CN101278495A - 过采样和横向均衡器 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提高抽头系数的计算精度，增大均衡器的均衡能力，均衡器(1)包括：计算每个符号间隔的抽头系数的单元(2)；利用该计算结果，并通过插值求出包含符号间隔的抽头系数的过采样所必需的抽头系数的单元(3)；利用单元(3)的输出进行输入信号的均衡的单元(4)；将单元(4)输出的采样间隔的数据间拔成符号间隔的数据的单元(5)。

Description

过采样和横向均衡器

技术领域

本发明涉及通信系统中的接收信号的均衡方式，还具体涉及例如被使用在使用了多值QAM调制的无线接收装置的解调部中的过采样和横向均衡器。

背景技术

在数字无线通信系统中，多值QAM(正交振幅调制)方式由于能在被限制的频带传送较多的信息而被广泛使用。在该多值QAM方式中，由分别具有多值(2值、4值、…、n值)振幅的基带信号对相位有π/2不同(正交)的两个载波进行抑制载波AM调制，并发送合成的信号，在接收侧，使接收信号通过用于除去例如不需要的信号的接收滤波器之后转换成中频(IF)信号，并且为了补偿在传输路径上产生的失真等通过可适应传输路径的状态的均衡器进行信号的均衡，之后进行解调。

图14例如是被使用在使用了多值QAM调制的数字CATV接收装置等的解调部上的过采样和横向均衡器的现有例。该现有例中，在专利文献1公开的插值生成误差信号的过采样和横向均衡器上应用了例如4倍过采样。

在图14中，FF100是在采样时钟进行动作的、例如是在采样时钟的上升沿锁存输入数据的触发器。延迟器101对输入信号进行延迟，以使作为输入信号的由延迟器101产生的延迟结果的数据D(或者极性信号)、和基于均衡器的输出与目标信号之间的比较结果的误差信号E(都被输入到乘法器102)在中心抽头成为同一时刻的数据。五个延迟器101的延迟时间是相同的。即，向最靠近输入侧的乘法器106提供当前的输入信号，应与其进行乘法运算的积分器105的输出相当于中心抽头的抽头系数。

基于目标信号和均衡器的输出的差，由误差信号识别部103生成符号间隔的误差信号En，基于该符号间隔的误差信号En的值，通过误差插值部104使用滤波器插值、直线插值等各种方法插值生成在过采样所必需的时刻的误差数据作为误差信号E，作为采样时钟动作、即采样间隔的误差数据E，通过乘法器102与输入识别数据D或者由该FF100产生的延迟结果的信号进行乘法运算并被输出。即，五个延迟器101输出的识别信号以采样间隔进行变化，通过插值生成应与该识别信号进行乘法运算的误差数据。

乘法器102的输出通过积分器105进行积分，该积分结果通过乘法器106与输入信号、或者输入信号通过了FF100之后的信号进行乘法运算，这些乘法运算结果通过加法器107进行加法运算，然后通过速率转换器108进行1/4间拔，并作为均衡器的输出而被输出。另外，由于该速率转换器108的输入、即加法器107的输出为采样时钟动作，因此通过在速率转换器108的内部例如包括以符号时钟间隔进行动作的触发器，速率转换器108的输出变为符号间隔。另外，该现有例由于从均衡前的信号取出被输入到积分器105的前级的乘法器102的极性信号，因此是适用被称为MZF(改进迫零)法的均衡方式。并且在图14的现有例中的目标信号相当于在如后所述的图15的信号波形中+2、+1、-1、以及-2。

专利文献1：日本专利文献特开平5-90896号「オ一バ一サンプリングトランスバ一サル等化器」。

在图14的现有例中，由于通过误差插值部104插值生成在过采样所必需的时刻的误差数据，因此存在如下问题：未必能够计算出正确的误差数据，基于该误差数据而计算出的抽头系数的精度也下降，均衡器的均衡性能变坏。

图15是该问题的说明图。为了使过采样均衡器以高精度进行动作，而为本来需要的误差数据是在每个采样点的信号的理想包络线和实际包络线的差，即由图15的白色箭头和黑色箭头表示的差。例如，在图14的现有例中，仅求出眼图开口部的误差数据，即，使用白色箭头通过插值求出过采样所需要的误差数据、即黑色箭头的差量，但是该方法不能正确反映实际包络线的轨迹。即，存在如下问题：例如即使是发生相同失真的情况下，如果包络线的轨迹不同则按理能够得到不同的误差数据，在现有例中由于使用插值而不能反映误差数据的实际包络线的轨迹变化，不能计算出正确的误差数据。

发明内容

本发明的目的在于，基于符号间隔的抽头系数，即与图15的眼图开口部相对应的抽头系数的计算结果，通过插值从符号间隔的抽头系数求出过采样所需要的抽头系数，由此提高过采样横向均衡器的均衡精度。

本发明的过采样和横向均衡器，其特征在于，包括：抽头系数计算单元，计算每个符号间隔的抽头系数；抽头系数插值单元，使用该抽头系数计算单元输出的符号间隔的抽头系数，通过插值求出包含该符号间隔的抽头系数的过采样所必需的抽头系数；以及滤波器单元，使用通过该抽头系数插值单元求出的抽头系数，进行相对于输入信号的均衡。

在发明的实施方式中，还包括滤波器输出间拔单元，将滤波器单元输出的采样间隔的数据间拔成符号间隔的数据，来作为过采样和横向均衡器的输出，抽头系数计算单元能够对目标信号和该滤波器输出间拔单元的输出进行比较，并基于比较结果计算符号间隔的抽头系数。

另外，在实施方式中，也能从均衡器的输入侧得到符号间隔的抽头系数的计算所必需的识别数据(MZF法)，或者也能从均衡器的输出侧、即滤波器输出间拔单元的输出得到。

根据如上所述的本发明，代替通过插值生成在过采样所必需的时刻的误差数据，并使用被生成的误差数据计算采样时钟间隔的抽头系数，而是基于符号间隔的抽头系数的计算结果通过插值直接求出在过采样所必需的时刻的抽头系数，由此可提高抽头系数的计算精度，并改善过采样和横向均衡器的均衡性能，由此能够有助于提高在例如使用QAM调制方式的通信系统中的通信性能。

附图说明

图1是本发明的过采样和横向均衡器的原理结构框图；

图2是本发明的过采样和横向均衡器所使用的QAM解调部的整体结构框图；

图3是本发明第一实施例的基本结构框图；

图4是第一实施例的详细结构框图；

图5是说明在第一实施例的误差信号和极性信号的时刻对应的图；

图6是第一实施例的积分器的结构例；

图7是第一实施例的插值滤波器的结构例；

图8是图7的插值滤波器的动作的说明图；

图9是表示图7的插值滤波器的脉冲响应的图；

图10是表示抽头系数插值部的详细结构例的图；

图11是第一实施例的抽头系数输出之前的动作时序图；

图12是本发明第二实施例的基本结构框图；

图13是第二实施例的详细结构框图；

图14是过采样和横向均衡器的现有例的结构框图；

图15是图14中的现有例的问题的说明图。

具体实施方式

图1是本发明的过采样和横向均衡器的原理结构框图。在该图中，过采样和横向均衡器至少包括抽头系数计算单元2、抽头系数插值单元3、以及滤波器单元4，另外还可以包括滤波器输出间拔单元5。

抽头系数计算单元2对每个符号间隔的抽头系数进行计算，抽头系数插值单元3使用作为上述计算结果的每个符号间隔的抽头系数，通过插值求出包括符号间隔的抽头系数在内的、过采样所必需的抽头系数，滤波器单元4使用由抽头系数插值单元3求出的抽头系数，进行对输入信号的均衡。

滤波器输出间拔单元5将滤波器单元4输出的采样时钟间隔的数据间拔成符号间隔的数据(速率转换)作为过采样和横向均衡器的输出，在本发明中，抽头系数计算单元2还可以包括误差信号识别部，对滤波器输出间拔单元5的输出和目标信号进行比较，并基于比较结果输出误差信号。

在如后所述的第一实施例中，如图1的虚线所示，抽头系数计算单元2除了误差信号识别部之外，还包括输入信号间拔部，将作为滤波器单元4的输入的、采样时钟间隔的数据间拔(速率转换)成符号间隔的数据；以及输入信号识别部，从输入信号间拔部的输出提取识别信号，并且所述抽头系数计算单元2也能够使用所述误差信号识别部的输出和输入信号识别部的输出计算出符号间隔的抽头系数。此时输入信号间拔部和输入信号识别部的位置可以相反。

在如后所述的第二实施例中，抽头系数计算单元2除了所述的误差信号识别部之外还包括从滤波器输出间拔单元5的输出提取识别信号的输出信号识别部，所述抽头系数计算单元2也能够使用该输出信号识别部的输出和误差信号识别部的输出计算符号间隔的抽头系数。

图2是被本发明的过采样和横向均衡器使用的、使用了多值QAM调制的接收装置中的解调部的整体结构框图。该解调部的工作的整体与本发明的过采样和横向均衡器的动作没有直接关系，但是为了说明本发明的位置，下面对该解调部的动作的内容进行说明。

在图2中，IF信号的输入被提供给A/D转换器10，IF信号被数字化。该IF信号是被频带传送的信号，在某个频带内具有梯形形状的频谱。为了判断被数字化的IF信号的能量(power)比期望的值大还是小，对RF侧的放大器的增益进行调整，将被数字化的信号提供给自动增益控制器(AGC)11。

为了将A/D转换器10的输出信号分成I信道和Q信道，通过乘法器12与Cos(ωt)进行乘法运算，通过乘法器16与Sin(ωt)进行乘法运算。在这里，使用IF信号频谱的梯形中心频率作为与各个频率ω相对应的频率。为了通过混频生成高频和低频的频率信号，分别将乘法器12、16的输出提供给低通滤波器(LPF)13、17，滤除高频的分量后，分别提供给内插器14、18。

内插器14、18分别进行对I信道、Q信道的时刻(timing)再现，该时刻再现由从CLK部20发出的控制信号控制。在图2的解调器中，使用配置在后级的补偿器提供的错误信号，并通过使用了CLK部20的内部的环路滤波器的数字PLL的动作，生成用于修正时刻误差的控制信号，并将该控制信号提供给两个内插器14、18。

被时刻再现的I信道、Q信道的信号分别被输入给根奈奎斯特滤波器(Root-Nyquist filter)15、19。该滤波器也被设置在发送侧，在发送侧和接收侧进行作为奈奎斯特滤波器的频带限制。

将被频带限制的信号提供给复数FIR滤波器。该复数FIR滤波器21还与配置在后级的复数FIR滤波器23一起作为线性补偿器(均衡器)进行动作。复数FIR滤波器21主要用于除去在期望波的前侧存在重影时、即前重影时(非最小相位时)的干涉波，并将该输出提供给蝶形运算器22。

蝶形运算器22通过来自CR部24的控制信号修正载波频率的误差，并进行载波再现。即，根据解调后的I信道和Q信道的输出信号产生的星座图的旋转检测出载波频率的偏差，并向停止星座图的旋转的方向进行对蝶形运算器22的控制。这里所说的星座图，例如表示的是以4QAM(QPSK)中的矢量图上的4点为顶点的四角形的配置，在该四角形的4个角度全部是90度的情况下，判断星座图的倾斜度是0，当不是90度、四角形发生倾斜的情况下，判断星座图是倾斜的。载波再现电路通过对该倾斜度(瞬时的相位误差)进行积分求出频率误差。

将蝶形运算器22的输出提供给作为后级线性均衡器的多个FIR滤波器23。该滤波器主要用于除去在期望波的后侧存在重影时、即后重影时(最小相位时)的干涉波。分别由抽头系数计算部26、27计算的抽头系数被提供给两个滤波器21、23。识别、误差信号生成部25生成的识别信号和误差信号被提供给两个抽头系数计算器26、27。

如后所述，在适用ZF(迫零)法的情况下，作为解调部的输出的I信道、Q信道的输出信号被使用在误差数据、识别数据的生成上，另外，在适用MZF(改进迫零)法的情况下，被使用在误差数据的生成上。另外，将对整体上构成补偿器的两个滤波器中的前级的复数FIR滤波器21的I信道和Q信道的输出信号被提供给识别、误差信号生成部25，并使用在适用MZF法时的识别数据的生成上。另外，作为后述实施例的过采样和横向均衡器相当于在图2中作为后级的线性均衡器的复数FIR滤波器23。如后所述，这个是用于使中心抽头冒头。

在这里对适用ZF法和MZF法的观点进行说明。在ZF法中，由于识别信号也从均衡器的输出中取出，因此在如通信环境恶劣、符号间干涉严重的条件下，为了使用尚未结束均衡动作的均衡器的输出，有时适当地不进行引入。因此，MZF法的观点是：如果均衡器没有进行适当的动作，则优选首先从均衡器的输入中取出识别信号。

但是，在MZF法中由于使用均衡前的信号，因此存在均衡器中残留收敛误差、星座图的倾斜度变大的倾向(收敛时的BER特性与ZF法相比有变坏的倾向)。因此，通常通过在引入的最初阶段适用MZF法，并在引入的最后阶段切换成ZF法，最终能够得到星座图小(BER特性变化少)的均衡输出。

图3是使用MZF法的过采样和横向均衡器的第一实施例的基本结构框图。在该图中，均衡器包括数字滤波器30，进行对输入信号的均衡作用；抽头系数插值部31，通过插值求出相对于数字滤波器30的符号间隔，即包含与各个符号相对应的抽头系数在内、并除在图15中对眼图开口部的抽头系数以外的、过采样所必需的抽头系数，并提供给数字滤波器30；抽头系数计算部32，使用例如LMS(最小均方)算法计算出符号间隔的抽头系数，并将该计算结果提供给抽头系数插值部31；输入信号间拔部33，对输入信号、即采样时钟间隔的信号进行间拔并取出符号间隔的信号(速率转换用)；输入信号识别部34，从输入信号间拔部33的输出求出识别信号的值，并提供给抽头系数计算部32；滤波器输出间拔部35，从数字滤波器30输出的采样时钟间隔的信号中取出符号间隔的信号(速率转换用)；误差信号识别部36，对作为滤波器输出间拔部35的输出的符号间隔的信号与目标信号的值进行比较，并将基于该比较结果的识别误差信号提供给系数计算部32。在这里，如果将本实施方式的均衡器适用在由16QAM的I信道和Q信道具有的四值的振幅的信号上，则目标信号为+2、+1、-1、-2四点。

如前所述，图3是使用了MZF法的均衡器的实施例，误差信号是使用均衡器的输出而生成的，另外，识别信号是使用均衡器的输入而生成的。另外，如果使符号时钟的频率为f，使采样时钟的频率为其n倍的nf，则输入信号间拔部33从频率nf的信号生成频率f的信号，滤波器输出间拔部35也是从频率nf的信号生成频率f的信号。

作为输入信号识别部34提供的识别信号，例如在16QAM中可以仅使用表示信号比中间电平大或小的极性信号，但是在多值QAM中还可以使用例如如+2、-2这样加权的值。并且，也可以使在图3中的输入信号间拔部33和输入信号识别部34的顺序相反。

另外，本发明的权利要求1中的抽头系数计算单元相当于如在权利要求2、3等那样在抽头系数计算部32上添加了误差信号识别部36、输入信号间拔部33、以及输入信号识别部34之后的部件。

图4是过采样和横向均衡器的第一实施例的详细结构框图。在该图中，均衡器除了抽头系数插值部31、误差信号识别部36之外，例如还包括五个延迟器40，用于使从均衡器的输入信号求出的识别信号和从均衡器的输出求出的误差信号的时刻相同；五个Ffsym 41，是用于以符号间隔、例如在符号时钟的上升沿将延迟器40的输出锁存的触发器；五个乘法器42，对Ffsym 41的输出和从均衡器的输出求出的误差信号进行乘法运算；五个积分器43，对各个乘法器42的输出进行积分，并将该结果提供给抽头系数插值部31；十六个FF 44，以采样间隔、例如在采样时钟的上升沿锁存输入数据，并由四个串联结构使信号延迟仅符号间隔量；十七个乘法器45，对从抽头系数插值部31输出的抽头系数T1到T17和输入信号或十六个FF 44的输出进行乘法运算；加法器46、47、以及48，用于对十七个乘法器45的输出进行加法运算；FF 49、50、以及51，分别用于例如在采样时钟的上升沿对加法器46、47、以及48的输出进行锁存；速率转换器52，对FF 51的输出进行四分之一间拔；以及触发器Ffsym 53，被插入在误差信号识别部36和五个乘法器42之间，例如在符号时钟的上升沿进行动作。

如前所述五个延迟器40是为了使被提供给最靠近输入的乘法器42的识别信号和误差信号的时刻相同而被插入的，全都具有相同的延迟量。并且，为了实现用于实现在图11中说明的动作时序图的、在实际执行中所需要的延迟，使用以三个采样间隔进行动作的触发器49～51以及以符号间隔进行动作的触发器53。

对在图3的基本结构图中的各个模块和图4的详细结构图中的各个模块的基本对应关系进行说明。图4的五个延迟器40兼做进行输入信号识别的输入信号识别部34。存在的五个FFsym41其全部相当于输入信号间拔部33。乘法器42和积分器43的组合的全部相当于抽头系数计算部32。速率转换器52相当于滤波器输出间拔部35。除去了这些各个模块和抽头系数插值部31、以及误差信号识别部36后的全部结构要素相当于数字滤波器30。

图5是延迟器40的信号延迟动作的说明图。如前所述，五个延迟器40具有相同的延迟量，通过该延迟实现符号间隔的抽头系数的计算。另外，在图5中，为了说明基本的动作，省略了图4的FF 49～51和Ffsym53。

即，在图5中，延迟器40的延迟量被确定为：使得从输入信号直接经由延迟器40、Ffsym 41而提供给乘法器42的识别信号(极性信号)D1和从均衡器的输出求出的误差信号En为同一时刻。输入信号和抽头系数经由被输入的乘法器45、加法器46、48、速率转换器52等成为均衡器输出信号，由该输出信号求出误差信号，作为误差信号En被提供给乘法器42之前的误差信号的路径中的延迟时间被确定为延迟器40的延迟量，并且例如由最靠近输入侧的积分器43将抽头系数E提供给抽头系数插值部31。

输入信号通过了4个FF 44之后，被延迟器40施加相同的延迟量，并作为识别信号被提供给从输入侧看第二个乘法器42。即，该识别信号D2是一个符号量前(过去)的识别信号，通过乘法器42与从当前时刻的均衡器输出求出的误差信号En进行乘法运算，并由积分器43将符号间隔的抽头系数D提供给抽头系数插值部31。

对图4的第一实施例的动作进行进一步的详细说明。图6是图4中的积分器43的结构例。在该图中，积分器43由加法器55和以符号间隔进行动作的触发器Ffsym 56构成，反复进行使图4的乘法器42的输出和锁存在Ffsym 56中的内容之间的加法运算结果例如与符号时钟的上升沿同步地锁存在Ffsym 56中的动作，并将该结果作为每个符号间隔的抽头系数A、B、C、D、以及E输出给抽头系数插值部31。

图7是作为图4的抽头系数插值部31的主要构成要素的插值滤波器的结构框图。如后所述，在抽头系数插值部31使用五个这样的插值滤波器，并输出图4的抽头系数T1～T17。具体的在图10中进行说明。

在图7中的插值滤波器包括：抽头表58，与按照每个符号间隔被图4的积分器43输出的抽头系数A、B、C、D、以及E的输入相对应，存储用于插值过采样所必需的抽头系数的数据；五个乘法器59；以及加法器60，对这些乘法器59的输出进行加法运算。在抽头表58中存储与应该向五个乘法器59输出的从t1到t5的数据，该数据是在与过采样的采样时钟的周期以相同间隔仅变化π/2的相角，即，使符号的间隔为2πrad时，与0、π/2、π、以及3π/2rad的相角的输入相对应的数据，从抽头表58输出的这些数据通过乘法器59与图10说明的提供给输入a～e的符号间隔的抽头系数A、B、C、D、以及E进行乘法运算，对这些乘法运算的结果进行加法运算并从加法器60输出。如要在图10说明的，对五个插值滤波器的输入a～e是不同的，与该输入相对应，抽头系数T1～T17对应于相角的值而被输出。

图8是插值滤波器的动作的说明图。从图7的抽头表58输出t1～t5来作为抽头表的输出，但是，这些输出的值与被输入到抽头表58的相角的值相对应而唯一地被决定。在图8中，从上面的开始的4行、相角从0到3π/2的部分用于对五个插值滤波器中的第一插值滤波器的动作进行说明。即，在相角为0时，提供符号间隔的抽头系数C作为输入a、提供抽头系数B作为输入b、提供抽头系数A作为输入c、同时提供“0”作为输入d和输出e，由于仅抽头表的输出中的t3为“1”，其他的为“0”，因此输出A作为抽头系数T1。

当提供相角π/2时，作为抽头系数T2，该插值滤波器将-0.1145×C+0.2938×B+0.8982×A作为被插值的相对于过采样间隔的抽头系数T2而输出，下面，在相角为π、3π/2时，同样输出T3、T4作为被插值的抽头系数。即，由于本发明的均衡器使用了4倍过采样，因此在符号间隔的抽头系数之间需要三个抽头系数。在相角为“0”时，输出符号点的抽头系数，由如下位置的抽头输出系数，所述位置在π/2时距离符号点一个采样时钟、在π时距离两个采样时钟、在3π/2时距离三个采样时钟。

图8的下个4行说明的是第二个插值滤波器的动作。对该第二插值滤波器提供D作为输入a，提供C作为b，提供B作为c，提供A作为d，提供“0”作为e，在相角为“0”时将抽头系数T5、在π/2时将T6、在π时将T7、在3π/2时将T8作为被插值的抽头系数而输出。同样下一个四行和其后下一个四行说明的是第三、第四插值滤波器的动作，最后的相角为0的行说明的是对第五插值滤波器的动作。即，如后所述，第五插值滤波器仅相角为“0”时进行动作，使符号间隔的抽头系数E作为抽头系数T17而输出。另外，该抽头系数T17是中心抽头的抽头系数。

图9是用于提供图8的抽头表输出的插值滤波器的脉冲响应的说明图。根据图9的脉冲响应，抽头表的输出值t1到t5如下确定。首先，在相角为0时，在横轴的相角0的值中的脉冲响应的增益为“1”被作为t3的值，从那里向右、即向增加侧的4个刻度，即距离2πrad和4πrad(8个刻度)的增益的值被作为t4和t5的值。另外，在左侧即在减少侧距离2πrad和4πrad的点的增益被作为t2和t1的值。

在相角为π/2rad的时候，距离相角为0的位置的向右一个刻度的三角形标记的增益的值被作为t3，从那里向右偏离2π、4πrad的三角形标记的点的增益的值被作为t4和t5。另外，向左侧偏离了2π和4πrad的点的增益的值被作为t2和t1。相角为π和3π/2时的抽头表输出的值也同样地求出。

图9的脉冲相应被表现为偶函数，通过对该脉冲响应导入与滤波器的延迟相对应的时间延迟，能够得到具有因果性的脉冲响应。无论如何，预先将抽头表烧结在例如ROM中，其中所述抽头表存储有用于计算由该脉冲响应决定的插值数据、即符号点以外的过采样所必需的抽头系数的插值数据，通过例如计数器对相当于相角的π/2rad间隔的过采样的采样时钟进行计数，并根据该计数值切换抽头表的输出，由此实现在图8说明的插值滤波器的动作。

图10是图4的抽头系数插值部的详细结构框图。如前所述，抽头系数插值部31具有五个由在图7中说明过的插值滤波器，即由抽头表58、五个乘法器59、以及加法器60构成的插值滤波器，作为各个插值滤波器的输出的加法器60的输出被输入到选择器62，选择器62根据相角的值向4个Ffsym 63中的任一个输出加法器60的输出，被Ffsym 63锁存的数据进而分别被Ffsym 64锁存后作为抽头系数而被输出。

在这里，Ffsym 63和64是分别以符号时钟间隔进行动作的触发器。但是，用于该动作的时钟不是符号时钟，而是根据需要使过采样的采样时钟的一个时钟为单位，使符号时钟时间地移动。4个Ffsym 63用于根据相角使从选择器62输出的加法器60的加法运算结果以符号间隔进行锁存，另外，Ffsym 64是为了在同一时刻更新所有的抽头系数而将锁存在4个Ffsym 63中的数据在同一时刻进行锁存、并以符号间隔进行动作的触发器。

如图8的说明所示，提供C、B、A、“0”、“0”作为五个插值滤波器中的第一插值滤波器的输入a、b、c、d、e，从该插值滤波器的后级的Ffsym 64输出抽头系数T1～T4。

同样，向第二插值滤波器提供D、C、B、A、“0”作为输入，从四个Ffsym 64输出抽头系数T5～T8，向第三插值滤波器提供E、D、C、B、A作为输入，并输出抽头系数T9～T12，向第四插值滤波器提供“0”、E、D、C、B作为输入，并输出抽头系数T13～T16。向第五插值滤波器提供“0”、“0”、E、D、C作为输入，该插值滤波器仅在相角为0rad时输出加法器60的加法运算结果，该结果作为抽头系数T17而被从一个Ffsym 64输出。

图11是到第一实施例中的抽头系数输出前的动作时序图。在该图中，最上面的采样时钟是4倍的过采样时钟，如果符号时钟的频率是1MHz，则采样时钟的频率为4MHz。

在图4中，当从输入EQ in输入数据D1时，如将延迟器40的延迟量设为采样时钟的6个时钟的量，则从最靠近输入的延迟器40延迟6个时钟周期输出数据D1。该数据D1例如在此后的符号时钟的上升沿被锁存在最靠近输入的Ffsym 41中，并输入到构成抽头系数计算部的乘法器42中。

另一方面，从作为误差信号系统的误差信号识别部36输出误差信号En，该数据与Ffsym 53相同，在符号时钟的上升沿被锁存，并输入到构成抽头系数计算部的五个乘法器42中。由此，在图4中提供相同时刻的识别信号D1和误差信号En作为对最靠近输入的积分器42的信号。

如前所述，例如提供给从输入侧看的第二个乘法器42的识别信号比误差信号En延迟一个符号量，通过构成抽头系数计算部的乘法器42和积分器43将与当前的误差信号和延迟了一个符号量的过去的识别信号的相关结果相对应的抽头系数D提供给系数插值部31。同样从五个积分器43输出的符号间隔的抽头系数A、B、C、D、以及E例如在符号时钟的上升沿同时被更新。

时序图的下面的部分表示抽头系数插值部31的动作。当将符号间隔的抽头系数提供给抽头系数插值部31时，如在图10说明的那样，使用五个插值滤波器按照相角的切换依次进行抽头系数的计算，并从各个选择器62依次输出抽头系数。在图10中，抽头系数T17从第五插值滤波器输出，但是在时序图中为了简单，与第一插值滤波器相对应，也从输出抽头系数T1、T5、T9、T13的选择器62输出抽头系数T17。每当从加法器60输出加法结果，被选择器62锁存在Ffsym 63任一个中的加法运算结果会在具有与符号时钟相同频率的时钟的上升沿时同时被锁存在所有的Ffsym 64中，在图3中提供给数字滤波器40的所有的抽头系数同时被更新。另外，图11的选择器输出表示图10的Ffsym 63的存储内容，抽头系数输出表示Ffsym 64的存储内容的输出。

图12是表示过采样和横向均衡器的第二实施例的基本结构框图。在该第二实施例适用了ZF法，从均衡器的输出侧同时求出误差信号和识别信号，计算出符号间隔的抽头系数，并使用符号间隔的抽头系数进行过采样所必需的抽头系数的插值。因此，将图12与表示第一实施例的基本结构的图3进行比较，在代替输入信号间拔部33和输入信号识别部34而添加了用于从均衡器的输出侧求出识别信号的输出信号识别部66的问题上不同。另外，在第二实施例中，权利要求1的抽头系数计算单元相当于在抽头系数计算部32添加了如权利要求2、7的误差信号识别部36和输出信号识别部66。

图13是第二实施例的具体结构框图。将该图与相对的第一实施例的图4进行比较发现，代替用于从均衡器的输出侧获得识别信号的五个延迟器40、以及五个Ffsym 41，而添加了用于使该识别结果延迟符号时钟间隔的4个Ffsym 68，并向构成抽头系数计算部的乘法器42的每一个提供输出信号识别部66的输出或者各Ffsym 68的输出，作为应与当前时刻的误差信号进行乘法运算的识别信号。

Claims (16)

1.一种过采样和横向均衡器，其特征在于，包括：

抽头系数计算单元，计算每个符号间隔的抽头系数；

抽头系数插值单元，使用该抽头系数计算单元输出的符号间隔的抽头系数，通过插值求出包括该符号间隔的抽头系数在内的、过采样所必需的抽头系数；以及

滤波器单元，使用通过该抽头系数插值单元求出的抽头系数，进行相对于输入信号的均衡。

2.如权利要求1所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

还包括滤波器输出间拔单元，将所述滤波器单元输出的采样间隔的数据间拔成所述符号间隔的数据，来作为所述过采样和横向均衡器的输出，

所述抽头系数计算单元还包括误差信号识别部，对目标信号和该滤波器输出间拔单元的输出进行比较，并输出基于比较结果的识别信号。

3.如权利要求2所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数运单元还包括：

输入信号间拔部，将作为所述滤波器的输入的采样间隔的数据间拔成所述符号间隔的数据；以及

输入信号识别部，从该输入信号间拔部的输出提取识别信号。

4.如权利要求3所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数计算单元包括：

乘法器，对所述输入信号识别部的输出和所述误差信号识别部的输出进行乘法运算；以及

积分器，对该乘法器的输出进行积分。

5.如权利要求2所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数计算单元还包括：

输入信号识别部，从作为所述滤波器单元的输入的采样间隔的数据提取出识别数据；以及

输入信号间拔部，将该输入信号识别部输出的采样间隔的数据间拔成所述符号间隔的数据。

6.如权利要求5所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数计算器包括：

乘法器，对所述输入信号间拔部的输出和所述误差信号识别部的输出进行乘法运算；以及

积分器，对该乘法器的输出进行积分。

7.如权利要求2所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数计算单元还包括输出信号识别部，从所述滤波器输出间拔单元的输出提取识别信号。

8.如权利要求7所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数计算单元包括：

乘法器，对所述输出信号识别部的输出和所述误差信号识别部的输出进行乘法运算；以及

积分器，对该乘法器的输出进行积分。

9.如权利要求1所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数插值单元包括多个利用所述符号间隔的抽头系数并通过内插插值求出过采样所必需的抽头系数的插值滤波器。

10.如权利要求9所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述多个插值滤波器的每一个分别与连续的两个符号点相对应，通过插值求出与该两个符号点中的一个相对应的抽头系数、以及在该两个符号点之间与过采样所必需的时刻相对应的抽头系数。

11.如权利要求10所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述各个插值滤波器包括：

抽头表，存储与该插值滤波器的脉冲响应相对应的数据；

多个乘法器，对所述符号间隔的抽头系数或者“0”与来自该抽头表的输出信号进行乘法运算；以及

加法器，对该多个乘法器的乘法运算结果进行加法运算。

12.如权利要求11所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头表将与作为所述脉冲响应中的横轴的变量的相角相对应的数据输出给所述多个乘法器。

13.如权利要求10所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述抽头系数插值单元包括：

多个锁存电路，分别与所述多个插值滤波器的每一个相对应，用于暂时保存该插值滤波器的输出；以及

选择器，与所述相角相对应，向该多个锁存电路的任一个输出该插值滤波器的输出。

14.如权利要求13所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述多个锁存电路将锁存的数据以所述符号间隔同时提供给所述滤波器单元。

15.如权利要求1所述的过采样和横向均衡器，其特征在于，

所述过采样和横向均衡器被配置在使用多值正交振幅调制方式的无线接收装置的解调部中。

16.一种过采样和横向均衡器，其特征在于，包括：

第一抽头系数计算单元，计算出与接收信号的符号位置相对应的抽头系数；

第二抽头系数计算单元，在进行过采样动作时，由与所述符号位置相对应的抽头系数计算出与接收信号的符号位置以外的采样点相对应的抽头系数；以及

滤波器单元，通过与所述符号位置相对应的抽头系数和与所述符号位置以外的采样点相对应的抽头系数，进行相对于输入信号的均衡。

Images