JP4632929B2 - 復調装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線信号を伝送する伝送システムに用いられる復調装置に関し、特に、直交変調された信号から同相信号と直交信号を復調する復調装置に関する。

近年、デジタル変復調技術の開発が進み、無線通信やテレビ放送において高速大容量のデジタル信号伝送が実現している。デジタル信号を伝送するための手段として搬送波信号を用いる変調技術が一般的に知られている。

このような変調技術の変調の種類としては、振幅を変化させることによって変調を行う振幅変調(ASK : Amplitude Shift Keying)、位相を変化させることによって変調を行う位相変調(PSK : Phase Shift Keying)、周波数を変化させることによって変調を行う周波数変調(FSK : Frequency Shift Keying)、位相と振幅の両方を変化させることによって変調を行う直交振幅変調(QAM : Quadrature Amplitude Modulation)、伝送すべきデータを分解して複数の周波数成分に割り当て、直交性を利用して複数の搬送波を周波数軸上で密に並べることにより狭帯域での伝送を実現した直交周波数分割多重変調(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)などが挙げられる。

このような変調技術により変調された搬送波信号（変調信号）Ｓ（ｔ）は、例えば直交変調方式の場合、一般的に下記式（１）のように表すことができる。ここで、Ｄ（ｔ）は変調を行う前の原信号である。また、ｆは変調に用いる搬送波の周波数を表し、ｔは時間を表す。
Ｓ(ｔ)＝Ｄ(ｔ)×ｃｏｓ(２πｆｔ)＋Ｄ(ｔ)×ｓｉｎ(２πｆｔ) ・・・（１）

ここで、搬送波信号中の同相信号（同相成分）及び直交信号（直交成分）を、それぞれＩ（ｔ）及びＱ（ｔ）とした場合、Ｉ（ｔ）及びＱ（ｔ）は下記式（２）及び（３）のように表される。
Ｉ(ｔ)＝Ｄ(ｔ) ×ｃｏｓ(２πｆｔ) ・・・（２）
Ｑ(ｔ)＝Ｄ(ｔ) ×ｓｉｎ(２πｆｔ) ・・・（３）

このため、上記式（１）は下記式（４）のように書き直すことができる。
Ｓ(ｔ)＝Ｉ(ｔ)＋Ｑ(ｔ) ・・・（４）

一方、復調においては、搬送波信号Ｓ（ｔ）に対して下記式（５）及び（６）に示される演算処理を施すことにより、同相信号Ｉ（ｔ）及び直交信号Ｑ（ｔ）を得ることができる。
Ｉ(ｔ)＝Ｓ(ｔ) ×ｃｏｓ(２πｆｔ) ・・・（５）
Ｑ(ｔ)＝Ｓ(ｔ) ×ｓｉｎ(２πｆｔ) ・・・（６）

このような復調によって得られた信号中には、原理的に周波数ｆの整数倍の周波数（２×ｆ、３×ｆ、４×ｆ、・・・）の高調波成分が含まれることになるため、必要な周波数帯域の信号（データ）を取得するために低域通過フィルタが復調装置側に必要となる。

図８に、下記特許文献１にも示されているような、従来の復調装置の概略構成を示す。図示されない送信装置にて直交変調が施された信号は、復調装置のアンテナ、ダウンコンバータ、アナログ／デジタル変換器（全て不図示）等を介してミキサ入力端子１０１に供給される。尚、上記のアナログ／デジタル変換器への入力信号は、例えば上記式（１）によって表される。

１０２は、復調を行うべきデータ（入力信号）をミキサ入力端子１０１にて受けるミキサ部である。ミキサ部１０２は、発振器１０３、位相変換器１０４、同相信号用乗算器１０５及び直交信号用乗算器１０６を有して構成される。

発振器１０３は、必要な周波数を有する搬送波を生成し（搬送波を再生し）、生成した搬送波信号を出力する。同相信号用乗算器１０５は、ミキサ入力端子１０１にて受けた入力信号と生成された搬送波信号との乗算を行うことによって同相信号を得る。位相変換器１０４は、発振器１０３からの搬送波信号の位相をπ／２だけ回転させ、直交信号用乗算器１０６に出力する。直交信号用乗算器１０６は、ミキサ入力端子１０１にて受けた入力信号と位相変換器１０４の出力信号との乗算を行うことによって直交信号を得る。

同相信号用低域通過フィルタ１０９ａは、同相信号用乗算器１０５から出力される同相信号の高域周波数成分を低減し、同相信号用出力端子１１０から帯域が制限された同相信号（同相信号成分）を出力する。直交信号用低域通過フィルタ１０９ｂは、直交信号用乗算器１０６から出力される直交信号の高域周波数成分を低減し、直交信号用出力端子１１１から帯域が制限された直交信号（直交信号成分）を出力する。

次に、ミキサ部１０２の機能を実現するための信号処理の原理を、図９を参照して説明する。位相変調においては、信号の時間変化を単位円上の角度θにて表現する。図９を参照しても分かるように、θが０、π／２、π、３π／２のとき、ｃｏｓθは夫々１、０、−１、０となり、ｓｉｎθは夫々０、１、０、−１となる。つまり、或る時刻おける信号の余弦（ｃｏｓ）を取ることにより該信号の同相成分を抽出することができ、正弦（ｓｉｎ）を取ることにより該信号の直交成分を抽出することができる。

デジタル信号処理においては、２進数で表現可能な値である「０」及び「１」で信号を表すことができれば処理が簡単になるため、一般的にはθとして０、π／２、π及び３π／２の４つの角度に着目し、θの正弦及び余弦の値を「０」または「１」に限定した乗算処理法がよく用いられる。つまり、θ＝０のときには（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）＝（０、１）となり、θ＝π／２のときには（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）＝（１、０）となり、θ＝πのときには（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）＝（０、−１）となり、θ＝３π／２のときには（ｓｉｎθ、ｃｏｓθ）＝（−１、０）となることを利用し、マルチプレクサによってミキサ部を構成する。このような乗算処理法に基づくミキサ部は、複雑な乗算演算回路を用いる必要がなく、回路規模の削減に寄与するものとして一般的に利用されている。

図１０及び図１１に、上記の乗算処理法に基づく従来の復調装置のミキサ部の構成例を示す。ミキサ入力端子１１８ａ及び１１８ｂへの入力信号は、図８のミキサ入力端子１０１への入力信号と同じである。図１０及び図１１において、同一の部分には同一の符号を付している。

図１０を用いて余弦を演算する場合の手法について説明する。余弦演算の対象となるデータはミキサ入力端子１１８ａからミキサ部に入る。マルチプレクサ１１４ａは、４入力のマルチプレクサとなっている。カウンタ１１５は、θがπ／２進むごとにカウント値を増加させる２ビットの４進アップカウンタである。カウント値はループ状に０〜３の値をとる。即ちθがπ／２進むごとに、０、１、２、３、０、１、２、３、０、・・・の順番でカウント値は更新される。また、０、１、２、３のカウント値は、それぞれ０、π／２、π、３π／２のθに対応している。

まず、ミキサ入力端子１１８ａに与えられた入力データを、マルチプレクサ１１４ａの０番目の入力端子に与える。これは、入力データにｃｏｓ（０）＝１を乗算したことに対応する。また、ミキサ入力端子１１８ａに与えられた入力データを、インバータ１１２を介してマルチプレクサ１１４ａの２番目の入力端子に与える。これは、入力データにｃｏｓ（π）＝−１を乗算したことに対応する。マルチプレクサ１１４ａの１番目及び３番目の入力端子には、常に「０」の値を供給する。これは、それぞれ、入力データにｃｏｓ（π／２）＝０及びｃｏｓ（３π／２）＝０を乗算したことに対応する。

カウンタ１１５の２ビットのカウント値は、マルチプレクサ１１４ａの選択制御端子に供給される。マルチプレクサ１１４ａは、供給されたカウント値に従い、４つの入力端子にて受けた信号を順次切り替えて出力端子１１６から出力する。これにより、ミキサ入力端子１１８ａへの入力データ（入力信号）に、乗算係数としての１、０、−１、０、・・・を順次、乗算する演算処理を実現する。

図１１を用いて正弦を演算する場合の手法について説明する。正弦演算の対象となるデータはミキサ入力端子１１８ｂからミキサ部に入る。マルチプレクサ１１４ｂは、４入力のマルチプレクサとなっている。

まず、ミキサ入力端子１１８ｂに与えられた入力データを、マルチプレクサ１１４ｂの１番目の入力端子に与える。これは、入力データにｓｉｎ（π／２）＝１を乗算したことに対応する。また、ミキサ入力端子１１８ｂに与えられた入力データを、インバータ１１３を介してマルチプレクサ１１４ｂの３番目の入力端子に与える。これは、入力データにｓｉｎ（３π／２）＝−１を乗算したことに対応する。マルチプレクサ１１４ｂの０番目及び２番目の入力端子には、常に「０」の値を供給する。これは、それぞれ、入力データにｓｉｎ（０）＝０及びｓｉｎ（π）＝０を乗算したことに対応する。

カウンタ１１５の２ビットのカウント値は、マルチプレクサ１１４ｂの選択制御端子に供給される。マルチプレクサ１１４ｂは、供給されたカウント値に従い、４つの入力端子にて受けた信号を順次切り替えて出力端子１１７から出力する。これにより、ミキサ入力端子１１８ｂへの入力データ（入力信号）に、乗算係数としての０、１、０、−１、・・・を順次、乗算する演算処理を実現する。

上記のようにミキサ部を構成することにより、図１０の出力端子１１６からは離散時間信号として下記数列式（７ａ）にて表される同相信号列Ｉｎ（ｔ）が出力され、図１１の出力端子１１７からは離散時間信号として下記数列式（７ｂ）にて表される直交信号列Ｑｎ（ｔ）が出力される。
Ｉｎ（ｔ）＝｛Ｉ０，０，Ｉ１，０，Ｉ２，０，Ｉ３，・・・・｝ ・・・（７ａ）
Ｑｎ（ｔ）＝｛０，Ｑ０，０，Ｑ１，０，Ｑ２，０，・・・・｝ ・・・（７ｂ）

同相信号列Ｉｎ（ｔ）は、上記式（５）にて表現される同相信号Ｉ（ｔ）を離散時間信号の数列として表記したものであり、直交信号列Ｑｎ（ｔ）は、上記式（６）にて表現される直交信号Ｑ（ｔ）を離散時間信号の数列として表記したものである。ここで、Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、・・・は、θ＝０またはπに対応する有意な同相信号の値（同相成分）を示し、Ｑ０、Ｑ１、Ｑ２、・・・は、θ＝π／２または３π／２に対応する有意な直交信号の値（直交成分）を示す。同相信号列Ｉｎ（ｔ）に含まれるゼロの値は同相信号の値として意味を有さず、直交信号列Ｑｎ（ｔ）に含まれるゼロの値は直交信号の値として意味を有さない。

図１２に、図１０及び図１１のミキサ部の後段の夫々に設けられる、従来の復調装置における低域通過フィルタ（図８の１０９ａ及び１０９ｂに対応）の構成を示す。従来の低域通過フィルタは、図１２に示す如く、例えばタップ数が７個の７次のＦＩＲ(Finite Impulse Response)型低域通過フィルタとなっている。

図１２の低域通過フィルタは、フィルタ入力端子１２１と、互いに直列に接続された６つのフリップフロップからなるシフトレジスタ１２２と、乗算器群１２３と、６つの加算器から成る加算器群１２４と、フィルタ出力端子１２５と、を備えて構成される。乗算器群１２３は、初段のフリップフロップへの入力データ（入力信号）と６つのフリップフロップの各出力データ（出力信号）に所定のタップ係数を乗算する７つの乗算器にて構成される。

図１０のミキサ部の後段に設けられる低域通過フィルタのフィルタ入力端子１２１には、図１０の出力端子１１６からの信号が与えられる。図１１のミキサ部の後段に設けられる低域通過フィルタのフィルタ入力端子１２１には、図１１の出力端子１１７からの信号が与えられる。

フィルタ入力端子１２１に与えられた信号は、シフトレジスタ１２２により、１単位時間が経過するごとに後段のフリップフロップに送られる。シフトレジスタ１２２によって保持される値は、原則として１単位時間が経過するごとに変化する。各時刻のシフトレジスタ１２２の保持値に対して、乗算器群１２３によるタップ係数（フィルタ係数）の乗算を行い、全ての乗算結果を加算器群１２４を用いて足し合わせてフィルタ出力端子１２５から出力する。これらの演算処理を行うことによりフィルタ機能が実現される。尚、１単位時間は、θがπ／２だけ進む時間に等しく、また、シフトレジスタ１２２を構成するフリップフリップの１クロック分の時間に等しい。

ここで、低域通過フィルタに与えられる同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）のデータ構成について考える。任意の時刻ｔ＝０において、同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）が、それぞれ下記数列式（８ａ）及び（８ｂ）にて表されているものとする。
Ｉｎ（ｔ）＝｛Ｉ０，０，Ｉ１，０，Ｉ２，０，Ｉ３，・・・・｝ ・・・（８ａ）
Ｑｎ（ｔ）＝｛０，Ｑ０，０，Ｑ１，０，Ｑ２，０，・・・・｝ ・・・（８ｂ）

時刻が１単位時間分すすみｔ＝１となると、同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）は、それぞれ下記数列式（９ａ）及び（９ｂ）のようになる。
Ｉｎ（ｔ）＝｛０，Ｉ１，０，Ｉ２，０，Ｉ３，０，・・・・｝ ・・・（９ａ）
Ｑｎ（ｔ）＝｛Ｑ０，０，Ｑ１，０，Ｑ２，０，Ｑ３・・・・｝ ・・・（９ｂ）

更に時刻が１単位時間分すすみｔ＝２となると、同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）は、それぞれ下記数列式（１０ａ）及び（１０ｂ）のようになる。
Ｉｎ（ｔ）＝｛Ｉ１，０，Ｉ２，０，Ｉ３，０，Ｉ４・・・・｝ ・・・（１０ａ）
Ｑｎ（ｔ）＝｛０，Ｑ１，０，Ｑ２，０，Ｑ３，０・・・・｝ ・・・（１０ｂ）

このように、低域通過フィルタに与えられる同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）は、１単位時間分のずれを持ちながら、それぞれが有意な値とゼロとを交互に配列した構成となっている。

低域通過フィルタは、１単位時間ごとにゼロが補間された入力信号列（Ｉｎ（ｔ）またはＱｎ（ｔ））を受けてフィルタ演算処理を行い、有意な値が連続する信号列を出力する。即ち、図１０のミキサ部の後段に設けられる低域通過フィルタは、有意な値が連続する同相信号列｛Ｉ０’，Ｉ１’，Ｉ２’，Ｉ３’，Ｉ４’，Ｉ５’，Ｉ６’，・・・・｝を出力し、図１１のミキサ部の後段に設けられる低域通過フィルタは、有意な値が連続する直交信号列｛Ｑ０’，Ｑ１’，Ｑ２’，Ｑ３’，Ｑ４’，Ｑ５’，Ｑ６’，・・・・｝を出力する。

尚、下記特許文献１には、２種の信号を直交変調によりデジタル伝送する方式の送信回路を備えたデジタル信号伝送装置において、前記送信回路が、デジタル信号処理により前記２種の信号を直交変調するデジタル直交変調回路と、前記信号の一方の帯域を制限する第１の非巡回型デジタルＬＰＦと、前記信号の他方の帯域を制限する第２の非巡回型デジタルＬＰＦとを有し、前記第１と第２の非巡回型デジタルＬＰＦが、それぞれのタップ数が互いに１タップ異なり、それぞれ対称なタップ係数値を有するデジタルＬＰＦで構成されていることを特徴とするデジタル信号伝送装置が開示されている。

特開平１１−２６１６５９号公報

上述したように、直交変調された信号を復調する従来の復調装置においては、同相信号用の直交信号用の２つの低域通過フィルタが必要となる。また、一般的に直交変調及び直交復調を利用する伝送システムにおいては、高性能の低域通過フィルタが要求される。このため、従来の復調装置では、２つの低域通過フィルタを実現するために回路規模が大きくなっており、これに起因して消費電力の低減が困難となっている。

また、上記特許文献１に記載の技術は、低域通過フィルタの回路規模の削減を目的としたものではあるが、フィルタ内部の演算方法を変更するだけのものであり、その削減効果は不十分である。

本発明は、上記の点に鑑み、フィルタの回路規模の縮小及び低消費電力化を実現可能とする復調装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係る復調装置は、直交変調された信号から同相信号と直交信号を復調し、復調によって得られた同相信号と直交信号を時系列で交互に配列して出力するミキサを備え、単一のフィルタにて、前記ミキサの出力に含まれる前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限することを特徴とする。

これにより、フィルタの回路規模の縮小及び低消費電力化が期待できる。

具体的には例えば、前記ミキサは、同一の出力端子から、有意な値を持つ前記同相信号と有意な値を持つ前記直交信号を時系列で交互に配列して出力する。

同相信号と直交信号は直交関係にあるため、同相信号の値が意味を持たない値（例えばゼロ）となっているタイミングにおいて直交信号は有意な値を持ち、直交信号の値が意味を持たない値（例えばゼロ）となっているタイミングにおいて同相信号は有意な値を持つ。上記「有意な値」には、同相信号と直交信号を正しく復調するための情報が含まれており、また、同相信号と直交信号を正しく復調する上で上記「意味を持たない値」は必要ない。この関係を利用し、ミキサは、有意な値を持つ同相信号と有意な値を持つ直交信号を時系列で交互に配列して出力する。

更に具体的には例えば、前記ミキサは、２つの入力部にて復調前の入力信号をそのまま受け、他の２つの入力部にて前記入力信号を反転して受ける４入力のマルチプレクサを備え、 前記マルチプレクサは、４種類の値をとるカウンタの出力に従って４つの入力部が受けた信号を順次選択することにより、前記同相信号及び前記直交信号の夫々の正論理出力及び負論理出力を、時系列で前記出力端子から得る。

また例えば、前記ミキサは、前記直交信号と前記同相信号を前記出力端子から出力するとともに、前記出力端子から出力している信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを特定する同相／直交判定信号を出力する。

また例えば、前記ミキサは、前記直交信号と前記同相信号を前記出力端子から出力するとともに、前記出力端子から出力している信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを特定する同相／直交判定信号を前記カウンタの値に基づいて出力する。

そして例えば、前記フィルタは、前記同相／直交判定信号に基づいて前記ミキサの前記出力端子から受け取った信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを判別することにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する。

より具体的な構成として例えば、前記フィルタは、前記ミキサの前記出力端子からの信号を初段にて受ける互いに直列に接続された複数の遅延素子と、初段の前記遅延素子への入力信号と前記遅延素子の各出力信号に所定のタップ係数を乗算する複数の乗算器と、初段の前記遅延素子側から０、２、４・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第１合算器と、初段の前記遅延素子側から１、３、５・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第２合算器を備え、前記同相／直交判定信号に基づいて前記第１合算器の合算結果と前記第２合算器の合算結果を交互に前記同相信号と前記直交信号に対応させることにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する。

他の具体的な構成として例えば、前記フィルタは、前記ミキサの前記出力端子からの信号を初段にて受ける互いに直列に接続されたｎ個（ｎは偶数）の遅延素子と、前記ｎ個の遅延素子の各出力の中心に対して対称関係にあるタップの信号を夫々加算するｎ／２個の前置加算器と、前記前置加算器の各加算結果とｎ／２段目の遅延素子の出力信号に所定のタップ係数を乗算する（ｎ／２＋１）個の乗算器と、ｎ／２段目の前記遅延素子側から１、３、５・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第１合算器と、ｎ／２段目の前記遅延素子側から０、２、４・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第２合算器を備え、前記同相／直交判定信号に基づいて前記第１合算器の合算結果と前記第２合算器の合算結果を交互に前記同相信号と前記直交信号に対応させることにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する。

これにより、乗算器の数を削減することが可能となる。

また例えば、前記フィルタは、前記第１及び第２合算器の合算結果の内、前記同相信号に対応する合算結果を前記同相／直交判定信号に基づいて選択する同相信号選択器と、前記第１及び第２合算器の合算結果の内、前記直交信号に対応する合算結果を前記同相／直交判定信号に基づいて選択する直交信号選択器と、を更に備えている。

また例えば、前記フィルタは、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタ、または帯域阻止フィルタである。

上述した通り、本発明に係る時定数自動調整回路によれば、フィルタの回路規模の縮小及び低消費電力化が実現可能となる。

以下、本発明の実施形態につき具体的に説明する。図１は、本発明の実施形態に係る復調装置（デジタル復調装置）の全体的構成を示す図である。

図１の復調装置は、直交変調を用いて伝達すべき情報を無線伝送する伝送システムに用いられる。図示されない送信装置にて直交変調が施された信号は、復調装置のアンテナ、ダウンコンバータ、アナログ／デジタル変換器（全て不図示）等を介してミキサ入力端子１に供給される。尚、上記のアナログ／デジタル変換器への入力信号は、例えば上記式（１）によって表される。

２は、復調を行うべきデータ（入力信号）をミキサ入力端子１にて受けるミキサ部である。ミキサ部２は、発振器３、位相変換器４、同相信号用乗算器５、直交信号用乗算器６、選択信号発生器７及びマルチプレクサ（ＭＵＸ）８を有して構成される。

発振器３は、必要な周波数を有する搬送波を生成し（搬送波を再生し）、生成した搬送波信号を出力する。同相信号用乗算器５は、ミキサ入力端子１にて受けた入力信号と発振器３からの搬送波信号との乗算を行うことによって同相信号を得る。位相変換器４は、発振器３からの搬送波信号の位相をπ／２だけ回転させ、直交信号用乗算器６に出力する。直交信号用乗算器６は、ミキサ入力端子１にて受けた入力信号と位相変換器４の出力信号との乗算を行うことによって直交信号を得る。

選択信号発生器７は、発振器３からの搬送波信号（搬送波信号に応じたクロック信号）を受けて、同相信号と直交信号との選別にかかわる選択信号をマルチプレクサ８及び低域通過フィルタ９に供給する。マルチプレクサ８は、選択信号発生器７から供給される選択信号に応じ、同相信号用乗算器５の出力信号と直交信号用乗算器６の出力信号とを単位時間ごとに切り替えて出力する。

低域通過フィルタ（ＬＰＦ）９は、選択信号発生器７から供給される選択信号に応じて内蔵する２系統の信号処理回路を交互に切り替えることにより、高域周波数成分を低減した同相信号（同相信号成分）を同相信号出力端子（同相成分用出力端子）１０から出力するとともに、高域周波数成分を低減した直交信号（直交信号成分）を直交信号出力端子（直交成分用出力端子）１１から出力する。

図２に、本実施形態に係る復調装置のミキサ部の構成例を示す。図２のミキサ部は、ミキサ入力端子１８、インバータ１２及び１３、マルチプレクサ１４、カウンタ１５、ミキサ出力端子１６並びに同相／直交判定信号出力端子１７（以下、判定信号出力端子１７という）とを有して構成される。

図２のミキサ部は、図１のミキサ部２の機能を実現するための一構成例であり、ミキサ入力端子１８への入力信号は、図１のミキサ入力端子１への入力信号と同じである。また、ミキサ入力端子１８への入力信号は、図１０及び図１１のミキサ入力端子１１８ａ及び１１８ｂへの入力信号と同じであると仮定し、図１０等の説明に用いた同相信号列Ｉｎ（ｔ）及び直交信号列Ｑｎ（ｔ）を構成する値Ｉ０、Ｉ１やＱ０、Ｑ１等を用いて、図２のミキサ部の動作説明を行う。

図２のミキサ部は、図９を用いて上述した、θの正弦及び余弦の値を「０」または「１」に限定する上記乗算処理法を利用するものである。位相変調においては、信号の時間変化を単位円上の角度θにて表現する。θが０、π／２、π、３π／２のとき、ｃｏｓθは夫々１、０、−１、０となる一方、ｓｉｎθは夫々０、１、０、−１となる。従って、図２のミキサ部への入力データ(入力信号)に余弦演算を施して（即ち、ｃｏｓθを乗じて）有意な値を得るタイミングにおいては、正弦演算の結果はゼロとなり、一方、図２のミキサ部への入力データ(入力信号)に正弦演算を施して（即ち、ｓｉｎθを乗じて）有意な値を得るタイミングにおいては、余弦演算の結果はゼロとなる。

この原理を利用し、図２のミキサ部では、余弦演算の結果がゼロとなるタイミングにて正弦演算を行うとともに、正弦演算の結果がゼロとなるタイミングにて余弦演算を行うことにより、正弦演算の有意な結果と余弦演算の有意な結果を時系列で（時分割で）同一の出力端子から得る。

図２において、余弦演算及び正弦演算の対象となるミキサ部への入力データ(入力信号)は、ミキサ入力端子１８からミキサ部に入る。マルチプレクサ１４は、入力端子（入力部）ＩＮ０、ＩＮ１、ＩＮ２及びＩＮ３を有する４入力のマルチプレクサである。

カウンタ１５は、θがπ／２進むごとにカウント値を増加させる２ビットの４進アップカウンタである。ここで、θがπ／２だけ進む時間を、１単位時間とする。カウント値はループ状に０〜３の値をとる。即ちθがπ／２進むごとに、０、１、２、３、０、１、２、３、０、・・・の順番でカウント値は更新される。また、０、１、２、３のカウント値は、それぞれ０、π／２、π、３π／２のθに対応している。

まず、０番目の入力端子ＩＮ０は、ミキサ入力端子１８に直接接続され、ミキサ入力端子１８への入力データ（入力信号）をそのまま受ける。これは、入力データにｃｏｓ（０）＝１を乗算したことに対応する。１番目の入力端子ＩＮ１も、ミキサ入力端子１８に直接接続され、ミキサ入力端子１８への入力データをそのまま受ける。これは、入力データにｓｉｎ（π／２）＝１を乗算したことに対応する。

２番目の入力端子ＩＮ２は、インバータ１２を介してミキサ入力端子１８に接続される。即ち、入力端子ＩＮ２は、ミキサ入力端子１８への入力データを反転したデータを受ける。これは、入力データにｃｏｓ（π）＝−１を乗算したことに対応する。３番目の入力端子ＩＮ３は、インバータ１３を介してミキサ入力端子１８に接続される。即ち、入力端子ＩＮ３も、ミキサ入力端子１８への入力データを反転したデータを受ける。これは、入力データにｓｉｎ（３π／２）＝−１を乗算したことに対応する。

カウンタ１５の２ビットのカウント値は、マルチプレクサ１４の選択制御端子に供給される。マルチプレクサ１４は、供給されたカウント値に従い、４つの入力端子ＩＮ０〜ＩＮ３にて受けた信号を順次切り替えてミキサ出力端子１６から出力する。具体的には、カウント値が０、１、２、３のとき、それぞれ入力端子ＩＮ０、ＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３へ供給される信号をミキサ出力端子１６から出力する。

これにより、ミキサ入力端子１８への入力データ（入力信号）に、乗算係数としての１、１、−１、−１、・・・を順次、乗算する演算処理を実現する。この結果、ミキサ出力端子１６からは、Ｉ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、・・・といったように、ゼロ値を省略した形で有意な値を持つ同相信号（同相信号成分）と有意な値を持つ直交信号（直交信号成分）が時系列で交互に配列して出力されることになる。

言い換えるならば、同一のミキサ出力端子１６から、同相信号の値が無意義な値となるタイミングにおいて有意な値を持つ直交信号を出力し、直交信号の値が無意義な値となるタイミングにおいて有意な値を持つ同相信号を出力する。今の例の場合、「無意義な値」として「０」を想定しているが、「無意義な値」として「１」を採用することも可能である。

また、同相信号を得る場合には余弦演算を行うことになるが、θ＝０の時はｃｏｓθ＝１であり、ミキサ入力端子１８への入力がそのまま出力に反映されることになる。つまり、θ＝０の時、ミキサ出力端子１６からは同相信号の正論理出力が得られることになる。また、θ＝πの時はｃｏｓθ＝−１であり、ミキサ入力端子１８への入力の反転信号が出力に反映されることになる。つまり、θ＝πの時、ミキサ出力端子１６からは同相信号の負論理出力が得られることになる。直交信号を得る場合には正弦演算を行うことになるが、上記と同様に考えると、θ＝π／２の時、ミキサ出力端子１６からは直交信号の正論理出力が得られ、θ＝３π／２の時、ミキサ出力端子１６からは直交信号の負論理出力が得られることになる。

従って、同相信号の正論理出力、直交信号の正論理出力、同相信号の負論理出力、直交信号の負論理出力が、時系列で（時分割で）、順次ミキサ出力端子１６から得られる、と表現することもできる。

また、カウンタ１５のカウント値は２ビットのデジタル値によって表現されるが、判定信号出力端子１７からは、カウンタ１５のカウント値の下位１ビットを表す信号が同相／直交判定信号として出力される。上述の説明から明らかなように、カウンタ１５から出力されるカウント値の下位１ビットが「０」のときは（カウンタ値が１０進数表記で０または２のときは）ミキサ出力端子１６から同相信号（同相信号成分）が出力され、カウンタ１５から出力されるカウント値の下位１ビットが「１」のときは（カウンタ値が１０進数表記で１または３のときは）ミキサ出力端子１６から直交信号（直交信号成分）が出力される。

このため、判定信号出力端子１７から出力される同相／直交判定信号を参照することにより、現在ミキサ出力端子１６から出力されている信号が、同相信号（同相信号成分）であるのか或いは直交信号（直交信号成分）であるのかを判別することができる。

次に、図２のミキサ部の後段に設けられる低域通過フィルタ（図１の低域通過フィルタ９に対応）の構成を図３に示す。図３では、タップ数が７個の７次のＦＩＲ(Finite Impulse Response)型低域通過フィルタを例示している。

図３の低域通過フィルタは、フィルタ入力端子２１と、互いに直列に接続された６つのフリップフロップ（遅延素子）２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ、２２ｅ及び２２ｆからなるシフトレジスタ２２と、乗算器群２３と、３つの加算器２４ａ、２４ｂ及び２４ｃから成る第１合算器（偶数番目データ処理用加算器群）２４と、２つの加算器２５ａ及び２５ｂから成る第２合算器（奇数番目データ処理用加算器群）２５と、図２の判定信号出力端子１７からの同相／直交判定信号を受ける判定信号入力端子２６と、同相成分選択用マルチプレクサ（同相信号選択器）２７と、直交成分選択用マルチプレクサ（直交信号選択器）２８と、同相成分用出力端子２９と、直交成分用出力端子３０と、を有して構成される。

フィルタ入力端子２１と初段のフリップフロップ２２ａのデータ入力端子との間と、フリップフロップ２２ａ〜２２ｆの各データ入力端子−データ出力端子間と、フリップフロップ２２ｆのデータ出力端子に、タップを設ける。乗算器群２３は、初段のフリップフロップ２２ａへの入力データ（入力信号）に所定のタップ係数を乗算し、その乗算結果（乗算して得られた値）を出力する乗算器２３ａと、フリップフロップ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ、２２ｅ及び２２ｆの出力データ（出力信号）に、それぞれ所定のタップ係数を乗算し、その乗算結果を出力する乗算器２３ｂ、２３ｃ、２３ｄ、２３ｅ、２３ｆ及び２３ｇと、から成る。

フィルタ入力端子２１には、図２のミキサ出力端子１６からの信号が与えられる。フィルタ入力端子２１に与えられた信号は、シフトレジスタ２２により、１単位時間が経過するごとに後段のフリップフロップに送られる。シフトレジスタ２２によって保持される値は、原則として１単位時間が経過するごとに変化する。尚、１単位時間は、シフトレジスタ２２を構成するフリップフリップの１クロック分の時間に等しい。

各時刻のシフトレジスタ２２の保持値（フリップフロップ２２ａへの入力データを含む）に対して、乗算器群２３によるタップ係数（フィルタ係数）の乗算を行い、第１合算器２４が乗算器２３ａ、２３ｃ、２３ｅ及び２３ｇの各乗算結果を合算し（全て足し合わせ）、且つ、第２合算器２５が乗算器２３ｂ、２３ｄ及び２３ｆの各乗算結果を合算するにより、同相信号成分及び直交信号成分の夫々に対するフィルタ機能を実現する。

第１合算器２４の合算結果（合算によって得られた値）は、同相成分選択用マルチプレクサ（以下、同相用マルチプレクサという）２７及び直交成分選択用マルチプレクサ（以下、直交用マルチプレクサという）２８の夫々の第１入力端子に与えられ、第２合算器２５の合算結果は、同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の夫々の第２入力端子に与えられる。

同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の選択制御端子には、判定信号入力端子２６からの同相／直交判定信号が供給される。

そして、フィルタ入力端子２１に同相信号成分（Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、・・・）が供給されているタイミングにおいては、同相／直交判定信号は「０」となっており、その「０」の同相／直交判定信号を受けたとき、同相用マルチプレクサ２７は第１入力端子に供給されている第１合算器２４の合算結果を同相成分用出力端子２９から出力する一方、直交用マルチプレクサ２８は第２入力端子に供給されている第２合算器２５の合算結果を直交成分用出力端子３０から出力する。

逆に、フィルタ入力端子２１に直交信号成分（Ｑ０、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、・・・）が供給されているタイミングにおいては、同相／直交判定信号は「１」となっており、その「１」の同相／直交判定信号を受けたとき、同相用マルチプレクサ２７は第２入力端子に供給されている第２合算器２５の合算結果を同相成分用出力端子２９から出力する一方、直交用マルチプレクサ２８は第１入力端子に供給されている第１合算器２４の合算結果を直交成分用出力端子３０から出力する。

上記のように低域通過フィルタを構成することにより、同相成分用出力端子２９から高調波成分が除去された後の同相信号が出力され、直交成分用出力端子３０から高調波成分が除去された後の直交信号が出力されることになるが、この低域通過フィルタの動作について図４〜図６を参照して更に説明を加える。

まず、図４を用いて同相信号（同相信号成分）と直交信号（直交信号成分）の分離方法について詳細に説明する。図４は、図３の回路図中に、シフトレジスタ２２の出力信号値を説明のために追加記載した図である。図４の回路図は、基本的に図３の回路図と同じものであり、図４において図３と同一の部分には同一の符号を付してある。

シフトレジスタ２２の出力信号値（以下、「レジスタ出力信号値」という）は、初段のフリップフロップ２２ａへの入力信号値とフリップフロップ２２ａ〜２２ｆの各出力信号値とから構成される。即ち、レジスタ出力信号値は、各タップに表れる合計７つの値から構成される。

或る時刻ｔ＝０（位相の角度θは仮に０πとする）において、レジスタ出力信号値は、時間の古い側（フリップフロップ２２ｆ側）から順番にＩ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３となっているとする。すると、１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝１（位相の角度θは仮にπ／２とする）においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＱ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３となる。同様に、更に１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝２（位相の角度θは仮にπとする）においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３、Ｉ４となり、また更に１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝３（位相の角度θは仮に３π／２とする）においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＱ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３、Ｉ４、Ｑ４となる。

即ち、各タップには、有意な同相信号の値（同相成分）Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、・・・と、有意な直交信号の値（直交成分）Ｑ０、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、・・・が交互に出現し、ゼロ値に対する処理は省略されていることになる。

時刻ｔ＝０においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＩ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３となっているので、タップ係数を乗算後のＩ０、Ｉ１、Ｉ２及びＩ３が第１合算器２４にて合算され（全て足し合わされ）、タップ係数を乗算後のＱ０、Ｑ１及びＱ２が第２合算器２５にて合算される。そして、判定信号入力端子２６から供給される同相／直交判定信号との関係における同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の上述の選択動作から明らかなように、時刻ｔ＝０においては、同相信号成分に関わる第１合算器２４の合算結果が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第２合算器２５の合算結果が直交成分用出力端子３０から出力される。

今、乗算器２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄ、２３ｅ、２３ｆ及び２３ｇの乗算に用いられるタップ係数を、夫々、ｋ０、ｋ１、ｋ２、ｋ３、ｋ２、ｋ１及びｋ０とすると、時刻ｔ＝０において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（０）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（０）は、下記のように表される。
Ｉ（０）＝ｋ０・Ｉ０＋ｋ２・Ｉ１＋ｋ２・Ｉ２＋ｋ０・Ｉ３
＝ｋ０（Ｉ０＋Ｉ３）＋ｋ２（Ｉ１＋Ｉ２）
Ｑ（０）＝ｋ１・Ｑ０＋ｋ３・Ｑ１＋ｋ１・Ｑ２
＝ｋ１（Ｑ０＋Ｑ２）＋ｋ３・Ｑ１

１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝１においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＱ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３となっているので、タップ係数を乗算後のＩ１、Ｉ２及びＩ３が第２合算器２５にて合算され、タップ係数を乗算後のＱ０、Ｑ１、Ｑ２及びＱ３が第１合算器２４にて合算される。そして、上記の同相／直交判定信号に基づく選択動作により、時刻ｔ＝１においては、同相信号成分に関わる第２合算器２５の合算結果が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第１合算器２４の合算結果が直交成分用出力端子３０から出力される。

時刻ｔ＝１において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（１）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（１）は、下記のように表される。
Ｉ（１）＝ｋ１・Ｉ１＋ｋ３・Ｉ２＋ｋ１・Ｉ３
＝ｋ１（Ｉ１＋Ｉ３）＋ｋ３・Ｉ２
Ｑ（１）＝ｋ０・Ｑ０＋ｋ２・Ｑ１＋ｋ２・Ｑ２＋ｋ０・Ｑ３
＝ｋ０（Ｑ０＋Ｑ３）＋ｋ２（Ｑ１＋Ｑ２）

更に１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝２においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＩ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３、Ｉ４となっているので、タップ係数を乗算後のＩ１、Ｉ２、Ｉ３及びＩ４が第１合算器２４にて合算され、タップ係数を乗算後のＱ１、Ｑ２及びＱ３が第２合算器２５にて合算される。そして、上記の同相／直交判定信号に基づく選択動作により、時刻ｔ＝２においては、同相信号成分に関わる第１合算器２４の合算結果が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第２合算器２５の合算結果が直交成分用出力端子３０から出力される。

時刻ｔ＝２において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（２）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（２）は、下記のように表される。
Ｉ（２）＝ｋ０・Ｉ１＋ｋ２・Ｉ２＋ｋ２・Ｉ３＋ｋ０・Ｉ４
＝ｋ０（Ｉ１＋Ｉ４）＋ｋ２（Ｉ２＋Ｉ３）
Ｑ（２）＝ｋ１・Ｑ１＋ｋ３・Ｑ２＋ｋ１・Ｑ３
＝ｋ１（Ｑ１＋Ｑ３）＋ｋ３・Ｑ２

更に１単位時間分の時間が進んだ時刻ｔ＝３においては、レジスタ出力信号値は、時間の古い側から順番にＱ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３、Ｉ４、Ｑ４となっているので、タップ係数を乗算後のＩ２、Ｉ３及びＩ４が第２合算器２５にて合算され、タップ係数を乗算後のＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４が第１合算器２４にて合算される。そして、上記の同相／直交判定信号に基づく選択動作により、時刻ｔ＝３においては、同相信号成分に関わる第２合算器２５の合算結果が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第１合算器２４の合算結果が直交成分用出力端子３０から出力される。

時刻ｔ＝３において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（３）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（３）は、下記のように表される。
Ｉ（３）＝ｋ１・Ｉ２＋ｋ３・Ｉ３＋ｋ１・Ｉ４
＝ｋ１（Ｉ２＋Ｉ４）＋ｋ３・Ｉ３
Ｑ（３）＝ｋ０・Ｑ１＋ｋ２・Ｑ２＋ｋ２・Ｑ３＋ｋ０・Ｑ４
＝ｋ０（Ｑ１＋Ｑ４）＋ｋ２（Ｑ２＋Ｑ３）

以下、時刻ｔ＝４、５、６、７・・・においても、時刻ｔ＝０〜３と同様の動作が行われる。

上記のように、同相／直交判定信号に基づいて第１合算器２４の合算結果と第２合算器２５の合算結果を交互に同相信号と直交信号に対応させ、同相信号に関わる合算結果を常に同相成分用出力端子２９から出力させるとともに、直交信号に関わる合算結果を常に直交成分用出力端子３０から出力させる。これにより、従来技術では２つの低域通過フィルタを用いて行っていた同相信号と直交信号の双方に対する高調波成分の除去を、単一の低域通過フィルタにて実現することが可能となり、回路規模の削減及び低消費電力化が実現される。また、低域通過フィルタにおける同相信号と直交信号の分離は、単なるマルチプレクサ（２７及び２８）によって実現されるため、分離に伴う回路規模増加は僅かである。

続いて、図３の低域通過フィルタの回路図の一部を抜粋した図５及び図６を用いて、本実施形態に係る低域通過フィルタにおける信号処理過程を説明する。

まず、時刻ｔ＝０における信号の状態を図５に示す。図４にも示したｔ＝０におけるレジスタ出力信号値を、同相成分と直交成分に分けて考えることにする。そうすると、ｔ＝０において、レジスタ出力信号値はＩ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３となっているが、同相成分にのみ着目するとレジスタ出力信号値はＩ０、０、Ｉ１、０、Ｉ２、０、Ｉ３となっているのと等価であり（図５の数値群６０参照）、直交成分にのみ着目するとレジスタ出力信号値は０、Ｑ０、０、Ｑ１、０、Ｑ２、０となっているのと等価である（図５の数値群６１参照）。

このことから、時刻ｔ＝０において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（０）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（０）は、下記のように表されるのである。
Ｉ（０）＝ｋ０・Ｉ０＋ｋ１・０＋ｋ２・Ｉ１＋ｋ３・０＋ｋ２・Ｉ２＋ｋ１・０＋
ｋ０・Ｉ３
＝ｋ０・Ｉ０＋ｋ２・Ｉ１＋ｋ２・Ｉ２＋ｋ０・Ｉ３
＝ｋ０（Ｉ０＋Ｉ３）＋ｋ２（Ｉ１＋Ｉ２）
Ｑ（０）＝ｋ０・０＋ｋ１・Ｑ０＋ｋ２・０＋ｋ３・Ｑ１＋ｋ２・０＋ｋ１・Ｑ２＋
ｋ０・０
＝ｋ１・Ｑ０＋ｋ３・Ｑ１＋ｋ１・Ｑ２
＝ｋ１（Ｑ０＋Ｑ２）＋ｋ３・Ｑ１

尚、図５においては、同相成分の処理を太実線で示し、直交成分の処理を細実線で示している。時刻ｔ＝０においては、Ｉ０、Ｉ１、Ｉ２及びＩ３が同相成分についての有効データであり、タップ係数ｋ０及びｋ２を用いた該有効データについての各乗算結果の合算が第１合算器２４から出力される。また、時刻ｔ＝０においては、Ｑ０、Ｑ１及びＱ２が直交成分についての有効データであり、タップ係数ｋ１及びｋ３を用いた該有効データについての各乗算結果の合算が第２合算器２５から出力される。

次に、時刻ｔ＝１における信号の状態を図６に示す。図４にも示したｔ＝１におけるレジスタ出力信号値を、同相成分と直交成分に分けて考えることにする。そうすると、ｔ＝１において、レジスタ出力信号値はＱ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３となっているが、同相成分にのみ着目するとレジスタ出力信号値は０、Ｉ１、０、Ｉ２、０、Ｉ３、０となっているのと等価であり（図６の数値群６２参照）、直交成分にのみ着目するとレジスタ出力信号値はＱ０、０、Ｑ１、０、Ｑ２、０、Ｑ３となっているのと等価である（図６の数値群６３参照）。

このことから、時刻ｔ＝１において、同相成分用出力端子２９から出力される同相出力値Ｉ（１）及び直交成分用出力端子３０から出力される直交出力値Ｑ（１）は、下記のように表されるのである。
Ｉ（１）＝ｋ０・０＋ｋ１・Ｉ１＋ｋ２・０＋ｋ３・Ｉ２＋ｋ２・０＋ｋ１・Ｉ３＋
ｋ０・０
＝ｋ１・Ｉ１＋ｋ３・Ｉ２＋ｋ１・Ｉ３
＝ｋ１（Ｉ１＋Ｉ３）＋ｋ３・Ｉ２
Ｑ（１）＝ｋ０・Ｑ０＋ｋ１・０＋ｋ２・Ｑ１＋ｋ３・０＋ｋ２・Ｑ２＋ｋ１・０＋
ｋ０・Ｑ３
＝ｋ０・Ｑ０＋ｋ２・Ｑ１＋ｋ２・Ｑ２＋ｋ０・Ｑ３
＝ｋ０（Ｑ０＋Ｑ３）＋ｋ２（Ｑ１＋Ｑ２）

尚、図６においても、同相成分の処理を太実線で示し、直交成分の処理を細実線で示している。時刻ｔ＝１においては、Ｉ１、Ｉ２及びＩ３が同相成分についての有効データであり、タップ係数ｋ１及びｋ３を用いた該有効データについての各乗算結果の合算が第２合算器２５から出力される。また、時刻ｔ＝１においては、Ｑ０、Ｑ１、Ｑ２及びＱ３が直交成分についての有効データであり、タップ係数ｋ０及びｋ２を用いた該有効データについての各乗算結果の合算が第１合算器２４から出力される。

また、図４等にも示しているように、一般的にＦＩＲ型低域通過フィルタにおいては、各タップに対するタップ係数が中央のタップを中心として鏡像対称の関係にある。そこで、この関係を利用して乗算器の数を削減するべく、乗算処理より先に加算処理を先に行うようにしてもよい。つまり、図３の低域通過フィルタの代わりに図７の低域通過フィルタを用いるようにしてもよい。図７に、タップ数が７個の７次のＦＩＲ型低域通過フィルタを例示している。

図７の低域通過フィルタは、フィルタ入力端子２１と、互いに直列に接続された６つのフリップフロップ２２ａ〜２２ｆからなるシフトレジスタ２２と、３つの加算器３１ａ、３１ｂ及び３１ｃから成る前置加算器群３１と、４つの乗算器３３ａ、３３ｂ、３３ｃ及び３３ｄから成る乗算器群３３と、第１合算器（第１加算器）３４と、第２合算器（第２加算器）３５と、図２の判定信号出力端子１７からの同相／直交判定信号を受ける判定信号入力端子２６と、同相成分選択用マルチプレクサ（同相信号選択器）２７と、直交成分選択用マルチプレクサ（直交信号選択器）２８と、同相成分用出力端子２９と、直交成分用出力端子３０と、を有して構成される。図７において、図３と同一の部分には同一の符号を付しており、同一の部分の重複する説明を省略する。

図３（及び図４）における低域通過フィルタには７つのタップが設けられているのに対して、タップ係数はｋ０、ｋ１、ｋ２及びｋ３の４種類しかない。このため、タップ係数ｋ０にて乗算される２つの信号値を加算器３１ｃにて足し合わせ、その後に乗算器３３ｄを用いて乗算処理を行うことで、乗算器の数を削減している。タップ係数ｋ１、ｋ２を用いる乗算器についても同様である。

具体的には、乗算器３１ａはフリップフロップ２２ｂと２２ｄの各出力信号値を加算し、乗算器３１ｂはフリップフロップ２２ａと２２ｅの各出力信号値を加算し、乗算器３１ｃはフリップフロップ２２ａへの入力信号値とフリップフロップ２２ｆの出力信号値を加算する。つまり、６個のフリップフロップの各出力の中心（フリップフロップ２２ｃの出力端子）に対して対称関係にあるタップの信号を、３個の加算器３１ａ〜３１ｃを用いて夫々足し合わせる。

乗算器３３ａはフリップフロップ２２ｃの出力信号値とタップ係数ｋ３とを乗算し、乗算器３３ｂは加算器３１ａの加算結果とタップ係数ｋ２とを乗算し、乗算器３３ｃは加算器３１ｂの加算結果とタップ係数ｋ１とを乗算し、乗算器３３ｄは加算器３１ｃの加算結果とタップ係数ｋ０とを乗算する。

第１合算器３４は、乗算器３３ｂ及び３３ｄの各乗算結果（各乗算によって得られた値）を足し合わせる。第２合算器３５は、乗算器３３ａ及び３３ｃの各乗算結果を足し合わせる。シフトレジスタ２２を構成する３段目のフリップフロップ２２ｃ側から見て、乗算器３３ａ、３３ｂ、３３ｃ及び３３ｄは、夫々、０番目の乗算器、１番目の乗算器、２番目の乗算器及び３番目の乗算器と呼ぶことができる。

第１合算器３４の合算結果（加算結果）は、同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の夫々の第１入力端子に与えられ、第２合算器３５の合算結果（加算結果）は、同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の夫々の第２入力端子に与えられる。同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の選択制御端子には、判定信号入力端子２６からの同相／直交判定信号が供給される。

このため、レジスタ出力信号値が時間の古い側から順番にＩ０、Ｑ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３となっているタイミング等、同相信号成分にタップ係数ｋ０及びｋ２を乗算し且つ直交信号成分にタップ係数ｋ１及びｋ３を乗算するタイミング（例えば、上述の時刻ｔ＝０）においては、同相／直交判定信号に基づく同相用マルチプレクサ２７及び直交用マルチプレクサ２８の上述の選択動作から明らかなように、同相信号成分に関わる第１合算器３４の合算結果（加算結果）が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第２合算器３５の合算結果（加算結果）が直交成分用出力端子３０から出力される。

また、レジスタ出力信号値が時間の古い側から順番にＱ０、Ｉ１、Ｑ１、Ｉ２、Ｑ２、Ｉ３、Ｑ３となっているタイミング等、同相信号成分にタップ係数ｋ１及びｋ３を乗算し且つ直交信号成分にタップ係数ｋ０及びｋ２を乗算するタイミング（例えば、上述の時刻ｔ＝１）においては、同相信号成分に関わる第２合算器３５の合算結果（加算結果）が同相成分用出力端子２９から出力され、直交信号成分に関わる第１合算器３４の合算結果（加算結果）が直交成分用出力端子３０から出力される。

＜＜変形等＞＞
上述の実施形態では、７つのタップを有するＦＩＲ型低域通過フィルタを例示したが、このフィルタにおけるタップ数は、勿論７以外であってもよい。

また、低域通過フィルタにのみ着目して実施形態を説明したが、ミキサ部の後段に設けられるフィルタとして高域通過フィルタ、帯域通過フィルタまたは帯域阻止フィルタを採用するようにしてもよい。つまり、上述の実施形態の説明文中の「低域通過フィルタ」を、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタまたは帯域阻止フィルタに読み替えても良い（但し、フィルタとしての機能は勿論互いに異なる）。高域通過フィルタ、帯域通過フィルタまたは帯域阻止フィルタも、タップ係数を適切に変更することにより、図３や図７の回路構成にて実現することができる。但し、ミキサ部の後段に低域通過フィルタを設けることは必須であるため、高域通過フィルタ等は低域通過フィルタと組み合わせて使用される。

尚、帯域通過フィルタや帯域阻止フィルタは、低域通過フィルタと高域通過フィルタを組み合わせることによっても構成可能である。また、アプリケーションによっては、フィルタの通過帯域を不連続の複数帯域とする場合もある。例えば、７９０ＭＨｚ〜８２０ＭＨｚ（メガヘルツ）と８４０ＭＨｚ〜８７０ＭＨｚを通過帯域とする場合もある。この場合は、例えば、７９０ＭＨｚ〜８７０ＭＨｚの周波数成分を通過させる帯域通過フィルタと、８２０ＭＨｚ〜８４０ＭＨｚの周波数成分の通過を阻止する帯域阻止フィルタを組み合わせるとよい。

本発明は、直交変調及び直交復調を利用して信号の無線伝送を行う無線伝送システムに好適であり、また、そのような無線伝送を用いるあらゆる電子機器に好適である。

本発明の実施の形態に係る復調装置の全体構成図である。 本発明の実施の形態に係る復調装置のミキサ部の構成図である。 本発明の実施の形態に係る復調装置のフィルタの構成図である。 図３のフィルタ内のデータの変化を示す図である。 或る時刻における、図３のフィルタの信号処理を説明するための図である。 他の時刻における、図３のフィルタの信号処理を説明するための図である。 図３のフィルタの変形例を示す図である。 従来の復調装置の全体構成図である。 直交変調及び直交復調の概念を説明するための図である。 従来の復調装置のミキサ部による、同相信号の生成動作を説明するための図である。 従来の復調装置のミキサ部による、直交信号の生成動作を説明するための図である。 従来の復調装置のフィルタの構成図である。

符号の説明

１ ミキサ入力端子
２ ミキサ部
３ 発振器
４ 位相変換器
５ 同相信号用乗算器
６ 直交信号用乗算器
７ 選択信号発生器
８ マルチプレクサ
９ 低域通過フィルタ
１０ 同相信号出力端子（同相成分用出力端子）
１１ 直交信号出力端子（直交成分用出力端子）
１２、１３ インバータ
１４ マルチプレクサ
１５ カウンタ
１６ ミキサ出力端子
１７ 同相／直交判定信号出力端子
１８ ミキサ入力端子
２１ フィルタ入力端子
２２ シフトレジスタ
２２ａ〜２２ｆ フリップフロップ
２３ 乗算器群
２３ａ〜２３ｇ 乗算器
２４ 第１合算器
２４ａ〜２４ｃ 加算器
２５ 第２合算器
２５ａ、２５ｂ 加算器
２６ 判定信号入力端子
２７ 同相成分選択用マルチプレクサ（同相信号選択器）
２８ 直交成分選択用マルチプレクサ（直交信号選択器）
２９ 同相成分用出力端子
３０ 直交成分用出力端子
３１ 前置加算器群
３１ａ〜３１ｃ 加算器（前置加算器）
３３ 乗算器群
３３ａ〜３３ｄ 乗算器
３４ 第１合算器
３５ 第２合算器

Claims (7)

1. 直交変調された信号から同相信号と直交信号を復調し、復調によって得られた同相信号と直交信号を時系列で交互に配列して出力するミキサを備え、
   単一のフィルタにて、前記ミキサの出力に含まれる前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限し、
   前記ミキサは、同一の出力端子から有意な値を持つ前記同相信号と有意な値を持つ前記直交信号を時系列で交互に配列して出力するとともに、前記出力端子から出力している信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを特定する同相／直交判定信号を出力し、
   前記フィルタは、前記ミキサの前記出力端子からの信号を初段にて受ける互いに直列に接続された複数の遅延素子と、初段の前記遅延素子への入力信号と前記遅延素子の各出力信号に所定のタップ係数を乗算する複数の乗算器と、初段の前記遅延素子側から０、２、４・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第１合算器と、初段の前記遅延素子側から１、３、５・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第２合算器を備え、
   前記同相／直交判定信号に基づいて前記第１合算器の合算結果と前記第２合算器の合算結果を交互に前記同相信号と前記直交信号に対応させることにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する
   ことを特徴とする復調装置。
2. 直交変調された信号から同相信号と直交信号を復調し、復調によって得られた同相信号と直交信号を時系列で交互に配列して出力するミキサを備え、
   単一のフィルタにて、前記ミキサの出力に含まれる前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限し、
   前記ミキサは、同一の出力端子から有意な値を持つ前記同相信号と有意な値を持つ前記直交信号を時系列で交互に配列して出力するとともに、前記出力端子から出力している信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを特定する同相／直交判定信号を出力し、
   前記フィルタは、前記ミキサの前記出力端子からの信号を初段にて受ける互いに直列に接続されたｎ個（ｎは偶数）の遅延素子と、前記ｎ個の遅延素子の各出力の中心に対して対称関係にあるタップの信号を夫々加算するｎ／２個の前置加算器と、前記前置加算器の各加算結果とｎ／２段目の遅延素子の出力信号に所定のタップ係数を乗算する（ｎ／２＋１）個の乗算器と、ｎ／２段目の前記遅延素子側から１、３、５・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第１合算器と、ｎ／２段目の前記遅延素子側から０、２、４・・・番目の乗算器の各乗算結果を合算する第２合算器を備え、
   前記同相／直交判定信号に基づいて前記第１合算器の合算結果と前記第２合算器の合算結果を交互に前記同相信号と前記直交信号に対応させることにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する
   ことを特徴とする復調装置。
3. 前記ミキサは、２つの入力部にて復調前の入力信号をそのまま受け、他の２つの入力部にて前記入力信号を反転して受ける４入力のマルチプレクサを備え、
   前記マルチプレクサは、４種類の値をとるカウンタの出力に従って４つの入力部が受けた信号を順次選択することにより、前記同相信号及び前記直交信号の夫々の正論理出力及び負論理出力を、時系列で前記出力端子から得る
   ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の復調装置。
4. 前記ミキサは、前記直交信号と前記同相信号を前記出力端子から出力するとともに、前記同相／直交判定信号を前記カウンタの値に基づいて出力する
   ことを特徴とする請求項３に記載の復調装置。
5. 前記フィルタは、前記同相／直交判定信号に基づいて前記ミキサの前記出力端子から受け取った信号が前記同相信号と前記直交信号の何れであるかを判別することにより、前記同相信号と前記直交信号を分離しつつ、前記同相信号と前記直交信号の双方の帯域を制限する
   ことを特徴とする請求項１〜請求項４の何れかに記載の復調装置。
6. 前記フィルタは、前記第１及び第２合算器の合算結果の内、前記同相信号に対応する合算結果を前記同相／直交判定信号に基づいて選択する同相信号選択器と、前記第１及び第２合算器の合算結果の内、前記直交信号に対応する合算結果を前記同相／直交判定信号に基づいて選択する直交信号選択器と、を更に備えている
   ことを特徴とする請求項１〜請求項５の何れかに記載の復調装置。
7. 前記フィルタは、低域通過フィルタ、高域通過フィルタ、帯域通過フィルタ、または帯域阻止フィルタである
   ことを特徴とする請求項１〜請求項６の何れかに記載の復調装置。

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