JP2001285167A

JP2001285167A - 中継装置

Info

Publication number: JP2001285167A
Application number: JP2000096400A
Authority: JP
Inventors: Satoshi Miura; 智三浦
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2001-10-12
Anticipated expiration: 2020-03-31
Also published as: JP3586410B2

Abstract

(57)【要約】【課題】簡易な構成で受信信号と送信信号の周波数を
一致させることができ、しかも回り込み除去機能を良好
に発揮させる。【解決手段】中継装置１０において、回り込み除去機
能を有するキャンセラ２２の前段にて、該キャンセラ２
２への入力信号に含まれる周波数誤差を検出し、それを
同入力信号から除去する。また、検出された周波数誤差
をキャンセラ２２の後段で再び付加する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は中継装置に関し、特
に単一周波数ネットワークに適用可能な中継装置に関す
る。

【０００２】

【背景技術】次世代ディジタルテレビ放送では単一周波
数ネットワーク（ＳＦＮ；Single Frequency Network）
の採用が計画されている。ＳＦＮにおいては、中継局に
て受信信号と送信信号の周波数を同一とする必要があ
る。図５は、受信信号と送信信号の周波数を同一とする
ことができる中継装置の構成例を示す図である。同図に
示す中継装置１００において、フィルタ１６及びフィル
タ３０は高調波を除去する機能を有する。受信信号は乗
算器１４にてローカル発振器１２から供給されるローカ
ル周波数信号と複素乗算されるようになっており、ここ
でローカル周波数だけ周波数が下げられる。フィルタ１
６及び増幅器２６は、受信信号の搬送周波数ｆ１と当該
中継装置１００のローカル周波数（ｆ１＋Δｆ）とに
差、すなわち周波数誤差Δｆが生じている場合にも信号
が通過できるよう、共に通過帯域が調整されている。な
お、増幅器２６は、その増幅度の検出や補正をペースバ
ンド帯のような低い周波数帯にて行う方が特性上安定す
るが、中継装置１００の利得設計によってはフィルタ３
０の後段にも設置するようにできる。

【０００３】ここで中継装置１００における周波数変換
の様子を、具体的な回路構成例を示して説明する。な
お、ここでは周波数情報にのみ着目し、振幅の変化につ
いては無視して考える。図６は、図５におけるフィルタ
３０の前段までの構成を詳細に示す図である。同図にお
いて乗算器１４ｐ，１４ｑ及び位相器１４ｆは乗算器１
４（図５）に対応し、乗算器２８ｐ，２８ｑ、位相器２
８ｆ及び加算器２８ａは乗算器２８（図５）に対応す
る。同図に示す中継装置１００では、ｃｏｓ（ω１ｔ）
なる受信信号ＳＡを、ｃｏｓ（ω２ｔ＋θ）なるローカ
ル発振器１２の出力信号ＳＢを用いて周波数変換（直交
検波）している。受信信号ＳＡは乗算器１４ｐ，１４ｑ
に分配され、乗算器１４ｐにはローカル発振器１２から
の出力信号ＳＢが供給される。ローカル発振器１２から
の出力信号ＳＢは移相器２８ｆにも供給されており、そ
こで位相がπ／２シフトされ、図示は省略するがさらに
振幅が反転され（−１倍）、その結果が乗算器２８ｑに
供給される。このとき、乗算器１４ｐ，１４ｑの出力信
号ＳＣ，ＳＤはそれぞれ次式（１）及び（２）で表され
る。

【０００４】

【数１】 SC=cos(ω1t)×cos(ω2t+θ) =[cos{(ω1+ω2)t+θ}+cos{(ω1-ω2)t-θ}]/2 …（１） SD=cos(ω1t)×-sin(ω2t+θ) =-[sin{(ω1+ω2)t+θ}-sin{(ω1-ω2)t-θ}]/2 …（２）式（１）及び（２）における第１項の高周波成分はフィ
ルタ１６にて除去され、式（１）及び（２）の第２項が
それぞれ出力される。すなわち、出力には、△ω（＝ω
１−ω２）なる周波数誤差が含まれている。この信号は
増幅器２６に供給されており、そこで利得制御が行われ
る。増幅器２６の出力信号ＳＥ，ＳＦは、送信信号搬送
周波数であるローカル発振器１２の出力信号ＳＢによっ
て周波数変換（直交変調）が施されると、その出力信号
ＳＧ，ＳＨは次式（３）及び（４）で表される。ここで
はπ／２移相された信号に対する振幅の−１倍は行わな
い。

【０００５】

【数２】 SG=cos(△ωt-θ)×cos(ω2t+θ) =[cos(△ω+ω2)t+cos(△ω-ω2)t-2θ]/2 …（３） SH=sin(△ωt-θ)×sin(ω2t+θ) =[cos(△ω+ω2)t-cos(△ω-ω2)t-2θ]/2 …（４）その後、出力信号ＳＧ，ＳＨは加算器２８ａにて加算さ
れ、次式（５）に示される送信信号ＳＩが出力される。
この送信信号ＳＩはフィルタ３０に供給される。同式
（５）より、送信信号搬送周波数は受信信号搬送周波数
と一致しており、ＳＦＮが成立することが分かる。

【０００６】

【数３】 SI=SG+SH =cos(△ω+ω2)t=cos(ω1t) …（５）また、受信信号と送信信号との搬送周波数が同一である
というＳＦＮの性質上、送信信号が受信信号に回り込む
現象が生じる。このため、この回り込みを除去又は低減
しないと、中継装置１００にて発振状態に陥る事もあ
り、回り込み成分をキャンセルする機能が実際には必要
となる。この回り込みが発生している場合のスペクトル
例を図７に示す。同図によれば、回り込みが無い場合に
は受信信号の振幅が一定しているのに対し、回り込みが
生じている場合には受信信号の振幅が周期的に上昇する
ことが分かる。

【０００７】このような回り込み成分に対するキャンセ
ラとしては、例えば図８又は図９に示される構成が考え
られる。図８に示されるキャンセラ２２ａは、加算器４
４と、レプリカ生成部４６と、遅延メモリ４８と、相関
部５０とを含んで構成されている。相関部５０では送信
信号と受信信号との相関によって回り込み成分を推定す
る。そして、遅延メモリ４８では送信信号を一定時間記
憶するようにしており、レプリカ生成部４６では遅延さ
せた送信信号に対してその推定結果を反映して回り込み
成分の複製（レプリカ）を生成し、それを加算器４４に
て受信信号から差し引いている。こうして受信信号から
回り込み成分をキャンセルしている。

【０００８】一方、図９に示されるキャンセラ２２ｂ
は、加算器４４と、レプリカ生成部４６と、遅延メモリ
４８と、ＦＦＴ部５２と、パイロットシンボル抽出部５
４と、歪み抽出部５６と、平均化処理部５８とを含んで
構成されている。同図に示されるキャンセラ２２ｂは、
受信信号にパイロットシンボルと呼ばれる既知信号が含
まれている場合に適用可能である。ここでは受信信号が
次世代ディジタルテレビ放送にて採用が計画されている
ＯＦＤＭ（直交周波数多重変調）方式により変調されて
おり、ＦＦＴ部５２で受信信号から各周波数成分が抽出
される。パイロットシンボル抽出部５４では、それら周
波数成分からパイロットシンボルを抽出する。このパイ
ロットシンボルは歪み抽出部５６に送られる。歪み抽出
部５６はパイロットシンボルが既知のシンボルからどれ
だけ異なっているかを調べることにより、歪み情報を生
成する。歪み情報は平均化処理部５８で周波数領域及び
時間領域において平均化され、その平均化された歪み情
報がレプリカ生成部４６に供給される。レプリカ生成部
４６では、その歪み情報に基づき、図８に示されるキャ
ンセラ２２ａと同様、遅延メモリ４８に保持しておいた
送信信号を用いてレプリカを生成し、それを加算器４４
に供給する。加算器４４では受信信号からレプリカが引
き去られるようになっており、こうして回り込み成分を
キャンセルすることができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】図８又は図９に示され
るキャンセラ２２ａ，２２ｂにより、回り込み成分を抑
圧又は除去することが可能となるものの、前述した周波
数変換により、キャンセラ２２ａ，２２ｂの入力信号に
は周波数誤差が含まれてしまう。そして、このように入
力信号に周波数誤差が含まれる場合には、キャンセラ２
２ａ，２２ｂの性能が劣化してしまうという問題があ
る。

【００１０】例えば図８に示されるキャンセラ２２ａで
は、相関部５０にて回り込み成分を推定するためある時
間幅にて相関処理を行うが、周波数誤差によって、その
時間幅に亘ってサンプル間の位相変化が生じると、例え
ば３６０度に亘る位相変化が発生している場合には、相
関出力が零になってしまい、相関処理として何も得られ
ない状況が発生しうる。また、図９に示されるキャンセ
ラ２２ｂでは、既知信号（パイロットシンボル）の位相
変化が周波数誤差によっても変化し、歪み推定として誤
った結果を出力してしまうという問題がある。

【００１１】そのため、キャンセラ２２ａ，２２ｂの入
力信号に対しては、予め周波数誤差の除去又は抑圧を施
しておく必要がある。図１０は、キャンセラ２２に入力
される受信信号から周波数誤差を除去又は抑圧すること
のできる中継装置の構成例を示す図である。同図に示す
中継装置１００ａは、図５に示す中継装置１００に比
し、キャンセラ２２の前段に周波数誤差除去手段が設け
られている点が異なる。周波数誤差除去手段は、具体的
には乗算器２０と周波数誤差検出部６０とから構成され
る。乗算器２０は、フィルタ１６とキャンセラ２２との
間に設けられる。周波数誤差検出部６０は、キャンセラ
２２の入力信号を取得し、その信号に基づいて乗算器２
０からの出力信号に含まれる周波数誤差を検出する。そ
して、その周波数誤差に対応する信号を乗算器２０に供
給する。こうして、フィルタ１６からの出力信号から周
波数誤差が除去又は抑圧されるようになっている。周波
数誤差検出部６０は、例えばＯＦＤＭを適用する場合、
１ＯＦＤＭシンボル毎というように定期的に検出処理を
行う。周波数誤差の検出方法としては従来公知の技術を
適用することができる。

【００１２】しかしながら、実際には同図に示す中継装
置１００ａではキャンセラ２２の入力に含まれる周波数
誤差を抑圧することにより該キャンセラ２２を所望の性
能とできたとしても、次のような問題がある。すなわ
ち、キャンセラ２２の出力においては周波数誤差が抑圧
されたままであるため、上式（３）及び（４）において
△ω≒０となる。このため、それを乗算器２８で送信周
波数に変換すると、送信信号搬送波周波数としてはω２
（ω１≠ω２）にて送信することとなり、ＳＦＮが成立
しなくなってしまう問題がある。

【００１３】この点、図１１に示す構成によれば、かか
る問題を解決することができる。同図に示す中継装置１
００ｂでは、周波数誤差検出部６０が、キャンセラ２２
の入力信号に基づいて該信号に含まれる周波数誤差を検
出する。この検出結果は平均化処理部６４にて時間領域
及び周波数領域で平均化される。そして、その結果はＤ
／Ａ変換器６２によりアナログ信号に変換される。この
アナログ信号はローカル発振器１２に供給されており、
ローカル発振器１２は該アナログ信号に基づいてローカ
ル周波数と受信信号搬送波周波数との差、すなわち周波
数誤差を零にするよう出力信号の周波数を制御する。こ
うすれば、乗算器１４と乗算器２８とで同じ周波数の信
号を用いて周波数変換し、その他で周波数変換を行わな
いので、ＳＦＮを成立させることができる。

【００１４】しかしながら、このような構成で例えばロ
ーカル発振器１２の生成周波数をＮ倍（Ｎは正の実数）
して受信信号と送信信号の周波数変換用の周波数を用意
している場合には、検出した周波数誤差を１／Ｎ倍して
（図１１では周波数誤差検出部６０で１／Ｎ処理を想
定）し、平均化処理部６４での平均化処理後にローカル
発振器１２の周波数を制御する必要がある。しかしなが
ら、この場合、１／Ｎ倍の処理をしても所望の周波数誤
差除去性能が得られるような周波数誤差の推定精度が必
要となり、実現性の点で問題がある。例えばディジタル
信号処理をする場合には多くのビット数が必要となり、
さらに量子化誤差も小さく抑えなければならない。さら
に、ローカル発振器１２における出力周波数制御につい
ては、Ｄ／Ａ変換器６２を介するアナログ信号制御が必
要であるため、周囲温度などによる制御の不安定という
問題もある。

【００１５】本発明は上記課題に鑑みてなされたもので
あって、その目的は、簡易な構成で受信信号と送信信号
の周波数を一致することができ、しかも回り込み除去機
能を良好に発揮させることのできる中継装置を提供する
ことにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、受信信号の周波数を所定周波数だけ下げる第１の周
波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段により周波
数変換された受信信号に含まれる周波数誤差を検出する
周波数誤差検出手段と、前記周波数誤差検出手段により
検出される周波数誤差を前記第１の周波数変換手段によ
り周波数変換された受信信号から除去する周波数誤差除
去手段と、前記周波数誤差除去手段により周波数誤差が
除去された受信信号に含まれる回り込み成分を除去する
回り込みキャンセラと、前記回り込みキャンセラにより
回り込み成分が除去された受信信号に前記周波数誤差検
出手段により検出される周波数誤差を再び付加する周波
数誤差付加手段と、前記周波数誤差付加手段により周波
数誤差が付加された受信信号の周波数を前記所定周波数
だけ再び上げる第２の周波数変換手段と、を含むことを
特徴とする。

【００１７】本発明によれば、周波数誤差除去手段によ
り周波数誤差が除去された信号が回り込みキャンセラに
より処理される。このため、回り込み成分を好適に除去
することができるようになる。また、周波数誤差除去手
段により除去された周波数誤差が周波数誤差付加手段に
より再度付加されるので、第２の周波数変換手段により
所定周波数だけ周波数を上げることにより、ＳＦＮを成
立させることができるようになる。

【００１８】また、本発明の一態様では、前記周波数誤
差付加手段は、複数回に分けて前記周波数誤差を付加す
る。こうすれば、周波数通過帯域が比較的狭い信号処理
手段を中間で利用することができるようになる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面に基づき詳細に説明する。

【００２０】図１は、本発明の実施の形態に係る中継装
置の構成を示す図である。同図に示す中継装置１０はロ
ーカル発振器１２と、乗算器１４と、フィルタ１６，３
０と、乗算器２０，２４，２８と、キャンセラ２２と、
増幅器２６と、周波数誤差検出部１８とを含んで構成さ
れている。この中継装置１０の特徴的なところは、キャ
ンセラ２２の前段及び後段に乗算器２０及び乗算器２４
がそれぞれ設けられ、周波数誤差検出部１８で検出され
た周波数誤差がキャンセラ２２の前段で一旦除去又は抑
圧され、後段で再び付加されるところである。その他の
構成については、図１０に示される中継装置１００ａ等
と同様であるので、ここでは同一構成については同一符
号を付し、詳細な説明を省略する。

【００２１】同図において、周波数誤差検出部１８はキ
ャンセラ２２に対する入力信号を取得し、それに基づい
て該入力信号に含まれる周波数誤差を検出する。周波数
誤差の検出方法は種々の公知技術を適用することができ
る。例えばＯＦＤＭ方式を対象とする場合には次のよう
な方法も適用可能である。図２は一般的なＯＦＤＭ信号
の構成を示したものであって、ＯＦＤＭ方式に固有なガ
ードインターバルと呼ばれる部分が、各ＯＦＤＭシンボ
ルの先頭部に複写されている。このガードインターバル
と呼ばれる部分は、前シンボルからの符号間干渉対策と
して用意されているものであるが、その複写元が各ＯＦ
ＤＭシンボルの後部にＴｅ（有効シンボル時間）だけ離
れて存在しているため、両者の相関をとることにより周
波数誤差の推定が可能となる。図３は、この方法を適用
した周波数誤差検出部１８の構成例を示す図である。同
図に示す周波数誤差検出部１８はＴｅ遅延部７０及び相
関検出部７２を含んで構成されており、Ｔｅ遅延部７０
は受信信号に有効シンボル時間Ｔｅだけ遅延を与える。
相関検出部７２はこの遅延を与えた受信信号と現時点の
受信信号との相関量を検出する。こうすると、Ｔｅの間
隔で相関ピークを得ることができる。そして、その相関
検出を複素信号にて行えば、受信信号に周波数誤差が含
まれる場合には、Ｔｅの間隔で相関ピークにおける位相
が推移する様子を検知することができる。相関検出部７
２では、この位相推移量に基づいて周波数誤差を推定す
ることができる。

【００２２】このようにして周波数誤差検出部１８が周
波数誤差を検出すると、それに対応する信号が乗算器２
０に供給され、周波数誤差の除去又は抑圧が行われる。
それととともに、周波数誤差検出部１８からの出力信号
は乗算器２４にも供給される。乗算器２４に対しては、
乗算器２０に供給する場合の逆符号の角周波数信号が供
給される。こうして、乗算器２４にて再び周波数誤差を
付加することができる。この結果、この信号を乗算器２
８にて周波数変換することで、受信信号と送信信号の周
波数を同一とすることができ、ＳＦＮを成立させること
ができる。なお、同図に示されるキャンセラ２２として
は、例えば図８又は図９に示されるキャンセラ２２ａ又
は２２ｂをそのまま適用可能である。

【００２３】キャンセラ２２での処理をディジタル信号
により行う場合には、周波数誤差情報として、その周波
数誤差によって生じる位相変動を１サンプル毎に表現で
きるよう、１サンプル毎の位相変化に対応した位相情報
を用意すればよい。そして、乗算器２８にて送信側の周
波数変換を行う以前にアナログ信号化を図ればよい。

【００２４】また、フィルタ１６の出力に対してディジ
タル化し、或いはフィルタ３０の前段側でもディジタル
化が可能であり、周波数誤差検出部１８での処理、キャ
ンセラ２２での処理、及び乗算器２４での処理をディジ
タル信号にて処理した後、アナログ信号化して乗算器２
８にて送信側の周波数変換を行うようにするようにして
もよい。また、キャンセラ２２の出力に対する周波数誤
差の反映は、増幅器２６をディジタル化する場合にはそ
の増幅出力に対して行ってもよい。

【００２５】さらには、例えば増幅器２６の通過帯域が
周波数誤差を十分に通過出来ないような場合、図４に示
される中継装置１０ａのように、増幅器２６の前段側に
設けられた乗算器２４と後段側に設けられた乗算器２５
とで、分割して周波数誤差を付加するようにしてもよく
（同図においてαは０を含めた正の実数）、増幅器２６
の後段側の乗算器２５でのみ周波数誤差を付加するよう
にしてもよい。加えて、増幅器２６がベースバンド帯に
は存在せず、乗算器２８における送信側の周波数変換後
に設置されている場合、キャンセラ２２の出力に対して
周波数誤差を付加すればよい。

【００２６】なお、以上の説明はディジタル信号処理を
対象にしているが、アナログ信号処理を採用するように
してもよい。ただ、一般にアナログ信号における処理に
比べてディジタル信号処理の方が安定性の面から有利で
ある。

【００２７】また、中継装置１０及び１０ａでは、受信
信号を１段でベースバンド帯に変換し、キャンセラ２２
の出力信号は１段の直交変調にて送信周波数に変換する
ようにしたが、受信側も送信側も共通のローカル発振器
を用いるのであれば、無線周波数とベースバンド帯の間
にＩＦ帯への変換を含める構成としてもよい。

【００２８】また、キャンセラ２２等での信号処理は必
ずしもベースバンド帯で行う必要はない。例えば、ＩＦ
帯にてキャンセラ２２を動作させ、ベースバンド帯には
変換しない場合、ＩＦ帯、即ち最後の周波数変換をした
段階で周波数誤差を検出し、ＩＦ帯におけるキャンセラ
２２の出力信号に対して周波数誤差を付加するようにし
てもよい。

【００２９】以上説明した中継装置１０，１０ａによれ
ば、回り込み除去用のキャンセラ２２は周波数誤差が
零、或いは十分に抑圧された状態で動作することができ
るようになり、また、キャンセラ２２の出力に対して再
度周波数誤差を付加させるという構成をとるため、装置
における周波数誤差が生じていてもＳＦＮを成立させる
ことができる。

【００３０】さらに周波数誤差の除去及び付加をディジ
タル信号にて行えば、周波数誤差に応じた位相量も含め
て安定処理が可能となり、従来のアナログ信号による周
波数誤差制御で生じていた制御不安定の問題も回避でき
る。

【００３１】また、周波数誤差の除去及び付加を、送受
信に共通のローカル発振器１２に直接帰還させないよう
にしたため、周波数誤差推定精度に対しても１／Ｎ倍操
作を考慮した精度要求を無くすことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る中継装置の構成を
示す図である。

【図２】ＯＦＤＭ信号の構成を示す図である。

【図３】周波数誤差検出部の構成を示す図である。

【図４】本発明の他の実施の形態に係る中継装置の構
成を示す図である。

【図５】背景技術に係る中継装置の構成を示す図であ
る。

【図６】図５に示す中継装置の一部構成を詳細に示す
図である。

【図７】回り込みが生じた場合の受信信号の振幅変動
を示す図である。

【図８】回り込みキャンセラの構成を示す図である。

【図９】他の回り込みキャンセラの構成を示す図であ
る。

【図１０】背景技術に係る周波数誤差除去機能を備え
た中継装置の構成を示す図である。

【図１１】背景技術に係る周波数誤差除去機能を備え
た他の中継装置の構成を示す図である。

【符号の説明】

１０，１０ａ中継装置、１２ローカル発振器、１
４，２０，２４，２８乗算器、１６，３０フィルタ、
１８，１８ａ周波数誤差検出部、２２（回り込み）
キャンセラ、２６増幅器、７０Ｔｅ遅延部、７２
相関検出部。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号の周波数を所定周波数だけ下げ
る第１の周波数変換手段と、前記第１の周波数変換手段により周波数変換された受信
信号に含まれる周波数誤差を検出する周波数誤差検出手
段と、前記周波数誤差検出手段により検出される周波数誤差を
前記第１の周波数変換手段により周波数変換された受信
信号から除去する周波数誤差除去手段と、前記周波数誤差除去手段により周波数誤差が除去された
受信信号に含まれる回り込み成分を除去する回り込みキ
ャンセラと、前記回り込みキャンセラにより回り込み成分が除去され
た受信信号に前記周波数誤差検出手段により検出される
周波数誤差を再び付加する周波数誤差付加手段と、前記周波数誤差付加手段により周波数誤差が付加された
受信信号の周波数を前記所定周波数だけ再び上げる第２
の周波数変換手段と、を含むことを特徴とする中継装置。
【請求項２】請求項１に記載の中継装置において、前記周波数誤差付加手段は、複数回に分けて前記周波数
誤差を付加することを特徴とする中継装置。