つぎに、制御部４４０が、無線部４２０におけるＶＧＡ６０６の初期値（所定のレベル）を設定する（ステップＳ１７０４）。ステップＳ１７０４においては、たとえばＶＧＡ６０６の初期値はフルゲインに設定される。

つぎに、制御部４４０が、直交復調用クロック生成部４３１によって生成される直交復調用クロックの周波数を設定する（ステップＳ１７０５）。ステップＳ１７０５においては、たとえば直交復調用クロックの周波数は１２０［ＭＨｚ］に設定される。これにより、ＩＦ信号の周波数が９０［ＭＨｚ］であるときに、サンプリング周波数＝１２０［ＭＨｚ］であれば、ＩＦ信号の周波数がナイキストゾーンの中心となる（ｎ＝２）。

つぎに、直交復調用クロック生成部４３１が、デジタル直交復調部４３３およびサンプリングレート変換部４３４へのクロック信号の供給を開始する（ステップＳ１７０６）。つぎに、制御部４４０が、ベースバンド復調用クロック生成部４３２によって生成されるベースバンド復調用クロックの周波数を設定する（ステップＳ１７０７）。ステップＳ１７０７においては、たとえばベースバンド復調用クロックの周波数は６４［ＭＨｚ］に設定される。つぎに、ベースバンド復調用クロック生成部４３２が、サンプリングレート変換部４３４およびベースバンド復調部４３５へのクロック信号の供給を開始する（ステップＳ１７０８）。

つぎに、制御部４４０が、デジタル直交復調部４３３の信号抽出部７０１に、抽出する帯域幅を設定する（ステップＳ１７０９）。ステップＳ１７０９においては、たとえば帯域幅が２０［ＭＨｚ］に設定される。つぎに、制御部４４０が、ベースバンド復調部４３５に復調諸元を設定する（ステップＳ１７１０）。ステップＳ１７１０においては、たとえば変調方式としてＱＰＳＫが設定され、ロールオフ率が０．３に設定され、シンボルレート（変調速度）が１６［ＭＨｚ］に設定される。また、ステップＳ１７１０においては、オーバーサンプリングのサンプリングレートがシンボルレートの４倍（６４［ＭＨｚ］）に設定される。

（受信装置における連続受信時の動作）
図１８は、受信装置における連続受信時の動作の一例を示すフローチャートである。受信装置４００は、動作中に受信を継続して行う連続受信を行う場合に、たとえば制御部４４０によって以下の各ステップを実行する。まず、受信装置４００は、図１７に示した初期設定処理を実行する（ステップＳ１８０１）。つぎに、受信装置４００は、図１６に示したＩＱ不整合補正処理を実行する（ステップＳ１８０２）。

つぎに、受信装置４００は、外部からの受信指示があるか否かを判断する（ステップＳ１８０３）。受信指示は、たとえば、受信装置４００のユーザや、受信装置４００を管理する管理装置によって受信装置４００へ入力される。受信指示がない場合（ステップＳ１８０３：Ｎｏ）は、受信装置４００は、ステップＳ１８０２へ戻ってＩＱ不整合補正処理を実行する。受信指示がある場合（ステップＳ１８０３：Ｙｅｓ）は、受信装置４００は受信処理を行う（ステップＳ１８０４）。受信処理は、たとえば、復調処理部５３２によって受信信号を復調する復調処理である。

つぎに、受信装置４００は、外部からの受信指示がまだあるか否かを判断する（ステップＳ１８０５）。受信指示がまだある場合（ステップＳ１８０５：Ｙｅｓ）は、受信装置４００は、ステップＳ１８０４へ戻って受信処理を行う。受信指示がなくなった場合（ステップＳ１８０５：Ｎｏ）は、受信装置４００は、復調器４３０の復調諸元が変更されたか否かを判断する（ステップＳ１８０６）。

ステップＳ１８０６において、復調諸元が変更されていない場合（ステップＳ１８０６：Ｎｏ）は、受信装置４００は、ステップＳ１８０２へ戻ってＩＱ不整合補正処理を実行する。復調諸元が変更された場合（ステップＳ１８０６：Ｙｅｓ）は、受信装置４００は、ステップＳ１８０１へ戻って初期設定処理からやり直す。

図１８に示したように、受信装置４００は、制御部４４０による初期設定後、受信指示があるまではＩＱ不整合補正処理を行い、受信処理に備える。そして、受信指示があると、受信装置４００は、ＩＱ不整合補正処理を終了して受信処理を開始する。受信指示がなくなると、受信装置４００は、復調諸元の変更がある場合は初期設定処理からやり直し、復調諸元の変更がない場合はＩＱ不整合補正処理からやり直す。

（受信装置におけるＴＤＤ受信時の動作）
図１９は、受信装置におけるＴＤＤ受信時の動作の一例を示すフローチャートである。受信装置４００は、送信と交互に受信を行うＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ：時分割複信）受信を行う場合に、たとえば制御部４４０によって以下の各ステップを実行する。図１９に示すステップＳ１９０１〜Ｓ１９０３は、図１８に示したステップＳ１８０１〜Ｓ１８０３と同様である。

ステップＳ１９０３において、受信指示がある場合（ステップＳ１９０３：Ｙｅｓ）は、受信装置４００は、現在の時刻が受信タイミングであるか否かを判断する（ステップＳ１９０４）。受信タイミングである場合（ステップＳ１９０４：Ｙｅｓ）は、受信装置４００は、受信処理を行い（ステップＳ１９０５）、ステップＳ１９０７へ移行する。

ステップＳ１９０４において、現在の時刻が受信タイミングではなく送信タイミングである場合（ステップＳ１９０４：Ｎｏ）は、受信装置４００は、図１６に示したＩＱ不整合補正処理を実行し（ステップＳ１９０６）、ステップＳ１９０７へ移行する。ステップＳ１９０７，Ｓ１９０８は、図１８に示したステップＳ１８０５，Ｓ１８０６と同様である。

図１９に示したように、ＴＤＤ受信を行う場合には、受信装置４００は、受信指示が出てから、受信タイミングのときには受信処理を行い、送信タイミングのときにはＩＱ不整合補正処理を行う。

このように、実施の形態１にかかる復調器１００によれば、デジタル直交検波とベースバンド復調との間で任意のレートでサンプリングし直す構成とすることにより、デジタル直交検波およびベースバンド復調をそれぞれ適切なレートで行うことが可能になる。

具体的には、デジタル直交検波においては、ＩＦ信号の帯域がナイキストゾーンを跨がないようにサンプリングレートを設定することで、ＩＦ信号の折り返し成分がＩＦ信号に重ならないようにし、デジタル直交検波における復調性能を向上させることができる。

また、ベースバンド復調においては、たとえばＩＦ信号のシンボルレートの整数倍となるようにサンプリングレートを設定（オーバーサンプリング）することで、ベースバンド復調における復調性能を向上させることができる。

すなわち、ベースバンド復調処理に使用するサンプリングクロックは、ＩＦ信号の周波数との関係を考慮しなくても、復調諸元（たとえばシンボルレート）によって決定することができるため、任意のシンボルレートをサポートすることが可能になる。

また、直交検波をデジタル処理により行うことで、直交検波におけるＩ信号とＱ信号との間の不整合の発生を抑えることができる。また、ＩＱ不整合補正部５３１により、サンプリングレート変換部４３４のアナログ回路において発生するＩ信号とＱ信号との間の不整合をデジタル処理によって補償することができる。このため、たとえばアナログ処理によってＩ信号とＱ信号との間の不整合を補償するベースバンド信号サンプリング方式に比べて、Ｉ信号とＱ信号との間の不整合を精度よく補償することができる。

（実施の形態２）
（実施の形態２にかかる受信装置の構成）
図２０は、実施の形態２にかかる受信装置の構成の一例を示す図である。図２０において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。図２０に示すように、制御部４４０は、ベースバンド復調部４３５の周波数偏差検出部９０５から、キャリア信号とローカル信号との間の周波数偏差の検出結果を取得する。周波数偏差の検出結果は、たとえば、受信装置４００におけるローカル周波数が、受信信号のキャリア周波数に対して、高いか、低いか、または等しいかを示す情報である。

制御部４４０は、取得した周波数偏差の検出結果に応じて、直交復調用クロック生成部４３１によって生成されるクロック信号の周波数を調整する。これにより、デジタル直交復調部４３３におけるサンプリングレート（動作周波数）が変化し、複素ＬＯ生成部１１０１が生成するローカル信号の周波数が変化する。このため、ＡＦＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ：自動周波数制御）を実現することができる。

（実施の形態２にかかる受信装置におけるＡＦＣ処理）
図２１は、実施の形態２にかかる受信装置におけるＡＦＣ処理の一例を示すフローチャートである。実施の形態２にかかる制御部４４０は、ＡＦＣ処理として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、制御部４４０は、周波数偏差検出部９０５から、周波数偏差の検出結果を取得する（ステップＳ２１０１）。

つぎに、制御部４４０は、ステップＳ２１０１によって取得した検出結果に基づいて、ローカル周波数がキャリア周波数より高いか否かを判断する（ステップＳ２１０２）。ローカル周波数がキャリア周波数より高い場合（ステップＳ２１０２：Ｙｅｓ）は、制御部４４０は、直交復調用クロック生成部４３１のクロック周波数を低下させ（ステップＳ２１０３）、ステップＳ２１０１へ戻る。これにより、複素ＬＯ生成部１１０１によって生成されるローカル信号の周波数（ローカル周波数）が低下する。

ステップＳ２１０２において、ローカル周波数がキャリア周波数より高くない場合（ステップＳ２１０２：Ｎｏ）は、制御部４４０は、ローカル周波数がキャリア周波数より低いか否かを判断する（ステップＳ２１０４）。ローカル周波数がキャリア周波数より低い場合（ステップＳ２１０４：Ｙｅｓ）は、制御部４４０は、直交復調用クロック生成部４３１のクロック周波数を増加させ（ステップＳ２１０５）、ステップＳ２１０１へ戻る。これにより、複素ＬＯ生成部１１０１によって生成されるローカル信号の周波数（ローカル周波数）が増加する。

ステップＳ２１０４において、ローカル周波数がキャリア周波数より低くない場合（ステップＳ２１０４：Ｎｏ）は、制御部４４０は、ステップＳ２１０１へ戻る。これにより、ローカル周波数とキャリア周波数とが一致している場合は、ローカル周波数を維持することができる。

このように、受信装置４００は、周波数偏差の検出結果に基づいて、直交復調用クロック生成部４３１のクロック周波数を制御することで、複素ＬＯ生成部１１０１によって生成されるローカル信号を変化させ、ＡＦＣを実現することができる。

図２２は、実施の形態２にかかる受信装置におけるＡＦＣ処理の具体例を示すシーケンス図である。実施の形態２にかかる受信装置４００は、ＡＦＣ処理として、たとえば以下の各ステップを繰り返し実行する。まず、ベースバンド復調部４３５が、周波数偏差検出部９０５により、キャリア信号とローカル信号との間の周波数偏差を検出する（ステップＳ２２０１）。つぎに、ベースバンド復調部４３５が、ステップＳ２２０１による周波数偏差の検出結果を制御部４４０へ通知する（ステップＳ２２０２）。

つぎに、制御部４４０が、ステップＳ２２０２によって通知された周波数偏差の検出結果に基づいて、クロック周波数微調整を直交復調用クロック生成部４３１に指示する（ステップＳ２２０３）。つぎに、直交復調用クロック生成部４３１が、ステップＳ２２０３による指示にしたがって、デジタル直交復調部４３３およびサンプリングレート変換部４３４へ出力するクロック周波数を微調整し（ステップＳ２２０４）、一連のＡＦＣ処理を終了する。

このように、直交検波部５１２は、直交復調用クロック生成部４３１から出力される第１サンプリングクロックに基づいて生成した第１サンプリングクロックの周波数の整数倍の周波数のローカル信号を用いて直交検波を行う。そして、実施の形態２にかかる復調器１００および受信装置４００によれば、制御部４４０は、復調対象のアナログ信号のキャリア周波数とローカル信号の周波数とのずれの検出結果に基づいて、第１サンプリングクロックの周波数を調整する。

具体的には、制御部４４０は、復調対象のアナログ信号のキャリア周波数とローカル信号の周波数とのずれが小さくなるように第１サンプリングクロックの周波数を調整する。第１サンプリングクロックの周波数を調整することで、回路規模の大きなＮＣＯを使用しなくても、ローカル信号の周波数を自動的に調整することができる。このため、回路規模の増加を抑えつつＡＦＣ機能を実現することができる。

また、復調器１００および受信装置４００においては、第１サンプリングクロックおよび第２サンプリングクロックはそれぞれ独立して調整可能である。このため、ＡＦＣ機能のために第１サンプリングクロックの周波数を調整しても、第２サンプリングクロックを用いるベースバンド復調には影響しないため、ベースバンド復調の性能の劣化を回避しつつＡＦＣ機能を実現することができる。

（実施の形態３）
図２３は、実施の形態３にかかる受信装置の構成の一例を示す図である。図２３において、図４に示した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。ベースバンド復調部４３５のタイミング同期部９０１（たとえば図９参照）は、ＩＱ不整合補正部５３１から出力されたＩ信号およびＱ信号に基づいて、キャリア信号に対するベースバンド復調部４３５の動作のタイミングずれを検出し、検出結果を出力する。

図２３に示すように、制御部４４０は、ベースバンド復調部４３５のタイミング同期部９０１から、キャリア信号に対するベースバンド復調部４３５の動作のタイミングずれの検出結果を取得する。そして、制御部４４０は、取得したタイミングずれの検出結果に応じて、ベースバンド復調用クロック生成部４３２によって生成されるクロック信号の周波数を調整する。これにより、ベースバンド復調部４３５におけるサンプリングクロックが変化する。このため、タイミング同期（周波数同期）の機能を実現することができる。

なお、従来のＩＦサンプリング方式の場合は、タイミング同期処理のためにクロック周波数を微調整すると、ＡＦＣ用のキャリア周波数（ＮＣＯ発振周波数）も変更されるため、クロック周波数を微調整することができなかった。これに対して、復調器１００および受信装置４００のタイミング同期処理では、直交検波部５１２とベースバンド復調部４３５のクロックが別系統になっており、個別に制御が可能な構成になっている。このため、クロック周波数の微調整によるタイミング同期処理が可能となる。

（実施の形態３にかかる受信装置におけるタイミング同期処理）
図２４は、実施の形態３にかかる受信装置におけるタイミング同期処理の一例を示すフローチャートである。実施の形態２にかかる制御部４４０は、タイミング同期処理として、たとえば以下の各ステップを実行する。まず、制御部４４０は、タイミング同期部９０１から、タイミングずれの検出結果を取得する（ステップＳ２４０１）。

つぎに、制御部４４０は、ステップＳ２４０１によって取得した検出結果に基づいて、ベースバンド復調部４３５の動作のタイミングが受信信号より早いか否かを判断する（ステップＳ２４０２）。動作のタイミングが受信信号より早い場合（ステップＳ２４０２：Ｙｅｓ）は、制御部４４０は、ベースバンド復調用クロック生成部４３２のクロック周波数を低下させ（ステップＳ２４０３）、ステップＳ２４０１へ戻る。これにより、ベースバンド復調部４３５のサンプリングレート（動作周波数）が低下する。

ステップＳ２４０２において、動作のタイミングが受信信号より早くない場合（ステップＳ２４０２：Ｎｏ）は、制御部４４０は、動作のタイミングが受信信号より遅い（位相が遅れている）か否かを判断する（ステップＳ２４０４）。動作のタイミングが受信信号より遅い場合（ステップＳ２４０４：Ｙｅｓ）は、制御部４４０は、ベースバンド復調用クロック生成部４３２のクロック周波数を増加させ（ステップＳ２４０５）、ステップＳ２４０１へ戻る。これにより、ベースバンド復調部４３５のサンプリングレート（動作周波数）が増加する。

ステップＳ２４０４において、動作のタイミングが受信信号より遅くない場合（ステップＳ２４０４：Ｎｏ）は、制御部４４０は、ステップＳ２４０１へ戻る。これにより、ベースバンド復調部４３５の動作のタイミングが受信信号に対して一致している場合は、ベースバンド復調部４３５の動作のタイミングを維持することができる。

このように、受信装置４００は、動作タイミングずれの検出結果に基づいて、ベースバンド復調用クロック生成部４３２のクロック周波数を制御することで、ベースバンド復調における動作タイミングを変化させ、タイミング同期処理を実現することができる。

図２５は、実施の形態３にかかる受信装置におけるタイミング同期処理の具体例を示すシーケンス図である。実施の形態３にかかる受信装置４００は、ＡＦＣ処理として、たとえば以下の各ステップを繰り返し実行する。まず、ベースバンド復調部４３５が、タイミング同期部９０１により、キャリア信号に対するベースバンド復調部４３５の動作のタイミングずれを検出する（ステップＳ２５０１）。つぎに、ベースバンド復調部４３５が、ステップＳ２５０１によるタイミングずれの検出結果を制御部４４０へ通知する（ステップＳ２５０２）。

つぎに、制御部４４０が、ステップＳ２５０２によって通知されたタイミングずれの検出結果に基づいて、クロック周波数微調整をベースバンド復調用クロック生成部４３２に指示する（ステップＳ２５０３）。つぎに、ベースバンド復調用クロック生成部４３２が、ステップＳ２５０３による指示にしたがって、サンプリングレート変換部４３４およびベースバンド復調部４３５のクロック周波数を微調整し（ステップＳ２５０４）、一連のタイミング同期処理を終了する。

このように、ベースバンド復調部４３５は、ベースバンド復調用クロック生成部４３２から出力される第２サンプリングクロックの周波数でベースバンド復調を行う。そして、実施の形態３にかかる復調器１００および受信装置４００によれば、制御部４４０は、復調対象のアナログ信号のキャリア周波数とベースバンド復調の周波数とのずれの検出結果に基づいて、第２サンプリングクロックの周波数を調整する。

具体的には、制御部４４０は、復調対象のアナログ信号のキャリア周波数とベースバンド復調の周波数とのずれが小さくなるように第２サンプリングクロックの周波数を調整する。第２サンプリングクロックの周波数を調整することで、複雑な処理を行わなくても、ベースバンド復調部４３５のベースバンド復調の周波数を自動的に調整することができる。このため、回路規模の増加を抑えつつタイミング同期機能を実現することができる。

また、復調器１００および受信装置４００においては、第１サンプリングクロックおよび第２サンプリングクロックはそれぞれ独立して調整可能である。このため、タイミング同期機能のために第２サンプリングクロックの周波数を調整しても、第１サンプリングクロックを用いる直交検波には影響しないため、直交検波による復調性能の劣化を抑えつつタイミング同期機能を実現することができる。

以上説明したように、復調器および復調方法によれば、復調性能を向上させることができる。

なお、上述した各実施の形態においては、ＯＦＤＭ変調方式の信号を受信する受信装置４００の構成について説明したが、受信装置４００が対応する変調方式はＯＦＤＭ変調方式に限らない。たとえば、受信装置４００は、シングルキャリア変調方式の信号を受信する構成としてもよい。この場合は、たとえば、ベースバンド復調部４３５におけるＩＱ不整合補正部５３１、ＧＩ除去部９０２、等化部９０３などを省いた構成としてもよい。

上述した各実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。

（付記１）第１サンプリングクロックの周波数を調整する第１調整部と、
復調対象のアナログ信号を、前記第１調整部によって周波数が調整された第１サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第１デジタル変換部と、
前記第１デジタル変換部によって変換されたデジタル信号の直交検波を行う直交検波部と、
前記直交検波部の前記直交検波によって得られたデジタル信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、
前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整する第２調整部と、
前記アナログ変換部によって変換されたアナログ信号を、前記第２調整部によって周波数が調整された第２サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第２デジタル変換部と、
前記第２デジタル変換部によって変換されたデジタル信号をベースバンド復調するベースバンド復調部と、
を備えることを特徴とする復調器。

（付記２）前記直交検波部は、前記第１デジタル変換部によって変換されたデジタル信号に含まれる、互いに直交する各信号を前記直交検波により分離し、
前記ベースバンド復調部は、前記直交検波部によって分離され、前記アナログ変換部および前記第２デジタル変換部を経由した各信号の間に生じた特性のずれをデジタル処理により補償する補償部を含み、前記補償部により前記特性のずれを補償した各信号をベースバンド復調することを特徴とする付記１に記載の復調器。

（付記３）正弦波をトレーニング信号として生成する生成部と、
前記直交検波部によって分離された各信号と、前記生成部によって生成された各トレーニング信号と、のいずれかを切り替えて前記アナログ変換部へ出力する信号切替部と、
前記各トレーニング信号を出力するように前記信号切替部を制御し、前記各トレーニング信号の間の前記特性のずれを補償するパラメータを前記補償部に設定させた後に、前記パラメータを前記補償部に維持させつつ、前記各信号を出力するように前記信号切替部を制御する制御部と、
を備えることを特徴とする付記２に記載の復調器。

（付記４）前記特性のずれは、振幅および直流オフセットの少なくとも一方の特性のずれと、位相のずれと、を含み、
前記制御部は、前記各トレーニング信号の間における振幅および直流オフセットの少なくとも一方の特性のずれを補償するパラメータを前記補償部に設定させた後に、前記各トレーニング信号の間の位相のずれを補償するパラメータを前記補償部に設定させることを特徴とする付記３に記載の復調器。

（付記５）前記補償部は、前記各トレーニング信号のうちの一方のトレーニング信号の位相に、前記各トレーニング信号のうちの他方のトレーニング信号の位相を合わせるように、前記他方のトレーニング信号を通過させるＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ：有限インパルス応答）フィルタの係数を設定することを特徴とする付記４に記載の復調器。

（付記６）前記直交検波部は、前記第１調整部によって周波数が調整された第１サンプリングクロックの周波数の整数分の１の周波数のローカル信号を用いて前記直交検波を行い、
前記第１調整部は、前記復調対象のアナログ信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数とのずれの検出結果に基づいて、前記第１サンプリングクロックの周波数を調整することを特徴とする付記１〜５のいずれか一つに記載の復調器。

（付記７）前記ベースバンド復調部は、前記第２調整部によって周波数が調整された第２サンプリングクロックの周波数で前記ベースバンド復調を行い、
前記第２調整部は、前記復調対象のアナログ信号のキャリア周波数と前記ベースバンド復調の周波数とのずれの検出結果に基づいて、前記第２サンプリングクロックの周波数を調整することを特徴とする付記１〜６のいずれか一つに記載の復調器。

（付記８）第１サンプリングクロックの周波数を調整し、
復調対象の第１アナログ信号を、周波数を調整した前記第１サンプリングクロックによりサンプリングして第１デジタル信号に変換し、
変換した前記第１デジタル信号の直交検波を行い、
前記直交検波によって得られた第２デジタル信号を第２アナログ信号に変換し、
前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整し、
変換した前記第２アナログ信号を、周波数を調整した前記第２サンプリングクロックによりサンプリングして第３デジタル信号に変換し、
変換した前記第３デジタル信号をベースバンド復調することを特徴とする復調方法。

（付記９）無線信号を受信するアンテナと、
前記アンテナによって受信されたアナログ信号を、前記無線信号の周波数とベースバンド周波数との間の周波数に変換する周波数変換部と、
第１サンプリングクロックの周波数を調整する第１調整部と、
前記周波数変換部によって周波数が変換されたアナログ信号を、前記第１調整部によって周波数が調整された第１サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第１デジタル変換部と、
前記第１デジタル変換部によって変換されたデジタル信号の直交検波を行う直交検波部と、
前記直交検波部の前記直交検波によって得られたデジタル信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、
前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整する第２調整部と、
前記アナログ変換部によって変換されたアナログ信号を、前記第２調整部によって周波数が調整された第２サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第２デジタル変換部と、
前記第２デジタル変換部によって変換されたデジタル信号をベースバンド復調するベースバンド復調部と、
を備えることを特徴とする受信装置。

２１１ ＩＦ信号
２１２，２１３，２２１ 折り返し成分
３２１ フィルタ特性
４１０ 受信アンテナ
１２１０，１２２０ ローカル信号
１３３１，１３３３ スイッチ
Ｒ１１ 第１経路
Ｒ１２ 第２経路
Ｒ２１ 第３経路
Ｒ２２ 第４経路
１４００，１５００ トレーニング信号

Claims (6)

1. 第１サンプリングクロックの周波数を調整する第１調整部と、
   復調対象のアナログ信号を、前記第１調整部によって周波数が調整された第１サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第１デジタル変換部と、
   前記第１デジタル変換部によって変換されたデジタル信号の直交検波を行う直交検波部と、
   前記直交検波部の前記直交検波によって得られたデジタル信号をアナログ信号に変換するアナログ変換部と、
   前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整する第２調整部と、
   前記アナログ変換部によって変換されたアナログ信号を、前記第２調整部によって周波数が調整された第２サンプリングクロックによりサンプリングしてデジタル信号に変換する第２デジタル変換部と、
   前記第２デジタル変換部によって変換されたデジタル信号をベースバンド復調するベースバンド復調部と、
   を備えることを特徴とする復調器。
2. 前記直交検波部は、前記第１デジタル変換部によって変換されたデジタル信号に含まれる、互いに直交する各信号を前記直交検波により分離し、
   前記ベースバンド復調部は、前記直交検波部によって分離され、前記アナログ変換部および前記第２デジタル変換部を経由した各信号の間に生じた特性のずれをデジタル処理により補償する補償部を含み、前記補償部により前記特性のずれを補償した各信号をベースバンド復調することを特徴とする請求項１に記載の復調器。
3. 正弦波をトレーニング信号として生成する生成部と、
   前記直交検波部によって分離された各信号と、前記生成部によって生成された各トレーニング信号と、のいずれかを切り替えて前記アナログ変換部へ出力する信号切替部と、
   前記各トレーニング信号を出力するように前記信号切替部を制御し、前記各トレーニング信号の間の前記特性のずれを補償するパラメータを前記補償部に設定させた後に、前記パラメータを前記補償部に維持させつつ、前記各信号を出力するように前記信号切替部を制御する制御部と、
   を備えることを特徴とする請求項２に記載の復調器。
4. 前記直交検波部は、前記第１調整部によって周波数が調整された第１サンプリングクロックの周波数の整数分の１の周波数のローカル信号を用いて前記直交検波を行い、
   前記第１調整部は、前記復調対象のアナログ信号のキャリア周波数と前記ローカル信号の周波数とのずれの検出結果に基づいて、前記第１サンプリングクロックの周波数を調整することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載の復調器。
5. 前記ベースバンド復調部は、前記第２調整部によって周波数が調整された第２サンプリングクロックの周波数で前記ベースバンド復調を行い、
   前記第２調整部は、前記復調対象のアナログ信号のキャリア周波数と前記ベースバンド復調の周波数とのずれの検出結果に基づいて、前記第２サンプリングクロックの周波数を調整することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の復調器。
6. 第１サンプリングクロックの周波数を調整し、
   復調対象の第１アナログ信号を、周波数を調整した前記第１サンプリングクロックによりサンプリングして第１デジタル信号に変換し、
   変換した前記第１デジタル信号の直交検波を行い、
   前記直交検波によって得られた第２デジタル信号を第２アナログ信号に変換し、
   前記第１サンプリングクロックとは異なる第２サンプリングクロックの周波数を調整し、
   変換した前記第２アナログ信号を、周波数を調整した前記第２サンプリングクロックによりサンプリングして第３デジタル信号に変換し、
   変換した前記第３デジタル信号をベースバンド復調することを特徴とする復調方法。

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