JP4583196B2

JP4583196B2 - 通信装置

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Publication number: JP4583196B2
Application number: JP2005029493A
Authority: JP
Inventors: 昇治大石; 隆則岩松
Original assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Current assignee: Fujitsu Semiconductor Ltd
Priority date: 2005-02-04
Filing date: 2005-02-04
Publication date: 2010-11-17
Anticipated expiration: 2025-02-04
Also published as: JP2006217401A; US7577219B2; EP1689112A3; US20060176990A1; EP1689112A2

Description

本発明は、通信装置に関し、特に直交変調された信号を復調する復調装置に用いて好適なものである。

ＣＡＴＶ（ケーブルテレビ）や衛星通信・多重無線などにおける信号伝送に使用される変復調技術として、直交振幅変復調がある。図９は、直交振幅変調波（変調信号）を復調する従来の復調器の構成を示す図である。図９に示すように、復調器は、ＲＦ部１１、ＭＩＸ部１２、Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂ、ローテータ（ＡＦＣ：Auto Frequency Control）１４、インターポーレイタ９１ａ、９１ｂ、ローテータ（ＣＲ：Carrier Recovery）１６、ローパスフィルタ１７ａ、１７ｂ、クロック位相誤差演算部１８、及びデコーダ１９から構成される。

ケーブル又はアンテナから入力した変調波は、ＲＦ部１１で周波数変換が施され、その周波数が復調可能な周波数に変換される。次に、ＭＩＸ部１２でＩ軸／Ｑ軸（以下、Ｉ軸を「Ｉチャネル」と称し、Ｑ軸を「Ｑチャネル」と称す。）のベースバンド信号に直交復調され、Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂでディジタル化される。

すなわち、ＲＦ部１１で周波数変換された変調波が、ＭＩＸ部１２で同相側であるＩチャネルと直交側であるＱチャネルの位相軸に対応した信号に直交復調されてアナログ形式のＩチャネル信号及びＱチャネル信号が出力される。アナログ形式のＩチャネル信号がＡ／Ｄ変換器１３ａによりディジタル形式のＩチャネル信号に変換され、同様にアナログ形式のＱチャネル信号がＡ／Ｄ変換器１３ｂによりディジタル形式のＱチャネル信号に変換される。

なお、Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂについては、処理方法に応じて図９に示す位置とは異なる位置に設けられることもあり、例えば直交復調の前段側、すなわちＭＩＸ部１２の前段側に設けられた場合には、ＭＩＸ部１２での直交復調もディジタル処理となる。

Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂから出力されたＩ／Ｑチャネルのディジタルデータに対して搬送波（キャリア）の同期を行う。この処理は、ローテータ１４、１６により周波数をずらすことで行われ、ローテータ（ＡＦＣ）１４で粗調整を行って大まかに周波数を調整し、ローテータ（ＣＲ）１６で微調整を行って完全な同期をとる。なお、周波数の偏差が小さい場合には、ローテータ（ＡＦＣ）１４による処理は省略しても良い。

また、送信側のクロックに同期したクロックＦｃｌｋ２とは非同期のクロックＦｃｌｋ１を用いてＡ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂでのサンプリングを行っているので、復調したＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号からディジタルデータを再生するためには、サンプリングタイミングに対する同期を行う必要があり、これは一般にクロック同期と呼ばれている。図９には、サンプリングタイミングのクロックＦｃｌｋ１をデータに合わせるのではなく、データの位相を調整することで同期をとるようにした構成を示しており、データの位相を合わせるためにインターポーレイタ９１ａ、９１ｂによりデータの得たい位相位置の信号を補間処理により生成している。生成されたデータは、送信側のクロックに同期したタイミングＦｃｌｋ２に同期したものとなる。

インターポーレイタ９１ａ、９１ｂにより位相調整がなされたＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号は、ローテータ（ＣＲ）１６により搬送波に対する最終的な同期をとり、ロールオフフィルタと呼ばれるローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ａ、１７ｂにより波形成形が行われ、信号が生成される。一般的には、誤り訂正やフレーミングなどがディジタルデータに施されているので、これを必要に応じてデコーダ（ＤＥＣ）１９でデコードする。

図９に示したインターポーレイタ９１ａ、９１ｂによる補間動作について、図１０を参照して説明する。図１０において、ＤＴＩは入力データであり、図１０においては説明をわかりやすくするために正弦波としている。また、破線で示すＳＴＡ１〜ＳＴＡ４は、クロックＦｃｌｋ１による入力データＤＴＩのサンプリングタイミングであり、一点鎖線で示すＳＴＢ１〜ＳＴＢ４は、クロックＦｃｌｋ２に基づく本来のサンプリングタイミングである。

Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂでサンプルされた信号から本来のサンプリングタイミングの位置での信号を得るため、サンプリングタイミングＳＴＡ１〜ＳＴＡ４におけるＡ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂの各出力データ列ＳＤ１〜ＳＤ４から、所望のサンプリングタイミングＳＴＢ１〜ＳＴＢ４における本来のデータ列ＩＤ１〜ＩＤ４を演算し生成している。ここで、移動させる位相Δｔ１〜Δｔ４に係る情報は、図９に示したクロック位相誤差演算部１８より位相誤差情報ＰＳＩとして出力される。

図１１は、クロック位相誤差演算部１８の構成を示すブロック図である。クロック位相誤差演算部１８は、クロック位相誤差抽出部１１１、位相比較器（ＰＤ）１１２、ループフィルタ（ＬＰＦ）１１３、及び発振器（ＮＣＯ）１１４から構成される。

入力されるＩ／Ｑチャネルのデータからクロック位相誤差抽出部１１１にて位相誤差を抽出し、抽出した位相誤差と発振器１１４の出力のタイミングを位相比較器１１２で比較する。このクロック位相誤差抽出部１１１と位相比較器１１２での処理により位相差Δｔが算出される。

そして、位相比較器１１２での比較結果をループフィルタ１１３にて積分（平滑化）し、その積分結果に基づいて発振器１１４を制御する。つまり、位相比較器１１２、ループフィルタ１１３、及び発振器１１４によりＰＬＬ（Phase Looked Loop）が構成されている。ここで発振器１１４の出力は、クロックＦｃｌｋ２のタイミングを出力するが、実際には位相誤差情報としてクロックＦｃｌｋ１との位相差をインターポーレイタ９１ａ、９１ｂに通知することになる。

また、下記特許文献１には、マッチングフィルタの出力信号からタイミングエラー検出器によってシンボルタイミングエラーを検出し、検出したタイミングエラー情報に基づいてマッチングフィルタのタップ係数を変更することが記載されている。

米国特許第５８７２８１８号明細書

本発明の目的は、受信する信号に応じて、インターポーレイタの帯域特性を適切に制御できる通信装置を提供することである。

本発明の通信装置は、変調信号を直交復調しディジタル形式のベースバンド信号を出力する前段処理部と、前段処理部より出力されるベースバンド信号を基にサンプリングタイミングに対する位相誤差を調整するための補間処理を行ってサンプリングタイミングに同期したベースバンド信号を生成し出力する内挿処理部と、内挿処理部より出力されたベースバンド信号を波形成形し出力する後段処理部とを備える。内挿処理部はＦＩＲフィルタを有し、ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を入力される変調信号に応じて制御する。また、ＦＩＲフィルタに対する入出力レベル差もしくは後段処理部から出力される信号のコンスタレーションに基づいて、変調信号に対して隣接するチャンネルの信号レベルを検出し、検出した信号レベルに応じてＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更する。
上記構成によれば、受信する変調信号に応じたタップ係数をＦＩＲフィルタに供給することで、ＦＩＲフィルタのフィルタ帯域特性を制御することが可能となる。

本発明によれば、内挿処理部が有するＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を受信する信号に応じて変更することで、受信信号の帯域幅より広く、かつ搬送波ずれによる影響を受けにくい帯域幅にＦＩＲフィルタのフィルタ帯域を受信チャンネル毎に設定することができ、ＦＩＲフィルタのフィルタ帯域特性を受信信号に合わせて適切に制御することできる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
図９に示した復調器におけるインターポーレイタは、図１２（Ａ）に示すＦＩＲ（finite impulse response）フィルタ１２１と、図１２（Ｂ）に示すＦＩＲフィルタ１２１に係る係数（タップ係数）Ｃｉ（ｉは添え字であり、ｉ＝−４〜＋４の整数）を出力する係数演算部（係数メモリ）１２７とで構成される。

図１２（Ａ）に示すように、ＦＩＲフィルタ１２１は、縦属接続された複数のレジスタ１２２からなり入力信号データＩＤＴが入力されるレジスタ群１２３と、各レジスタ１２２の出力（又は入力信号データＩＤＴ）とタップ係数Ｃｉの乗算を行う乗算器１２４と、各乗算器１２４での演算結果を加算して出力信号データＯＤＴとして出力する加算器１２５から構成される。なお、図１２（Ａ）においては、タップ数を９としたＦＩＲフィルタ１２１を一例として示している。

ＦＩＲフィルタ１２１は、入力信号データＩＤＴを複数の時間保持してそれぞれのデータをインパルスとして扱い、それぞれのインパルスに掛け合わせるタップ係数Ｃｉを制御することで位相を変化させる。つまり、タップ係数Ｃｉを適宜制御することで、入力信号データＩＤＴについて位相をずらしたような信号を出力信号データＯＤＴとして出力することができる。これら係数Ｃｉは、インパルスレスポンス波形から算出することが可能である。

すなわち、ＦＩＲフィルタ１２１は、帯域制限を行うフィルタ（例えばローパスフィルタ：ＬＰＦ）としてのインパルスレスポンスを有し、インパルスレスポンスのクロックＦｃｌｋ１のタイミング位置からクロックＦｃｌｋ２のタイミング位置への値が係数Ｃｉとして係数演算部１２７により出力される。これはインターポーレイタに入力される位相誤差情報ＰＳＩの変化に応じて、ＦＩＲフィルタ１２１の係数Ｃｉが刻々と変化していくことを示している。

係数演算部１２７は、入力される位相誤差情報ＰＳＩに応じたタップ係数Ｃｉを出力する。係数演算部１２７には、位相誤差Δｔの大きさに応じたタップ係数Ｃｉのテーブルを予め記憶しておき、位相誤差情報ＰＳＩにより示される位相誤差を基に、それに対応するタップ係数Ｃｉを読み出して出力する。なお、係数演算部１２７は、入力される位相誤差情報ＰＳＩに基づいて、その都度タップ係数Ｃｉを演算により算出するように構成されていても良い。

インターポーレイタ（ＦＩＲフィルタ１２１）の周波数領域での動作、言い換えればフィルタとしての動作について説明する。図１３は、インターポーレイタのフィルタ帯域を説明するための図である。図１３においては、インターポーレイタは、帯域制限を行うフィルタとして動作するものとし、ここではローパスフィルタ（ＬＰＦ）として動作するものとしている。

図１３において、Ｆ１はインターポーレイタに入力されるＩチャネル又はＱチャネルのベースバンド信号の帯域であり、ＢＮ１はインターポーレイタの帯域（フィルタとしての通過帯域）である。また、Ｆｃｌｋ１及びＦｃｌｋ２は、Ａ／Ｄ変換器でのサンプリングクロックの周波数及び送信側のクロック周波数（実際にデータを得たいサンプリングタイミング）を示している。

インターポーレイタのフィルタ特性は、入力されるＩチャネル又はＱチャネルのベースバンド信号に影響の無い伝達特性とすることが望ましく、図１３に示すように、インターポーレイタの帯域ＢＮ１は、ベースバンド信号の帯域Ｆ１に対して広帯域な特性とするのが一般的である。この動作により補間動作を行うことが可能となる。

インターポーレイタは、ローパスフィルタとして動作しているが、上述したようにタップ係数Ｃｉが刻々と変化するため変調器としての動作（変調の動作）も合わせて行っている。図１４は、インターポーレイタ（ＦＩＲフィルタ１２１）による変調動作を説明するための概念図である。この図１４において、図９に示したブロック等と同一の機能を有するブロック等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図１４の乗算器１４１ａ、１４１ｂに示すように、インターポーレイタは、フィルタとしてのローパスフィルタの動作だけでなく、入力されるＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号に対して（Ｆｃｌｋ１−Ｆｃｌｋ２）の周波数での乗算動作を行っている。これは、図１５に示すように、周波数軸において（Ｆｃｌｋ１−Ｆｃｌｋ２）の周波数で入力信号を変調することと同じである。

ここで、図１５に示すように、インターポーレイタに入力される信号が、受信するチャンネルのＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号（帯域Ｆ１）だけであれば良いが、隣接チャンネルの信号（帯域Ｆ２）が残っている場合が多い。隣接チャンネルの信号とは、ＣＡＴＶや衛星通信・多重無線などでは多チャンネルの信号を伝送することが多く、受信高周波信号に複数の波形が並んでいる場合の所望チャンネルの波形の隣に位置する信号であり、所望チャンネルの波形に対しては干渉源となる。

この隣接チャンネルの信号も、インターポーレイタにより変調される。その結果、図１５に示したように、隣接チャンネルの信号帯域Ｆ２に対して、その上下周波数の帯域Ｆ２Ａ、Ｆ２Ｂにインターポーレイタにより変調された信号が現れる。ただし、実際には、ローパスフィルタとしての動作による帯域制限も同時に受けるので、通過帯域ＢＮ１外にある隣接チャンネルの信号本体部分から高周波側の成分（帯域Ｆ２及びＦ２Ｂの成分）は遮断されるが、通過帯域ＢＮ１内の隣接チャンネルに係る変調信号成分（帯域Ｆ２Ａの成分）は遮断されずにそのまま後段に伝えられ、ノイズ源となりうる。隣接チャンネルに係る成分のうち、後段に伝えられる成分を斜線部ＮＳで図示している。

この斜線部ＮＳの信号成分による干渉が、所望の受信チャンネルのＩ／Ｑチャネルベースバンド信号に対して影響を及ぼすことが考えられる。一般的には、斜線部ＮＳの信号成分は、図９に示した後段のロールオフフィルタ（ＬＰＦ）１７ａ、１７ｂにより除去されるので最終的には所望の受信チャンネルの信号に対して影響を及ぼさないとも思われる。しかしながら、ロールオフフィルタ（ＬＰＦ）１７ａ、１７ｂの入力端までのダイナミックレンジに干渉成分が影響を及ぼし、品質の低下をもたらす。

特に、隣接チャンネルに係る信号のレベルが非常に大きい場合には、斜線部ＮＳによるノイズで信号レベルが処理可能な範囲を越えてしまい、後段での処理を行うことが不可能となったりするなど重大な問題となる。

上述したような問題点を解決するには、インターポーレイタの帯域幅ＢＮ１を後段のロールオフフィルタ１７ａ、１７ｂの帯域幅と同じ程度に狭くする方法が考えられるが、単にインターポーレイタの帯域幅ＢＮ１を狭くすると、以下のような問題が発生する。インターポーレイタにて処理を行う時点では、ローテータ（ＡＦＣ）１４による粗調整のみで搬送波の同期が完全でないために入力信号には周波数ずれ成分が存在する。インターポーレイタの帯域幅ＢＮ１を狭くし、この周波数ずれ成分がインターポーレイタで遮断されてしまうと特性劣化がもたらされる。

したがって、インターポーレイタの帯域幅は、隣接チャンネルの信号による影響と、搬送波ずれによる自波の減衰とを考慮して、最適となるように決定されることが望ましい。そこで、以下に説明する本発明の実施形態による通信装置を適用した復調器は、入力される変調信号に応じて、インターポーレイタの帯域幅を適切に制御できるようにしたものである。

（第１の実施形態）
まず、本発明の第１の実施形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による通信装置を適用した復調器１０の構成例を示すブロック図である。

復調器１０は、ＲＦ部（周波数変換部）１１、ＭＩＸ部（ミキサー部）１２、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１３ａ、１３ｂ、ローテータ（ＡＦＣ：Auto Frequency Control）１４、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂ、ローテータ（ＣＲ：Carrier Recovery）１６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ａ、１７ｂ、クロック位相誤差演算部１８、及びデコーダ１９を有する。

ＲＦ部１１は、入力される変調波に周波数変換を施して、その周波数を復調可能な周波数に変換する。例えば、ＲＦ部１１は、周波数が１〜２ＧＨｚで入力される変調波を５００ＭＨｚ程度の周波数に変換する。ＭＩＸ部１２は、ＲＦ部１１で周波数変換が施された変調波を、Ｉチャネル及びＱチャネルの位相軸に対応したベースバンド信号に直交復調（分離）する。

Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂは、クロックＦｃｌｋ１に基づいて、ＭＩＸ部１２から出力されるアナログ形式のＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号をサンプリングしてディジタル変換する。なお、Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂを設ける位置は、これに限定されるものではなく、処理方法に応じて異なる位置に設けられることもあり、例えばＭＩＸ部１２の前段側に設けられた場合には、ＭＩＸ部１２での直交復調もディジタル処理となる。また、クロックＦｃｌｋ１とクロックＦｃｌｋ２とは非同期であり、クロックＦｃｌｋ２は送信側クロックに同期したものである。

ローテータ（ＡＦＣ）１４及びローテータ（ＣＲ）１６は、Ｉ／Ｑチャネルのディジタルデータに対して搬送波（キャリア）の同期を行う。ローテータ（ＡＦＣ）１４は、粗い周波数調整を行い大まかに周波数を調整し、ローテータ（ＣＲ）１６は、微かな周波数調整を行い完全な同期をとる。なお、周波数の偏差が小さい場合には、ローテータ（ＡＦＣ）１４による処理は省略しても良い。

インターポーレイタ１５ａ、１５ｂは、クロック位相誤差演算部１８から位相誤差情報ＰＳＩが入力されるとともに、図示しない受信制御部から受信レート情報ＳＲＩが入力される。インターポーレイタ１５ａ、１５ｂは、位相誤差情報ＰＳＩ及び受信レート情報ＳＲＩ等に基づいて制御され、復調したＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号からディジタルデータを再生するために、一般にクロック同期と呼ばれるサンプリングタイミングに対する同期を行う。具体的には、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂは、図１０を用いて説明したように、クロックＦｃｌｋ１を用いてサンプリングしたＩ／Ｑチャネルのデータを基に、データの位相を調整し、送信側クロックに同期したクロックＦｃｌｋ２を用いたサンプリングタイミングでのデータを演算により生成する。

ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１７ａ、１７ｂは、いわゆるロールオフフィルタと呼ばれるものであり、ローテータ（ＣＲ）１６で搬送波に対する同期をとったＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号に係る波形成形を行う。デコーダ１９は、ディジタルデータに施されている誤り訂正やフレーミングなどの処理を必要に応じて行うとともにデコードしてＩ／Ｑチャネルのデータとして出力する。

クロック位相誤差演算部１８は、クロックＦｃｌｋ１とクロックＦｃｌｋ２の位相差、言い換えれば実際のサンプリングタイミングと所望のサンプリングタイミングの差を演算により求める。そして、その演算結果を基に、クロックＦｃｌｋ１との位相差を位相誤差情報ＰＳＩとしてインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに出力する。なお、クロック位相誤差演算部１８の構成は、上述した図１１に示した構成と同様であるので詳細な説明は省略する。

図２は、本実施形態におけるインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの構成例を示す図である。インターポーレイタ１５ａ、１５ｂは、図２（Ａ）に示すＦＩＲ（finite impulse response）フィルタ２１と、図２（Ｂ）に示す係数演算部２６とを有する。

図２（Ａ）に示すＦＩＲフィルタ２１は、縦属接続された複数のレジスタ２２からなるレジスタ群２３と、各レジスタ２２の出力（又は入力信号データＩＤＴ）と係数（タップ係数）Ｃｉ（ｉは添え字であり、ｉ＝−４〜＋４の整数）の乗算を行う乗算器２４と、各乗算器２４の演算結果を加算し出力信号データＯＤＴとして出力する加算器２５とを有する。ＦＩＲフィルタ２１は、上記図１２（Ａ）に示したＦＩＲフィルタ１２１と同様であるので詳細な説明は省略する。なお、図２（Ａ）においては、タップ数を９としたＦＩＲフィルタ２１を一例として示しているが、これに限定されるものではなくタップ数は任意である。

図２（Ｂ）に示す係数演算部２６は、係数メモリ２７−１、２７−２とセレクタ２８とを有する。
係数メモリ２７−１、２７−２は、制御情報ＣＩにより示される状態毎に設けられ、すなわちある１つの状態に対応させて１つの係数メモリが設けられる。各係数メモリ２７−１、２７−２は、位相誤差の大きさに応じてタップ係数Ｃｉが定義されているタップ係数テーブルを予め記憶しておき、入力される位相誤差情報ＰＳＩに基づいて、それにより示される位相誤算に対応するタップ係数Ｃｉをセレクタ２８に出力する。

セレクタ２８は、各係数メモリ２７−１、２７−２からタップ係数Ｃｉが供給され、制御情報ＣＩに基づいて、何れか１つの係数メモリからのタップ係数Ｃｉを選択してＦＩＲフィルタ２１に出力する。

つまり、図２（Ｂ）に示した本実施形態における係数演算部２６は、入力される位相誤差情報ＰＳＩ及び制御情報ＣＩを基に何れか１組のタップ係数Ｃｉを選択し、選択された位相誤差情報及び制御情報に応じたタップ係数ＣｉをＦＩＲフィルタ２１に供給する。ここで、第１の実施形態においては、上記制御情報ＣＩは、図示しない受信制御部から入力される受信レート情報ＳＲＩである。

なお、図２（Ｂ）においては、２つの係数メモリ２７−１、２７−２を有する係数演算部２６を一例として示しているが、これに限定されるものではなく、制御情報等に応じて係数メモリを設ければ良くその数は任意である。また、複数の係数メモリを設けずに、係数メモリ内の記憶領域を複数に分割するように構成しても良い。また、入力される位相誤差情報や制御情報等に基づいて、その都度タップ係数Ｃｉを演算により算出するように構成されていても良い。

次に、動作について説明する。
ケーブル又はアンテナから入力された変調波は、その周波数がＲＦ部１１で復調可能な周波数に変換された後、ＭＩＸ部１２でＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号に直交復調される。続いて、Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂでディジタル化され、ディジタル形式のＩ／Ｑチャネルベースバンド信号に変換される。

Ａ／Ｄ変換器１３ａ、１３ｂでディジタル化されたＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号は、ローテータ（ＡＦＣ）１４で搬送波の同期をとるための大まかな周波数調整が行われる。次に、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂにて、位相調整がなされてクロック同期がとられ、その後、ローテータ（ＣＲ）１６で周波数の微調整が行われ搬送波に対する完全な同期がとられる。ここで、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂでの位相調整は、位相誤差情報ＰＳＩ及び受信レート情報ＳＲＩに応じたタップ係数Ｃｉが供給されたＦＩＲフィルタ２１により行われる。また、位相誤差情報ＰＳＩは、上述したようにクロック位相誤差演算部１８にて随時演算が行われ、その演算結果に基づき出力されている。

ローテータ（ＣＲ）１６で搬送波に対する最終的な同期がとられたＩ／Ｑチャネルのベースバンド信号は、ロールオフフィルタ１７ａ、１７ｂにより波形成形され、デコーダ１９でデコードされ出力される。

第１の実施形態では、受信するチャンネルのシンボルレート情報（シンボル周波数設定信号）を受信レート情報ＳＲＩとしてインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに供給する。このシンボルレート情報により示されるシンボルレート（シンボル周波数）に応じて、係数演算部２６が供給するＦＩＲフィルタ２１のタップ係数Ｃｉを変化させることによりインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御する。

なお、シンボルレートによって送信信号帯域幅が変化するので、シンボルレートに応じてインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を変更することと、送信信号帯域幅に応じてインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を変更することとは同じである。つまり、第１の実施形態においては、送信信号帯域幅に応じてインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を制御して変更する。

また、通常の受信では、受信するチャンネルに応じたシンボルレート（送信信号帯域幅）は予めわかっており、この情報は図示しない受信制御部等が有している。したがって、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂに供給するシンボルレート情報は受信制御部等が有している情報を基に生成して出力すれば良い。

ここで、上述したようにインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅は、受信する信号に影響の無い伝達特性とすることが望ましく、受信する信号の帯域幅より広い帯域とするのが一般的である。そこで、図３（Ａ）に一例を示すようにシンボルレート（信号帯域幅）より一定周波数分（例えば、５ＭＨｚ分）だけインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を広くする。

図３（Ａ）は、本実施形態におけるインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅の制御例を示す図である。図３（Ａ）において、ＷＦ１、ＷＦ２、ＷＦ３は、それぞれシンボルレートがＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３の信号の帯域を示し、ＢＦ１、ＢＦ２、ＢＦ３は、受信する信号の帯域ＷＦ１、ＷＦ２、ＷＦ３に対応するインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を示している。

図３（Ａ）に示すように、シンボルレートが大きさ、すなわち受信する信号の帯域に応じてインターポーレイタの帯域幅を制御することで、例えば、インターポーレイタの帯域幅を、受信する信号に応じて、その受信信号の帯域よりわずかに広く、かつ搬送波ずれの影響を受けにくい帯域幅に設定することができる。なお、図３（Ａ）に示したように、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅ＢＦ１、ＢＦ２、ＢＦ３を設定するためのタップ係数Ｃｉは、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂの係数演算部２６が有する係数メモリにそれぞれ記憶しておき、受信レート情報ＳＲＩにより示されるシンボルレートＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３に応じて適宜選択するようにすればよい。

上述した説明では、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅をシンボルレート（信号帯域幅）より一定周波数分だけ広くするようにしているが、図３（Ｂ）に一例を示すようにシンボルレート（信号帯域幅）に対して一定比率（例えば、１．３倍）で広くするようにしても良い。この場合にも、受信レート情報として受信するチャンネルのシンボルレート情報（シンボル周波数設定信号）をインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに供給し、それに応じて、係数演算部２６が供給するＦＩＲフィルタ２１のタップ係数Ｃｉを変化させ、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御すれば良い。

図３（Ｂ）は、本実施形態におけるインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅の他の制御例を示す図である。図３（Ｂ）において、ＷＦ１、ＷＦ２、ＷＦ３は、それぞれシンボルレートがＳＲ１、ＳＲ２、ＳＲ３の信号の帯域を示し、ＢＦ１１、ＢＦ１２、ＢＦ１３は、受信する信号の帯域ＷＦ１、ＷＦ２、ＷＦ３に対応するインターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を示している。

このように、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂの帯域幅を、シンボルレート（信号帯域幅）に対してそのｋ倍（ｋは任意）の広い帯域幅とすると、例えばシンボルレートのダイナミックレンジが広い場合など、一定周波数分だけ帯域幅を広くするよりも精度高く実現でき良い特性を得ることができる。

以上説明したように第１の実施形態によれば、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂのＦＩＲフィルタ２１に供給するタップ係数を、受信するチャンネルのシンボルレート情報（受信する信号の帯域幅）に応じて変更することで、インターポーレイタ１５ａ、１５ｂ（ＦＩＲフィルタ２１）の帯域幅を受信信号の帯域幅に応じた適切な帯域幅に設定することができる。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図４は、第２の実施形態における復調器４０の構成例を示すブロック図である。この図４において、図１に示したブロック等と同一の機能を有するブロック等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図４において、インターポーレイタ４１ａ、４１ｂは、図１に示したインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに対応するものであり、図２に示したものと同様に構成される。

図４に示した第２の実施形態における復調器４０は、図１に示した第１の実施形態における復調器１０とはインターポーレイタに入力される情報が相違する。第２の実施形態における復調器４０のインターポーレイタ４１ａ、４１ｂには、受信レート情報ＳＲＩにかえて、図示しない受信制御部から多値数情報ＱＡＭＩ（ＱＡＭ設定信号）が入力される。

この多値数情報ＱＡＭＩが、第２の実施形態ではインターポーレイタ４１ａ、４１ｂにおける制御情報ＣＩとなる。つまり、第２の実施形態では、直交振幅変調に係る多値数に応じてインターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅（遮断周波数）を変更する。

ここで、直交振幅変調に係る多値数は、搬送波ずれと遮断される信号によるエラー発生の影響を受けるパラメータの１つである。直交振幅変調においては、多値数により歪みや雑音耐力が異なり、搬送波ずれによる自波の遮断される歪みについても多値数に応じて耐力が異なる。多値数が大きいほど隣接チャンネルによるノイズ等の影響に対する耐力は低くなり、例えば、多値数４の４ＰＳＫでは十分に耐えられたとしても、多値数２５６の２５６ＱＡＭではまったく耐えられない場合もある。

そこで、第２の実施形態においては、位相誤差情報ＰＳＩ及び多値数情報ＱＡＭＩに応じて、ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数Ｃｉを変化させることによりインターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御する。ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数Ｃｉは、係数メモリを多値数毎に設けて記憶しておき、多値数情報ＱＡＭＩを基にセレクタを適宜切り替えることで、多値数情報ＱＡＭＩにより示される多値数に応じたタップ係数Ｃｉを供給する。なお、上述したように多値数が大きいほど耐力が低くなるので、多値数が大きいほどインターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅（遮断周波数）が狭くなるように制御する。すなわち、インターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅と多値数とが反比例の関係となるように、インターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅を多値数に応じて変更する。

第２の実施形態によれば、インターポーレイタ４１ａ、４１ｂのＦＩＲフィルタに供給するタップ係数Ｃｉを、受信する信号の変調方式の多値数に応じて変更することで、インターポーレイタ４１ａ、４１ｂの帯域幅を受信信号の多値数に合わせて適切に制御することができる。

（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図５は、第３の実施形態における復調器５０の構成例を示すブロック図である。この図５において、図１に示したブロック等と同一の機能を有するブロック等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図５において、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂは、図１に示したインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに対応するものであり、図２に示したものと同様に構成される。また、５２ａは比較器（減算器）であり、インターポーレイタ５１ａに入力されるベースバンド信号とインターポーレイタ５１ａから出力されるベースバンド信号とが入力され、その差分を出力する。比較器（減算器）５２ｂも同様にインターポーレイタ５１ｂに対して入出力されるベースバンド信号が入力され、それらの差分を出力する。コントロール部５３は、比較器５２ａ、５２ｂの出力が入力され、それらに基づく制御情報ＣＩをインターポーレイタ５１ａ、５１ｂに出力する。

ここで、隣接チャンネルの信号が受信チャンネルの信号に及ぼす影響が少なければ、インターポーレイタの帯域幅（遮断周波数）を広くして、搬送波ずれによる自波の減衰の影響を低減することができる。そこで、図５に示した第３の実施形態における復調器５０は、隣接チャンネルの影響に応じてインターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を変更するようにしたものである。

しかしながら、隣接チャンネルの信号強度を直接測定することは非常に困難であるので、第３の実施形態における復調器５０では、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの前後での信号レベルの差により隣接チャンネルの影響を検出する。すなわち、比較器５２ａ、５２ｂによりインターポーレイタ５１ａ、５１ｂの前後（入力及び出力）での信号レベルの差を求めることにより隣接チャンネルの信号によるノイズ成分を検知する。そして、この検知結果に基づいて、コントロール部５３から制御情報ＣＩを出力し、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御する。このようにして、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの前後での信号レベルの差を利用して、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御する。

具体的には、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂにより隣接チャンネルの成分が遮断されている場合には、前後での信号レベルの差が小さくなるので、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を広くすることが可能である。逆に、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの前後での信号レベルの差が大きい場合には、隣接チャンネルの成分が遮断されていないと考えられるので、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を狭くするように変更する。

図６は、図５に示したコントロール部５３の構成を示すブロック図である。
図６において、６１は、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの前後での信号レベルの差を算出する振幅比較部であり、比較器５２ａ、５２ｂにより構成される。６２はループフィルタ（ＬＰＦ）であり、振幅比較部６１の出力（信号レベルの比較結果）を蓄積する（積分する）。６３は判定部であり、ループフィルタ６２の出力と予め設定された閾値との比較を行い、比較結果に応じた制御情報ＣＩを出力する。なお、予め設定される閾値の数は任意であり、複数の閾値を設定した場合には、インターポーレイタ５１ａ、５１ｂの帯域幅（遮断周波数）を細かく制御することが可能となる。

（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
図７は、第４の実施形態における復調器７０の構成例を示すブロック図である。この図７において、図１に示したブロック等と同一の機能を有するブロック等には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

図７において、インターポーレイタ７１ａ、７１ｂは、図１に示したインターポーレイタ１５ａ、１５ｂに対応するものであり、図２に示したものと同様に構成される。また、７２は、ローパスフィルタ１７ａ、１７ｂより出力される信号に基づいて制御情報ＣＩを出力するコントロール部である。

図８は、図７に示したコントロール部７２の構成を示すブロック図である。
図８において、８１は誤差算出部であり、ローパスフィルタ１７ａ、１７ｂより出力される信号の信号点と変調方式に応じて予め決定されている基本の信号点位置との距離、つまり誤差をする。８２は誤差算出部８１の出力を蓄積する（積分する）ループフィルタ（ＬＰＦ）であり、８３はループフィルタ８２の出力に応じて制御情報ＣＩを出力する判定部である。

すなわち、第４の実施形態におけるコントロール部７２は、ローパスフィルタ１７ａ、１７ｂからの出力信号のコンスタレーションを観測し、その結果に応じた制御情報ＣＩを出力してインターポーレイタ７１ａ、７１ｂの帯域幅（遮断周波数）を制御する。具体的には、隣接チャンネルの信号が受信チャンネルの信号に影響を及ぼしている場合には、コンスタレーションが膨らむ、誤差算出部８１で算出される復調信号の誤差が大きくなるので、インターポーレイタ７１ａ、７１ｂの帯域幅（遮断周波数）を狭くするように変更する。

なお、上述した説明では、第１〜第４の実施形態はそれぞれ分けて説明しているが、上述した第１〜第４の実施形態を任意に組み合わせても良く、各実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。
また、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化のほんの一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明の諸態様を付記として以下に示す。

（付記１）変調信号を直交復調しディジタル形式のベースバンド信号を出力する前段処理部と、
上記前段処理部より出力されるベースバンド信号を基に、サンプリングタイミングに対する位相誤差を調整するための補間処理を行い、上記サンプリングタイミングに同期したベースバンド信号を生成し出力する内挿処理部と、
上記内挿処理部より出力されたベースバンド信号を波形成形し出力する後段処理部とを備え、
上記内挿処理部はＦＩＲフィルタを有し、入力される上記変調信号に応じて上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御することを特徴とする通信装置。
（付記２）上記内挿処理部は、上記変調信号に応じたタップ係数を上記ＦＩＲフィルタに出力する係数演算部をさらに有することを特徴とする付記１記載の通信装置。
（付記３）上記係数演算部は、上記タップ係数を記憶する複数の係数記憶部と、
上記複数の係数記憶部の中から上記変調信号に応じて何れか１つの上記係数記憶部を選択する選択部とを有することを特徴とする付記２記載の通信装置。
（付記４）上記変調信号の信号帯域幅に応じて、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする付記１記載の通信装置。
（付記５）上記変調信号のシンボルレート情報により上記変調信号の信号帯域幅を通知することを特徴とする付記４記載の通信装置。
（付記６）上記シンボルレート情報は、上記変調信号のシンボル周波数設定信号であることを特徴とする付記５記載の通信装置。
（付記７）上記変調信号の信号帯域幅に応じて、当該信号帯域幅より一定周波数分だけ広いフィルタ帯域幅を設定するタップ係数を上記ＦＩＲフィルタに供給することを特徴とする付記４記載の通信装置。
（付記８）上記変調信号の信号帯域幅に応じて、当該信号帯域幅に対して一定比率の広いフィルタ帯域幅を設定するタップ係数を上記ＦＩＲフィルタに供給することを特徴とする付記４記載の通信装置。
（付記９）上記変調信号の信号帯域幅に応じて、当該信号帯域幅のｋ倍（ｋは１以上の任意の数）のフィルタ帯域幅を設定するタップ係数を上記ＦＩＲフィルタに供給することを特徴とする付記４記載の通信装置。
（付記１０）上記変調信号の多値数に応じて、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする付記１記載の通信装置。
（付記１１）上記変調信号の多値数と上記ＦＩＲフィルタのフィルタ帯域幅とが、反比例の関係となるように上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御することを特徴とする付記１０記載の通信装置。
（付記１２）上記変調信号の多値数が大きい場合には、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ帯域幅を狭くし、上記変調信号の多値数が小さい場合には、上記ＦＩＲフィルタのフィルタ帯域幅を広くするように、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする付記１０記載の通信装置。
（付記１３）上記変調信号の多値数を、上記変調信号の多値数設定信号を用いて通知することを特徴とする付記１０記載の通信装置。
（付記１４）上記変調信号に対して隣接するチャンネルの信号レベルに応じて、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする付記１記載の通信装置。
（付記１５）上記隣接するチャンネルの信号レベルを、上記ＦＩＲフィルタに対する入出力レベル差に基づいて検出することを特徴とする付記１４記載の通信装置。
（付記１６）上記ＦＩＲフィルタに対する入出力レベルの差を算出する比較器と、
上記比較器の出力を積分するループフィルタと、
上記ループフィルタの出力に基づいて、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御するための制御情報を出力する制御回路とを備えることを特徴とする付記１５記載の通信装置。
（付記１７）上記隣接するチャンネルの信号レベルを、上記後段処理部から出力される信号のコンスタレーションに基づいて検出することを特徴とする付記１４記載の通信装置。
（付記１８）上記後段処理部から出力される信号の信号点と予め決定されている基準の信号点との誤差を算出する演算器と、
上記演算器の出力を積分するループフィルタと、
上記ループフィルタの出力に基づいて、上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御するための制御情報を出力する制御回路とを備えることを特徴とする付記１７記載の通信装置。

第１の実施形態における復調器の構成例を示すブロック図である。インターポーレイタの構成例を示す図である。インターポーレイタ帯域幅の変更例を示す図である。第２の実施形態における復調器の構成例を示すブロック図である。第３の実施形態における復調器の構成例を示すブロック図である。第３の実施形態におけるコントロール部の構成を示すブロック図である。第４の実施形態における復調器の構成例を示すブロック図である。第４の実施形態におけるコントロール部の構成を示すブロック図である。従来の復調器の構成を示すブロック図である。インターポーレイタによる補間動作を説明するための図である。クロック位相誤差演算部の構成を示すブロック図である。従来の復調器におけるインターポーレイタの構成を示す図である。インターポーレイタのフィルタ帯域を説明するための図である。従来の復調器におけるインターポーレイタの概念図である。隣接波形の影響を説明するための図である。

符号の説明

１１ＲＦ部
１２ＭＩＸ部
１３ａ、１３ｂＡ／Ｄ変換器
１４ローテータ
１５ａ、１５ｂインターポーレイタ
１６ローテータ
１７ａ、１７ｂローパスフィルタ
１８クロック誤差演算部
１９デコーダ

Claims

変調信号を直交復調しディジタル形式のベースバンド信号を出力する前段処理部と、
上記前段処理部より出力されるベースバンド信号を基に、サンプリングタイミングに対する位相誤差を調整するための補間処理を行い、上記サンプリングタイミングに同期したベースバンド信号を生成し出力する内挿処理部と、
上記内挿処理部より出力されたベースバンド信号を波形成形し出力する後段処理部とを備え、
上記内挿処理部はＦＩＲフィルタを有し、入力される上記変調信号に応じて上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御し、
上記変調信号に対して隣接するチャンネルの信号レベルを上記ＦＩＲフィルタに対する入出力レベル差に基づいて検出し、検出した信号レベルに応じて上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする通信装置。
変調信号を直交復調しディジタル形式のベースバンド信号を出力する前段処理部と、
上記前段処理部より出力されるベースバンド信号を基に、サンプリングタイミングに対する位相誤差を調整するための補間処理を行い、上記サンプリングタイミングに同期したベースバンド信号を生成し出力する内挿処理部と、
上記内挿処理部より出力されたベースバンド信号を波形成形し出力する後段処理部とを備え、
上記内挿処理部はＦＩＲフィルタを有し、入力される上記変調信号に応じて上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を制御し、
上記変調信号に対して隣接するチャンネルの信号レベルを上記後段処理部から出力される信号のコンスタレーションに基づいて検出し、検出した信号レベルに応じて上記ＦＩＲフィルタに供給するタップ係数を変更することを特徴とする通信装置。