JP4236545B2 - ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ及び中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継装置に係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency Network:単一周波数ネットワーク）において放送波中継を行う中継局で、複数のブランチ数の受信系統を用いてダイバーシティ受信を行うと共に、送信アンテナから各受信アンテナヘの電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセラ及び中継装置に関する。

従来のＯＦＤＭ信号を中継する中継装置では、一般的な構成として１式の中継装置に対して１式の受信アンテナを使用していた。この様な構成における回り込みキャンセラとしては、本発明者らの発明に係る「回り込みキャンセラ」の特許出願（特許文献１参照）や学会発表論文（例えば、非特許文献１参照）などがある。

また、ダイバーシティ受信を行うＯＦＤＭ信号用の中継装置としては、本発明者らの発明に係るＯＦＤＭ中継装置の特許出願（例えば、特許文献２及び特許文献３参照）があり、このダイバーシティ受信機能と回り込みキャンセル機能を合わせ持つ装置として本発明者らの発明に係る「ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ及び中継装置」の特許出願（特許文献４参照）がある。

特開平１１−３５５１６０号公報(段落〔００１７〕、図１) 特開２００２−１５８６３２号公報(段落〔００１４〕〜〔００１７〕、図１) 特開２００２−２７１２９１号公報(段落〔００１６〕〜〔００１７〕、図１) 特開２００３−８４８９号公報(段落〔００１５〕〜〔００１９〕、図１) 澁谷 一彦 外、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」、映像情報メディア学会誌、Vol.54,No.11,pp.1568-1575(2000)

従来の回り込みキャンセラは、１式の中継装置に対して１式の受信アンテナと１式の送信アンテナを用いる構成を前提としたアルゴリズムとなっているため、１式の中継装置に対して複数のブランチの受信系統を用いてダイバーシティ受信を行う中継装置に適応したアルゴリズムになっていない。

また、単にダイバーシティ受信装置と回り込みキャンセル装置とを縦続接続した場合には、ダイバーシティ合成のための各ブランチの伝達関数を変更することによって回り込み特性も変化するため、ダイバーシティ合成機能と回り込みキャンセル機能が両立できなかった。

そこで、本発明者らは、ダイバーシティ合成のための各ブランチの伝達関数の変化が回り込みのキャンセル状態に影響を及ぼさないようにするため、各ブランチごとに適応フィルタを用いた回り込みキャンセルのためのフイードバックループを備え、ダイバーシティ合成のための適応フィルタを、回り込みのループと回り込みキャンセルのための適応フィルタを用いたキャンセルル ープの両方に共通する部分に配置する構成としたダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ（「ダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置及び中継システム」：前記特許文献４の特開２００３−８４８９号公報）を考案した。

しかし、上記構成のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラでは、ブランチ数分だけの回り込みキャンセル用のフイードバックループを装備する必要があり、ブランチ数が増加するとハードウェアの規模が大きくなる問題があった。

そこで本発明の目的は、回り込みキャンセルのための適応フィルタを有するフイードバックループをブランチ数に関係なく１系統のみとし、装置規模を軽減したダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ及びそれを用いた中継装置を提供することにある。

上記の目的を達成するため、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラは、複数のブランチを有するＯＦＤＭ信号用のダイバーシティ受信手段と回り込みキャンセル手段を有するダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、
前記ダイバーシティ受信手段が、
各ブランチに、それぞれの受信信号を入力して観測することにより当該ブランチの伝送路特性を算出して出力する伝送路特性観測手段と、
前記受信信号を入力して、これらの信号に周波数特性の重み付け処理を行なって出力する適応フィルタ手段と、
各ブランチの前記適応フィルタ手段の出力信号を入力して、これらの出力信号を加算合成して出力する合成手段と、
前記各ブランチの伝送路特性観測手段が出力する伝送路特性データに基づいて前記各ブランチの適応フィルタ手段に与えるタップ係数を算出し、前記適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記各適応フィルタ手段のタップ係数を更新するダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段とを有し、
前記回り込みキャンセル手段は、
前記ダイバーシティ受信手段が出力するダイバーシティ合成後の受信信号を入力して、実質的に回り込み波をキャンセルして出力するために、
前記ダイバーシティ受信手段からのダイバーシティ合成後の出力信号を入力すると共に、実質的に前記入力信号が被減算信号端子に供給され、減算信号端子には回り込み信号の複製信号が入力され、前記入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する減算手段と、
前記減算手段の出力信号を入力すると共に、回り込み伝送路特性を付加することにより、回り込み波の複製信号を生成して前記減算手段の減算端子に供給する適応フィルタ手段と、
前記減算手段の出力信号を入力して、系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段と、
前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段と前記回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段から、又は、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段及び前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段と前記回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段から、前記回り込みキャンセル用の適応フィルタ手段のタップ係数を作成するのに必要な周波数特性データを入力して、前記回り込みキャンセル手段用の適応フィルタ手段のタップ係数を算出し、前記適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記回り込みキャンセル手段用の適応フィルタ手段のタップ係数を更新する回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段と、
を有することを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記ダイバーシティ受信手段が、
各ブランチに、それぞれの受信信号を入力して観測することにより当該ブランチの伝送路特性を算出して出力する伝送路特性観測手段と、
前記受信信号を入力して、これらの信号に周波数特性の重み付け処理を行なって出力する適応フィルタ手段と、
各ブランチの前記適応フィルタ手段の出力信号を入力して、これらの出力信号を加算合成して出力する合成手段とを有すると共に、
前記回り込みキャンセル手段が、
前記ダイバーシティ受信手段からのダイバーシティ合成後の出力信号を入力すると共に、実質的に前記入力信号が被減算信号端子に供給され、減算信号端子には回り込み信号の複製信号が入力され、前記入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する減算手段と、
前記減算手段の出力信号を入力すると共に、回り込み伝送路特性を付加することにより、回り込み波の複製信号を生成して前記減算手段の減算端子に供給する適応フィルタ手段と、
前記減算手段の出力信号を入力して、系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段とを有し、さらに、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段及び前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段より周波数特性データを入力し、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタ手段と前記回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段に与えるタップ係数を算出し、前記各適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記各適応フィルタ手段のタップ係数を更新するダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段を有し、該ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段は、前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段及び前記回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段の代わりに設けられることを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の観測タイミングを各ブランチ間で一致させると共に、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを各ブランチ間で一致させ、さらに、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の伝送路特性の観測及び前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新動作と、前記回り込みキャンセル手段における伝送路特性観測手段の伝送路特性の観測及び前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新動作を交互に行うことで、前記回り込みキャンセル手段が、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数の更新処理が引き起こす回り込み特性の変化を、送信アンテナから各ブランチの受信アンテナまでの回り込み伝搬路特性の変化と合わせて検出して補正するように、前記ダイバーシティ受信手段の各部の動作タイミングと前記回り込みキャンセル手段の各部の動作タイミングを制御することを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記タイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の観測タイミングを各ブランチ間で一致させると共に前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを各ブランチ間で一致させ、さらに、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段による伝送路特性の観測と前記回り込みキャンセル手段における伝送路特性観測手段による伝送路特性の観測を同じタイミングで行うと共に前記ダイバーシティ受信手段における各適応フィルタ手段のタップ係数更新動作と、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新動作を同じタイミングで行うダイバーシティ受信用回り込みキャンセラであって、
前記回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段は、
前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段が供給する周波数特性データに対してハイパスフィルタ処理を行い、希望波成分を除去した後に、前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段が供給する周波数特性データで除算することで、各ブランチの回り込み特性を直接検出して、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数を生成することを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングと、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間と一致させることを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段と前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段の少なくとも一方が、ＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰシンボルの観測値と、データキャリアシンボルの観測値とそのデータキャリアシンボルの判定値との差分値の少なくとも一方を使用して周波数特性データを算出することを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記回り込みキャンセル手段において、入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する前記減算手段の出力に、バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンドでの処理においてはローパスフィルタ手段が追加され、前記バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンドでの処理においてはローパスフィルタ手段の出力が、回り込み波の複製信号を作成して前記減算手段の減算端子に出力して供給する適応フィルタ手段及び系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段に供給されるよう変形され、さらに、前記バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンド処理ではローパスフィルタ手段の通過帯域幅が、伝送すべき信号の帯域より広く、かつ回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段及び回り込み伝搬路を含む信号系としてのダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを備えた中継放送機の信号系に用いられる全ての帯域幅の中で、最も狭く設定されていることを特徴とする。

また、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタ手段に、又は、前記回り込みキャンセル手段の減算手段の出力に追加された前記バンドパスフィルタ手段もしくは等価ベースバンド処理においてはローパスフィルタ手段に、親局波に含まれるマルチパス遅延波の遅延時間より長い遅延を付加することで、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチに入力される受信信号に含まれる回り込み波の遅延時間を前記親局波に含まれるマルチパス遅延波の遅延時間より長くすると共に、各ブランチの前記伝送路特性観測手段が出力する伝送路特性データに含まれる回り込みに起因する成分と前記親局波に含まれるマルチパス遅延波に起因する成分を、双方の遅延時間差を利用して分離し、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタにダイバーシティ合成のための正確な周波数特性を設定すると共に、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチに対する正確な回り込み伝搬路特性を算出して、前記回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段に最適な周波数特性を設定することを特徴とする。

また、本発明は、単一周波数ネットワークにて放送波中継する中継装置において、当該中継装置が、本発明のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする中継装置にある。

本発明によれば、ＳＦＮにおいて放送波中継を行う中継局で、複数の受信アンテナを用いてダイバーシティ受信を行う中継局においても、各受信アンテナからの信号をダイバーシティ合成すると共に、送信アンテナから各受信アンテナヘの電波の回り込みを除去して中継局から再送信することが可能な回り込みキャンセラ及び中継装置を提供することができる。

〔動作原理〕
まず、本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの動作原理について、数式を用いて説明する。以下の説明において、伝達関数、信号スペクトル、デジタルフィルタのタップ係数などは複素数で表現されるものとする。また、ωは角周波数〔rad/sec〕を表すものとする。
一般的に、適応フィルタとは、その特性が調整可能なフィルタと、なんらかのアルゴリズムに基づきフィルタの特性を制御する制御回路から構成され、特定の目的に適合するようにフィルタの特性が自動的に調整される装置を意味する場合が多いが、本明細書においては、外部からの制御によって、その伝達関数を変化させることが可能なフィルタ回路、例えば、外部から供給されたタップ係数を用いて畳み込み演算を行う可変タップ係数のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ（本文中では適応ＦＩＲフィルタと称する）などを適応フィルタと称するものとする。

図１は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの原理的な構成を示すブロック図である。ここでは、ブランチ＃１とブランチ＃２の２系統の受信系を用いる場合を例として説明する。図１において、親局送信信号のスペクトルをＳ(ω)、中継局の送信信号スペクトルをＴ(ω)、中継局における増幅部の増幅率をＧ、ブランチ＃１の受信アンテナ１_−１で受信される親局波のマルチパスを含む伝搬路の伝達関数をＭ_ｌ(ω)（以下、単にマルチパス特性Ｍ_ｌ(ω)と称する）、ブランチ＃２の受信アンテナ１_−２で受信される親局波のマルチパスを含む伝搬路の伝達関数をＭ_２(ω)（以下、単にマルチパス特性Ｍ_２(ω)と称する）、ブランチ＃１の受信アンテナ１_−１に対する回り込み伝搬路の伝達関数をＣ_１(ω)、ブランチ＃２の受信アンテナ１_−２に対する回り込み伝搬路の伝達関数をＣ_２(ω)とする。次に、ブランチ＃１のダイバーシティ合成用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ１の伝達関数をＤ_１(ω)、ブランチ＃２のダイバーシティ合成用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ２の伝達関数をＤ_２(ω)、狭帯域な特性を有するＢＰＦ（バンドパスフィルタ）の伝達関数をＮ(ω)、回り込みキャンセル用の適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ３の伝達関数をＷ(ω)とする。さらに、観測点Ｐ_１における信号のスペクトルをＲ_１(ω)、観測点Ｐ_２における信号のスペクトルをＲ_２(ω)、観測点Ｐ_３における信号のスペクトルをＩ(ω)、観測点Ｐ_４における信号のスペクトルをＯ(ω)、観測点Ｐ_５における信号のスペクトルをＴ(ω)と表記する。

まず、この図１の構成における回り込みのキャンセル条件を求める。ブランチ＃１の受信信号のスペクトルＲ_１(ω)とブランチ＃２の受信信号のスペクトルＲ_２(ω)は（１）、（２）式で表される。

ブランチ＃１とブランチ＃２の受信信号を、それぞれ適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ１及びＴＦ２においてダイバーシティ合成用に最適な周波数特性上の重み付けを行なってから加算部にてダイバーシティ合成した後の観測点Ｐ_３における信号スペクトルＩ(ω)は（３）式で表される。

（３）式に（１）、（２）式を代入すると（４）式が得られる。

観測点Ｐ_３における信号を狭帯域ＢＰＦや適応ＦＩＲフィルタＴＦ３や減算部で構成される回り込みキャンセル回路で回り込みをキャンセルした後の観測点Ｐ_４の信号スペクトルＯ(ω)は（５）式で表すことができる。

（４）式を（５）式に代入すると（６）式が得られる。

（７）式に示すように、中継局の送信信号Ｔ(ω)は観測点Ｐ_４の信号Ｏ(ω)のＧ倍されたものであり、（７）式を（６）式に代入して（８）式を得る。

（８）式においてＴ(ω)の項をまとめると（９）式が得られる。

（９）式をＴ(ω)について解くと（１０）式が得られる。

系全体の伝達関数をＨ(ω)とするとＨ(ω)は（１１）式で表される。

（１１）式に（１０）式を代入すると（１２）式が得られる。

回り込みがキャンセルされる条件は、巡回応答が無くなることであり、（１２）式において、分母が１になることである。すなわち、（１３）式で表すことができる。

（１４）式に示すように、回り込みのキャンセル残差をＥ(ω)と表すと、（１２）式は（１５）式のように書き換えることができる。

ここで、注意すべき点は、ダイバーシティ合成用の適応ＦＩＲフィルタＴＦ１，ＴＦ２の特性を変更することにより、回り込みのキャンセル状態が乱され、キャンセル状態を復元するために、回り込みキャンセル用の適応ＦＩＲフィルタＴＦ３の伝達関数Ｗ(ω)を補正する必要が生じることである。一方、ダイバーシティ合成と同時にマルチパスの等化を実現するための条件は、（１６）式で表すＱ(ω)が（１７）式で示すように、振幅と遅延がωと無関係に一定になることである。

（１６）式と（１７）式を（１５）式に代入すると（１８）式が得られる。

（１８）式は、ダイバーシティ合成、親局波に含まれるマルチパスの等化及び回り込みのキャンセルが完全に実現された場合の系の伝達関数を示している。

次に、観測点Ｐ_１、Ｐ_２及びＰ_４の信号を観測して系の伝達関数を求め、ダイバーシティ合成・マルチパス等化用の適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ１、ＴＦ２と回り込みキャンセル用の適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ３の特性を制御し、マルチパス特性Ｍ_１(ω)、Ｍ_２(ω)や回り込み伝搬路特性Ｃ_１(ω)、Ｃ_２(ω)の変化に対して、ダイバーシティ合成、マルチパス等化及び回り込みキャンセルを常に最良な状態に維持することを考える。各観測点における信号の観測結果より系の伝達関数を求める方法として、ＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰ（Scattered Pilot）を利用する方法や、データキャリアも含めた全てのＯＦＤＭキャリアの観測値と、そのキャリアの判定値との差分値を利用する方法などが考案されている。これらの方法は、いずれも各観測点の信号をＦＦＴ（高速フーリエ変換）して周波数領域のデータとし、各サンプル点での振幅及び位相の観測値から伝達関数を算出するもので、本願発明者らによる「周波数特性算出回路及びそれを用いたキャンセラならびに装置：特願２００１−３３２８７０」、「回り込みキャンセラ：特願平１０−１６２１８９（特開平１１−３５５１６０号公報）」及び「地上デジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラの検討：信学技報、ＥＭＣＪ９８−１１１，Mar．１９９９」に詳しく記載されているので、ここでは詳細な説明は省く。

次に、ダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦｌ、ＴＦ２と回り込みキャンセル用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ３の制御方法として、以下の２つの方法について詳しく説明する。
Ａ．ダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタのＴＦｌ、ＴＦ２と回り込みキャンセル用適応ＦＩＲフィルタのＴＦ３を交互に制御する方法。
Ｂ．ダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタのＴＦｌ、ＴＦ２と回り込みキャンセル用適応ＦＩＲフィルタのＴＦ３を同時に制御する方法。

以下の説明では、信号スペクトルや伝達関数（伝送路やフィルタなどの周波数特性）は伝送路特性の時間的変動やデジタルフィルタの適応制御を考慮して周波数と時間の２変数の関数として扱うのと同時に、サンプリング（離散化）された形式で扱うものとする。サンプリングは時間軸と周波数軸の両方について行い、時間軸のサンプリング間隔はＯＦＤＭ信号のシンボル間隔、周波数軸のサンプリング間隔はＯＦＤＭ信号のキャリア間隔とする。連続値形式でＨ(ω)と表現された伝達関数もしくは信号スペクトルは、離散値形式ではＨ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)と表現される。ここでｉ_ｓはシンボル番号を、ｉ_ｃはキャリア番号をそれぞれ示す整数であり、ｉ_ｃはＮ_ｃをＯＦＤＭ信号の全キャリア数として、−（Ｎ_ｃ−１）／２≦ｉ_ｃ≦（Ｎ_ｃ−１）／２の条件を満たすものとする。なお、説明を簡単化するため、ここではＮ_ｃを奇数としている。すなわち、Ｈ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)は、シンボル番号ｉ_ｓの時刻におけるキャリア番号ｉ_ｃの周波数でのＨ(ω)のサンプリング値（複素数）を示すものとする。また、デジタルフィルタのタップ係数もデジタルフィルタの適応制御を考慮して、時間（タップ係数更新番号ｉ_Ｑ又はシンボル番号ｉ_ｓ）とタップ番号ｉ_Ｔの２変数の関数として表記する。なお前記（１）〜（１６）の各式についても、離散値形式に置き換えて引用する。処理はシンボル単位で行われるので、伝達関数や周波数特性は、特定のシンボル番号ｉ_ｓにおける、−（Ｎ_ｃ−１）／２≦ｉ_ｃ≦（Ｎ_ｃ−１）／２を満足するＮ_ｃ個の複素数のデータの集合体で表される。

〔ＴＦｌ、ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法〕
この制御方法における処理の流れを図２に示す。この制御方法では、ダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ１及びＴＦ２の特性を変更することによる回り込みキャンセル誤差の増大を小さく抑制するために、一度に変更するＴＦｌ及びＴＦ２の特性の変化量を小さく制限する。図２に示す処理の流れに沿って、詳しく説明する。

ステップ（s1）： 観測点Ｐ_１及びＰ_２において、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号ｉ_ｓの有効シンボル期間を同時に取得する。

ステップ(s2)： ステップs1で取得した観測点Ｐ_ｌ及びＰ_２におけるシンボル番号ｉ_ｓの有効シンボル期間の波形データをＦＦＴし、ＳＰの観測値又はデータキャリアを含む全てのＯＦＤＭキャリアの観測値とその判定値との差分値を利用して伝達関数Ｈ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｈ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)を算出する。

ステップ（s3）： ステップs2で算出された伝達関数Ｈ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｈ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)から、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号ｉ_ｓの有効シンボル期間における、ブランチ＃１、＃２の受信系統におけるマルチパス特性Ｍ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)を以下のように求める。

（１）、（２）式で表される観測点Ｐ_ｌ、Ｐ_２の信号スペクトルＲ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｒ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)を送信信号のスペクトルＳ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)で除算し、さらに（１１）式を代入することで、Ｈ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｈ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)は、それぞれ（１９）、（２０）式で表すことができる。

（１９）、（２０）式に（１５）、（１６）式を代入することで（２１）、（２２）式を得る。

ここで、Ｎ(ω)は時間的な変動がないので、離散化した結果の表記はＮ(ｉ_ｃ)となる。（２１）、（２２）式を変形すると（２３）式及び（２４）式が得られる。

ここで、（２３）、（２４）式を見ると、それぞれＭ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)を０次項とするＮ(ｉ_ｃ)に関しての、べき級数となっていることが判る。一方、地上デジタル放送の放送波中継局においては、親局受信用として、多素子の八木アンテナや口径の大きなグリッドパラボラアンテナなど、指向特性の鋭いアンテナを使用するため、親局波受信信号に含まれるマルチパスは、遅延時間の短い遅延波（いわゆる近接マルチパス）のみによって生じるのが一般的である。そこで（２１）、（２２）式をＩＦＦＴ（逆離散フーリエ変換）して、時間軸のインパルス応答上（遅延プロファイル上）で考えると、Ｍ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)の項は遅延時間が短く、第２項以降のＮ(ｉ_ｃ)に関する高次項の遅延時間はＮ(ｉ_ｃ)の遅延時間より長くなるため、Ｎ(ｉ_ｃ)の遅延時間、すなわち、狭帯域ＢＰＦの遅延時間を適当に選ぶことにより、あるいはダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタであるＴＦ１とＴＦ２の遅延時間を適当に選ぶことにより、又は適当な遅延時間の遅延回路を中継放送機を含む本線信号系に挿入することにより、マルチパスを含む親局波の伝搬路特性であるＭ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)と、回り込みによる巡回応答に相当する第２項以降の項をインパルス応答上で分離することができることが判る。また、インパルス応答上（遅延プロファイル上）での遅延時間差による特性分離は、周波数軸上での周波数特性波形に対する畳み込みによるフィルタ処理に相当するため、観測して得られたＨ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｈ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)に信号が回り込みのループを一巡した時に生じる遅延時間より短い遅延時間の応答を遅延プロファイル上で抽出するのに相当する周波数特性波形に対するＬＰＦ（低域フィルタ）処理を行うことで、それぞれＭ_ｌ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)を分離、取得することができる。すなわち、Ｈ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)をＬＰＦ処理した結果をＨＦ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｈ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)をＬＰＦ処理した結果をＨＦ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)とすれば、（２５）、（２６）式が成立する。

ステップ（s4）： ステップs3で算出したＭ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、Ｍ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)より、ＴＦｌとＴＦ２に設定する特性ＤＱ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を算出する。

得られた各ブランチにおける親局波のマルチパス特性Ｍ_ｂ(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ)、（ｂ＝１〜Ｎ_Ｂ、Ｎ_Ｂ：ブランチ数）から各ブランチのダイバーシティ合成・マルチパス等化用適応ＦＩＲフィルタの特性を求めるアルゴリズムに関しては、本発明者らによる「ＯＦＤＭデジタル信号中継装置：特願２０００−３５３２４５（特開２００２−１５８６３２号公報）」や「スペースダイバシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討：映像情報メディア学会技術報告、Vol.25,No.31,PP.7〜12BCS2001−11(Mar.2001)」に記載されているので、ここでは詳しい説明を省略するが、１例として最大比合成を行う場合の適応フィルタ特性の目標値ＤＧ_１(ω)、ＤＧ_２(ω)の算出式を（２７）、（２８）式に示す。

（２７）、（２８）式において、Ｍ^* _１(ω)はＭ_１(ω)の複素共役を、Ｍ^* _２(ω)はＭ_２(ω)の複素共役をそれぞれ示す。（２７）、（２８）式を離散値形式に書き換えて、（２５）、（２６）式を代入すると（２９）、（３０）式が得られる。

前にも述べた通り、ＴＦｌ、ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法においては、ＴＦｌとＴＦ２の特性の変化が回り込みのキャンセル状態を乱し、キャンセル量を劣化させるため、１回のシーケンスで更新するＴＦ１とＴＦ２の特性の変化量は小さく制限する必要がある。そこで、１≧μ_Ｄ＞０を満足するμ_Ｄを更新係数として下記の（３１）、（３２）式を用いて、ＴＦｌとＴＦ２に設定する特性ＤＱ_ｌ(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及びＤＱ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を求める。

ここで、ｉ_Ｑはシンボル番号ではなく、タップ係数の更新番号を示す整数である。実際のハードウェアでは、回路の動作速度等の問題で、毎シンボルごとにタップ係数を更新できない場合が多く、タップ係数の更新番号ｉ_Ｑとシンボル番号ｉ_ｓは一致しない。また、ＴＦｌ、ＴＦ２及びＴＦ３を交互に制御する方法においては、１つの動作シーケンスにおいてダイバーシティ合成用のＴＦｌとＴＦ２のタップ係数を決定するための信号観測、回り込みキャンセル用のＴＦ３のタップ係数を決定するための信号観測を交互に行うため、図４及び図５に示すように、回路の動作速度に関係なくタップ係数更新番号ｉ_Ｑとシンボル番号ｉ_ｓは異なった数値になる。ダイバーシティ合成用のＴＦｌとＴＦ２に関して、任意のシンボル番号ｉ_ｓとタップ係数更新番号ｉ_Ｑの間には（３３）式で表される関係が成立する。

（３３）式において、Ｌ_Ｑはタップ係数の更新間隔をシンボル数で表した正の整数、Ｎ_ＤＩはダイバーシティ合成用のＴＦ１とＴＦ２のタップ係数更新シーケンス番号ｉ_Ｑ＝０の期間における最初のシンボルの番号であり、ＦＬＲ（ｘ）は実数ｘを超えない最大の整数を与える関数を示す。シンボル番号ｉ_ｓを独立変数とするダイバーシティ合成用のＴＦｌとＴＦ２の伝達関数Ｄ_１(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｄ_２(ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と、ＤＱ_ｌ(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）との間には（３４）、（３５）式で表される関係が成立する。

ステップ（s5）： ステップs4で算出したＤＱ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）より、ダイバーシティ合成用のＴＦｌとＴＦ２のタップ係数ｄｑ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求める。ここで、ｉ_Ｔは適応ＦＩＲフィルタのタップ係数のタップ番号を表す整数であり、また、ｉ_Ｑは、前記タップ係数更新番号を表す整数である。

ステップs4で算出したＤＱ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を（３６）、（３７）式に示すようにＩＦＦＴし、ＴＦｌとＴＦ２のタップ係数ｄｑ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）及びｄｑ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求める。

ステップ（s6）： ＴＦｌとＴＦ２のタップ係数を更新する。
（３３）、（３４）式で求めたｄｑ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号（ｉ_ｓ＋Ｎ_Ｄ）のガードインターバル期間において、それぞれＴＦｌ、ＴＦ２に設定、更新する。

ここで、Ｎ_ＤはＴＦｌとＴＦ２のタップ係数を算出するために信号観測を行うシンボルの末尾からＴＦｌ、ＴＦ２のタップ係数を更新するシンボルまでの期間長をシンボル数で表した正の整数である。また、ＴＦｌとＴＦ２のタップ係数を更新したことにより生じる過渡応答が収束するまで、シンボル数Ｎ_ＷＤの時間長だけ待って、次の処理を行う。

ステップ（s7）： 観測点Ｐ_ｌ、Ｐ_２、Ｐ_４において、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号ｉ’_ｓの有効シンボル期間を取得する。ここで、ｉ’_ｓは（３８）式で表される。

ステップ（s8）: ステップs7で取得した観測点Ｐ_ｌ、Ｐ_２、Ｐ_４のＯＦＤＭ信号をＦＦＴし、ＳＰの観測値又はデータキャリアを含む全てのＯＦＤＭキャリアの観測値と、その判定値との差分値を利用して伝達関数Ｈ_１(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。

観測したＯＦＤＭ信号から伝達関数Ｈ_４(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する際に、本願発明者らによる特願平１１−９８８２９（特開２０００−２９５１９５号公報）の「ＯＦＤＭ復調装置」や特願平１１−１４７８８５（特開２０００−３４１２３８号公報）の「回り込みキャンセラ」に記載のアルゴリズムを適用できることは明白であり、ここでは詳細な説明は省く。

ステップ（s9）： （２５）、（２６）式を用いて、算出した伝達関数Ｈ_１(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）から、Ｍ_１(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を求める。

ステップ（s10）： ステップs8で得られた伝達関数Ｈ_４(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）とステップs9で得られたＭ_１(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）から、ＴＦ３の補正量Ｅ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。

ＴＦ３の補正量Ｅ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する式は以下のように導出される。まず、（１５）式を離散化形式に書き換えて（３９）式を得る。

また、Ｈ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_４(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）の間には（４０）式の関係がある。

（３９）式に（４０）式を代入すると（４１）式が得られる。

（４１）式を変形して（４２）式を得る。

（４２）式をさらに変形して（４３）式を得る。

（４３）式をＥ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）について解くと（４４）式を得る。

（４４）式において、Ｄ_１(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｄ_２(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）をステップs4で算出したＤＱ_１(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２(ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）に置き換えて変形すると（４５）式を得る。

ここで、Ｎ(ｉ_ｃ）は既知であるから、Ｅ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出することができる。また、精度は悪くなるが簡易な計算法として、（４５）式右辺の第二項の分子を時間的に変化のないＤ_ｆ(ｉ_ｃ）と置くことで、計算量を削減することが可能である。この場合、ダイバーシティ合成用のタップ係数生成と回り込みキャンセル用タップ係数生成の処理を分離でき、ハードウェアを簡略化することができる

ステップ（s11）： Ｅ(ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）よりＴＦ３のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を作成する。
ステップs10で算出したＥ（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）をＩＦＦＴし、ＴＦ３のタップ係数の補正量ｅｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を（４６）式を用いて求める。ここで、ｉ_Ｔは適応ＦＩＲフィルタＴＦ３のタップ係数のタップ番号を示す整数であり、ｉ_Ｑはタップ係数更新番号を示す整数である。また、ＴＦｌ、ＴＦ２の場合と同様の理由で、タップ係数更新番号ｉ_Ｑとシンボル番号ｉ’_ｓは異なった番号になる。

回り込みキャンセル用のＴＦ３に関して、任意のシンボル番号ｉ_ｓとタップ係数更新番号ｉ_Ｑの間には（４７）式で表される関係が成立する。

ここで、Ｌ_Ｑはタップ係数の更新間隔をシンボル数で表した正の整数、Ｎ_ＬＩは回り込みキャンセル用のＴＦ３のタップ係数更新シーケンス番号ｉ_Ｑ＝０の期間における最初のシンボルの番号であり、ＦＬＲ（ｘ）は実数ｘを超えない最大の整数を与える関数を示す。

Ｅ（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）からｅｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求めるアルゴリズムに関しては、単純な（４６）式以外に本願発明者らによる特願平１１−１５３４３０（特開２０００−３４１２４２号公報）の「回り込みキャンセラ」に記載のアルゴリズムが適用できることは明らかであり、ここでは、詳細な説明を省く。次に、得られたＴＦ３のタップ係数補正量ｅｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）から、ＴＦ３に設定するタップ係数を（４８）式に基づいて作成する。ここでμ_Ｌは更新係数であり１≧μ_Ｌ＞０を満足する。

また、（４８）式の代わりに本願発明者らによる特願平２０００−１５６５４９（特開２００１−２３７７４９号公報）の「回り込みキャンセラ」や特願平１１−３５３０９０の「回り込みキャンセラ」のような予測アルゴリズムを適用することで、回り込みの変動に対する追従性能を向上させ得ることは明らかであり、ここでは詳細な説明は省く。また、シンボル番号ｉ_ｓを独立変数とする回り込みキャンセル用のＴＦ３のタップ係数ｗ（ｉ_ｓ，ｉ_Ｔ）と、ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）の間には（４９）式で表される関係が成立する。

ステップ（s12）： ＴＦ３のタップ係数を更新する。
（４８）式で得られたＴＦ３のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号（ｉ’_ｓ＋Ｎ_Ｌ）のガードインターバル期間にＴＦ３に設定、更新する。ここで、Ｎ_ＬはＴＦ３のタップ係数を決定するための信号観測を行うシンボルの末尾から、ＴＦ３のタップ係数を更新するシンボルまでの期間長をシンボル数で表した正の整数である。また、ＴＦ３のタップ係数を更新したことにより生じる過渡応答が収束するまで、シンボル数Ｎ_ＷＬの時間長だけ待って、動作シーケンスの先頭のステップs1の処理に戻る。以降、同様の動作シーケンスを繰り返す。ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数更新間隔（シンボル数）は（５０）式で表される。

図４にＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する場合の動作シーケンスの１例を示す。この例では、観測点Ｐ_１，Ｐ_２の信号を観測してからＴＦｌ、ＴＦ２のタップ係数を生成するまでに２シンボルの時間（Ｎ_Ｄ＝２）、観測点Ｐ_１，Ｐ_２，Ｐ_４の信号を観測してからＴＦ３のタップ係数を生成するまでに同じく２シンボルの時間（Ｎ_Ｌ＝２）を要する場合について示している。また、各ＴＦのタップ係数を変更してからの過渡応答はガードインターバル期間内で収まるものとしている（Ｎ_ＷＤ＝０、Ｎ_ＷＬ＝０）。黒塗りの△はＴＦｌ、ＴＦ２のタップ係数更新タイミングを、△はＴＦ３のタップ係数更新タイミングをそれぞれ示している。斜めにハッチングした信号期間はガードインターバルを示している。図４の例における各ＴＦの係数更新間隔Ｌ_Ｑは６シンボルである。

図５は図４と同様に信号を観測してから、ＴＦ１，ＴＦ２又はＴＦ３のタップ係数を生成するまでに２シンボルの時間を要する場合（Ｎ_Ｄ＝２、Ｎ_Ｃ＝２）を示しているが、各ＴＦのタップ係数を更新してから、過渡応答が収束するのにガードインターバルより長い時間を要する場合の動作シーケンスを示しており、観測する信号期間に各ＴＦのタップ係数を更新した時の過渡応答が残留しないようにするために、１シンボル期間の観測待ち時間（（Ｎ_ＷＤ＝１、Ｎ_ＷＬ＝１）を設定している。過渡応答の時間長は、装置のパラメータや伝搬路の条件により異なるため、ここでは詳細な説明は省く。図５の例における各ＴＦの係数更新間隔Ｌ_Ｑは８シンボルである。

〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法〕
この制御方法における処理の流れを図３に示す。この制御方法は、前述の「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」に比べ、ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３の特性を同時に変更するため、マルチパスの変動に追従するために行うＴＦｌ、ＴＦ２の特性更新による回り込みキャンセル誤差の増大が生じないため、より高い性能が期待できる。言い換えれば、ＴＦｌ、ＴＦ２の特性を更新することによるキャンセルバランスの変化を推測し、回り込みの変化に対する補正と合わせて反映するようＴＦ３の特性を決定して、ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３の特性を同時に更新することに特徴がある。図３に示す処理の流れに沿って、詳しく説明する。以下の説明での表記は、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合と同様である。

ステップ（s1）： 観測点Ｐ_ｌ、Ｐ_２及びＰ_４において、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号ｉ_ｓの有効シンボル期間を同時に取得する。

ステップ（s2）： ステップs1で取得した観測点Ｐ_ｌ、Ｐ_２、Ｐ_４におけるシンボル番号ｉ_ｓの有効シンボル期間の波形データをＦＦＴし、ＳＰの観測値又はデータキャリアを含む全てのＯＦＤＭキャリアの観測値と、その判定値との差分値を利用して伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。

ステップ（s3）： ステップs2で算出された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）から、ブランチ＃１、＃２の受信信号に関するマルチパス特性Ｍ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を求める。
具体的な方法は、前記〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法〕のステップs3と同じで（２５）、（２６）式を用いる。

ステップ（s4）： Ｍ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）より、ＴＦｌとＴＦ２に設定する特性ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を算出する。
具体的な方法は、前記〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法〕のステップs4と同じであるが、〔ＴＦ１，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法〕では、ダイバーシティ合成用のＴＦｌ、ＴＦ２の特性を．更新することの影響も加味して、回り込みキャンセル用のＴＦ３の特性を決定するため、前記〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法〕のように、ＴＦｌ、ＴＦ２の特性の１回の更新における変化量を小さく抑える必要はなく、雑音の影響を考慮した上でなるべくμ_Ｄは大きく設定して、変動追従性を良くすることができる。

ステップ（s5）： ＴＦｌとＴＦ２のタップ係数を作成する。
ステップs4で算出したＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を（３６）、（３７）式に示すようにＩＦＦＴし、ＴＦｌとＴＦ２のタップ係数ｄｑ_ｌ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）及びｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求める。

ステップ（s6）： ステップs2で算出したＨ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、及びステップs3で算出されたＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）から、各ブランチに対する回り込み特性Ｃ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｃ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を求める。
まず、（１９）、（２０）式を、次のように書き換える。

ここで、観測点Ｐ_５における伝達関数Ｈ（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）はＧ・Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）に等しいため、（５１）、（５２）式は以下のように書き換えられる。

得られた（５３）、（５４）式より各ブランチの回り込み特性Ｃ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｃ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。ＨＦ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ），ＨＦ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）は、それぞれＨ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ），Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）をローパスフィルタ処理した結果であるから、（５３），（５４）式の分子項は、それぞれＨ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ），Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）をハイパスフィルタ処理した結果となる。

ステップ（s7）： ステップs4で算出したＴＦｌとＴＦ２に設定する特性ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）とステップs6で算出した各ブランチの回り込み特性Ｃ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｃ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）より、回り込みキャンセル用の適応フィルタＴＦ３に与える特性Ｗ（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。

まず、（１３）式で表される回り込みのキャンセル条件を離散形式に書き換える。

さらに、（５５）式をＷ（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）について解き、（５３）、（５４）式を代入すると、（５６）式が得られる。

ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数更新後は、Ｄ_１＝（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｄ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）は、それぞれＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）となっていることを考慮し、（５６）式を（５７）式のように書き換える。

ここで、〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法〕の場合と同様に、ｉ_Ｑはシンボル番号ではなく、タップ係数の更新番号を示す整数である。〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法〕においても、回路の動作速度等の問題で、実際のハードウェアにおいて毎シンボルごとにタップ係数を更新することができない場合が多く、タップ係数の更新番号ｉ_Ｑとシンボル番号ｉ_ｓは一致しない。また、中間段階でＣ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｃ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を求めなくても、（５７）式を直接計算することでＷＱ（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を算出できるため、ステップs4は実質的には不要である。

また、〔ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法〕では、ダイバーシティ合成用のＴＦｌ、ＴＦ２、及び回り込みキャンセル用のＴＦ３に関して、任意のシンボルの番号ｉ_ｓとタップ係数更新番号ｉ_Ｑの間には（５８）式で表される関係が成立する。

（５８）式において、Ｌ_Ｑはタップ係数の更新間隔をシンボル数で表した正の整数、Ｎ_ＬＤＩはダイバーシティ合成用のＴＦｌ、ＴＦ２及び回り込みキャンセル用のＴＦ３のタップ係数更新シーケンス番号ｉ_Ｑ＝０の期間における最初のシンボルの番号であり、ＦＬＲ（ｘ）は（３３）、（４７）式と同様に、実数ｘを超えない最大の整数を与える関数を示す。シンボル番号ｉ_ｓを独立変数とするＴＦｌ、ＴＦ２及びＴＦ３の伝達関数Ｄ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｄ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、及びＷ（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、及びＷＱ（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）との間には（５９）、（６０）及び（６１）式で表される関係が成立する。

ステップ（s8）： ＴＦ３のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求める。
ステップs7で算出したＷＱ（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を（６２）式に示すようにＩＦＦＴしてＴＦ３のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を求める。

（６２）式で求めたｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を直接使用することも可能であるが、雑音による影響を軽減するために、（６２）式の代わりに（６３）式を適用することもできる。ここでμ_Ｌは更新係数であり、１≧μ_Ｌ＞０を満足する定数とする。

ステップ（s9）： ＴＦｌ，ＴＦ２及びＴＦ３のタップ係数を更新する。
ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間にＴＦｌ、ＴＦ２及びＴＦ３のタップ係数を設定、更新する。また、各ＴＦのタップ係数を更新したことにより生じる過渡応答が収束するまで、シンボル数Ｎ_ＷＬＤの時間長だけ待って、動作シーケンスの先頭のステップs1の処理に戻る。また、ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数更新間隔（シンボル数）は（６４）式で表される。ここで、Ｎ_ＬＤはＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数を算出するために信号観測を行うシンボルの末尾からＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数を同時に更新するシンボルまでの期間長をシンボル数で表した正の整数である。

図６にＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３を同時に制御する場合の動作シーケンスの１例を示す。この例では、観測点Ｐ_１、Ｐ_２、Ｐ_４の信号を観測してからＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のタップ係数を生成するまでに２シンボルの時間を要する場合（Ｎ_ＬＤ＝２）について示している。また、各ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３の各フィルタのタップ係数を変更することにより生じる過渡応答はガードインターバル期間内で収まるものとしている（Ｎ_ＷＬＤ＝０）。具体例は示さないが、ＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３を同時に制御する場合でも、過渡応答か収束するのにガードインターバルより長い時間を要する場合には、１シンボルの待ち時間を設定する必要がある。図６の例における各ＴＦの係数更新間隔Ｌ_Ｑは３シンボルである。

〔中継局システムの構成例〕
続いて、本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの具体的な構成例について説明する。まず、図７に本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを適用したＳＦＮ（単一周波数ネットワーク）放送波中継局全体の構成例を示す。この構成例はブランチ数が２つの場合であり、以下の具体的な説明においてもブランチ数は２つの場合について説明する。

親局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）は、本実施例に基づくダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを備えるＳＦＮ放送波中継局において、空間的に離れて設置された２つの受信アンテナ１_−１と１_−２で受信される。この時、２つの受信アンテナでは、それぞれ異なる特性のマルチパス波と回り込み波が同時に受信される。

受信アンテナ１_−１と１_−２より出力された受信信号はフィーダーケーブルを通して、それぞれ受信フィルタ２_−１と２_−２に入力され、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分が除去される。

受信フィルタ２_−１と２_−２の出力信号は、それぞれ受信変換部３α_−１、３α_−２に入力され、そのレベルが一定になるようにＡＧＣ増幅された後、周波数変換されてＩＦ信号となり、それぞれ出力される。このＩＦ信号の中心周波数としては、３７．１５ＭＨｚが一般に用いられる。

受信変換部３α_−１、３α_−２より出力されたＩＦ信号は、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４に入力される。また、受信変換部３α_−１、３α_−２において行われたＡＧＣ増幅における利得制御量に関する情報も、それぞれダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４に供給される。これはダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４において、各ブランチ＃１、＃２からの信号を合成するための合成係数を算出するのに利用される。

ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４は、ブランチ＃１、＃２からのＩＦ帯の受信信号を合成すると共に、合成した信号に含まれる回り込み波を除去した後に入力信号と同じ周波数のＩＦ信号として出力する。

ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４から出力されたＩＦ信号は送信変換部５αに供給される。送信変換部５αは入力されたＩＦ信号をＲＦ帯に周波数変換し、その周波数を受信アンテナ１_−１，１_−２から出力される受信信号と同一とした後、一定レベルになるように増幅して出力する。

送信変換部５αより出力されたＲＦ信号はＰＡ（電力増幅器）６に供給される。ＰＡ６は所望の出力の送信信号を得るために、入力されたＲＦ信号を電力増幅して出力する。

ＰＡ６より出力された送信信号は送信フィルタ７に入力され、帯域外の不要輻射成分が除去される。送信フィルタ７で帯域外の不要な成分が除去された送信信号は、フィーダーを通して送信アンテナ８に供給されて電波となって放射される。

また、ローカル信号発生器（ＬＯ）９より出力されたローカル信号は分配器１０において３分配される。３分配されたローカル信号の内の２つは受信変換部３α_−１、３α_−２に供給され、残りの１つは送信変換部５αに供給される。こうすることでブランチ＃１とブランチ＃２のＩＦ信号の周波数を互いに同期させると共に、受信信号と送信信号の周波数も同期させることができる。ローカル信号は周波数変換に必要となる周波数の正弦波を直接発生させて分配、供給してもよいが、特定周波数の基準信号（例えば１０ＭＨｚ）を発生させて、受信変換部３α_−１、３_−２及び送信変換部５αに供給すると共に、各部においてそれぞれ別々にＰＬＬ回路で周波数変換に必要な周波数の正弦波信号を生成、使用してもよい。この場合、ローカル信号発生器９は基準信号発生器として働く。

次に、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４の構成例として日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔに本発明を適用した場合について詳しく説明する。以下に説明する構成例では、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」及び「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」のいずれも実現することが可能である。

尚、以下の説明において、ブランチ＃１を構成する機能ブロックには参照番号に“_−１”という添え字を付し、ブランチ＃２を構成する機能ブロックには参照番号に“_−２”という添え字を付加する。共通する部分には添え字は付加しない。図８〜図１４においては、Ｉ軸信号、Ｑ軸信号から構成される等価ベースバンド信号で機能ブロック間を接続する場合には、Ｉ軸信号（同相成分信号）とＱ軸信号（直交成分信号）の２本の信号線で接続を示すと共に、Ｉ軸信号のみ、又はＱ軸信号のみを処理する機能ブロックには機能ブロックの参照番号にＩ又はＱの文字を付与して示してある。図の中の信号線がアナログ信号用であるか、デジタル信号用であるかは以下の説明より自明であるので特に明言しない。デジタル信号に関しては、その信号線が何ビットで構成されるかという点についても明言しないが、必要なビット数分は確保されるものとしている。伝達関数や周波数特性データはＮ_Ｃ個の複素数のデータ集合体である。適応フィルタ（適応ＦＩＲフィルタ）のタップ長については、特に言及しないが、所望の特性を得るのに必要なタップ長は確保されているものとする。タップ係数は、構成例によって、実数タイブの場合と複素数タイブの場合があり、それぞれ、タップ長分の実数又は複素数のデータ集合体である。

〔具体的な構成例１〕
図８は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第１の構成例を示している。本実施例は、ＩＦ信号を直接Ａ／Ｄ変換してデジタルＩＦ信号とした後、直交復調して等価ベースバンド信号に変換し、ダイバーシティ合成、回り込みキャンセルを行った後に直交変調して再びデジタルＩＦ信号に戻し、Ｄ／Ａ変換してアナログＩＦ信号を出力する構成としている。また、Ａ／Ｄ変換するＩＦ信号の中心周波数及び等価ベースバンド信号のサンプリング周波数をＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数（日本の地上デジタル放送方式であるＩＳＤＢ一Ｔの場合、５１２／６３＝８．１２７ＭＨｚとなる。）と同じとしている。

受信変換部３α_−１、３α_−２から出力されるＩＦ帯の受信信号を第１のＩＦ信号とし、上記、直接Ａ／Ｄ変換されるＩＦ信号を第２のＩＦ信号とする。

入力された受信変換部３α_−１、３α_−２からの第１のＩＦ信号は、それぞれ、ＢＰＦ４１_−１、４１_−２（中心周波数：３７．１５ＭＨｚ、通過帯域幅：５．６ＭＨｚ）に供給され、信号帯域外の不要な成分が除去された後、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）４２_−１、４２_−２にそれぞれ入力される。

ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）４２_−１、４２_−２に入力されたＩＦ信号は、それぞれ中心周波数がＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数と等しい第２のＩＦ信号（中心周波数：８．１２７ＭＨｚ、信号帯域幅：約５．６ＭＨｚ）に変換された後に出力され、ＢＰＦ４３_−１、４３_−２に入力される。

ローカル信号発生器４１３は、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）４２_−１、４２_−２及びアップコンバーター（Ｕ／Ｃ）４３０が必要とするローカル信号を発生して分配器４１４に供給する。分配器４１４は入力されたローカル信号を３分配して出力する。分配器４１４から出力された３つのローカル信号はダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）４２_−１、４２_−２及びアップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４３０にそれぞれ供給きれる。

ＢＰＦ４３_−１、４３_−２に入力されたＩＦ信号はＡ／Ｄ変換によって折り返し歪が生じないように信号帯域外の不要な成分が除去された後、出力される。

ＢＰＦ４３_−１、４３_−２から出力された各ブランチのＩＦ信号は、それぞれＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２に入力され、Ａ／Ｄ変換において最もＳ／Ｎが高く、かつクリップ歪が生じないようその信号レベルが調整されて出力される。また、ＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２はＡＧＣ増幅における利得制御量に関する情報を、それぞれダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αに供給する。

ＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２においてＡ／Ｄ変換に最適なレベルにレベル制御されたＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器４５_−１、４５_−２にそれぞれ入力されて、デジタル化されたＩＦ信号に変換される。本実施例では、Ａ／Ｄ変換器４５_−１、４５_−２のサンプリング周波数はＦＦＴクロック周波数の４倍（４×５１２／６３＝３２．５０８ＭＨｚ）の周波数としている。

Ａ／Ｄ変換器４５_−１、４５_−２から出力されたＩＦ信号は直交復調器４６Ｄｌ_−１、４６Ｄｌ_−２にそれぞれ入力される。直交復調器４６Ｄｌ_−１、４６Ｄｌ_−２に入力されたＩＦ信号は、サンプリング周波数がＦＦＴクロック周波数の４倍のＩ、Ｑ等価ベースバンド信号（Ｉ信号は同相成分信号、Ｑ信号は直交成分信号）に変換された後、それぞれ出力される。

直交復調器４６Ｄ１_−１、４６Ｄ１_−２の構成を図１５（ａ）に示す。直交復調器４６Ｄ１_−１、４６Ｄ１_−２は、固定周波数のデジタルローカル信号を用いて直交復調を行う回路であり、固定周波数のデジタルローカル信号は直交復調器内で生成する構成となっている。さらに、直交復調器４６Ｄｌ_−１、４６Ｄｌ_−２の動作クロック周波数はＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数の４倍であり、入力されるデジタルＩＦ信号の中心周波数はＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数に等しい。したがって、直交復調器４６Ｄｌ_−１、４６Ｄｌ_−２では、入力ＩＦ信号が乗算されるデジタルのローカル信号の周波数とサンプリング周波数の比率が１：４の関係となり、図１５（ａ）に示すように、ＣＯＳ信号の代わりに｛１、０−１、０……｝の固定パターン４６Ｄｌ₋３を、−ＳＩＮ信号の代わりに｛０、−１、０、１……｝の固定パターン４６Ｄｌ₋４を乗算する小規模な回路で直交復調処理を実現できる利点がある。

ブランチ＃１の直交復調器４６Ｄｌ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１に入力される。ＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段の間引き処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１（間引き率は４：１）に入力される。間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号に対して間引き処理を行い、そのサンプリング周波数をＦＦＴクロック周波数と同じ周波数に変換して出力する。

また、ブランチ＃２の直交復調器４６ＤＩ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２に入力される。ＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段の間引き処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２（間引き率は４：１）に入力される。間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２は入力されたＩ、Ｑ信号に対して間引き処理を行い、そのサンプリング周波数をＦＦＴクロック周波数と同じ周波数に変換して出力する。

ブランチ＃１の間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号はそれぞれ２分配されて、一方は位相回転器４９_−１に、もう一方は、さらに２分配されてタイミング再生部４１５とＡＦＣ部４１６Ｄｌにそれぞれ供給される。同様にブランチ＃２の間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号もそれぞれ２分配されて、一方は位相回転器４９_−２に、もう一方は、さらに２分配されてタイミング再生部４１５とＡＦＣ部４１６Ｄｌにそれぞれ供給される。

タイミング再生部４１５は入力されたブランチ＃１及びブランチ＃２からのＩ、Ｑ信号よりＦＦＴクロック信号、シンボルクロック信号、ＦＦＴ窓タイミング信号など、装置を駆動させるために必要な各種タイミング信号を再生及び生成すると共に、当該タイミング信号を必要とする各部へ供給する。タイミング信号の再生方法に関してはガードインターバル相関を利用した様々な方法が既に提案されているので、ここでは詳細な記述を省く。

また、ＡＦＣ部４１６Ｄｌは、入力されたブランチ＃１及びブランチ＃２からのＩ、Ｑ信号より周波数離調量を検出し、その検出した離調周波数と同じ周波数を持つ再生キャリア信号（Ｉ、Ｑ信号）を生成して出力する。ＡＦＣ部４１６Ｄｌから出力されたＩ、Ｑの再生キャリア信号は３分配されて、ブランチ＃１の位相回転器４９_−１、ブランチ＃２の位相回転器４９_−２及び周波数極性反転回路４１７にそれぞれ供給される。ＯＦＤＭ信号に関する離調周波数の検出方法や再生キャリア信号の発生方法に関しても、ガードインターバル相関を利用した様々な方法が既に提案されているので、ここでは詳細な記述を省く。

ブランチ＃１の位相回転器４９_−１は、ＡＦＣ部４１６Ｄｌより供給された再生キャリア信号の周波数極性を反転し（Ｉ、Ｑ再生キャリア信号の内、Ｑ信号の極性を反転する）、間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１より供給されたＩ、Ｑ信号と複素乗算することで、間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１より供給されたＩ、Ｑ信号の周波数ずれを補正して出力する。ブランチ＃２の位相回転器４９_−２も同様な処理を行うことで、間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２より供給されたＩ、Ｑ信号の周波数ずれを補正して出力する。

ブランチ＃１の位相回転器４９_−１より出力された周波数ずれ補正済みのＩ、Ｑ信号は２分配され、一方はＴＦｌに相当する複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１に、もう一方は伝送路特性推定部４１０_−１に供給される。同様にブランチ＃２の位相回転器４９_−２より出力された周波数ずれ補正済みのＩ、Ｑ信号も２分配され、一方はＴＦ２相当する複素適応フィルタ４１１Ｃ_−２に、もう一方は伝送路特性推定部４１０_−２に供給される。

ブランチ＃１の伝送路特性推定部４１０_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号をＦＦＴして、伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、及び、Ｈ_１（ｉ’ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。同様にブランチ＃２の伝送路特性推定部４１０_−２は入力されたブランチ＃２のＩ、Ｑ信号をＦＦＴして伝達関数Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、及び、Ｈ_２（ｉ’ｓ，ｉ_ｃ）を算出する。観測した信号のＦＦＴ結果より伝達関数を算出する方法としては、本願発明者らによる「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８９：特開平１１−３５５１６０号公報）及び「地上デジタル放送ＳＦＮのための放送波中継用回り込みキャンセラの検討：信学技報、ＥＭＣＪ９８−１１１，Ｍａｒ．１９９９」に詳しく記載されているＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰ（Scattered Pilot）を利用する方法や、同じく本願発明者らによる、「周波数特性算出回路及びそれを用いたキャンセラならびに装置」（特願２００１−３３２８７０）に詳しく記載されているデータキャリアを含む全てのＯＦＤＭキャリアの観測値とその測定値との差分値を利用する方法などが利用できる。これらの方法は、希望波であるＯＦＤＭ信号を受信機においてＦＦＴ復調するのと同様に、受信信号のキャリア周波数同期を確立させ、さらに受信信号に同期したＦＦＴクロックで受信信号の有効シンボル期間をＦＦＴすることを前提とするが、受信信号とは非同期で行ったＦＦＴ結果より伝達関数を求める方法や、観測信号の時間軸上での自己相関演算の結果より伝達関数を求める方法もあるが、ここでは詳細な説明は省く。

伝送路特性推定部４１０_−１と伝送路特性推定部４１０_−２おいて算出されて出力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）及びＨ_１（ｉ’ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_２（ｉ’ｓ，ｉ_ｃ）は、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αに入力される。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αの動作は、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αの動作と共に後で述べる。

ブランチ＃１の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１はダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αから供給された係数データｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）をタップ係数として、複素位相回転器４９_−１より供給されるブランチ＃１のＩ、Ｑ信号に畳み込み演算を行い、ブランチ＃２よりの信号と最大比合成が実現されるよう周波数軸上での重み付け処理を実現する。同様にブランチ＃２の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−２はダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αから供給された係数データｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）をタップ係数として、複素位相回転器４９_−２より供給されるブランチ＃２のＩ、Ｑ信号に畳み込み演算を行い、周波数軸上での重み付け処理を実現する。

ブランチ＃１の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１から出力される周波数軸上での重み付け処理後のＩ、Ｑ信号は、加算器４１８Ｉ、４１８Ｑの被加算信号入力端子に供給される。同様にブランチ＃２の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−２から出力される周波数軸上での重み付け処理後のＩ、Ｑ信号は、加算器４１８Ｉ、４１８Ｑのもう一方の被加算信号入力端子に供給される。加算器４１８Ｉ、４１８Ｑは、被加算信号入力端子に供給されたブランチ＃１とブランチ＃２のＩ、Ｑ信号をそれぞれ加算合成して出力する。

加算器４１８Ｉ、４１８Ｑから出力される加算合成後のＩ、Ｑ信号は回り込みキャンセルのための減算器４１９Ｉ、４１９Ｑの被減算信号入力端子に供給される。−方、減算器４１９Ｉ、４１９Ｑの減算信号入力端子には、回り込みの複製信号を生成するための複素適応フィルタ４２２Ｃから出力されるＩ、Ｑ信号が入力される。

減算器４１９Ｉ、４１９Ｑの減算出力端子から出力される回り込み波の複製信号を差し引いた後のＩ、Ｑ信号はＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑに入力され、帯域制限される。ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑの通過帯域は、希望波成分を減衰なく通過させると同時に、回り込み伝搬路を含む中継装置の本線信号経路すべての中で最も帯域を狭く設定する必要がある。これは、回り込み波の受信電力が希望波の受信電力より大きい負のＤ／Ｕの状態においても信号帯域外で発振を生じないようにするための条件の１つであり、本願発明者らによる回り込みキャンセラに関する発明である特願２０００−１８０８７７に詳しく述べられているので、ここでは詳細な説明を省く。

ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑはトランスパーサルーフィルタで容易に実現することができる。ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑから出力されるＩ、Ｑ信号は２分配され、一方は位相回転器４２４に供給される。２分配されたＩ、Ｑ信号のもう一方はさらに２分配され、回り込みキャンセル用適応ＦＩＲフィルタＴＦ３に相当する複素適応フィルタ４２２Ｃと、伝送路特性推定部４２１に供給される。

伝送路特性推定部４２１は、入力されたＩ、Ｑ信号をＦＦＴして、伝達関数Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）又はＨ_４（ｉ’ｓ，ｉ_ｃ）（図１の観測点Ｐ_４における伝達関数）を算出し、その結果を回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αに供給する。複素適応フィルタ４２２Ｃは、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αから供給された係数データｗ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）をタップ係数として、入力されたＩ，Ｑ信号に対して畳み込み演算を行ない、中継放送機を含む実際の回り込みループの周波数特性を与えて、回り込み成分の複製信号を生成し出力する。複素適応フィルタ４２２Ｃから出力されたＩ，Ｑ信号は、減算器４１９Ｉ，４１９Ｑの減算信号入力端子にそれぞれ入力される。

位相回転器４２４に入力されたＩ、Ｑ信号は、位相回転器４９_−１、４９_−２で補正された周波数誤差成分を逆に加えられて出力される。位相回転器４２４から出力されたＩ、Ｑ信号は、ゼロ内挿によるアップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑに入力される。

アップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑに入力されたＩ、Ｑ信号は、そのサンプリング周波数を４倍に変換された後に出力される。アップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑから出力されたＩ、Ｑ信号はＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱにそれぞれ入力される。

ＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱに入力されたアップサンプル後のＩ、Ｑ信号は、アップサンプルによって生じた折り返し成分を除去することで補間処理されて出力される。

ＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱから出力された補間処理済みのＩ、Ｑ信号は、直交復調器４２７Ｄｌで直交変調され、中心周波数が第２ＩＦ周波数のデジタルＩＦ信号に変換された後に出力される。

直交変調器４２７Ｄｌの構成を図１６（ａ）に示す。直交変調器４２７Ｄｌは、固定周波数のデジタルローカル信号を用いて直交変調を行う回路であり、固定周波数のデジタルローカル信号は直交変調器内で生成する構成となっている。さらに、直交変調器４２７Ｄｌの動作クロツク周波数はＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数の４倍であり、出力されるデジタルＩＦ信号の中心周波数はＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数に等しい。したがって、直交変調器４２７Ｄｌでは、入力されるＩ、Ｑ等価ベースバンド信号が乗算されるデジタルのローカル信号の周波数と、サンプリング周波数の比率が１：４の関係となり、図１６（ａ）に示すように、ＣＯＳ信号の代わりに｛１、０、−１、０……｝の固定パターン４２７Ｄｌ₋４を、ＳＩＮ信号の変わりに｛０、１、０、−１……｝の固定パターン４２７Ｄｌ₋５を乗算する小規模な回路で直交変調処理を実現できる利点がある。

直交変調器４２７Ｄｌから出力されたデジタルＩＦ信号はＤ／Ａ変換器４２８でアナログＩＦ信号に変換される。

Ｄ／Ａ変換器４２８から出力されたアナログＩＦ信号はＢＰＦ４２９に入力される。ＢＰＦ４２９に入力されたアナログＩＦ信号は補間処理されて、基本波成分のみが抽出される。

ＢＰＦ４２９から出力された中心周波数が第２ＩＦ周波数のアナログＩＦ信号はアップコンパータ（Ｕ／Ｃ）４３０に入力される。アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４３０に入力されたＩＦ信号は、本例のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラへの入力信号と同じ周波数である第１ＩＦ周波数に変換されて出力される。アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４３０は分配器４１４から供給されたローカル信号を使用して周波数変換を行う。

アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４３０から出力された中心周波数が第１ＩＦ周波数のＩＦ信号はＢＰＦ４３１に入力される。ＢＰＦ４３１に入力されたＩＦ信号は、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）４３０における周波数変換で生じたイメージ成分など、信号帯域外の不要な信号成分を除去された後に出力される。ＢＰＦ４３１から出力されたＩＦ信号は、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの出力信号として送信変換部５αに供給される。

続いて、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αと回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αの動作について説明する。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２α及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αの動作は、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」と前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」で異なるため、各々について説明する。

最初に、「ＴＦ１，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合について説明する。この方法では、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、まず、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＤＱ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて、前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_ｌ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出して、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２にそれぞれ供給し、ガードインターバル期間内に更新する。続いて、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を用いて（２５）式、（２６）式で表される処理を行い、Ｍ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出し、タップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で得られた、ＤＱ_ｌ（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）と共に、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αに供給する。また、精度は良くないが簡易な計算法として、（４５）式右辺の第二項の分子を時間的に変化のないＤ_ｆ（ｉ_ｃ）と置く場合、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αにＭ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を供給する必要はない。さらに、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、受信変換３α_−１、３α_−２及びＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２より、ＡＧＣ増幅における利得制御情報を入力して、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）の生成に利用する。

回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αは、入力された伝達関数Ｈ_４（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αより供給されるＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、Ｍ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）と前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）をもとに、（４５）、（４６）、（４８）式で示される演算を行い、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出、供給し、ガードインターバル内で更新する。

次に、「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」の場合について説明する。この方法では、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_ｌ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＤＱ_ｌ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて、前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_ｌ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出すると共に、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_ｌ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）を回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αに供給する。

さらに、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合と同様に、受信変換部３α_−１、３α_−２及びＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２より、ＡＧＣ増幅における利得制御情報を入力して、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）の生成に利用する。

回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αは、入力された伝達関数Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αより供給されたＨ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及び前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を用いて（５７）、（６３）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する。そして、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２に、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αは、複素適応フィルタ４２２Ｃにそれぞれ算出したタップ係数を供給し、ガードインターバル内において同時に更新する。

また、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」では、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数の更新に対し、本願発明者らによる特願２０００−１５６５４９（特開２００１−２３７７４９号公報）に記載されているような、過去のシーケンスにおける回り込みキャンセル誤差を利用して、回り込み特性の変動を予測し、キャンセル誤差をより少なくするアルゴリズムを適用することが可能である。「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」に対しても同様の予測もしくは予測補間アルゴリズムを適用することが可能であるが、この場合、参照するのは過去のシーケンスにおける各ブランチの回り込み特性の検出結果である。いずれの場合も上記予測アルゴリズム等を適用する場合、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αは、過去のシーケンスにおける回り込みキャンセル誤差検出結果又は各ブランチの回り込み特性検出結果を必要な分だけ記憶する機能を有するものとする。なお、上記予測又は予測補間アルゴリズムをダイバーシティ合成用の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数の算出及び更新にも適用可能であるが、ここでは詳しい説明を省く。

さらに、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」及び「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」の両方に対して、本願発明者らによる特願平１１−１５３４３０（特開２０００−３４１２４２号公報）の「回り込みキャンセラ」に記載されている回り込みの複製信号の帯域幅を拡大するアルゴリズムを適用することが可能であり、親局波の受信電力よりも回り込み波の受信電力のほうが大きい負のＤ／Ｕの状悪でのキャンセル動作を安定にすることができる。

なお、図８では、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αから回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αへ複素数の周波数特性データを供給するために、実数部用と虚数部用の２系統の信号線を使用している。したがって、Ｍ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）やＨ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）は、時分割でダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αから回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αへ送る必要があるが、実数部用と虚数部用の信号系統の対を更に増やして高速に転送することも可能である。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αから回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αへの周波数特性データの転送方法として様々な形態が考えられるが、ここでは、より詳しい説明は省く。

〔具体的な構成例２〕
図９は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第２の構成例を示している。図９において、図８に示した構成例１と同じ機能を有するブロックには同じ参照番号を付して示してある。構成例１と構成例２で同じ動作を行う部分に関する説明は省略し、構成例１と構成例２で異なる部分についてのみ説明する。図９に示す第２の構成例では、ブランチ＃１の伝送路特性推定部４１０_−１が算出して出力した伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）は２分配され、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βと回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βにそれぞれ供給される。同様にブランチ＃２の伝送路特性推定部４１０_−２が算出して出力した伝達関数Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）も２分配され、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βと回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βの双方に供給される。

ここで、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βと回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βは、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」と前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」で異なった動作をするため、別々に説明する。

まず、「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合について説明する。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βは、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出されたＤＱ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出して複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２に供給し、ガードインターバル期間内に更新する。さらに、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βは、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で得られるＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βに供給する。次に、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βは、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βから供給されるＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及び複素適応フィルタ４２２Ｃの前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を用いて前記（２５）、（２６）、（４５）、（４６）、（４８）式の演算を行い、回り込みキャンセル用の複素適応フィルタ４２２Ｃ（ＴＦ３）のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出して、ガードインターバル期間内で更新する。

次に「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」の場合について説明する。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βは、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＤＱ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出すると共に、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）を回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βに供給する。回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βは、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βより供給されたＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及び複素適応フィルタ４２２Ｃの前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１、ｉ_Ｔ）を用いて前記（５７）、（６３）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する。そして、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βは．複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２に、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βは複素適応フィルタ４２２Ｃにそれぞれ算出したタップ係数を供給し、ガードインターバル内において同時に更新する。

すなわち、図８に示す具体的な構成例１との違いは、「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合では、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βが必要とするＭ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）とＭ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）をダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βが供給するのではなく、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３β自身が、伝送路特性推定部４１０_−１及び伝送路特性推定部４１０_−２から直接、伝達関数Ｈ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を入力すると共に、前記（２５）、（２６）式に示す演算を行い算出する点であり、「ＴＦ１，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」では、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３βが必要とする伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）をダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βが供給するのではなく、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３β自身が、伝送路特性推定部４１０_−１及び伝送路特性推定部４１０_−２から直接、供給を受ける点にある。

〔具体的な構成例３〕
図１０は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第３の構成例を示している。図１０において、図８に示した構成例１及び図９に示した構成例２と同じ機能を有するブロックには同じ参照番号を付して示してある。構成例１及び構成例２と同じ動作を行う部分に関する説明は省略し、構成例１及び構成例２と構成例３で異なる部分についてのみ説明する。図１０に示す第３の構成例では、ダイバーシティ合成用の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１（ＴＦｌ）、４１１Ｃ_−２（ＴＦ２）のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）と、回り込みキャンセル用の複素適応フィルタ４２２Ｃ（ＴＦ３）のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を別々のタップ係数生成部で作成するのではなく、ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６の１つの処理ブロックで３つの複素適応フィルタ（４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２、４２２Ｃ）のタップ係数を生成して、各複素適応フィルタヘ供給して更新することを特徴としている。この構成の利点は、１つのタップ係数生成部で全ての適応フィルタのタップ係数を生成するため、１つのタップ係数生成部から他のタップ係数生成部へ、伝達関数や周波数特性データなどを供給する必要がないことにある。ただし、全ての適応フィルタのタップ係数を１つの処理ブロックで生成するため、より高速な回路動作が要求される。

次に、ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６の動作について説明する。ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６の動作は、前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」と前記「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」で異なるため、各々について説明する。

最初に、「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法」の場合について説明する。この方法ではダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６は、まず、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出されたＤＱ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて、前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出して、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２に供給し、ガードインターバル期間内に更新する。続いて、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）とＨ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を用いて前記（２５）、（２６）式で表される処理を行い、Ｍ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）を算出すると共に、入力された伝達関数Ｈ_４（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、タップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で得られたＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及び複素適応フィルタ４２２Ｃの前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）をもとに前記（４５）、（４６）、（４８）式で示される演算を行って、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出して供給し、ガードインターバル内で更新する。

次に「ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を同時に制御する方法」の場合について説明する。この方法では、ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６は、入力された伝達関数Ｈ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）と複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の前回更新時のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出されたＤＱ_１（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ−１，ｉ_ｃ）を用いて前記（２５）、（２６）、（２９）、（３０）、（３１）、（３２）、（３６）、（３７）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）とｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出すると共に、入力された伝達関数Ｈ_ｌ（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｈ_４（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する過程で算出したＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）、ＤＱ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_ｃ）及び複素適応フィルタ４２２Ｃの前回更新時のタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ−１，ｉ_Ｔ）を用いて前記（５７）、（６３）式で表される処理を行い、複素適応フィルタ４２２Ｃのタップ係数ｗｑ（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）を算出する。そして、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２、４２２Ｃに算出したそれぞれのタップ係数を供給し、ガードインターバル内において同時に更新する。

また、ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６は、構成例１のダィバーシティ合成用タップ係数生成部４１２α及び構成例２のダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２βと同様に、受信変換部３α_−１、３α_−２及びＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２より、ＡＧＣ増幅における利得制御情報を入力して、複素通応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２のタップ係数ｄｑ_１（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）、ｄｑ_２（ｉ_Ｑ，ｉ_Ｔ）の生成に利用する。

〔具体的な構成例４〕
図１１は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第４の構成例を示している。図１１において、図８に示した構成例１、図９に示した構成例２及び図１０に示した構成例３の中の処理ブロックと同じ機能を有する処理ブロックには同じ参照番号を付して示してある。図１１に示す構成例４は、図８に示した構成例１とＡＦＣによる周波数誤差の補正の方法が異なる。構成例１と同じ動作を行う部分に関する説明は省略し、構成例１と構成例４で異なる部分について説明する。図１１に示す第４の構成例では、入力のＢＰＦ（４１_−１、４１_−２）からＡ／Ｄ変換器（４５_−１、４５_−２）まで構成例１と同じ装置構成で、同じ処理が行われる。

ブランチ＃１のＡ／Ｄ変換器４５_−１から出力されたＩＦ信号は直交復調器４６Ｄ２_−１に、ブランチ＃２のＡ／Ｄ変換器４５_−２から出力されたＩＦ信号は直交復調器４６Ｄ２_−２にそれぞれ入力される。ブランチ＃１の直交復調器４６Ｄ２_−１とブランチ＃２の直交復調器４６Ｄ２_−２は、ＮＣＯ（数値制御発振器）４３２から供給されたＩ、Ｑ等価ベースバンド形式のローカル信号を用いて、入力された各ＩＦ信号を、サンプリング周波数がＦＦＴクロック周波数の４倍のＩ、Ｑ等価ベースバンド信号に変換して、それぞれ出力する。直交復調器４６Ｄ２_−１、４６Ｄ２_−２の構成を図１５（ｂ）に示す。直交復調器４６Ｄ２_−１、４６Ｄ２_−２は、入力されたデジタルのＩ、Ｑローカル信号を用いて、入力されたデジタルＩＦ信号をＩ、Ｑ等価ベースバンド信号に変換するデジタル処理型の直交復調器である。

ブランチ＃１の直交復調器４６Ｄ２_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１に入力される。ＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段の間引き処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１（間引き率は４：１）に入力される。間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号に対して間引き処理を行い、そのサンプリング周波数をＦＦＴクロック周波数と同じ周波数に変換して出力する。

また、ブランチ＃２の直交復調器４６Ｄ２_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２に入力される。ＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段の間引き処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２（間引き率は４：１）に入力される。間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２は、入力されたＩ、Ｑ信号に対して間引き処理を行い、そのサンプリング周波数をＦＦＴクロック周波数と同じ周波数に変換して出力する。

ブランチ＃１の間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号はそれぞれ２分配される。２分配されたＩ、Ｑ信号の一方は、さらに２分配されて、ＴＦｌに相当する複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１と伝送路特性推定部４１０_−１に供給される。２分配されたＩ、Ｑ信号のもう一方も、さらに２分配されてタイミング再生部４１５とＡＦＣ部４１６Ｄ２にそれぞれ供給される。

ブランチ＃２の間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号はそれぞれ２分配される。２分配されたＩ、Ｑ信号の一方は、さらに２分配されて、ＴＦ２に相当する複素適応フィルタ４１１Ｃ_−２と伝送路特性推定部４１０_−２に供給される。２分配されたＩ、Ｑ信号のもう一方も、さらに２分配されてタイミング再生部４１５とＡＦＣ部４１６Ｄ２にそれぞれ供給される。

タイミング再生部４１５は、前記構成例１、２、３と同様に、入力されたブランチ＃１及びブランチ＃２からのＩ、Ｑ信号よりＦＦＴクロック信号、シンボルクロック信号、ＦＦＴ窓タイミング信号など、装置を駆動させるために必要な各種タイミング信号を再生及び生成すると共に、当該タイミング信号を必要とする各部へ供給する。

ＡＦＣ部４１６Ｄ２は、入力されたブランチ＃１及びブランチ＃２からのＩ、Ｑ信号より周波数離調量を検出し、その検出した周波数離調量に基づいてＮＣＯ（数値制御発振器）４３２を制御するための周波数制御信号をＮＣＯ４３２に供給する。前記構成例１のＡＦＣ部４１６Ｄ１は、検出した周波数離調量△ｆに基づき、離調周波数△ｆと同じ周波数の再生キャリア信号（Ｉ、Ｑ信号）を生成して出力する機能を有するが、構成例４のＡＦＣ部４１６Ｄ２は、ＮＣＯ４３２を制御するための周波数制御信号のみを出力し、再生キャリア信号自体は直接に生成しない点が異なる。

ＮＣＯ４３２は、ブランチ＃１の直交復調器４６Ｄ２_−１及びブランチ＃２の直交復調器４６Ｄ２_−２が必要とする、周波数がＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数と等しいローカル信号（Ｉ、Ｑ信号）を生成して、直交復調器４６Ｄ２_−１及び直交復調器４６Ｄ２_−２に供給する。さらに、ＮＣＯ４３２はＡＦＣ部４１６Ｄ２が検出した離調周波数△ｆがゼロになるように、ＡＦＣ部４１６Ｄ２からの周波数制御信号に基づき、生成するローカル信号の周波数を調整する。

ＮＣＯ４３２から出力されたローカル信号（Ｉ、Ｑ信号）は３分配される。３分配されたローカル信号の１つは、ブランチ＃１の直交復調器４６Ｄ２_−１に、１つはブランチ＃２の直交復調器４６Ｄ２_−２に、そして残りの１つは周波数極性反転部４１７を経て直交変調器４２７Ｄ２にそれぞれ供給される。

構成例４において、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２以降、ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑまでの処理、及び伝送路特性推定部４１０_−１、４１０_−２以降、適応フィルタのＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のそれぞれのタップ係数を作成し、各適応フィルタに供給するまでの処理は、構成例1と同じであるため説明を省く。

ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑから出力される帯域制限後のＩ、Ｑ信号は３分配され、ゼロ内挿によるアップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑ、回り込みキャンセル用ＦＩＲフィルタＴＦ３に相当する複素適応フィルタ４２２Ｃ及び伝送路特性推定部４２１にそれぞれ供給される。複素適応フィルタ４２２Ｃ及び伝送路特性推定部４２１の動作は構成例１と同じである。

アップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑに入力されたＩ、Ｑ信号は、ゼロを内挿することによりそのサンプリング周波数を４倍に変換された後に出力される。アップサンプル回路４２５Ｉ、４２５Ｑから出力されたＩ、Ｑ信号はＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱにそれぞれ入力される。

ＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱに入力されたアップサンプル後のＩ、Ｑ信号は、アップサンプルによって生じた折り返し成分を除去することで補間処理されて出力される。

ＬＰＦ４２６ＤＩ、４２６ＤＱから出力された補間処理済みのＩ、Ｑ信号は直交変調器４２７Ｄ２に入力される。直交変調器４２７Ｄ２は、ＮＣＯ４３２から分配、供給されたローカル信号（Ｉ、Ｑ信号）を用いて、入力されたＩ、Ｑ信号を中心周波数が第２ＩＦ周波数のデジタルＩＦ信号に変換して出力する。直交変調器４２７Ｄ２の構成を図１６（ｂ）に示す。直交変調器４２７Ｄ２は入力されたデジタルのＩ、Ｑローカル信号を用いて、入力されたＩ、Ｑ等価ベースバンド信号をデジタルＩＦ信号に変換するデジタル処理型の直交変調器である。直交変調器４２７Ｄ２以降の処理は構成例１と同じなので説明を省略する。また、構成例４に対して、構成例２に示したダイバーシティ合成用タップ係数生成部と回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なこと及び構成例３に示したダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なことはいずれも明白である。

〔具体的な構成例５〕
図１２は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第５の構成例を示している。図１２において、図８に示した構成例１、図９に示した構成例２、図１０に示した構成例３、図１１に示した構成例４の中の処理ブロックと同じ機能を有する処理ブロックには同じ参照番号を付して示してある。これまで、説明してきた構成例１〜４は、いずれも直交変復調処理をデジタル回路で行う構成であったのに対し、構成例５は、直交変復調をアナログ回路で行うことを特長としている。以下、その動作について説明する。

入力された受信変換部３α_−１、３α_−２からのＩＦ帯の受信信号は、それぞれ、ＢＰＦ４１_−１、４１_−２（中心周波数＝３７．１５ＭＨｚ、通過帯域幅：５．６ＭＨｚ）に供給される。ＢＰＦ４１_−１、４１_−２は、それぞれ入力されたＩＦ信号の帯域外の不要な成分を除去して出力する。

ＢＰＦ４１_−１、４１_−２から出力された各ブランチのＩＦ信号は、それぞれＡＧＣ増幅器４４_−１、４２_−２に入力される。ＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２は、後段の直交復調器やＡ／Ｄ変換器の入力信号が適正なレベルになるように、それぞれ入力された信号のレベル調整を行なって出力する。

また、ＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２は、ＡＧＣ増幅によるレベル制御量に関する情報を、それぞれダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αに供給する。

ＡＧＣ増幅器４４_−１、４４_−２から出力されたレベル調整済みのＩＦ信号は、直交復調器４６Ａ_−１、４６Ａ_−２にそれぞれ入力される。直交復調器４６Ａ_−１、４６Ａ_−２は、分配器４１４から供給されたローカル信号を使用し、入力されたレベル調整済みのＩＦ信号をそれぞれ直交復調し、Ｉ、Ｑ等価ベースバンド信号に変換して出力する。直交復調器４６Ａ_−１、４６Ａ_−２の構成を図１５（Ｃ）に示す。直交復調器４６Ａ_−１、４６Ａ_−２は、入力されたアナログのローカル信号を用いて、入力されたアナログＩＦ信号をアナログのＩ、Ｑ等価ベースバンド信号に変換するアナログ処理型の直交復調器とする。

ブランチ＃１の直交復調器４６Ａ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＡＩ_−１、４７ＡＱ_−１に入力される。ＬＰＦ４７ＡＩ_−１、４７ＡＱ_−１は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段のＡ／Ｄ変換処理において折り返し歪が生じないように、不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＡＩ_−１、４７ＡＱ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は、Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１にそれぞれ入力される。

Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１は、入力されたアナログのＩ、Ｑ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換してデジタルのＩ、Ｑ信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１のサンプリング周波数は、ＦＦＴクロック周波数（５１２／６３＝８．１２７ＭＨｚ）と同じとする。

Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１から出力されたデジタルＩ、Ｑ信号は、それぞれ４分配され、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、伝送路特性推定部４１０_−１、タイミング再生部４１５、ＡＦＣ部４１６Ａに供給される。

ブランチ＃２の直交復調器４６Ａ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は、それぞれＬＰＦ４７ＡＩ_−２、４７ＡＱ_−２に入力される。ＬＰＦ４７ＡＩ_−２、４７ＡＱ_−２は、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段のＡ／Ｄ変換処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。ＬＰＦ４７ＡＩ_−２、４７ＡＱ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は、Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２にそれぞれ入力される。

Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２は、入力されたアナログのＩ、Ｑ信号をそれぞれＡ／Ｄ変換してデジタルのＩ、Ｑ信号に変換して出力する。Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２のサンプリング周波数は、ＦＦＴクロック周波数（５１２／６３＝８．１２７ＭＨｚ）と同じとする。

Ａ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２から出力されたデジタルＩ、Ｑ信号は、それぞれ４分配され、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−２、伝送路特性推定部４１０_−２、タイミング再生部４１５、ＡＦＣ部４１６Ａに供給される。

タイミング再生部４１５は、ブランチ＃１のＡ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１及びブランチ＃２のＡ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２からそれぞれ供給されたＩ、Ｑ信号よりＦＦＴクロック信号、シンボルクロック信号、ＦＦＴ窓タイミング信号など、装置を駆動させるために必要な各種タイミング信号を再生及び生成すると共に、当該タイミング信号を必要とする各部へ供給する。

ＡＦＣ部４１６Ａは、ブランチ＃１のＡ／Ｄ変換器４５Ｉ_−１、４５Ｑ_−１及びブランチ＃２のＡ／Ｄ変換器４５Ｉ_−２、４５Ｑ_−２からそれぞれ供給されたＩ、Ｑ信号より周波数離調量を検出して、ＶＣＯやＶＣＸＯ等で構成されたローカル信号発生器４１３Ｖの発振周波数を制御するための制御信号を生成して出力する。

ＡＦＣ部４１６Ａから出力された制御信号は、ローカル信号発生器４１３Ｖの発振周波数制御端子に供給される。ローカル信号発生器４１３Ｖは、ブランチ＃１の直交復調器４６Ａ_−１とブランチ＃２の直交復調器４６Ａ_−２が必要とする、周波数が受信変換部３α_−１、３α_−２から供給される入力ＩＦ信号の中心周波数と等しいアナログのローカル信号を発生させると共に、ＡＦＣ部４１６Ａから入力される制御信号に応じて、発生させるローカル信号の周波数を調整する。ローカル信号発生器４１３Ｖから出力されたローカル信号は分配器４１４に入力される。分配器４１４は入力されたローカル信号を３分配して出力する。

分配器４１４から出力された３つのローカル信号は、直交復調器４６Ａ_−１、４６Ａ_−２及び直交変調器４２７Ａにそれぞれ供給される。

構成例５において、複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２以降、ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑまでの処理、及び伝送路特性推定部４１０_−１、４１０_−２以降、適応フィルタＴＦｌ、ＴＦ２、ＴＦ３のそれぞれのタップ係数を作成し、各適応フィルタに供給するまでの処理は、構成例１と同じであるため説明を省く。

ＬＰＦ４２０Ｉ、４２０Ｑから出力される帯域制限後のＩ、Ｑ信号は３分配され、Ｄ／Ａ変換器４２８Ｉ、４２８Ｑ、複素適応フィルタ４２２Ｃ及び伝送路特性推定部４２１にそれぞれ供給される。複素適応フィルタ４２２Ｃ及び伝送路特性推定部４２１の動作は構成例１と同じである。

Ｄ／Ａ変換器４２８Ｉ、４２８Ｑは、供給された帯域制限済みのデジタルＩ、Ｑ信号を、アナログＩ、Ｑ信号に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換器４２８Ｉ、４２８Ｑから出力されたアナログＩ、Ｑ信号はＬＰＦ４２６ＡＩ、４２６ＡＱにそれぞれ入力される。

ＬＰＦ４２６ＡＩ、４２６ＡＱは、入力されたＩ、Ｑ信号の補間処理を行って、Ｄ／Ａ変換後のアナログＩ、Ｑ信号に残る折り返し成分を除去し、基本波成分のみを抽出して出力する。

ＬＰＦ４２６ＡＩ、４２６ＡＱから出力された補間処理済みのＩ、Ｑ信号は、直交変調器４２７Ａに入力される。直交変調器４２７Ａは、分配器４１４から供給されたローカル信号を用いて直交変調を行い、入力されたＩ、Ｑ信号を中心周波数が受信変換部３α_−１、３α_−２から供給される入力ＩＦ信号の中心周波数と同じＩＦ信号に変換して出力する。直交変調器４２７Ａの構成を図１６（Ｃ）に示す。

直交変調器４２７Ａは、入力されたアナログのローカル信号を用いて、入力されたアナログのＩ、Ｑ等価べースバンド信号をアナログのＩＦ信号に変換するアナログ処理型の直交変調器である。

直交変調器４２７Ａから出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４２９に供給される。ＢＰＦ４２９は、入力されたＩＦ信号に含まれる帯域外の不要な成分を除去して出力する。ＢＰＦ４２９から出力されたＩＦ信号は、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの出力として送信変換部５αへ供給される。

また、構成例５に対して、構成例２に示したダイバーシティ合成用タップ係数生成部と回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なこと、及び構成例３に示したダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なことはいずれも明白である。

〔具体的な構成例６〕
図１３は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第６の構成例を示している。図１３において、図８に示した構成例１、図９に示した構成例２、図１０に示した構成例３、図１１に示した構成例４及び図１２に示した構成例５の中の処理ブロックと同じ機能を有する処理ブロックには同じ参照番号を付して示してある。これまで説明してきた構成例１〜５は、ダイバーシティ合成及び回り込みのキャンセル処理をＩ、Ｑ等価ベースバンド信号の領域において行うのに対し、構成例６は、ＩＦ信号の領域で行うことを特長としている。以下、その動作について説明する。図１３に示す第６の構成例では、入力のＢＰＦ（４１_−１、４１_−２）からＡ／Ｄ変換器（４５_−１、４５_−２）まで構成例１と同じ装置構成で、同じ処理が行われる（ブランチ＃１はＢＰＦ４１_−１，Ｄ／Ｃ４２_−１，ＢＰＦ４３_−１，ＡＧＣ増幅器４４_−１，Ａ／Ｄ変換器４５_−１、ブランチ＃２はＢＰＦ４１_−２，Ｄ／Ｃ４２_−２，ＢＰＦ４３_−２，ＡＧＣ増幅器４４_−２，Ａ／Ｄ変換器４５_−２）。

ブランチ＃１のＡ／Ｄ変換器４５_−１から出力されたＩＦ信号は２分配されて、適応フィルタ４１１_−１と直交復調器４６Ｄｌ_−１にそれぞれ入力される。直交復調器４６Ｄｌ_−１、ＬＰＦ４７ＤＩ_−１、４７ＤＱ_−１、間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１の動作は構成例１と同じである。間引き回路４８Ｉ_−１、４８Ｑ_−１から出力されたＩ、Ｑ信号は３分配されて、伝送路特性推定部４１０_−１、タイミング再生部４１５、ＡＦＣ部４１６Ａにそれぞれ供給される。

ブランチ＃２のＡ／Ｄ変換器４５_−２から出力されたＩＦ信号は２分配されて、適応フィルタ４１１_−２と直交復調器４６Ｄｌ_−２にそれぞれ入力される。直交復調器４６Ｄｌ_−２、ＬＰＦ４７ＤＩ_−２、４７ＤＱ_−２、間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２の動作は構成例１と同じである。間引き回路４８Ｉ_−２、４８Ｑ_−２から出力されたＩ、Ｑ信号は３分配されて、伝送路特性推定部４１０_−２、タイミング再生部４１５、ＡＦＣ部４１６Ａにそれぞれ供給される。

伝送路特性推定部４１０_−１、４１０_−２の動作は構成例１と同じである。ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γの動作は、構成例１におけるダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αの動作と大部分は同じであるが、以下の点で異なる。すなわち、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αは、Ｉ、Ｑ等価ベースバンド信号に対する複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２用の複素数のタップ係数をそれぞれ作成するのに対し、構成例６のダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γでは、ＩＦ信号に対する適応フィルタ４１１_−１、４１１_−２用の実数のタップ係数を作成する必要があることである。したがって、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γは、まず、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２αと同じ動作で複素数のタップ係数を作成した後、タップ係数の周波数変換及び実数化を行なって適応フィルタ４１１_−１，４１１_−２に供給する。タップ係数の周波数変換及び実数化の処理の内容は、すでに多くの文献、書籍等で紹介されているためここでは説明を省く。なお、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γが回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３γに供給する各種伝達関数や周波数特性は、複素数の形式でよい。

伝送路特性推定部４１０_−１、４１０_−２及びタイミング再生部４１５の動作は構成例１と同じであり、ＡＦＣ部４１６Ａの動作は構成例５と同じである。ＡＦＣ部４１６Ａから出力されたアナログの発振周波数制御信号は、ローカル信号発生器４１３Ｖの発振周波数制御端子に供給される。ローカル信号発生器４１３Ｖは構成例５と同様にＶＣＯやＶＣＸＯ等で構成される。ローカル信号発生器４１３Ｖは、ブランチ＃１のＤ／Ｃ４２_−１とブランチ＃２のＤ／Ｃ４２_−２が必要とするローカル信号を発生させると共に、ＡＦＣ部４１６Ａから入力される発振周波数制御信号に応じて、発生させるローカル信号の周波数を調整する。ローカル信号発生器４１３Ｖから出力されたローカル信号は分配器４１４に入力される。分配器４１４は入力されたローカル信号を３分配して出力する。分配器４１４から出力された３つのローカル信号はＤ／Ｃ４２_−１、Ｄ／Ｃ４２_−２及びＵ／Ｃ４３０にそれぞれ供給される。

ブランチ＃１の適応フィルタ４１１_−１は、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γから供給されたタップ係数を用いて、Ａ／Ｄ変換器４５_−１から供給されたＩＦ信号に畳み込み演算を行い、ブランチ＃２よりの信号と最大比合成が実現されるよう周波数領域での重み付け処理を実現する。

同様にブランチ＃２の適応フィルタ４１１_−２は、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γから供給されたタップ係数を用いて、Ａ／Ｄ変換器４５_−２から供給されたＩＦ信号に畳み込み演算を行い、周波数領域での重み付け処理を実現する。

適応フィルタ４１１_−１と４１１_−２は入出力信号もタップ係数も実数形式（複素数ではない）のトランスバーサル型のＦＩＲフィルタで構成される。

ブランチ＃１の適応フィルタ４１１_−１から出力された周波数領域での重み付け処理後のＩＦ信号は加算器４１８の被加算信号入力端子に供給される。一方、ブランチ＃２の適応フィルタ４１１_−２から出力された周波数領域での重み付け処理後のＩＦ信号は加算器４１８のもう一方の被加算信号入力端子に供給される。加算器４１８は、被加算信号入力端子に供給されたブランチ＃１とブランチ＃２のＩＦ信号をそれぞれ加算合成して出力する。

加算器４１８から出力された加算合成後のＩＦ信号は回り込みキャンセルのための減算器４１９の被減算信号入力端子に供給される。一方、減算器４１９の減算信号入力端子には、回り込みの複製信号を生成するための適応フィルタ４２２から出力されるＩＦ信号が入力される。

減算器４１９は、被減算信号入力端子に供給されたダイバーシティ合成後のＩＦ信号から、減算信号入力端子に供給された適応フィルタ４２２の出力信号を減算する処理を行なって出力する。

減算器４１９の減算出力端子から出力された回り込み波の複製信号を差し引いた後のＩＦ信号はＢＰＦ４２０に入力される。ＢＰＦ４２０に入力された回り込み波除去後のＩＦ信号は帯域制限された後に出力される。構成例１〜５と同様に、ＢＰＦ４２０の通過帯域は、希望波成分を減衰なく通過させると同時に回り込み伝搬路とダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを含む中継装置の本線信号経路すべての中で最も帯域幅を狭く設定する必要がある。ＢＰＦ４２０から出力された帯域制限後のＩＦ信号は３分配され、適応フィルタ４２２、直交復調器４３３Ｄ及びＤ／Ａ変換器４２８にそれぞれ供給される。

直交復調器４３３Ｄは、供給されたＩＦ信号を、サンプリング周波数がＦＦＴクロック周波数の４倍のＩ、Ｑ等価ベースバンド信号に変換して出力する。直交復調器４３３Ｄから出力されたＩ、Ｑ信号は、ＬＰＦ４３４ＤＩ、４３４ＤＱにそれぞれ入力される。

ＬＰＦ４３４ＤＩ、４３４ＤＱは、入力されたＩ、Ｑ信号に含まれる直交復調の際に生じたイメージ成分を除去すると共に、後段の間引き処理において折り返し歪が生じないように不要な信号成分を除去して出力する。

ＬＰＦ４３４ＤＩ、４３４ＤＱから出力されたＩ、Ｑ信号は間引き回路４３５Ｉ、４３５Ｑ（間引き率は４：１）にそれぞれ入力される。

間引き回路４３５Ｉ、４３５Ｑは、入力されたＩ、Ｑ信号に対して間引き処理を行い、そのサンプリング周波数をＦＦＴクロック周波数と同じ周波数に変換して出力する。間引き回路４３５Ｉ、４３５Ｑから出力されたＩ、Ｑ信号は、伝送路特性推定部４２１に入力される。

伝送路特性推定部４２１の動作は、構成例１と同じである。回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３γの動作は、構成例１における回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αの動作と大部分は同じであるが、以下の点で異なる。すなわち、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αはＩ、Ｑ等価べ一スバンド信号に対する複素適応フィルタ４２２Ｃ用の複素数のタップ係数を作成するのに対し、構成例６の回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３γでは、ＩＦ信号に対する適応フィルタ４２２用の実数のタップ係数を作成する必要があることである。したがって、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３γは、まず、構成例１における回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３αと同じ動作で複素数のタップ係数を作成した後、タップ係数の周波数変換及び実数化を行なって適応フィルタ４２２に供給する。

適応フィルタ４２２は、回り込みの複製信号を生成するため、回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３γから供給された実数のタップ係数を用いて、ＢＰＦ４２０から供給されたＩＦ信号に畳み込み演算を行なって出力する。適応フィルタ４２２から出力されたＩＦ信号は、減算器４１９の減算信号入力端子に供給される。

Ｄ／Ａ変換器４２８は、ＢＰＦ４２０から供給されたデジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換器４２８から出力されたアナログＩＦ信号はＢＰＦ４２９に供給される。

ＢＰＦ４２９以降（ＢＰＦ４２９、Ｕ／Ｃ４３０、ＢＰＦ４３１）の構成及び処理は構成例１と同じである。

また、構成例６に対して、構成例２に示したダイバーシティ合成用タップ係数生成部と回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なこと、及び構成例３に示したダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なことはいずれも明白である。

〔具体的な構成例７〕
図１４は本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの第７の構成例を示している。図１４において、図８に示した構成例１、図９に示した構成例２、図１０に示した構成例３、図１１に示した構成例４、図１２に示した構成例５及び図１３に示した構成例６の中の処理ブロックと同じ機能を有する処理ブロックには同じ参照番号を付して示してある。これまで説明してきた構成例１〜６は、図７に示すダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを適用したＳＦＮ放送波中継局全体の構成例における、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ４の具体的な構成を示したものである。一方、図１４に示す構成例７は、ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおけるＡＦＣ機能を、ＳＦＮ放送波中継局システムの中の受信変換や送信変換を含めた構成で実現するものである。また、構成例７は、図１３に示した構成例６と同様に、ダイバーシティ合成及び回り込みのキャンセルの処理をＩＦ信号の領域で行う形式としている。以下、その動作について説明する。

受信アンテナ１_−１と１_−２より出力された受信信号はフイーダーケーブルを通して、それぞれ受信フィルタ２_−１と２_−２に入力され、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分が除去される。

受信フィルタ２_−１と２_−２の出力信号は、それぞれ受信変換部３β_−１、３β_−２に入力され、そのレベルが一定になるようにＡＧＣ増幅された後、周波数変換されてＩＦ信号となり、それぞれ出力される。このＩＦ信号の中心周波数は、受信変換部３α_−１、３α_−２とは異なり、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴクロック周波数と等しい８．１２７ＭＨｚ（５１２／６３ＭＨｚ）とする。一方、ローカル信号発生器９Ｖで生成されたローカル信号は分配器１０に入力される。分配器１０は入力されたローカル信号を３分配して出力する。分配器１０から出力された３つのローカル信号は、受信変換部３β_−１、３β_−２及び送信変換部５βにそれぞれ供給される。受信変換部３β_−１、３β_−２及び送信変換部５βと、受信変換部３α_−１、３α_−２及び送信変換部５αは、出力あるいは入力するＩＦ信号の中心周波数が異なるため、必要とするローカル信号の周波数も異なる。したがって、ローカル信号発生器９Ｖとローカル信号発生器９は発振して出力するローカル信号の周波数が異なる。また、ローカル信号発生器９は固定周波数の発振回路で構成されるが、ローカル信号発振器９ＶはＡＦＣ部４１６Ａから供給される発振周波数制御信号に応じて発生させるローカル信号の周波数を変化させるＶＣＯやＶＣＸＯ等の可変周波数発振回路で構成される。

次に、受信変換部３β_−１、３β_−２より出力されたＩＦ信号は、ＢＰＦ４３_−１、４３_−２にそれぞれ入力される。また、受信変換部３β_−１、３β_−２は、ＡＧＣ増幅における利得制御量に関する情報をそれぞれダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２γに供給する。

ＢＰＦ４３_−１、４３_−２以降、ＢＰＦ４２９まで、及びＡＦＣ部４１６Ａまでは、構成例６と同じ構成で同じ処理が行われるため説明を省く。

ＢＰＦ４２９から出力されたＩＦ信号は送信変換部５βに供給される。送信変換部５βは、分配器１０から供給されたローカル信号を用いて、入力されたＩＦ信号をＲＦ帯に周波数変換し、その周波数を受信信号と同一とした後、一定レベルになるように増幅して出力する。なお、送信変換部５αと送信変換部５βは入力されるＩＦ信号の中心周波数が異なる。

送信変換部５βより出力されたＲＦ信号はＰＡ６に供給される。ＰＡ６は所望の出力の送信信号を得るため、入力されたＲＦ信号を電力増幅して出力する。

ＰＡ６より出力された送信信号は、送信フィルタ７に入力される。送信フィルタ７に入力された送信信号は帯域外の不要輻射成分が除去される。送信フィルタ７で帯域外の不要な成分が除去されて出力された送信信号は、フィーダーを通して送信アンテナ８に供給され電波となって放射される。

また、構成例７に対して、構成例２に示したダイバーシティ合成用タップ係数生成部と回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なこと、及び構成例３に示したダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部の構成を適用することが可能なことはいずれも明白である。

以上、７つの具体的な構成例を示したが、これら７つの構成例の各部を組み合わせたり、パラメータ等を変更したりした、様々な形態の他の実施例が考えられるが、それらはいずれも容易に考えられるため、ここでは説明を省く。

また、上記構成例１〜７では、各ブランチでＡＧＣ増幅器は独立に動作する構成になっている。したがって、受信変換部３α_−１の入力から伝送路特性推定部４１０_−１までの回路利得と、受信変換部３α_−２の入力から伝送路特性推定部４１０_−２までの回路利得は、受信変換部３α_−１の入力信号レベルと受信変換部３α_−２の入力信号レベルの比に依存して異なった値になる。一方、放送波中継システムで加わる雑音は、受信変換の初段のＬＮＡの熱雑音が支配的であり、親局波のＣ／Ｎが十分高ければ、受信信号のＣ／Ｎは受信変換の入力信号レベルで決定される。したがって、ダイバーシティ合成用の複素適応フィルタ４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２の特性は、各ブランチの受信信号の周波数振幅特性、すなわち、各ブランチの伝送路特性推定部が出力する伝達関数の振幅（本発明ではＭ_１（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ_ｓ，ｉ_ｃ）又はＭ_１（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）、Ｍ_２（ｉ’_ｓ，ｉ_ｃ）の絶対値）が、それぞれの周波数における信号のＣ／Ｎに比例するという仮定のもとに、合成後の信号のＣ／Ｎが最も大きくなるように（最大比合成）、それぞれの周波数ごとに決定される。そのために、受信変換の入力から伝送路特性推定部までの間の回路利得が、ブランチごとに異なると所望の合成特性を得ることができないという問題が生じる。そこで、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２α、４１２β、４１２γ、及びダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６は、各ブランチの各ＡＧＣ増幅器から入力した利得制御情報を元に、所望の合成特性が得られるようにブランチ間の回路利得の差を補正する処理を行うものとする。

図１５（ａ）〜（ｃ）に構成例１〜７で使用した直交復調器の構成を示す。図１６（ａ）〜（ｃ）に同じく構成例１〜７で使用した直交変調器の構成を示す。直交変復調器ともに、よく知られている構成であり、詳しい説明は省く。

構成例１〜７で使用した複素適応フィルタや適応フィルタは、トランスバーサル型のＦＩＲフィルタで構成されているとして説明を行った。トランスバーサル型の適応ＦＩＲフィルタに関しては、多くの文献、書物等で紹介されているので、ここでは詳しい説明を省く。また、本発明を具体化する場合において、複素適応フィルタや適応フィルタに使用可能なデジタルフィルタはトランスバーサル型に限定されるものではない。他の形式のデジタルフィルタも使用可能である。

本発明に関する以上の説明は、２ブランチの場合について具体的に行った。ｎブランチの場合に拡張、適用することは容易であり、具体的な説明は省く。

構成例１〜７に示す具体的な実施例では、信号処理を行う周波帯を低域に移動させるため、又は、一旦ＩＦ帯に周波数変換を行う実際の中継装置の構造に適合させるため、周波数変換処理を何度か行う構成となっている。一方、動作原理及び適応フィルタの制御法に関する説明及び数式においては、特に周波数変換の効果を含めていないが、周波数変換処理自体は、スぺクトルや伝達関数の単なる周波数シフトとして扱えるため、これまで説明してきた基本的な考え方に何ら影響を与えるものではなく、詳しい説明は省く。

構成例１〜７に示した実施例において、ダイバーシティ合成用タップ係数生成部４１２α、４１２β、４１２γや回り込みキャンセル用タップ係数生成部４２３α、４２３β、４２３γ、さらにダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部４３６は、ＤＳＰ（Ｄigital Ｓignal Ｐrocessor）やＦＰＧＡを用いた専用回路により容易に実現できるため、それ自体の具体的な回路の説明は省く。

本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを用いた中継局の原理的な構成を示すプロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいてＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法における制御の流れを示すフローチャートである。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいてＴＦｌ，ＴＦ２及びＴＦ３を同時に制御する方法における制御の流れを示すフローチャートである。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法での動作シーケンス及びタイミングの１例を示す図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、ＴＦｌ，ＴＦ２とＴＦ３を交互に制御する方法での動作シーケンス及びタイミングの他の例を示す図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、ＴＦｌ，ＴＦ２及びＴＦ３を同時に制御する方法での動件シーケンス及びタイミングの１例を示す図である。 ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを適用したＳＦＮ放送波中継局の構成例を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例１を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例２を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例３を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例４を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例５を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例６を示すブロック図である。 本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセラの構成例７を示すブロック図である。 図８〜１４に示した構成例１〜７で使用した各種直交復調器の構成を示すブロック図である。 図８〜１４に示した構成例１〜７で使用した各種直交変調器の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１_−１、１_−２ 受信アンテナ
２_−１、２_−２ 受信フィルタ
３α_−１、３α_−２、３β_−１、３β_−２ 受信変換
４ ダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ
５α、５β 送信変換
６ ＰＡ（電力増幅器）
７ 送信フィルタ
８ 送信アンテナ
９ ローカル信号発生器
１０ 分配器
４１_−１、４１_−２ ＢＰＦ
４２_−１、４２_−２ Ｄ／Ｃ（ダウンコンバータ）
４３_−１、４３_−２ ＢＰＦ
４４_−１、４４_−２ ＡＧＣ増幅器
４５_−１、４５_−２ Ａ／Ｄ変換器
４５Ｉ_−１、４５Ｉ_−２ Ｉ軸Ａ／Ｄ変換器
４５Ｑ_−１、４５Ｑ_−２ Ｑ軸Ａ／Ｄ変換器
４６Ｄｌ_−１、４６Ｄｌ_−２ デジタル直交復調器
４６Ｄ２_−１、４６Ｄ２_−２ デジタル直交復調器
４６Ａ_−１、４６Ａ_−２ アナログ直交復調器
４７ＤＩ_−１、４７ＤＩ_−２ Ｉ軸イメージ除去用デジタルＬＰＦ
４７ＤＱ_−１、４７ＤＱ_−２ Ｑ軸イメージ除去用デジタルＬＰＦ、
４７ＡＩ_−１、４７ＡＩ_−２ Ｉ軸イメージ除去用アナログＬＰＦ
４７ＡＱ_−１、４７ＡＱ_−２ Ｑ軸イメージ除去用アナログＬＰＦ
４８Ｉ_−１、４８Ｉ_−２ Ｉ軸間引き回路
４８Ｑ_−１、４８Ｑ_−２ Ｑ軸間引き回路・
４９_−１、４９_−２ 位相回転器
４１０_−１、４１０_−２ 伝送路特性推定部
４１１_−１、４１１_−２ 適応フィルタ
４１１Ｃ_−１、４１１Ｃ_−２ 複素適応フィルタ
４１２α、４１２β、４１２γ ダイバーシティ合成用タップ係数生成部
４１３、４１３Ｖ ローカル信号発生器
４１４ 分配器
４１５ タイミング再生部
４１６Ｄ１、４１６Ｄ２、４１６Ａ ＡＦＣ部
４１７ 周波数極性反転回路
４１８ 加算器
４１８Ｉ Ｉ軸加算器
４１８Ｑ Ｑ軸加算器
４１９ 減算器
４１９Ｉ Ｉ軸減算器
４１９Ｑ Ｑ軸減算器
４２０ 狭帯域ＢＰＦ
４２０Ｉ Ｉ軸狭帯域ＬＰＦ
４２０Ｑ Ｑ軸狭帯域ＬＰＦ
４２１ 伝送路特性推定部
４２２ 適応フィルタ
４２２Ｃ 複素適応フィルタ
４２３α、４２３β、４２３γ 回り込みキャンセル用タップ係数生成部
４２４ 位相回転器
４２５Ｉ Ｉ軸オーバーサンプリング回路（Ｉ軸アップサンプル回路）
４２５Ｑ Ｑ軸オーバーサンプリング回路（Ｑ軸アップサンプル回路）
４２６ＤＩ デジタルＩ軸補間フィルタ
４２６ＤＱ デジタルＱ軸補間フィルタ
４２６ＡＩ アナログＩ軸補間フィルタ
４２６ＡＱ アナログＱ軸補間フィルタ
４２７Ｄ１ デジタル直交変調器
４２７Ｄ２ デジタル直交変調器
４２７Ａ アナログ直交変調器
４２８ Ｄ／Ａ変換器
４２８Ｉ Ｉ軸Ｄ／Ａ変換器
４２８Ｑ Ｑ軸Ｄ／Ａ変換器
４２９ ＢＰＦ
４３０ Ｕ／Ｃ（アップコンバータ）
４３１ ＢＰＦ
４３２ ＮＣＯ
４３３Ｄ デジタル直交復調器
４３４ＤＩ Ｉ軸イメージ除去用デジタルＬＰＦ
４３４ＤＱ Ｑ軸イメージ除去用デジタルＬＰＦ
４３５Ｉ Ｉ軸間引き回路
４３５Ｑ Ｑ軸間引き回路
４３６ ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用タップ係数生成部
４６Ｄｌ＿１ Ｉ軸デジタル乗算器
４６Ｄ１＿２ Ｑ軸デジタル乗算器
４６Ｄｌ＿３ ＣＯＳ波データ発生器
４６Ｄｌ＿４ −ＳＩＮ波データ発生器
４６Ｄ２＿１ Ｉ軸デジタル乗算器
４６Ｄ２＿２ Ｑ軸デジタル乗算器
４６Ａ＿１ 分配器
４６Ａ＿２ 分配器
４６Ａ＿３ アナログ乗算器
４６Ａ＿４ アナログ乗算器
４６Ａ＿５ ９０度移相器
４２７Ｄｌ＿１ Ｉ軸デジタル乗算器
４２７Ｄ１＿２ Ｑ軸デジタル乗算器
４２７Ｄｌ＿３ デジタル加算器
４２７Ｄ１＿４ ＣＯＳ波データ発生器
４２７Ｄｌ＿５ ＳＩＮ波データ発生器
４２７Ｄ２＿１ デジタル乗算器
４２７Ｄ２＿２ デジタル乗算器
４２７Ｄ２＿３ デジタル加算器
４２７Ａ＿１ アナログ乗算器
４２７Ａ＿２ アナログ乗算器
４２７Ａ＿３ アナログ加算器
４２７Ａ＿４ 分配器
４２７Ａ＿５ ９０度移相器

Claims (9)

1. 複数のブランチを有するＯＦＤＭ信号用のダイバーシティ受信手段と回り込みキャンセル手段を有するダイバーシティ受信用回り込みキャンセラにおいて、
   前記ダイバーシティ受信手段が、
   各ブランチに、それぞれの受信信号を入力して観測することにより当該ブランチの伝送路特性を算出して出力する伝送路特性観測手段と、
   前記受信信号を入力して、これらの信号に周波数特性の重み付け処理を行なって出力する適応フィルタ手段と、
   各ブランチの前記適応フィルタ手段の出力信号を入力して、これらの出力信号を加算合成して出力する合成手段と、
   前記各ブランチの伝送路特性観測手段が出力する伝送路特性データに基づいて前記各ブランチの適応フィルタ手段に与えるタップ係数を算出し、前記適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記各適応フィルタ手段のタップ係数を更新するダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段とを有し、
   前記回り込みキャンセル手段は、
   前記ダイバーシティ受信手段が出力するダイバーシティ合成後の受信信号を入力して、実質的に回り込み波をキャンセルして出力するために、
   前記ダイバーシティ受信手段からのダイバーシティ合成後の出力信号を入力すると共に、実質的に前記入力信号が被減算信号端子に供給され、減算信号端子には回り込み信号の複製信号が入力され、前記入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する減算手段と、
   前記減算手段の出力信号を入力すると共に、回り込み伝送路特性を付加することにより、回り込み波の複製信号を生成して前記減算手段の減算端子に供給する適応フィルタ手段と、
   前記減算手段の出力信号を入力して、系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段と、
   前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段と前記回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段から、又は、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段及び前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段と前記回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段から、前記回り込みキャンセル用の適応フィルタ手段のタップ係数を作成するのに必要な周波数特性データを入力して、前記回り込みキャンセル手段用の適応フィルタ手段のタップ係数を算出し、前記適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記回り込みキャンセル手段用の適応フィルタ手段のタップ係数を更新する回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段と、
   を有することを特徴とするダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
2. 前記ダイバーシティ受信手段が、
   各ブランチに、それぞれの受信信号を入力して観測することにより当該ブランチの伝送路特性を算出して出力する伝送路特性観測手段と、
   前記受信信号を入力して、これらの信号に周波数特性の重み付け処理を行なって出力する適応フィルタ手段と、
   各ブランチの前記適応フィルタ手段の出力信号を入力して、これらの出力信号を加算合成して出力する合成手段とを有すると共に、
   前記回り込みキャンセル手段が、
   前記ダイバーシティ受信手段からのダイバーシティ合成後の出力信号を入力すると共に、実質的に前記入力信号が被減算信号端子に供給され、減算信号端子には回り込み信号の複製信号が入力され、前記入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する減算手段と、
   前記減算手段の出力信号を入力すると共に、回り込み伝送路特性を付加することにより、回り込み波の複製信号を生成して前記減算手段の減算端子に供給する適応フィルタ手段と、
   前記減算手段の出力信号を入力して、系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段とを有し、さらに、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段及び前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段より周波数特性データを入力し、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタ手段と前記回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段に与えるタップ係数を算出し、前記各適応フィルタ手段に前記タップ係数を出力して、前記各適応フィルタ手段のタップ係数を更新するダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段を有し、該ダイバーシティ合成用及び回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段は、前記ダイバーシティ合成用適応フィルタ特性制御手段及び前記回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段の代わりに設けられることを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
3. 前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の観測タイミングを各ブランチ間で一致させると共に、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを各ブランチ間で一致させ、さらに、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の伝送路特性の観測及び前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新動作と、前記回り込みキャンセル手段における伝送路特性観測手段の伝送路特性の観測及び前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新動作を交互に行うことで、前記回り込みキャンセル手段が、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数の更新処理が引き起こす回り込み特性の変化を、送信アンテナから各ブランチの受信アンテナまでの回り込み伝搬路特性の変化と合わせて検出して補正するように、前記ダイバーシティ受信手段の各部の動作タイミングと前記回り込みキャンセル手段の各部の動作タイミングを制御することを特徴とする請求項１又は２に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
4. 前記タイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段の観測タイミングを各ブランチ間で一致させると共に前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを各ブランチ間で一致させ、さらに、前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの伝送路特性観測手段による伝送路特性の観測と前記回り込みキャンセル手段における伝送路特性観測手段による伝送路特性の観測を同じタイミングで行うと共に前記ダイバーシティ受信手段における各適応フィルタ手段のタップ係数更新動作と、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新動作を同じタイミングで行うダイバーシティ受信用回り込みキャンセラであって、
   前記回り込みキャンセル用適応フィルタ特性制御手段は、
   前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段が供給する周波数特性データに対してハイパスフィルタ処理を行い、希望波成分を除去した後に、前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段が供給する周波数特性データで除算することで、各ブランチの回り込み特性を直接検出して、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数を生成することを特徴とする請求項１に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
5. 前記ダイバーシティ受信手段における各ブランチの適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングと、前記回り込みキャンセル手段における適応フィルタ手段のタップ係数更新タイミングを、ＯＦＤＭ信号のガードインターバル期間と一致させることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
6. 前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの伝送路特性観測手段と前記回り込みキャンセル手段の伝送路特性観測手段の少なくとも一方が、ＯＦＤＭ信号に含まれるＳＰシンボルの観測値と、データキャリアシンボルの観測値とそのデータキャリアシンボルの判定値との差分値の少なくとも一方を使用して周波数特性データを算出することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
7. 前記回り込みキャンセル手段において、入力信号から回り込み信号成分を除去して出力する前記減算手段の出力に、バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンドでの処理においてはローパスフィルタ手段が追加され、前記バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンドでの処理においてはローパスフィルタ手段の出力が、回り込み波の複製信号を作成して前記減算手段の減算端子に出力して供給する適応フィルタ手段及び系の総合伝達関数を算出して出力する回り込みキャンセル手段用の伝送路特性観測手段に供給されるよう変形され、さらに、前記バンドパスフィルタ手段又は等価ベースバンド処理ではローパスフィルタ手段の通過帯域幅が、伝送すべき信号の帯域より広く、かつ回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段及び回り込み伝搬路を含む信号系としてのダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを備えた中継放送機の信号系に用いられる全ての帯域幅の中で、最も狭く設定されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
8. 前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタ手段に、又は、前記回り込みキャンセル手段の減算手段の出力に追加された前記バンドパスフィルタ手段もしくは等価ベースバンド処理においてはローパスフィルタ手段に、親局波に含まれるマルチパス遅延波の遅延時間より長い遅延を付加することで、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチに入力される受信信号に含まれる回り込み波の遅延時間を前記親局波に含まれるマルチパス遅延波の遅延時間より長くすると共に、各ブランチの前記伝送路特性観測手段が出力する伝送路特性データに含まれる回り込みに起因する成分と前記親局波に含まれるマルチパス遅延波に起因する成分を、双方の遅延時間差を利用して分離し、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチの適応フィルタにダイバーシティ合成のための正確な周波数特性を設定すると共に、前記ダイバーシティ受信手段の各ブランチに対する正確な回り込み伝搬路特性を算出して、前記回り込みキャンセル手段の適応フィルタ手段に最適な周波数特性を設定することを特徴とする請求項７に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラ。
9. 単一周波数ネットワークにて放送波中継する中継装置において、当該中継装置が、請求項１〜８のいずれか一項に記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセラを備えたことを特徴とする中継装置。

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