JPH10117220A

JPH10117220A - ディジタル復調器

Info

Publication number: JPH10117220A
Application number: JP8270144A
Authority: JP
Inventors: Hirotake Wakai; 洋丈若井; Makoto Onishi; 誠大西; Fumito Tomaru; 史人都丸
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1996-10-11
Filing date: 1996-10-11
Publication date: 1998-05-06
Also published as: US5926065A

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】信号処理系に、復調動作の精度に大きく影響
するアナログ信号処理系を含まず、且つ直交局部発振信
号発生器や乗算器など複雑な回路を用いないでディジタ
ル直交検波が可能なディジタル復調器を提供すること。【解決手段】Ａ／Ｄ変換器９でアナログ直交振幅変調
信号をディジタル変換した後、ディジタル直交検波器１
０ｉ、１０ｑでディジタル復調信号を出力するディジタ
ル復調器において、上記アナログ直交振幅変調信号の搬
送周波数をｆ_IF、上記Ａ／Ｄ変換器９の標本化周波数ｆ
_s として、ｆ_S ＝４・ｆ_IF／(２ｎ＋１) ｎ：正の整数の関係が成立し、これにより、ディジタル直交検波器１
０ｉ、１０ｑで直交検波に用いる直交局部発振信号の周
波数ｆ_C について、ｆ_C ＝ｆ_s／４の関係が成立するように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交振幅変調信号
の復調回路に係り、特にアナログ−ディジタル変換器と
ディジタル信号処理によりディジタル復調信号を出力す
るディジタル復調器に関する。

【０００２】

【従来の技術】直交振幅変調方式によれば、限られた伝
送帯域で効率の良いデータ伝送が可能なため、従来から
広く使用されているが、このとき、ディジタルデータを
出力するための復調器としては、従来から図２に示すよ
うに、受信した信号を直交検波してからディジタル信号
に変換して出力する方式の回路が用いられていた。

【０００３】この従来技術では、復調すべき信号、すな
わち、所定の搬送周波数で所定の帯域幅の直交振幅変調
された信号は、図示してない受信機のフロントエンド部
で受信され、中間周波数帯の、例えば４５０ＫＨzの周
波数に変換され、中間部で所定の利得が与えられた上で
入力端子１に供給されるようになっている。

【０００４】そして、この入力端子１に供給された受信
信号は、帯域通過フィルタ２により所定の帯域に制限さ
れてから乗算器３ｉ、３ｑに入力される。一方、発振器
４は、中間周波数と同じ周波数、例えば４５０ＫＨzの
局部発振周波数信号を発生し、この信号を、乗算器３ｑ
にはそのまで、乗算器３ｉには９０度位相器５を介し
て、それぞれ供給し、受信信号に乗算させ、互いに直交
するＩ信号成分(同相成分)とＱ信号成分(直交成分)に直
交検波する。

【０００５】次いで、これら乗算器３ｉ、３ｑでそれぞ
れ同期検波されたＩ信号成分とＱ信号成分は、低域通過
フィルタ６ｉ、６ｑに入力され、不要な高調波成分を除
去してからＡ／Ｄ(アナログ−ディジタル)変換器７ｉ、
７ｑに供給され、例えば１００ＫＨｚの変換レートでデ
ィジタル化され、それぞれディジタル化Ｉ信号とディジ
タル化Ｑ信号に変換される。

【０００６】そして、これらのディジタル化されたＩ信
号とＱ信号がディジタル低域通過フィルタ８ｉ、８ｑに
入力され、波形成形及び標本化周波数変換を行ない、復
調出力にディジタル復調信号を得るのである。

【０００７】一方、ディジタル復調器としては、上記の
アナログ処理した信号をＡ／Ｄ変換する方式ではなく、
ディジタル信号処理により復調する回路方式のものも、
従来から知られている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、復調
器製造後に初期調整が必要で、且つ動作条件の変化に伴
う特性変化が不可避である点についての配慮がされてお
らず、安定度の向上と高精度化が困難であるという問題
があった。

【０００９】すなわち、従来技術は、アナログ処理によ
り直交検波を行なうようになっており、このため、例え
ば、アナログ回路を構成する９０度位相器の位相精度や
低域通過フィルタの周波数偏差、或いはＡ／Ｄ変換器の
位相振幅誤差などの影響が避けられない。

【００１０】従って、これらの特性について初期調整が
必要になる上、温度や電源電圧の変動、或いは経年変化
などによる特性変化が不可避で、このため、安定度の向
上と高精度化が困難なのである。

【００１１】一方、上記したディジタル信号処理回路方
式によれば、上記した従来技術の問題点は一応回避でき
るが、従来のディジタル信号回路方式のものでは、Ａ／
Ｄ変換のための標本化周波数として、復調すべき信号の
搬送周波数に対応した周波数が必要になり、この結果、
高速で動作可能な回路デバイスを要する上、直交検波回
路やディジタル低域フィルタとして、複雑な信号発生
器、乗算器、高速のディジタルフィルタＬＳＩなどを必
要とし、回路構成が大規模になってしまうという問題が
あった。

【００１２】また、このとき、復調すべき信号の周波数
を一旦ベースバンドにシフトさせてからディジタル復調
する方法も考えられるが、この場合でも、回路構成の複
雑化は避けられない。

【００１３】従って、本発明の目的は、信号処理系に、
復調動作の精度に大きく影響するアナログ信号処理系を
含まず、且つ直交局部発振信号発生器や乗算器など複雑
な回路を用いないでディジタル直交検波が可能なディジ
タル復調器を提供することである。

【００１４】さらに本発明の他の目的は、回路構成に必
要なディジタル低域通過フィルタの動作速度及びフィル
タタップ数の削減が得られるようにしたディジタル復調
器を提供することである。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的は、復調すべき
アナログ信号の搬送周波数をｆ_IF、Ａ／Ｄ変換器の標本
化周波数ｆ_s として、ｆ_S ＝４・ｆ_IF／(２ｎ＋１) ｎ：正の整数の関係が成立し、これにより、直交検波に用いる直交局
部発振信号の周波数ｆ_Cについて、ｆ_C ＝ｆ_s／４の関係が成立するようにして達成される。

【００１６】また、上記他の目的は、変調信号のシンボ
ルレートｆ_sym について、ｆ_sym ＝ｍ・ｆ_s／ｌｌ、ｍ：正の整数、且つｌ＞ｍの関係が成立するようにし、且つディジタルフィルタの
動作標本化周波数ｆ_mSについて、ｆ_mS ＝ｍ・ｆ_s の関係が成立するようにして達成される。

【００１７】ここで、周波数ｆ_IF のアナログ信号を、
周波数ｆ_s ＝４・ｆ_IF／(２ｎ＋１)の標本化周波数でＡ
／Ｄ変換してやれば、このアナログ信号は、或る周波数
ｆ_Sを想定した上で、以下の(1)式を満足する搬送周波数
ｆ_C のディジタル信号に変換される。ｆ_C ＝│ｆ_IF−ａ・ｆ_S│ ＝(２ｎ＋１)／４−４ａ／４・ｆ_S＝ｆ_S／４ …… ……(1) (ａ：適当な整数) 一方、搬送周波数ｆ_C のディジタル信号を直交検波する
ためには、同じ周波数ｆ_C (＝ｆ_S／４)の直交局部発振
信号を乗算してやればよいが、この周波数ｆ_C (＝ｆ_S／
４)の正弦波信号は、周波数ｆ_S で標本化すると、０、
＋１、０、−１、０、・・・として表わせることにな
り、この結果、直交局部発振信号の発生、９０度の移
相、それに乗算については、極く簡単な構成のディジタ
ル回路で形成できることになる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明によるディジタル復
調器について、図示の実施形態を用いて詳細に説明す
る。図１は、本発明によるディジタル復調器の一実施形
態を示す全体構成で、ディジタル復調すべきアナログ受
信信号は、図示してない受信回路で中間周波数帯の周波
数、例えば４５０ＫＨｚの周波数に変換され、入力端子
１に供給されるようになっている。

【００１９】そして、入力端子１に入力されたアナログ
信号は、まずＡ／Ｄ変換器９でディジタル化され、ディ
ジタル信号ａ／ｄとして夫々ディジタル直交検波器１０
ｉ、１０ｑに入力され、Ｉ成分とＱ成分に直交検波され
る。次いで、これらのＩ成分とＱ成分は、各ディジタル
低域通過フィルタ１１ｉ、１１ｑにより波形整形と標本
化周波数変換が施され、復調出力にディジタル復調信号
が得られるようになっている。

【００２０】このとき、Ａ／Ｄ変換器９の標本化周波数
ｆ_s について、上記した条件、すなわち、ｆ_s ＝４・ｆ_IF／(２ｎ＋１) を満たすようにする。ここでは、整数ｎについて、ｎ＝
２とし、標本化周波数ｆ_s を３６０ｋＨｚに設定してア
ナログ信号ａからディジタル信号ａ／ｄに変換し、ディ
ジタル変換されたデータをＸ₀、Ｘ₁、Ｘ₂、Ｘ₃、・・・
とする。

【００２１】そして、これらのディジタルデータＸ₀、
Ｘ₁、Ｘ₂、Ｘ₃、・・・を夫々ディジタル直交検波器１
０ｉ、１０ｑに入力する。このとき、これらディジタル
直交検波器１０ｉ、１０ｑのキャリヤ周波数ｆ_Cについ
て、上記した条件、すなわち、ｆ_C ＝ｆ_s／４の関係が満たされるように選定する。ここで、標本化周
波数ｆ_s は、上記の通り３６０ｋＨｚなので、キャリヤ
周波数ｆ_C は９０ｋＨｚになる。

【００２２】そして、このように、周波数ｆ_C ＝ｆ_s／
４＝９０ｋＨｚの正弦波信号を周波数ｆ_s ＝３６０ｋＨ
ｚで標本化すると、図３に示すように、同相成分は、周
期ｔ(＝１／３６０ｋＨｚ)で、(０、＋１、０、−１、
０、・・・)と順次、交互に変化し、直交成分は、同じ
く周期ｔで、(＋１、０、−１、０、＋１、・・・)と順
次、交互に変化する。

【００２３】そこで、この実施形態では、図１のディジ
タル直交検波器１０ｉ、１０ｑとして、図４に示すよう
に、標本化周波数信号発生器９０の出力に同期して、周
期ｔ(＝１／３６０ｋＨｚ)で交互にｓｉｎ側とｃｏｓ側
に切換え動作する切換スイッチ１００と、同じく標本化
周波数信号発生器９０の出力によりデータのサンプル数
値Ｓを取り込んで動作する極性反転部１０１、１０２を
用い、これらにより、夫々ディジタル直交検波器１０
ｉ、１０ｑが構成されるようにしたものである。

【００２４】まず、切換スイッチ１００は、周期ｔで交
互に切り替わるスイッチ回路で、図３から明らかなよう
に、Ａ／Ｄ変換器９の出力を交互にＳｉｎ側(同相成分
Ｉ側)とＣｏｓ側(直交成分Ｑ側)とに振り分ける働きを
し、この結果、Ａ／Ｄ変換器９の出力は、切換スイッチ
１００のＳｉｎ側とＣｏｓ側に、夫々同相成分Ｉと直交
成分Ｑに分離されて取り出されることになる。そして、
これら振り分けられた出力は、各々極性反転部１０１、
１０２に入力される。

【００２５】次に、極性反転部１０１、１０２は、デー
タの数値Ｓにより(−１)のＳ乗処理を行ない、入力され
たデータを、数値Ｓの奇偶により交互に極性反転して出
力する演算回路で、数値Ｓが０を含む偶数のときはデー
タに＋１を乗算し、奇数のときは−１を乗算して出力さ
せる働きをする。ここで、この数値Ｓは、データのサン
プル番号で、Ｓｉｎ側とＣｏｓ側の各サンプル毎に０か
ら順次、＋１され、従って、この数値Ｓは、(０、１、
２、３、４、・・・・)と順次変化する数値となる。

【００２６】この結果、極性反転部１０１からは、
(０、Ｘ₁、０、−Ｘ₃、０、・・・・)というデータが得
られ、極性反転部１０２からは、同じく(Ｘ₀、０、−Ｘ
₂、０、Ｘ₄、・・・・)というデータが得られることに
なり、従って、この実施形態によれば、図４に示すよう
に、アナログ回路を用いずに、スイッチ回路と演算回路
だけの極く簡単な構成で、直交検波出力である同相成分
Ｉと直交成分Ｑを得ることができる。

【００２７】このことを図２の従来技術と比較して説明
すると、以下の通りである。いま、図２の従来技術にお
いて、乗算器３ｉ、３ｑの入力を夫々Ａｉ、Ａｑとし、
出力をＢｉ、Ｂｑとすると、Ｂｉ＝Ａｉ・cosωｔ＝Ａｉ・cos２πｓｆ_c／ｆ_s Ｂｑ＝Ａｑ・sinωｔ＝Ａｑ・sin２πｓｆ_c／ｆ_s 但し、ｆ_c：Ａｉ、Ａｑの搬送周波数ｆ_s：サンプリング周波数(発振器４の周波数) ω：２πｓｆ_c／ｆ_s ｓ：サンプル数(０、１、２、３、・・・・）ここで、ｆ_c＝ｆ_s／４とすると、出力Ｂｉ、Ｂｑは以下
の通りになる。

【００２８】ｓ＝０のときＢｉ＝Ａｉ・cos２π×０×９０／３６０＝ＡｉＢｑ＝Ａｑ・sin２π×０×９０／３６０＝０ｓ＝１のときＢｉ＝Ａｉ・cos２π×１×９０／３６０＝０Ｂｑ＝Ａｑ・sin２π×１×９０／３６０＝Ａｑｓ＝２のときＢｉ＝Ａｉ・cos２π×２×９０／３６０＝−ＡｉＢｑ＝Ａｑ・sin２π×２×９０／３６０＝０ｓ＝３のときＢｉ＝Ａｉ・cos２π×３×９０／３６０＝０Ｂｑ＝Ａｑ・sin２π×３×９０／３６０＝−Ａｑ従って、振幅を表すＡｉとＡｑについて、Ａｉ＝Ａｑ＝
１としてやると、乗算器３ｉの出力Ｂｉは、１、０、−１、０となり、乗算器３ｑの出力Ｂｑは、０、１、０、−１となって、図３で説明した本発明の実施形態と同じにな
る。

【００２９】しかして、このとき、もしも、ｆ_c＝ｆ_s／
４の関係を保たなかったとすると、上記の結果は得られ
ず、従って、本発明の実施形態によれば、図４に示した
極く簡単な回路で、直交検波を行うことができるのであ
る。

【００３０】次に、この実施形態では、ディジタル低域
通過フィルタ８ｉ、８ｑとして、図５に示す回路を用い
ている。図５において、８０、８１は切換スイッチ、８
２₂、８２₃、……、８２_P は遅延処理部、８３₁、８
３₂、８３₃、……、８３_P は乗算処理部、８４₁、８
４₂、８４₃、……、８４_P はフィルタ係数記憶部、８５
は加算処理部である。

【００３１】そして、遅延処理部８２₂〜８２_P により
遅延レジスタを形成し、破線で囲った部分８６がフィル
タ係数積和演算処理部で、可変係数フィルタを形成して
いる部分である。そして、この実施形態では、上記した
数値ｌ、ｍについて、それぞれｌ＝４、ｍ＝２を選定す
る。

【００３２】切換スイッチ８０は、図示のように、周期
１／(ｍ・ｆ_S)、すなわち、１／７２０ｋＨｚで動作
し、これにより、極性反転部１０１又は極性反転部１０
２から入力されるデータと、アース電位、すなわち、デ
ータ０とを交互に取り込む働きをし、この結果、この切
換スイッチ８０の出力からは、入力されたデータの間に
０が順次、次々と挿入され、見かけ上は標本化周波数が
７２０ｋＨｚに上げられた標本化周波数ｆ_ms のデータ
が取り出されることになる。

【００３３】例えば、同相成分Ｉについては、(０、
０、Ｘ₁、０、０、０、−Ｘ₃、０、０、０、・・・・)
というデータが、そして直交成分Ｑについては、(Ｘ₀、
０、０、０、−Ｘ₂、０、０、０、Ｘ₄、・・・・)とい
うデータが、それぞれ切換スイッチ８０の出力から取り
出されることになる。

【００３４】ところで、この実施形態において、このよ
うに、わざわざ切換スイッチ８０を設け、これによりデ
ータの標本化周波数を７２０ｋＨｚ(＝ｍ・ｆ_S)に上げ
ているのは、次の理由による。まず、後述するように、
フィルタ係数積和演算処理部８６は、９．６ｋＨｚの比
較的低い標本化周波数ｆ_D で動作させるようになってい
る。なお、これは、フィルタ係数積和演算処理部８６に
よる処理量を減らすためであり、且つ、この数値は一般
的に標準化されている値でもあるからである。

【００３５】次に、極性反転部１０１又は極性反転部１
０２から入力されるデータは、図４で説明したように、
標本化周波数が３６０ｋＨｚなので、このデータから、
いきなり標本化周波数９．６ｋＨｚのデータに変換しよ
うとした場合には、周波数分割比が３６０／９．６＝３
７．５となって、整数比にならず、これでは、フィルタ
の動作速度がうまく設定できない。

【００３６】しかして、３６０ｋＨｚの標本周波数を一
旦７２０ｋＨｚに上げて、周波数分割比を７２０／９．
６＝７５にしてやれば、７５回に１回データを取り出す
ことにより、９．６ｋＨｚの低い標本化周波数のフィル
タ回路を用いることができるからである。

【００３７】次に、切換スイッチ８１は、図示のよう
に、標本化周波数ｆ_S1 ＝１８０ｋＨｚ(＝ｆ_S×２／４)
とし、これにより、切換スイッチ８０の出力に、７２０
ｋＨｚの標本化周波数ｆ_ms で順次、現われるデータの
４個に３個を間引き、残りの１個のデータだけを取り出
す働きをする。

【００３８】上記したように、切換スイッチ８０の働き
により、７２０ｋＨｚの標本化周期毎に切換スイッチ８
１の入力に現われるデータの中で意味のあるデータは、
４個に１個だけ存在している状態にされているので、結
局、この切換スイッチ８１の働きにより、その出力に
は、標本化周波数がｆ_S1 で、同相成分Ｉについては、
(Ｘ₁、−Ｘ₃、・・・・)というデータが、そして直交成
分Ｑについては、(Ｘ₀、−Ｘ₂、Ｘ₄、・・・・)という
データが、それぞれ取り出されることになる。

【００３９】次に、切換スイッチ８１の出力は、遅延処
理部８２₂、８２₃、……、８２_P により、遅延時間Ｔ＝
１／１８０ｋＨｚの遅延処理が順次与えられた上で、切
換スイッチ８１の出力も含めて、フィルタ係数積和演算
処理部８６に夫々並列に入力される。

【００４０】フィルタ係数積和演算処理部８６は、乗算
処理部８３₁、８３₂、８３₃、……、８３_P と、フィル
タ係数記憶部８４₁、８４₂、８４₃、……、８４_P を備
え、これにより、タップ数ｋのもとで４シンボル毎に処
理を行なうように作られており、並列に入力された標本
化周波数ｆ_S1(＝１８０ＫＨｚ)のデータの各シンボルに
対して、フィルタ係数記憶部８４₁、８４₂、８４₃、…
…、８４_P からシンボル毎に取り込んだ各フィルタ係数
ａを乗算し、９．６ｋＨｚの標本化周波数ｆ_sym で動作
する加算処理部８５により積和演算を行ない、復調出力
を得る働きをする。

【００４１】従って、上記の遅延処理部８２と乗算処理
部８３、それにフィルタ係数記憶部８４のサフィックス
ｐは、ｐ＝ｋ／４となる。つまり、遅延処理部８２の個
数は(ｐ−１)個で、乗算処理部８３とフィルタ係数記憶
部８４の個数は、夫々ｐ個となる。

【００４２】ここで、タップ数ｋは、フィルタの遮断周
波数の急峻度、すなわちロールオフ率で決まる。現状で
は、２０タップから１００タップであるが、これに限定
されるものではない。

【００４３】そして、まず入力されたデータの１シンボ
ル目では、夫々の係数記憶部８４₁〜からフィルタ係数
ａ₁、ａ₅、ａ₉、．．．、ａ_k-3 を取り出し、各乗算処
理部８３₀〜で乗算し、次のシンボルでは、フィルタ係
数ａ₂、ａ₆、ａ₁₀、．．．、ａ_k-2 を乗算し、この処理
を４シンボル毎に順次繰り返して加算処理部８５で加算
することにより、標本化周波数ｆ_sym ＝９．６ｋＨｚの
復調出力が得られることになる。

【００４４】従って、この実施形態によれば、図１、図
４、及び図５から明らかなように、復調すべき信号の搬
送周波数よりも低い周波数で動作する低速度の回路で構
成されたディジタル低域通過フィルタ８ｉ、８ｑを備
え、全てディジタル信号処理系からなる直交振幅変調波
信号のディジタル復調器を容易に得ることができる。

【００４５】また、この実施形態によれば、ディジタル
直交検波時での周波数と標本化周波数との関係により、
その後でのディジタル通過フィルタの動作速度と、フィ
ルタタップ数を大幅に抑えることができ、この結果、回
路規模の縮小が充分に得られる。

【００４６】次に、本発明の他の実施形態について説明
する。以上の説明から明らかなように、図５に示したデ
ィジタル低域通過フィルタ１１では、そこで使用するフ
ィルタ係数ａは、Ｉ信号成分についても、Ｑ信号成分に
ついても、同じものが使用されている。従って、標本化
周波数ｆ_S1(＝１８０ＫＨｚ)と、遅延レジスタの段数と
を２倍にすることにより、フィルタ動作を時分割で使用
することにより、フィルタの主要部を共用させ、Ｉ信号
復調出力とＱ信号復調出力とを得るようにすることがで
きる。

【００４７】図６は、その一実施形態で、図において、
７８、７９は３６０ｋＨｚの標本化周波数ｆ_s で動作す
る切換スイッチ、９１₂、９１₃、……、９１_P と、９２
₂、９２₃、……、９２_P は、夫々遅延時間Ｔ＝１／３６
０ｋＨｚの遅延処理部、９３₁、９３₂、９３₃、……、
９３_P は乗算処理部であり、その他の構成は、図１及び
図５の実施形態と同じである。

【００４８】次に、この図６の実施形態の動作について
説明する。Ａ／Ｄ変換器出力を、図４に示す切換スイッ
チ１００により、ディジタル直交検波器１０ｉ、１０ｑ
に１／３６０ｋＨｚ毎にそれぞれデータを振り分ける。
直交検波器出力を切換スイッチ７８により１／３６０ｋ
Ｈｚ毎に切換える。

【００４９】このデータを切換スイッチ８０により、周
波数ｆ_s ＝７２０ｋＨｚまで上げ、切換スイッチ８１に
より不要なデータを除去して、周波数ｆ_s ＝１８０ｋＨ
ｚとし、切換スイッチ７９により、周波数３６０ｋＨｚ
おきにフィルタ処理をするのである。従って、この実施
形態によれば、ディジタル低域通過フィルタが１個で済
むディジタル復調器が実現できる。

【００５０】ところで、この図６の本発明によるディジ
タル低域通過フィルタ８ｉ＋８ｑにおいては、フィルタ
係数がＩ信号とＱ信号に交互に用いられている。そこ
で、このフィルタ係数の符号を交互に変化させてやるこ
とにより、図４で説した極性反転部１０１、１０２によ
る処理、すなわち、データの数値Ｓによる(−１)のＳ乗
処理と同じ処理を得ることができ、切換スイッチ９０の
動作と共に直交検波機能を、ディジタル低域通過フィル
タ自体に持たせ、直交検波回路を省略することができ
る。

【００５１】図７は、この直交検波機能を備えたディジ
タル低域通過フィルタ８ｉ＋８ｑの一実施形態で、この
実施形態が、図６の実施形態と異なる点は、フィルタ係
数記憶部８４₁、８４₂、８４₃、……、８４_P に格納し
ておくべきフィルタ係数の符号が、交互に＋と−になっ
ている点だけである。

【００５２】切換スイッチ９０は、３６０ｋＨｚの標本
化周波数ｆ_s で動作するので、図４に示した切換スイッ
チ１００と同じ機能をはたし、Ｉ信号成分とＱ信号成分
とを分離し、一方を遅延処理部９１₂、９１₃、……、９
１_P に、他方は、遅延処理部９２₂、９２₃、……、９２
_P に、夫々供給する。

【００５３】乗算処理部９３₁、９３₂、９３₃、……、
９３_P は、遅延処理部９１₂、９１₃、……、９１_P から
データが入力されたときには、フィルタ係数記憶部８４
₁、８４₂、８４₃、……、８４_P に格納されているフィ
ルタ係数の内、＋符号のフィルタ係数を乗算すると共
に、遅延処理部９２₂、９２₃、……、９２_P からのデー
タには、−符号のフィルタ係数を乗算し、これにより図
４に示した極性反転部１０１、１０２と同じ処理が得ら
れるようにする。

【００５４】従って、この図７の実施形態によれば、
９．６ｋＨｚの標本化周波数ｆ_D で動作する加算処理部
８５から、交互にＩ信号の復調出力とＱ信号の復調出力
とを得ることができ、更に簡単な構成のディジタル復調
器を得ることができる。

【００５５】

【発明の効果】本発明によれば、アナログ−ディジタル
変換器として高速で動作するものを必要とせず、且つデ
ィジタル直交検波に必要な搬送波信号の発生と９０度移
相、それに乗積処理に必要な回路機能を、何れも極く簡
単なディジタル回路で実現できるので、ハードウエアの
小型化を充分に図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるディジタル復調器の一実施形態を
示すブロック図である。

【図２】ディジタルデータを出力る直交振幅変調方式の
ディジタル復調器の従来例を示すブロック図である。

【図３】本発明の動作を説明するための波形図である。

【図４】本発明におけるディジタル直交検波器の一実施
形態を示すブロック図である。

【図５】本発明におけるディジタル低域通過フィルタの
一実施形態を示すブロック図である。

【図６】本発明におけるディジタル低域通過フィルタの
他の一実施形態を示すブロック図である。

【図７】本発明におけるディジタル低域通過フィルタの
更に別の一実施形態を示すブロック図である。

【符号の説明】

１入力端子２帯域通過フィルタ８ｉ、８ｑ、１１ｉ、１１ｑディジタル低域フィルタ９アナログ−ディジタル変換器１０ｉ、１０ｑディジタル直交検波器７８、７９、８０、８１切換スイッチ８２₂、８２₃、……、８２_P 遅延処理部８３₁、８３₂、８３₃、……、８３_P 乗算処理部８４₁、８４₂、８４₃、……、８４_P フィルタ係数記憶
部８５加算処理部８６フィルタ係数積和演算処理部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】アナログ直交振幅変調信号をディジタル
変換した後、ディジタル信号処理によりディジタル復調
信号を出力するディジタル復調器において、上記アナログ直交振幅変調信号の搬送周波数をｆ_IF、上
記ディジタル変換の標本化周波数ｆ_s として、ｆ_S ＝４・ｆ_IF／(２ｎ＋１) ｎ：正の整数の関係が成立し、これにより、直交検波に用いる直交局
部発振信号の周波数ｆ_Cについて、ｆ_C ＝ｆ_s／４の関係が成立するように構成したことを特徴とするディ
ジタル復調器。
【請求項２】請求項１の発明において、上記直交検波のための手段が、上記周波数ｆ_S で切換動作し、上記標本化周波数ｆ_s で
ディジタル変換された信号を交互に振り分けて出力する
切換スイッチ手段と、この切換スイッチ手段の一方の出力と他方の出力に夫々
接続され、入力された信号の極性を上記周波数ｆ_S で交
互に反転して出力する第１と第２の信号処理手段とで構
成されていることを特徴とするディジタル復調器。