JP4098745B2 - ディジタル復調器 - Google Patents

Description

本発明は、ＴＤＭＡ−ＴＤＤ方式やパケット通信のようなバースト伝送に適合する復調器であり、ＱＰＳＫ（４相位相変調方式）を含む多値ＱＡＭ（直交振幅変調方式）に対応するディジタル信号伝送用受信機のディジタル復調器に関する。

中間周波数の受信信号（以下「ＩＦ信号」という）を入力とするディジタル復調器は、直交復調器、波形整形フィルタ、タイミング同期回路（タイミング補正回路およびタイミング誤差検出回路）、搬送波同期回路などから構成されている。なお、ヘテロダイン受信の場合、受信したＲＦ信号は帯域制限・レベル調整され、ＩＦ信号に周波数変換された後にこのディジタル復調器に入力される。本発明のディジタル復調器は、このうちの直交復調器と波形整形フィルタとタイミング同期回路の組合せ方法に特徴があるので、以下この部分に係る従来技術について説明する。

直交復調器は、変調されたＩＦ信号を周波数変換し、直交した２系統の信号（同相・直交）成分に分離し、それぞれをベースバンド信号として出力する。直交復調器の構成法としては、アナログ信号処理とディジタル信号処理に分類されるが、ここではディジタル信号処理による直交復調器について説明する。

図８は、従来の直交復調器の第１の構成例を示す。特許文献１および非特許文献１には、中間周波数をシンボルレートに設定し、サンプリングレートを中間周波数の４Ｎ倍（Ｎは自然数）に設定すると、簡単な構成で直交復調器を実現できることが報告されている。ここでは、Ｎ＝１の場合について説明する。図において、ＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器１１１に入力され、シンボルレートfsの４倍の周波数（４fs）のクロック信号でサンプリングされる。このＡ／Ｄ変換出力を２分岐し、その一方を符号反転回路１１２を介してそれぞれ選択回路１１３に入力する。選択回路１１３は、周波数４fsで動作するカウンタ１１４の出力に応じて２系統の入力および "０" を順次選択し、それぞれ同相信号および直交信号として出力する。図９に、搬送波の位相状態と入出力信号を示す。

ここで、クロック周波数がシンボルレート（搬送波周波数ω_c ）の４倍であるので、キャリア同期およびタイミング同期がともに確立していれば、Ａ／Ｄ変換器１１１の量子化時点での cosω_ctおよび sinω_ctの値は、
(cosω_ct ，sinω_ct）＝（１，０）、（０，１）、（−１，０）、（０，−１）
となる。なお、図９中の同相信号および直交信号の "０" は、０が出力されることを示し、下線はＡ／Ｄ変換器出力の符号反転したものである。したがって、図８に示す構成により、受信信号（Ａ／Ｄ変換器出力）と搬送波の同相成分および直交成分との乗算による同相成分および直交成分のベースバンド信号を生成することができる。

図１０は、従来の直交復調器の第２の構成例を示す。非特許文献２には、Ａ／Ｄ変換器の動作速度を１／２に低減するための技術が示されている。図８に示す構成との違いは、２つのＡ／Ｄ変換器１０１，１０２を並列動作させ、ＩＦ信号をＴ／４（Ｔはシンボル周期、Ｔ＝１／fs）ずらして交互にサンプリングすることにより、等価的にＴ／４間隔（サンプリングレート＝４fs）でのサンプリングを実現するところにある。

ただし、Ａ／Ｄ変換器１０１，１０２の相対的な量子化タイミング差について、制御回路１０９で検出される誤差情報に基づいてＡ／Ｄ変換器１０２の出力を補間回路１０４で補償するとともに、遅延回路１０３でその処理遅延と同等の遅延をＡ／Ｄ変換器１０１の出力に与える。これにより、遅延回路１０３および補間回路１０４の出力は、１個のＡ／Ｄ変換器によりＴ／４間隔でサンプリングを行い、その出力を交互に２系統に振り分けたときと等価なものとなる。したがって、図８に示す構成と同等の符号反転回路１０５，１０６、選択回路１０７およびカウンタ１０８により、同じ動作原理に基づいて搬送波の同相成分および直交成分との乗算による同相成分および直交成分のベースバンド信号が得られる。図１１に、搬送波の位相状態と入出力信号を示す。

次に、タイミング同期回路について説明する。タイミング同期回路の従来技術は次の２種類に大別される（特許文献２）。(1) 受信信号（ＩＦ信号、ベースバンド信号）からクロックを直接生成する。(2) サンプリングされた信号からタイミング誤差を検出し、検出結果をもとにクロック発振器を制御する。

(1) の従来技術は、まず受信信号を二乗演算等の非線形信号処理で歪ませることにより、本来受信信号に含まれていないクロック周波数成分を発生させ、これを狭帯域フィルタで抽出することにより、所望のクロック信号を発生させるものである。狭帯域フィルタの代わりに、タンクリミッタ回路やＰＬＬ(Phase Locked Loop）を用いる場合もある。

(2) の従来技術は、クロックをＶＣＯ（電圧制御発振器）で発生させ、タイミング誤差検出出力をローパスフィルタを介してＶＣＯの制御電圧端子に入力することにより、サンプルタイミングを最適にするものである。なお、ＶＣＯは実装上の負担が大きいことから、ＶＣＯを使用する代わりにディジタル的に補間信号処理を行うことにより、タイミング誤差を補正する方法もある。

また、バースト伝送に対応する技術としては、衛星通信用復調器に用いられるクロック再生回路が非特許文献３に示されている。この技術は、上記の２つの中間的な技術であり、まずタイミング誤差検出回路において、受信信号を二乗演算等の非線形信号処理によりクロック成分を発生させ、ＦＦＴによりクロック成分を抽出して逆正接演算によりタイミング誤差を検出し、そのタイミング誤差信号に基づいてタイミング補正回路（補間回路）がタイミング補正を行う方法である。

図１２は、従来のタイミング誤差検出回路の原理的な構成を示す。ここでは、図８に示す直交復調器から出力される同相信号および直交信号が波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）を介して帯域制限されたものが入力される。帯域制限された同相信号および直交信号は、二乗回路７１０，７１１でそれぞれ二乗し、加算器７２０で加算してクロック成分を発生させる。加算器７２０の出力は、それぞれ sinωｔ_k，cosωｔ_k との乗算を行う乗算器７３０，７３５および積算回路７５０，７５５を用いたＦＦＴ信号処理によりクロック成分が検出される。ここで、ω＝２π／Ｔ、ｔ_k ＝ｋＴ／４（ｋは整数）である。検出されたクロック成分の複素平面上での位相角がタイミング位相に相当するため、積算回路７５０の出力を実部、積算回路７５５の出力を虚部として逆正接演算回路７６０に入力し、逆正接演算を行うことによりタイミング誤差信号を出力することができる。

このタイミング誤差検出回路は、シンボルレートの４倍でサンプリングされた信号を入力するので、各部もシンボルレートの４倍の周波数で動作することになる。このため、非特許文献３では、動作速度の低減が可能な構成として図１３に示す回路が示されている。ここでは、入力信号のサンプリングレートはナイキストレートであり、波形整形フィルタを用いたインタポレータ９００，９１０で４倍サンプリング相当の信号をＴ／２ごとに２個ずつ発生させることを特徴としている。すなわち、インタポレータ９００，９１０は、Ｔ／４間隔で設計されたロールオフフィルタを２つに分解したものを並列動作させることで、Ｔ／４だけタイミングの異なる２つの出力を同時に生成する。二乗回路８１０〜８１３、加算回路８２０，８２５、乗算器８３０，８３５、積算回路８５０，８５５および逆正接演算回路８６０は、それぞれ図１２における対応する各回路と同等に動作する。
特許第３２２８３６１号公報（第３頁、図３） 特開２０００−４９８７７号公報（第２〜３頁、図１１〜図１３） 岡田，白土、「高速直交検波器用ＬＳＩ」、1993年電子情報通信学会春季大会講演論文集第２分冊Ｂ-443、電子情報通信学会、p.2-444 、1993年３月 白戸，渡邊、「多値ＱＡＭ伝送に用いる高速ディジタル直交復調器の構成法に関する検討」、2003年電子情報通信学会総合大会講演論文集第２分冊Ｂ-5-267、電子情報通信学会、p.2-726 、2003年３月 松本，守倉，加藤、「バーストモード全ディジタル化高速クロック再生回路−蓄積型クロック再生方式−」、電子情報通信学会論文誌Ｂ-II 分冊、Vol.J75-B-II、No.6、pp.354-362、1992年６月

図８に示す直交復調器（特許文献１，非特許文献１）を用いる場合、Ａ／Ｄ変換器や直交復調器の後段に接続される波形整形フィルタおよびタイミング誤差検出回路は、シンボルレートの４倍の速度で動作する必要がある。この場合のタイミング誤差検出回路の入力信号は、シンボルレートの４倍でサンプリングされた信号であるため、ナイキストサンプリングされた同相信号および直交信号を用いる非特許文献３における動作速度の低減技術は適用できない。このため、タイミング同期回路の動作速度はシンボルレートの４倍のままであり、波形整形フィルタを含めて高速で動作させる必要がある。その結果、シンボルレートが数10ＭBaud以上の高速信号の場合には、回路の動作速度は 100ＭHzを越えることになる。一般に、ディジタル回路の消費電力は動作周波数に比例するため、消費電力の増大することになる。さらに、近年のディジタルデバイスの性能向上を勘案しても、 100ＭHzを越える動作速度を実現することは容易ではない。

一方、図１０に示す直交復調器（非特許文献２）は、Ａ／Ｄ変換器の動作速度はナイキストレートに低減されているが、出力のレートはシンボルレートの４倍であり、図８に示す直交復調器と同一であるため、動作速度の問題は解決されない。

本発明は、多値ＱＡＭに適用可能な性能を有し、シンボルレートが数10ＭBaud以上の高速信号に対しても消費電力や回路規模および価格の面で有利なディジタル復調器を提供することを目的とする。

請求項１に記載のディジタル復調器は、シンボルレートfs、シンボル周期Ｔ（＝１／fs）で、中間周波数の受信信号を２分岐して並列に入力し、それぞれサンプリング周波数２fsでＴ／４だけ異なるタイミングで交互に量子化を行う２つのＡ／Ｄ変換器と、２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に接続され、２つのＡ／Ｄ変換器の相対的な量子化タイミング差のＴ／４からのずれを補正する補間回路と、２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に接続され、補間回路の処理遅延と同じ遅延を与える遅延回路と、補間回路および遅延回路の各出力の符号を反転する第１および第２の符号反転回路と、周波数２fsで、補間回路の出力と第１の符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と、遅延回路の出力と第２の符号反転回路の出力を交互に選択した直交信号とを同一タイミングで出力する第１の選択回路とを含む直交復調器と、
第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第１の波形整形フィルタと、
第１の波形整形フィルタに対して出力位相がＴ／４遅れる特性を有し、第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第２の波形整形フィルタと、
第１の選択回路から出力された直交信号を１サンプル時間遅延させる遅延回路と、
第２の波形整形フィルタと同一特性を有し、遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第３の波形整形フィルタと、
第１の波形整形フィルタと同一特性を有し、第１の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第４の波形整形フィルタと、
第１の波形整形フィルタおよび第３の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第１の二乗加算手段と、第２の波形整形フィルタおよび第４の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第２の二乗加算手段と、各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第３および第４の符号反転回路と、第１の二乗加算回路の出力と第３の符号反転回路の出力を交互に選択する第２の選択回路と、第２の二乗加算回路の出力と第４の符号反転回路の出力を交互に選択する第３の選択回路と、第２および第３の選択回路の出力をそれぞれ積算する第１および第２の積算回路と、第１の積算回路の出力を実部および第２の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
第１〜第４の波形整形フィルタの各出力を入力とし、タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路とを備える。

請求項２に記載のディジタル復調器は、シンボルレートfs、シンボル周期Ｔ（＝１／fs）で、中間周波数の受信信号を入力し、サンプリング周波数４fsで量子化を行うＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力の符号を反転する第１の符号反転回路と、周波数２fsごとにＡ／Ｄ変換器の出力と符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と直交信号とを同一タイミングで出力する第１の選択回路とを含む直交復調器を備える。第１〜第４の波形整形フィルタ、遅延回路、タイミング誤差検出回路およびタイミング補正回路は、第１の実施形態と同様である。

請求項３に記載のディジタル復調器は、請求項１または請求項２に記載のディジタル復調器において、タイミング補正回路から出力される同相信号および直交信号に対して搬送波位相を調整する搬送波同期回路と、搬送波同期回路の出力から残留するタイミング誤差を検出するトラッキング回路とを備え、タイミング誤差検出回路は、間欠的に受信される受信信号の先頭の一定期間のみ動作した後にその出力を保持し、タイミング補正回路は、その後続の受信信号に対してはトラッキング回路の出力とタイミング誤差検出回路の出力の加算結果に応じてタイミング補正を行う構成である。

本発明のディジタル復調器は、各回路をすべてナイキストレートで動作させることができる。したがって、多値ＱＡＭを用いた数10ＭBaud以上の高速信号に適用可能なディジタル復調器を低消費電力および低価格で実現することができる。なお、非特許文献３に記載の構成に対して、アナログ直交復調器を使用しない構成であり、Ａ／Ｄ変換器の個数や動作速度が同じであることを考慮すると、メリットは大きい。

（第１の実施形態）
図１は、本発明のディジタル復調器の第１の実施形態を示す。図において、ＩＦ信号は直交復調器１００に入力されて直交復調される。この直交復調器１００は、基本的には図１０に示す従来の直交復調器と同じ構成である。従来の直交復調器は、図１１に示すように、搬送波の位相状態に応じて出力が "０”になる。たとえば、同相信号の場合、搬送波(cos) の振幅は１，０，−１，０の繰り返しとなり、同相信号はカウンタ値０〜３が奇数の時刻に "０”になる。このため、直交復調器の各出力に接続された波形整形フィルタ（ロールオフフィルタ）は、 "０”が入力されるタップの計算を省くことができる。本実施形態で用いる直交復調器１００は、 "０”の出力を止め、搬送波の振幅が０になるタイミングでは直前の出力を保持する構成であり、同相信号と直交信号がＴ／４ごとに交互に変化する。また、同相信号と直交信号は遅延調整され、同一タイミングで出力される構成である。直交復調器１００の動作タイミングを図３に示す。ここに示すように、従来の直交復調器においてはカウンタおよび選択回路がシンボルレートの４倍の周波数で動作する必要があるのに対して、本実施形態の直交復調器１００はナイキストレートで動作する構成であり、動作速度の低減が可能になっている。

直交復調器１００から出力された同相信号は、出力位相がＴ／４だけ異なる２つの波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２００および波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２１０に入力される。また、直交信号は、出力位相がＴ／４だけ異なる２つの波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２２０および波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２３０に入力されるが、波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２２０に入力される直交信号は、遅延回路（ＦＦ）２４０を介して１サンプル時間（＝Ｔ／２）遅延させてから入力する。

ここで、波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２００，２３０および波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２１０，２２０は、図４に示すように、Ｔ／４間隔で設計された基準となる波形整形フィルタをそれぞれ２つに分解したものであり、ＬＰＦ(a) はＬＰＦ(b) に対して出力位相がＴ／４だけ進むように構成されている。本実施形態では、タイミング誤差検出回路４００で４倍サンプリング相当の信号を必要とするため、出力位相がＴ／４だけ異なる波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２００，２３０および波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２１０，２２０に分解し、これを並列接続することによりシンボルレートの４倍で動作する（元のＴ／４間隔で設計された）波形整形フィルタと等価な動作をさせるように構成されている。各波形整形フィルタの出力を比較したものを図５に示す。ここに示すように、(1) 同相信号（Ｉch) と直交信号（Ｑch）では分解後のフィルタの配置を逆にし、(2) 直交信号を入力するフィルタの一方（図中網かけ部分）の出力タイミングを１サンプル分遅延させることにより、動作速度をナイキストレートに低減しかつ所望の出力が得られることがわかる。

波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２００と波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２１０の組、波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))２２０と波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))２３０の組は、それぞれＴ／２ごとに同相信号３１０，３２０および直交信号３３０，３４０を出力し、タイミング補正回路３００およびタイミング誤差検出回路４００に入力される。タイミング誤差検出回路４００の構成例を図２に示す。

タイミング誤差検出回路４００は、基本的には図１３に示す破線内の構成と同様であり、二乗回路４１０〜４１３、加算回路４２０，４２５、積算回路４５０，４５５、逆正接演算回路４６０がそれぞれ対応する。ここでは、図１３に示す乗算回路８３０，８３５における(−１)^k の乗算を、符号反転回路４３０，４３５および選択回路４４０，４４５により実現している。逆正接演算回路４６０から出力されるタイミング誤差信号３５０がタイミング補正回路３００に入力される。

タイミング補正回路３００は、同相信号および直交信号それぞれについて前後の信号から補間処理によりタイミング補正を行う。例えば、同相信号３１０，３２０はタイミングがＴ／４異なった時点の信号振幅をとるが、まず両入力を交互に並べることでＴ／４間隔の時系列信号を得る。この時系列信号に対して、タイミング誤差信号３５０に応じて多項式補間を行うことにより、タイミング補正された同相信号を出力する。同様に、直交信号３３０，３４０を入力してタイミング補正された直交信号を出力する。

このように、本実施形態の構成では、復調器全体がナイキストレートで動作すればよく、シンボルレートの４倍の速度で行う処理がなくなる。

（第２の実施形態）
図６は、本発明のディジタル復調器の第２の実施形態を示す。図において、ＩＦ信号は直交復調器１１０に入力されて直交復調される。この直交復調器１１０は、基本的には図８に示す従来の直交復調器と同じ構成である。ただし、搬送波の振幅が０になるタイミングでは直前の出力を保持し、出力である同相信号と直交信号は遅延調整され同一タイミングで出力される点が異なる。本実施形態では、直交復調器１１０に内蔵されるＡ／Ｄ変換器のサンプリングレートがシンボルレートの４倍であるが、出力タイミングとしては図３に示した第１の実施形態と同一になる。したがって、直交復調器１１０以降の構成は、第１の実施形態と同一の構成で対応することができる。

このように、本実施形態の構成では、直交復調器１１０において第１の実施形態と同等の出力を得ることができるので、直交復調器１１０以後の各回路の動作速度をすべてナイキストレートに低減することができる。

（第３の実施形態）
図７は、本発明のディジタル復調器の第３の実施形態を示す。本実施形態は、第１の実施形態の構成において、タイミング補正回路３００でタイミング同期が確立した同相信号および直交信号に対して、搬送波同期回路５００で搬送波同期を行う構成を示す。ここでは、バースト伝送を仮定し、バーストの先頭に配置された固定パターンを用いてタイミング同期を確立し、その後のデータシンボル伝送時にタイミング同期の追従動作を行う場合を想定する。なお、第２の実施形態の構成においても同様である。

本実施形態では、バーストの先頭の固定パターン受信中はタイミング誤差検出回路４００を動作させ、タイミング同期を確立させる。タイミング同期確立後は、タイミング誤差検出回路４００はその出力を保持したまま後続のデータシンボルの復調を続ける。これにより、同相信号および直交信号は、クロック発振器の周波数誤差により徐々にタイミング位相が最適点からずれている。これに対して、同相信号または直交信号の一方を入力とするトラッキング回路６００を動作させ、その出力をタイミング補正回路３００に入力し、タイミング誤差信号３５０に加算することによってタイミング補正を行い、タイミング同期の追従動作を実現する。

本発明のディジタル復調器の第１の実施形態を示す図。 タイミング誤差検出回路４００の構成例を示す図。 直交復調器１００の動作タイミングを示す図。 波形整形フィルタの構成を説明する図。 波形整形フィルタの出力例を示す図。 本発明のディジタル復調器の第２の実施形態を示す図。 本発明のディジタル復調器の第３の実施形態を示す図。 従来の直交復調器の第１の構成例を示す図。 従来の直交復調器の第１の構成例の動作タイミングを示す図。 従来の直交復調器の第２の構成例を示す図。 従来の直交復調器の第２の構成例の動作タイミングを示す図。 従来のタイミング誤差検出回路の原理的な構成を示す図。 従来のタイミング誤差検出回路の構成例を示す図。

符号の説明

１００，１１０ 直交復調器
１０１，１０２，１１１ Ａ／Ｄ変換器
１０３ 遅延回路
１０４ 補間回路
１０５，１０６，１１２ 符号反転回路
１０７，１１３ 選択回路
１０８，１１４ カウンタ
２００，２３０ 波形整形フィルタ（ＬＰＦ(a))
２１０，２２０ 波形整形フィルタ（ＬＰＦ(b))
２４０ 遅延回路（ＦＦ）
３００ タイミング補正回路
４００ タイミング誤差検出回路
４１０，４１１，４１２，４１３ 二乗回路
４２０，４２５ 加算回路
４３０，４３５ 符号反転回路
４４０，４４５ 選択回路
４５０，４５５ 積算回路
４６０ 逆正接演算回路
５００ 搬送波同期回路
６００ トラッキング回路

Claims (3)

1. シンボルレートfs、シンボル周期Ｔ（＝１／fs）で、中間周波数の受信信号を２分岐して並列に入力し、それぞれサンプリング周波数２fsでＴ／４だけ異なるタイミングで交互に量子化を行う２つのＡ／Ｄ変換器と、前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に接続され、前記２つのＡ／Ｄ変換器の相対的な量子化タイミング差のＴ／４からのずれを補正する補間回路と、前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に接続され、前記補間回路の処理遅延と同じ遅延を与える遅延回路と、前記補間回路および前記遅延回路の各出力の符号を反転する第１および第２の符号反転回路と、周波数２fsで、前記補間回路の出力と前記第１の符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と、前記遅延回路の出力と前記第２の符号反転回路の出力を交互に選択した直交信号とを同一タイミングで出力する第１の選択回路とを含む直交復調器と、
   前記第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第１の波形整形フィルタと、
   第１の波形整形フィルタに対して出力位相がＴ／４遅れる特性を有し、前記第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第２の波形整形フィルタと、
   前記第１の選択回路から出力された直交信号を１サンプル時間遅延させる遅延回路と、
   前記第２の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第３の波形整形フィルタと、
   前記第１の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記第１の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第４の波形整形フィルタと、
   前記第１の波形整形フィルタおよび前記第３の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第１の二乗加算手段と、前記第２の波形整形フィルタおよび前記第４の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第２の二乗加算手段と、前記各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第３および第４の符号反転回路と、前記第１の二乗加算回路の出力と前記第３の符号反転回路の出力を交互に選択する第２の選択回路と、前記第２の二乗加算回路の出力と前記第４の符号反転回路の出力を交互に選択する第３の選択回路と、前記第２および第３の選択回路の出力をそれぞれ積算する第１および第２の積算回路と、前記第１の積算回路の出力を実部および前記第２の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
   前記第１〜第４の波形整形フィルタの各出力を入力とし、前記タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路と
   を備えたことを特徴とするディジタル復調器。
2. シンボルレートfs、シンボル周期Ｔ（＝１／fs）で、中間周波数の受信信号を入力し、サンプリング周波数４fsで量子化を行うＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力の符号を反転する第１の符号反転回路と、周波数２fsごとに前記Ａ／Ｄ変換器の出力と前記第１の符号反転回路の出力を交互に選択した同相信号と直交信号とを同一タイミングで出力する第１の選択回路とを含む直交復調器と、
   前記第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第１の波形整形フィルタと、
   第１の波形整形フィルタに対して出力位相がＴ／４遅れる特性を有し、前記第１の選択回路から出力された同相信号を入力して波形整形する第２の波形整形フィルタと、
   前記第１の選択回路から出力された直交信号を１サンプル時間遅延させる遅延回路と、
   前記第２の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記遅延回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第３の波形整形フィルタと、
   前記第１の波形整形フィルタと同一特性を有し、前記第１の選択回路から出力された直交信号を入力して波形整形する第４の波形整形フィルタと、
   前記第１の波形整形フィルタおよび前記第３の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第１の二乗加算手段と、前記第２の波形整形フィルタおよび前記第４の波形整形フィルタの各出力をそれぞれ二乗して加算する第２の二乗加算手段と、前記各二乗加算手段の各出力の符号を反転する第２および第３の符号反転回路と、前記第１の二乗加算回路の出力と前記第２の符号反転回路の出力を交互に選択する第２の選択回路と、前記第２の二乗加算回路の出力と前記第３の符号反転回路の出力を交互に選択する第３の選択回路と、前記第２および第３の選択回路の出力をそれぞれ積算する第１および第２の積算回路と、前記第１の積算回路の出力を実部および前記第２の積算回路の出力を虚部とする複素平面上のベクトル角度をタイミング誤差信号として出力する逆正接演算回路とを含むタイミング誤差検出回路と、
   前記第１〜第４の波形整形フィルタの各出力を入力とし、前記タイミング誤差信号に基づく補間処理によりタイミング補正された同相信号および直交信号として出力するタイミング補正回路と
   を備えたことを特徴とするディジタル復調器。
3. 請求項１または請求項２に記載のディジタル復調器において、
   前記タイミング補正回路から出力される同相信号および直交信号に対して搬送波位相を調整する搬送波同期回路と、
   前記搬送波同期回路の出力から残留するタイミング誤差を検出するトラッキング回路とを備え、
   前記タイミング誤差検出回路は、間欠的に受信される受信信号の先頭の一定期間のみ動作した後にその出力を保持し、前記タイミング補正回路は、その後続の受信信号に対しては前記トラッキング回路の出力と前記タイミング誤差検出回路の出力の加算結果に応じてタイミング補正を行う構成である
   ことを特徴とするディジタル復調器。
   

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