JP3294017B2 - 複素ベースバンド信号のデジタル発生方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、実バンドパス信号を標
本化および保持装置によって第１のクロック周波数によ
って標本化しかつ該標本化されたベースバンド信号をＡ
Ｄ変換器を用いてデジタル数列に変換し、該デジタル数
列を、前以て決められた数のフィルタから成る、前以て
決められた伝達関数を有する再帰形ポリフェーズフィル
タに供給しかつそれぞれのクロックにおいて前記ポリフ
ェーズフィルタに前以て決められた数のデジタル数を供
給しかつ前記ポリフェーズフィルタのそれぞれのフィル
タによってデジタル数をフィルタリングしかつ該フィル
タリングされた数を引き続いて加算する、複素ベースバ
ンド信号のデジタル発生方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】この問題の公知のアナログ解決法では、
実ベースバンド信号はまず、２つのチャネルによって直
交関係にある搬送波によって変調されかつ引き続いて信
号はローパスフィルタリングされる。この複素ベースバ
ンド変換の品質は、２つのチャネルにおける伝達関数の
均一性に依存している。したがって２つのアナログロー
パスフィルタには、伝達関数の均一性（絶対値および位
相）について非常に厳格な要求を有する出来るだけ高い
ミラー周波数抑圧に関して要求が課せられる。実際に
は、この形式の処理における障害項は約−３０ｄＢ以下
にならない可能性がある。

【０００３】さらに、デジタル信号処理の使用によっ
て、２つのチャネルの均一性を実現することが公知であ
る。それ故に変換に一層高い品質が生じる。同相および
直交成分をデジタルに発生するための提案は、L. E. Pe
llon 著：“A Double NyquistDigital Product Detecto
r for Quadratur Sampling”（Transactions on Signal
Processing，Vol．４０，No．７、１９９２年７月およ
び W.Rosenkranz 著：“Quadratur Sampling of FM-Ban
dpass Signals-Implementation and Error Analysis"(D
igital Signal Processing-８７, Elsevier Science、
１９８７年から公知である。この方法は、直交関係にあ
る搬送波による混合ステップおよび２つのチャネルにお
けるローパスフィルタリングステップを使用しているた
め比較的コストが高い。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、これ
らの欠点を回避した複素ベースバンド信号のデジタル発
生方法を提供することである。

【０００５】

【課題を解決するための手段および効果】この課題は、
本発明によれば、冒頭に述べた方法から出発して、デジ
タル数のフィルタリングを、ポリフェーズフィルタのフ
ィルタによって、第１のクロック周波数を前記フィルタ
の数で分周して得られる第２のクロック周波数によって
実施し、かつそれぞれフィルタリングされた数を加算の
前に、ポリフェーズフィルタの周波数シフトから得られ
る係数と乗算することによって解決される。

【０００６】本発明の方法は、上述の従来技術に比し
て、１つの処理チャネルしか必要とせず、その結果引き
続くローパスフィルタリングによる信号混合を省略する
ことができるという利点を有する。その際有利には、デ
ジタル数をフィルタリングするための複素バンドパスフ
ィルタは複素ベースバンド信号の標本化レートによって
タイミング制御される。さらに、複素ベースバンド信号
を、ポリフェーズフィルタ、該ポリフェーズフィルタの
周波数シフトから得られる係数Ｃ_Kとの引き続く乗算お
よび引き続く加算を用いて実施すると有利である。これ
により、信号処理が簡単化される。

【０００７】有利には、デジタル数と乗算される係数Ｃ
_Kは、ポリフェーズフィルタのＫ番目のフィルタを表す
走行変数Ｋおよびクロック周波数Ｆ_cに依存して指数関
数として決められる。これにより、ポリフェーズフィル
タの周波数の、第２のクロック周波数Ｆ_cのＬ個の単位
だけのシフトが簡単に実現される。

【０００８】本発明の実施例によれば、フィルタの数Ｎ
は４の倍数に決められかつ定数Ｌはフィルタの数Ｎの１
／４に決められる。これによりフィルタリングされた数
の、係数ＣＫとの乗算は、値＋１および−１との乗算に
低減される。

【０００９】使用の方法は、簡単な形式および手法で、
実ベースバンド信号の同相成分を偶数の走行変数Ｋのフ
ィルタによってフィルタリングされるデジタル数の第１
の和として求めかつ実ベースバンド信号の直交成分を奇
数の走行変数を有するフィルタによってフィルタリング
されたデジタル数の第２の和として求めるという利点を
有する。

【００１０】オールパスフィルタを有するポリフェーズ
フィルタの実現は有利である。というのは、オールパス
フィルタはこの形式の信号処理に申し分なく適している
からである。オールパスフィルタの係数は別の実現に比
して比較的僅かな語長によって表示されることは有利で
ある。

【００１１】フィルタリングされた数との乗算の前に、
求められた周波数偏差Δｆに依存して確定される複素列
と乗算することで、簡単な形式および手法で、デジタル
周波数補正をデジタルフィルタリングと同時に実施する
ことが可能になる。

【００１２】ポリフェーズフィルタの周波数の、第２の
クロック周波数Ｆ_cのＬ個の単位分のシフトを表す定数
Ｌに依存して確定される係数Ｃ_Kの使用によって、定数
Ｌの、整数値だけの変化によって、直ちに開始されるチ
ャネル切換を実現化することが可能になる。

【００１３】

【実施例】次に本発明を図示の実施例につき図面を用い
て詳細に説明する。

【００１４】図１は、本発明の概要を示すブロック図で
ある。標本化および保持装置１は、データ線路１３を介
してＡＤ変換器２の入力側に接続されている。ＡＤ変換
器２の出力側はデータ線路１３を介してマルチプレクサ
５の入力側に接続されている。このマルチプレクサはデ
ータ線路１３を介してポリフェーズフィルタ６に接続さ
れており、そこからデータ線路１３がデマルチプレクサ
７に導かれている。デマルチプレクサ７はデータ線路１
３を介して計算ユニット８に接続されている。計算ユニ
ット８はデータ線路１３を用いてメモリ９にアクセスす
る。計算ユニット８はデータ線路を介して入力ユニット
１０に接続されている。クロック発生器３は、標本化お
よび保持装置１およびＡＤ変換器２に接続されておりか
つさらにクロック変換器４を介してマルチプレクサ５、
ポリフェーズフィルタ６、デマルチプレクサ７および計
算ユニット８に接続されている。計算ユニット８は別の
データ線路１９を介してクロック変換器４に接続されて
いる。

【００１５】図１において、実バンドパス信号ｓ（ｔ）
が標本化および保持装置１に供給される。標本化および
保持装置１には、クロック発生器３から第１のクロック
周波数Ｆが供給される。標本化および保持装置１は、標
本値をＡＤ変換器２に送出する。ＡＤ変換器２には、ク
ロック発生器３から、第１のクロック周波数Ｆが供給さ
れる。ＡＤ変換器２は、デジタル数列をマルチプレクサ
５に送出する。マルチプレクサ５はデジタル数列をポリ
フェーズフィルタ６のフィルタに供給する。ポリフェー
ズフィルタは、R.E.Crochiere, L.R.Rabiner 著、“Mul
tirate DigitalSignal Processing”、Prentice Hall、
１９８３年から公知である。クロック発生器３は、第１
のクロック周波数Ｆをクロック変換器４に供給する。ク
ロック変換器４は、式Ｆ_c＝Ｆ／Ｎに従って第２のクロ
ック周波数Ｆ_cを求め、その際Ｆは第１のクロック周波
数でありかつＮは、クロック変換器４に計算ユニット８
から第２のデータ線路１９を介して供給される定数であ
る。定数Ｎに対する値は入力ユニット１０を介して計算
ユニット８に入力されかつメモリ９に格納される。クロ
ック変換器４は第２のクロック周波数Ｆ_cをマルチプレ
クサ５、ポリフェーズフィルタ６、デマルチプレクサ７
および計算ユニット８にデータ線路１３を介して送出す
る。その際第２のクロック周波数Ｆ_cのクロックにおい
てポリフェーズフィルタ６のそれぞれのフィルタによっ
て１つのデジタル数がフィルタリングされる。マルチプ
レクサ５はこれらデジタル数をその時間的な順序に相応
して連続的にポリフェーズフィルタ６のフィルタに分配
する。

【００１６】ポリフェーズフィルタ６のフィルタによっ
てフィルタリングされるデジタル数は、デマルチプレク
サ７に供給される。デマルチプレクサ７は、フィルタリ
ングされた数をデジタル数がマルチプレクサ５に供給さ
れた時間的順序で計算ユニット８に送出する。

【００１７】計算ユニット８は、メモリ９に格納されて
いる制御プログラムを処理する。固定された制御プログ
ラムに相応して、計算ユニット８のデジタル数はメモリ
９に格納されている係数Ｃ_kと乗算されかつ前以て決め
られた方法で加算される。したがってベースバンド信号
の同相および直交成分が得られかつ引き続いて出力され
る。

【００１８】図２には、Ｎ個の並列接続されたフィルタ
１８から構成されているポリフェーズフィルタ６がブロ
ック図にて示されている。有利にはこのフィルタ１８は
オールパスフィルタとして形成されている。オールパス
フィルタは例えば、W. Schessler 著、“Digitale Sign
alverarbeitung”（第１巻、Springer 社刊、１９８８
年）およびA. Fettweis 著、“Wave Digital Fileter
s，Theory and Practice”（Proceedings IEEE，Vol．
２５，Ｎｏ．２、１９８６年）から公知である。図２に
は、マルチプレクサ５がデジタル数をその時間的な順序
に応じてポリフェーズフィルタ６のフィルタ１８に供給
することが示されている。すなわち、第２のクロック周
波数Ｆ_cのそれぞれのクロックにおいてそれぞれのフィ
ルタ１８によってデジタル数が処理される。次の周波数
クロックにおいて、ポリフェーズフィルタ６のフィルタ
１８に新たにＮ個のデジタル数が供給される。

【００１９】フィルタリングの後に、ポリフェーズフィ
ルタ６のフィルタ１８はフィルタリングされたデジタル
数をデマルチプレクサ７に送出する。デマルチプレクサ
７はフィルタリングされたデジタル数をその時間的な順
序に相応して配列しかつフィルタリングされたデジタル
数を計算ユニット８に送出する。

【００２０】図３には、フィルタの数Ｎが４に決められ
ている、ポリフェーズフィルタ６の特別な実施例が示さ
れている。この場合、第１、第２、第３および第４のフ
ィルタ２２、２３、２４、２５が並列に設けられてい
る。

【００２１】ところで係数ｃ_Kを求める際に考慮される
定数Ｌがポリフェーズフィルタ６のフィルタ１８の数Ｎ
の１／４に固定されると、すなわちＬ＝１とすると、係
数ｃ_K＝ｊ^k-1が生じ、その際ｊは虚数単位でありかつＫ
はフィルタ１８を表す走行遅延時間変数である。そこか
ら、単純な加算または減算によって同相および直交成分
を求めることができる。

【００２２】図３に示されている、ポリフェーズフィル
タ６の実施例に対して、第１のフィルタ２２によってフ
ィルタリングされたデジタル数および第３のフィルタ２
４によってフィルタリングされたデジタル数が第１加算
器１１に供給されかつ加算され、その際第３のフィルタ
２４によってフィルタリングされたデジタル数が負の極
性を有するようにすれば、ベースバンド信号の同相成分
が得られる。第２のフィルタ２３によってフィルタリン
グされたデジタル数および第４のフィルタ２５によって
フィルタリングされたデジタル数を第２加算器１２に供
給しかつ加算され、その際第４のフィルタ２５によって
フィルタリングされたデジタル数が負の極性を有するよ
うにすれば、ベースバンド信号の直交成分が得られる。
この装置によって、デジタルフィルタリングの特別簡単
な構成が実現される。

【００２３】図４のａには、実ベースバンド信号のスペ
クトルが図示されている。図４のｂには、十分高速の標
本化および保持装置１によって第１のクロック周波数Ｆ
の標本化レートによって標本化された、実信号列のスペ
クトルが示されている。図４のｃには、複素ベースバン
ド信号の発生のために必要なデジタル複素バンドパスフ
ィルタが略示されている。図４のｃに示されている線分
は、フィルタの設計のために重要な通過域および阻止域
を表している。複素バンドパスフィルタが有すべきであ
る通過域は、バーによって表されている。この形式のフ
ィルタの使用によって、そのスペクトルが図４のｄに示
されておりかつ係数Ｎによるサブ標本化によって最終的
に第２の標本化周波数Ｆ_cの標本化レートを有する複素
ベースバンド信号を形成するフィルタリングされた信号
が生じる。

【００２４】図５には、複素バンドパスの周波数応答Ｈ
_L（ｗ）の計算のために使用される係数Ｃ_Kの求め方が示
されており、また同時に、自動周波数補正および高速の
チャネル切換が可能になる。値（２πΔｆ／Ｆ_c）を時
間遅延素子１６を有するループおよびモジュロ２加算器
１４に供給することによって、複素信号列

【００２５】

【数３】

【００２６】が発生される。変数ｎは時間クロックを表
している。時間遅延素子は信号をその都度時間クロック
Ｔ_c＝１／Ｆ_cだけ遅延しかつそれを再びモジュロ２加算
器１４に供給する。生じた列Ｑ（ｎ）は別の加算器１７
に供給される。この実施例において、ポリフェーズフィ
ルタ６が有しているフィルタ数に相応する数であるＮ個
の別の加算器１７が設けられている。これら別の加算器
１７において、列の項が定数Ｏ_Kによって加算され、そ
の際変数Ｋは１からＮの値をとる。係数Ｏ_Kは次のよう
に定義されている：Ｏ_K＝２π（Ｋ−１）Ｌ／Ｎ、ただ
しＫ＝１，…，Ｎ。

【００２７】これにより、係数の決定のために必要であ
る、指数関数Ｃ_k（ｎ）＝ｅ^-j(OK^+Q(n))の独立変数が決
められる。和Ｏ_K＋Ｑ（ｎ）は計算ユニット８に供給さ
れ、これは、メモリ９に格納されているサインおよびコ
サイン表から、ポリフェーズフィルタ６を実現するため
に必要である係数Ｃ_Kを求める。

【００２８】次に図１ないし図４を用いて特定の実施例
について説明する。

【００２９】複素ベースバンド信号のデジタル同相およ
び直交成分を発生するために、図１に図示の回路が使用
される。複素ベースバンド信号の標本化レートは、第２
の標本化周波数Ｆ_cと称される。ＡＤ変換器２の標本化
レートは、第１の標本化周波数Ｆとして表される。第１
の標本化周波数Ｆは、第２の標本化周波数Ｆｃの整数倍
として選択される： Ｆ＝Ｎ×Ｆ_c （１）、 ただし定数Ｎは２より大きな整数であるかまたは２に等
しい。隣接チャネル抑圧は、定数Ｎが３より大きいかま
たは３に等しく選択されるときにのみ可能である。実ベ
ースバンド信号ｓ（ｔ）および第１のクロック周波数Ｆ
の中心周波数Ｆ₀の間に、次の関係が成り立つ： Ｆ₀＝ｍ×Ｆ＋Ｌ×Ｆ_c （２）。

【００３０】ここにおいて定数ｍは整数でありかつ定数
Ｌは（−（Ｎ−１）／２）と（（Ｎ−１）／２）との間
の値である。第２の標本化周波数Ｆ_cは、標本化定理を
満足するためにベースバンド信号の帯域幅より大きいか
またはそれに等しくなければならない。式（２）は、W.
Rosenkranz 著、“Quadratur Sampling of FN-Bandpas
s Signals”（Digital Signal Processing 87,Elsevier
Science）に記載されているような公知の“１／４周期
サンプリング（quater period sampling）”の一般式を
表している。これらの前提条件が満たされているとき、
図４のａないしｅに示された、相応に選択されたデジタ
ルフィルタを用いて複素ベースバンド信号を発生するた
めの手法を使用することができる。この実施例におい
て、定数Ｎは４、定数ｍは１および定数Ｌは１とした。

【００３１】図４のａにそのスペクトルが示されている
実バンドパス信号ｓ（ｔ）が、標本化および保持装置１
に供給される。標本化は、標本化および保持装置１にク
ロック発生器３から供給される第１のクロック周波数Ｆ
によって行われる。この標本化によって、実バンドパス
信号から、図４のｂに示されている標本化された実信号
列が形成される。複素ベースバンド信号を発生するため
に、図４のｃに示されているような通過域および阻止域
を有するデジタル複素バンドパスフィルタが必要であ
る。中心周波数Ｌ×Ｆｃを有する複素バンドパスフィル
タの設計は、実、所謂プロトタイプローパスフィルタの
シフトによって行うことができる。このローパスフィル
タの遮断周波数は、バンドパス信号の帯域幅の半分とす
べきである。この形式のローパスフィルタを実現するた
めの適当な構成は、図２に示されているように、Ｎ個の
フィルタ１８を有する再帰形ポリフェーズフィルタ６で
ある。このポリフェーズフィルタ６の伝達関数Ｈ（ｗ）
は次の通りである：

【００３２】

【数４】

【００３３】ただしＬはフィルタ分岐の数でありかつｗ
は２πｆ／Ｆである周波数を表しかつＳ_K（ｗ）は、有
利には、ポリフェーズフィルタ６の設計において適当に
決定することができるオールパスフィルタであるＮ個の
実デジタルフィルタ１８の周波数応答である。プロトタ
イプローパスフィルタ６は、オールパスフィルタが常に
１次のセクションの積として表されるように設計され
る。プロトタイプローパスフィルタを周波数Ｌ＊Ｆ_cだ
けシフトすることによって、バンドパス信号の発生を行
う複素バンドパスＨ_L（ｗ）の周波数応答が得られる：
Ｈ_L（ｗ）＝Ｈ（ｗ−２πＬＦ_c／Ｆ）＝Ｈ（ｗ−２πＬ
／Ｎ）。２πにおける実オールパス関数Ｓ_kの周期性を
考慮すると、

【００３４】

【数５】

【００３５】が得られ、ただしＮ個の定数（Ｃ_k）は、

【００３６】

【数６】

【００３７】によって与えられており、ｋ＝１，…，Ｎ
である。複素バンドパスフィルタの実現は、付加的な複
素乗算器を用いてまたは図１または図２に示されている
ように、計算ユニット８を用いて行うことができる。ポ
リフェーズフィルタ６のオールパスフィルタは、第２の
標本化レートＦ_cによってタイミング制御される。この
ことは、プロトタイプローパスフィルタのオールパスフ
ィルタ、それ故に複素バンドパスフィルタのオールパス
フィルタがＮｘＴｃだけの遅延によって動作するので可
能であり、その際Ｔ_c＝１／Ｆ_cである。

【００３８】したがって、算術演算を専ら第２のクロッ
ク周波数Ｆ_cによって実施するデジタルフィルタ構成が
使用される。時間的に標本化される信号は、ＡＤ変換器
２を用いてデジタル数列に変換される。その際ＡＤ変換
器２は、クロック発生器３によって使用することが可能
である第１のクロック周波数Ｆによって動作する。デジ
タル数列は、マルチプレクサ５に供給され、このマルチ
プレクサはこれらを、図２に示されているように、ポリ
フェーズフィルタ６のオールパスフィルタに分配する。
その際、第２のクロック周波数Ｆ_cのタイミングにおい
て、ポリフェーズフィルタ６のＮ個のオールパスフィル
タそれぞれにその都度、列の１つのデジタル数が供給さ
れる。

【００３９】この列のデジタル数は、時間順序に従って
オールパスフィルタに分配される。フィルタリングの
後、フィルタリングされたデジタル数はポリフェーズフ
ィルタ６のオールパスフィルタからデマルチプレクサ７
に転送され、デマルチプレクサはこれらフィルタリング
されたデジタル数をその本来の時間順序に応じて配列し
かつ計算ユニット８に送出する。それから計算ユニット
８はフィルタリングされたデジタル数をその時間順序に
応じかつどのオールパスフィルタによってその数がフィ
ルタリングされたかに依存して、次のようにして求めら
れる相応の係数ｃ_kと乗算する：

【００４０】

【数７】

【００４１】ただし走行変数Ｋは相応のオールパスフィ
ルタを表しかつ１からＮの値をとり、Ｎはオールパスフ
ィルタの数および定数Ｌは１と定められた。

【００４２】入力ユニット１０を介して、第１の標本化
周波数Ｆと式（１）に従った第２の標本化周波数Ｆ_cと
の間の比を決める定数Ｎおよび、式（２）に従って、実
バンドパス信号の中心周波数Ｆ₀と第１の標本化周波数
Ｆとの間の関係を決める定数ｍ、および複素バンドパス
フィルタの、第２の標本化周波数Ｆ_cの倍数だけのシフ
トを決め、かつそれ故にチャネル選択を決める定数Ｌが
入力される。

【００４３】この形式のポリフェーズフィルタの使用に
より、図４のｂに示されたスペクトルから、図４のｄに
図示のフィルタリングされたスペクトルが求められる。
最終的に係数Ｎによるサブ標本化を考慮すると、図４の
ｅに示されているような、第２の標本化周波数Ｆｃを有
する複素ベースバンド信号が得られる。

【００４４】メモリ９に接続されている計算ユニット８
に代わって、複素乗算器を設けることもできる。係数Ｃ
_kが格納されているメモリにアクセスする複素乗算器
は、フィルタリングされたデジタル数をこれら係数Ｃ_k
と乗算する。引き続いて、係数Ｃ_kによって乗算された
デジタル数は、奇数の走行変数を有するオールパスフィ
ルタによってフィルタリングされたデジタル数が第１の
和に加算されかつ偶数の走行変数を有するオールパスに
よってフィルタリングされた数が第２の和に加算される
ように加算され、その際第１の和がベースバンド信号の
同相成分を表しかつ第２の和がベースバンド信号の直交
成分を表す。同相成分は和の実部によって形成されかつ
直交成分は和の虚数部によって形成される。

【００４５】実現のために特別重要な実施例が図３に示
されている。その際定数Ｎは４の倍数として選択されて
おりかつ定数ＬはＮの１／４に確定されている。この場
合係数ｃ_K：

【００４６】

【数８】

【００４７】が生じ、ただし走行変数Ｋは１からＮの値
をとる。すなわち、係数ｃ_Kは値ｊ，−ｊまたは１，−
１をとる。したがって、これら係数との乗算は、乗算器
なしに実施することができる。複素バンドパスフィルタ
はこの場合、純然たる実数で実現することができる。ｃ
_Kが実数であるパスが、加算／減算によって同相成分を
形成する。ｃ_Kが虚数であるパスが、相応に直交成分を
形成する。それ故に、全体の複素バンドパスフィルタは
この場合、純然たる実数にて実現することができる。

【００４８】式（２）はこの場合、Ｆ₀＝ｍＦ＋（Ｌ／
Ｎ）Ｆ＝ｍＦ＋Ｆ／４で表される。定数ｍを零とする
と、公知の“１／４周期サンプリング”、すなわちＦ０
＝Ｆ／４が得られる。図３に示されているように、４つ
のオールパスフィルタ２２、２３、２４、２５によって
フィルタリングされたデジタル数は第１および第２の加
算器１１、１２に供給されかつ単純な加算によってベー
スバンド信号の同相および直交成分が得られる。

【００４９】その際、第１のオールパスフィルタ２２に
よってフィルタリングされたデジタル数が第１の加算器
に供給されかつ第３のオールパスフィルタ２３によって
フィルタリングされたデジタル数が、負の極性をもっ
て、同様第１の加算器１１に供給されることが考慮され
るべきである。第１の加算器１１は、これら供給された
デジタル数から、ベースバンド信号の同相成分を表す和
を形成する。第２のオールパスフィルタ２５によってフ
ィルタリングされたデジタル数が第２の加算器に供給さ
れかつ第４のオールパスフィルタ２３によってフィルタ
リングされたデジタル数が、負の極性をもって、第２の
加算器１１に供給される。第２の加算器１２は、２つの
供給されたデジタル数から、ベースバンド信号の直交成
分を表す和を形成する。

【００５０】提案された方法の重要な利点は、実際に回
避し得ない、ＡＤ変換器２の直流電圧オフセットがデジ
タルフィルタによって完全に抑圧される点にある。その
理由は、複素バンドパスフィルタは周波数Ｆ＝０におい
て基本的に減衰極を有しているからである。しかしこの
ことは、隣接チャネル抑圧が可能である、すなわち定数
Ｎが３より大きいかまたは３に等しく選択されるときに
のみ当てはまる。

【００５１】例として説明した方法によって、所望しな
い同相および直交成分の、約５７ｄＢの抑圧が実現され
る。隣接チャネルの抑圧は、約４９ｄＢである。

【００５２】デジタルバンドパス装置において、しばし
ば、同相および直交成分発生に、デジタル周波数補正
（ＡＦＣ）が続く。このために、複素ベースバンド信号
は、次の複素列と乗算される：

【００５３】

【数９】

【００５４】ただし走行変数ｎは時間クロックを表し、
Δｆは最適な周波数によって求められる周波数偏差を表
しかつｊは虚数単位を表す。

【００５５】普通の場合、同相および直交成分発生のた
めに使用されるポリフェーズフィルタ６は複素乗算器を
必要とするので、ポリフェーズフィルタ内で周波数補正
を実施すると有利である。その際係数ｃ_Kはフィルタリ
ングされたデジタル数との乗算の前に、複素列Ｓ
_o（ｎ）と乗算される。複素列ｃ_K＊Ｓｏ（ｎ）を、図５
のブロック回路図に示されているように、第２の周波数
クロックＴ_cだけの時間遅延を有するループおよびモジ
ュロ２加算器によって再帰的に求めると有利である。

【００５６】図５に図示されているようなデジタルフィ
ルタの構成により、整数の定数Ｌの変化によって、直ち
に始まるチャネル切換を、係数Ｃ_kを求める際に使用さ
れる係数０_kを用いて実現することが可能になる。式
（３）による定数Ｌに対して、（（Ｎ−１）／２）と
（（−Ｎ−１）／２）との間の値しか許容されていない
ので、選択可能なチャネルの数は（（Ｎ−１）／２）で
ある。したがって、定数Ｎが偶数である場合、（（Ｎ／
２）−１）の異なったチャネルを選択することができ
る。定数Ｎが奇数である場合、それは（（Ｎ−１）／
２）のチャネルである。種々のチャネルの中心周波数
は、式（２）から得られる。すなわち、この場合、チャ
ネル中心周波数の間隔が第２のクロック周波数Ｆ_cに等
しいことを前提としなければならない。提案されたチャ
ネル切換は立ち上がり振動過程には結び付いていないの
で、この装置は、“周波数ホッピング”システムでの使
用に特別適っている。

【図面の簡単な説明】

【図１】複素ベースバンド信号のデジタル発生装置のブ
ロック図である。

【図２】ポリフェーズフィルタのブロック図である。

【図３】ポリフェーズフィルタのブロック図である。

【図４】周波数スペクトルを示す線図である。

【図５】自動周波数補正のためのブロック略図である。

【符号の説明】

２ ＡＤ変換器、 ６ ポリフェーズフィルタ、 ８
計算ユニット、 １８，２２，２３，２４，２５ フィ
ルタ、 Ｆ 第１のクロック周波数、 Ｆ_C第２のクロ
ック周波数

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−143623（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−3720（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−101920（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−112055（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−27332（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−81139（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−2038（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 H03H 17/02

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 実バンドパス信号を標本化および保持装
   置（１）によって第１のクロック周波数（Ｆ）によって
   標本化しかつ該標本化されたベースバンド信号をＡＤ変
   換器（２）を用いてデジタル数列に変換し、該デジタル
   数列を、前以て決められた数（Ｎ）のフィルタ（１８）
   から成る、前以て決められた伝達関数（Ｈ（ｗ））を有
   する再帰形ポリフェーズフィルタ（６）に供給しかつそ
   れぞれのクロックにおいて前記ポリフェーズフィルタ
   （６）に前以て決められた数（Ｎ）のデジタル数を供給
   しかつ前記ポリフェーズフィルタ（６）のそれぞれのフ
   ィルタ（１８）によってデジタル数をフィルタリングし
   かつ該フィルタリングされた数を引き続いて加算する、
   複素ベースバンド信号のデジタル発生方法において、 前記デジタル数のフィルタリングを、前記ポリフェーズ
   フィルタ（６）のフィルタ（１８）によって、前記第１
   のクロック周波数（Ｆ）を前記フィルタ（１８）の数
   （Ｎ）で分周によって得られる第２のクロック周波数
   （Ｆｃ）によって実施し、 前記それぞれフィルタリングされた数を加算の前に、前
   記ポリフェーズフィルタ（６）の周波数シフトから得ら
   れる係数（ｃ_k）と乗算することを特徴とする複素ベー
   スバンド信号のデジタル発生方法。
2. 【請求項２】 前記係数（ｃ_k）を次式： 【数１】 によって決め、ただし走行変数Ｋは前記ポリフェーズフ
   ィルタ（６）のＫ番目のフィルタ（１８）を表し、定数
   Ｎはフィルタ（１８）の数を表し、偶数の定数Ｌは前記
   ポリフェーズフィルタ（６）の周波数の、前記第２のク
   ロック周波数ＦｃのＬ個の単位分のシフトを表しかつ定
   数Ｌの絶対値は１と〔Ｎ−１〕／２との間にありかつｊ
   は虚数単位を表す請求項１記載の複素ベースバンド信号
   のデジタル発生方法。
3. 【請求項３】 前記フィルタ（２２、２３、２４、２
   ５）の数（Ｎ）を４の倍数に決めかつ前記定数（Ｌ）を
   前記フィルタ（２２、２３、２４、２５）の数（Ｎ）の
   １／４に決めかつ偶数の走行変数Ｋを有するフィルタ
   （２２、２４）によってフィルタリングされた数を第１
   の和に前記第２の周波数クロック（Ｔ_c）において加算
   しかつ奇数の走行変数Ｋを有するフィルタ（２３、２
   ５）によってフィルタリングされた数を第２の和に前記
   第２の周波数クロック（Ｔ_c）において加算し、ここに
   おいて前記第１の和が実ベースバンド信号の同相成分を
   表しかつ前記第２の和が実ベースバンド信号の直交成分
   を表す請求項１または２記載の複素ベースバンド信号の
   デジタル発生方法。
4. 【請求項４】 前記ベースバンド信号の標本化周波数Ｆ
   ₀、標本化周波数Ｆおよび前記複素ベースバンド信号Ｆ_c
   の標本化周波数を、次の式 Ｆ＝Ｎ＊Ｆ_cおよびＦ₀＝ｍ＊Ｆ＋Ｌ＊Ｆ_c が満足するように選定し、ただしｍおよびＬは決められ
   た整数の定数である請求項１から３までのいずれか１項
   記載の複素ベースバンド信号のデジタル発生方法。
5. 【請求項５】 前記ポリフェーズフィルタ（６）のフィ
   ルタ（１８、２２、２３、２４、２５）を、オールパス
   フィルタとして構成する請求項１から４までのいずれか
   １項記載の複素ベースバンド信号のデジタル発生方法。
6. 【請求項６】 前記係数（ｃ_k）を、前記フィルタリン
   グされた数と乗算する前に、前記第２の周波数クロック
   （Ｔ_c＝１／Ｆ_c）に従って複素列 【数２】 と乗算し、ただしΔｆは求められた周波数偏差であり、
   走行変数（ｎ）は時間クロックでありかつ定数（ｊ）は
   虚数単位を表す請求項１から５までのいずれか１項記載
   の複素ベースバンド信号のデジタル発生方法。