DE19935840A1

DE19935840A1 - Schaltungsanordnung zur Abtastratenumsetzung zeitdiskreter Signale

Info

Publication number: DE19935840A1
Application number: DE1999135840
Authority: DE
Inventors: Armin Splett
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1999-07-29
Filing date: 1999-07-29
Publication date: 2001-03-08
Also published as: WO2001010024A1

Abstract

In einer Schaltungsanordnung zur Abtastratenumsetzung zeitdiskreter Signale, die einem Abtastratenumsetzer zugeführt werden, der unter Verwendung eines Approximationsverfahrens aus den ihm zugeführten Eingangssignalen Ausgangssignale einer anderen Abtastrate bildet, wobei ein Taktgenerator die Ausgangs-Abtastfrequenz an die Eingangs-Abtastfrequenz anpaßt, wird der Taktgenerator (T) mit einem Sigma-Delta-Modulator (M) gesteuert, der den Hauptanteil des durch die Approximation entstehenden Fehlersignals zu hohen Frequenzen hin formt.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Abtastratenumsetzung zeitdiskreter Signale, beispielsweise für Analog-Digital-Konverter oder Digital-Analog-Konverter mit variabler Abtastfrequenz in Sender- bzw. Empfängerein richtungen digitaler Funk-Kommunikationssysteme. Ein weiteres Anwendungsbeispiel ist die akustische Mensch-Maschine-Kommu nikation in Verbindung mit Multimedia-Systemen. Die Erfindung eignet sich aber auch für jede andere Abtastratenumsetzung von zeitdiskreten Signalen.

Für digitale Funk-Kommunikationssysteme, die in einem nahezu beliebig wählbaren Funkstandard betrieben werden sollen, bei spielsweise GSM 900 MHz, GSM 1800 MHz, UMTS 2000 MHz oder im Satellitennetz, muß eine universelle Sender- und Empfangs hardware bereitgestellt werden. Teil dieser Hardware sind A/D-Konverter und D/A-Konverter zur Umwandlung elektrischer Analogsignale in diskrete Werte bzw. umgekehrt, die jeweils mit einer dem Funkstandard angepaßten Abtastfrequenz betrie ben werden. Die Abtastfrequenz ist entweder fest oder varia bel und steht in einem bestimmten Verhältnis zur Sende- bzw. Empfangsfrequenz. Dabei ist festzuhalten, daß digitale Funk standards im allgemeinen eine oder mehrere Bit- bzw. Symbol raten zulassen, die nicht unbedingt in einem ganzzahligen Verhältnis zu der gewählten Abtastfrequenz der Konverter ste hen. Es ist deshalb notwendig, eine Umsetzung der Abtastrate zwischen einer Symbolrate und der Abtastfrequenz des Konver ters auch in einem rationalen Abtastratenverhältnis vorzuneh men.

Eine bekannte Möglichkeit einer Abtastratenumsetzung basiert auf sogenannten Polyphasenfiltern. Derartige Polyphasenfilter sind beispielsweise in "N. Fliege, Multiraten-Signalverarbei tung, Verlag Teubner, Stuttgart, 1993" beschrieben. Zu ihrem Einsatz in digitalen Filteranordnungen kann auf die DE 42 34 336 C1 und DE 43 32 735 A1 verwiesen werden. Bei großen ra tionalen Quotienten entsteht jedoch ein enormer, exponentiell mit dem Abtastratenverhältnis ansteigender Rechenaufwand und Speicherbedarf, der dem technisch nutzbaren Abtastratenver hältnis im insbesondere mobilen Bereich sehr schnell eine obere Grenze setzt.

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, eine Schaltungsanord nung anzugeben, mit der der Rechen- und Speicheraufwand für eine Abtastratenumsetzung zwischen einer Abtastfrequenz und einer Bit- bzw. Symbolrate nicht nur im ganzzahligen Verhält nis, sondern auch im gebrochenem Verhältnis sehr effizient durchgeführt werden kann.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhaf te Weiterbildungen geben die begleitenden Ansprüche an.

Danach wird, um den Rechenaufwand gering zu halten, bei der Umsetzung der Abtastrate das Eingangssignal mit dem Ausgangs takt abgetastet und zwischen den Abtastwerten des Eingangs signals auf ein Approximationsverfahren zurückgegriffen. Die Entscheidung, von welchem Abtastzeitpunkt des Ereignissignals aus approximiert wird, zum Beispiel vom linken oder rechten Abtastzeitpunkt, wird gemäß der Erfindung von einem Sigma- Delta-Modulator von vorzugsweise höherer Ordnung getroffen. Der Aufbau und die Funktionsweise von Sigma-Delta-Modulatoren ist beispielsweise in dem Buch (Aufsatzsammlung) von S. R. Norsworthy, R. Schreier und G. Temes: "Delta-Sigma Data Con verters, Theory, Design and Simulation", IEEE Press, New York, 1997, ISBN 0-7803-1045-4 beschrieben. Eine Sigma-Delta- Modulationsschaltung zur Digitalisierung eines Audiosignals mit hohen Frequenz ist z. B. in der DE 196 54 585 A1 angege ben.

Mit Hilfe des Sigma-Delta-Modulators gelingt es, das durch die Approximation entstehende Fehlersignal spektral so zu formen, das der Hauptanteil des Fehlersignals bei hohen Fre quenzen liegt, die durch Tiefpaßfilter am Signalausgang leicht unterdrückt werden können. Durch Hinzufügen eines rauschförmigen Dithersignals vor dem Entscheider des Sigma- Delta-Modulators gelingt es außerdem, diskrete Störlinien im Spektrum des Fehlersignals zu unterdrücken. Die Approximation zwischen den Abtastwerten des Eingangssignals erfolgt entwe der durch ein Polynom oder durch Halten des Abtastwertes ent sprechend einem Polynom nullter Ordnung. Auf diese Weise wird der Rechenaufwand praktisch unabhängig vom Abtastratenver hältnis.

Die Erfindung soll anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden. In der zugehörigen Zeichnung zeigt

Fig. 1: Ein Blockschaltbild zur Sprachsignalverarbeitung in einem Endgerät zur Sprachkommunikation,

Fig. 2: ein Blockschaltbild eines Abtastratenumsetzers ohne Benutzung der Erfindung,

Fig. 3: das Frequenzspektrum eines Ausgangssignals, gewonnen aus einer Anordnung nach Fig. 2,

Fig. 4: ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäß erweiterten Abtastratenumsetzers und

Fig. 5: das Frequenzspektrum eines Ausgangssignals, gewonnen aus einer Anordnung nach Fig. 4.

Das in Fig. 1 dargestellte, stark vereinfachte Blockdiagramm für eine Übertragung in einem digitalen Funksystem zeigt die für die Erfindung wichtigsten Verarbeitungsschritte von der Signaleingabe bis zur Wiedergabe. Zunächst werden die vom Mikrofon aufgenommenen analogen Quellsignale, im Beispiel Sprache, in einem A/D-Konverter digitalisiert und einem Ab tastratenumsetzer zugeführt, der die Eingangs-Abtastfrequenz in eine Ausgangsabtastfrequenz umsetzt. Im nachfolgenden Quellkodierer werden die digitalisierten Signale zwecks dra stischer Datenreduktion kodiert, indem redundante Signalin halte, die auf der Vorkenntnis von z. B. statistischen Parame tern des Signalverlaufs beruhen, gestrichen werden. Die Funk tionen des Quellkodierers im Sendeteil und Quelldekodierers im Empfangsteil eines Endgerätes sind meist in einem Baustein zusammengefaßt, dem sogenannten CODEC, der Sprachrahmen kon stanter Länge und variabler Symbolrate liefert. Nach einer Reihe von weiteren Verarbeitungsschritten werden die binären Daten auf eine Trägerfrequenz des Sendeteils aufmoduliert und zum Empfänger über die Luftschnittstelle übertragen. Die Trä gerfrequenz ist charakteristisch für den genutzten Funkstan dard. Bei weitem nicht erschöpfende Übersichten über von di gitalen Funksystemen genutzte Frequenzbereiche sind in K. Da vid, T. Benkner: Digitale Mobilfunksysteme, B. G. Teubner, Stuttgart 1996 tabellarisch angegeben. Im Empfangsteil eines Endgerätes werden die Signale demoduliert, weiterbehandelt, quelldekodiert und im D/A-Konverter wieder in analoge Signale umgewandelt, die ein Lautsprecher L ausgibt.

In Fig. 2 zeigt in einem Blockschaltbild einen Abtastratenum setzer nach dem Stande der Technik. Dem linken Teil der An ordnung wird ein Eingangssignal u_1,k zugeführt, womit stets eine Folge von Zahlen gemeint ist, die durch k "numeriert" sind; k ist demnach ganzzahlig. Entstanden ist u_1,k durch eine Abtastung eines kontinuierlichen (analogen) Zeitsignals, näm lich der Mikrophonspannung des Mikrophons nach Fig. 1, zu Zeitpunkten t = k . T, wobei T ein Abtastintervallbezeichnet. Der Kehrwert des Abtastintervalls T heißt Abtastfrequenz, im linken Teil der Anordnung ist dies die Eingangs-Abtastfre quenz f₁. Im weiteren wird von wertkontinuierlichen zeitdis kreten Signalen ausgegangen, deren Werte reell oder auch all gemein komplex sein können.

Die Umsetzung der Datenabtastrate von einer Eingangs-Abtast frequenz f1 auf eine Ausgangs-Abtastfrequenz f2 nach Fig. 2 soll nachfolgend ausführlich beschrieben werden. Schematisch ist dargestellt, wie zunächst die digitalisierten Eingangs- Signaldaten u_1,k zyklisch in eine Speicherkette aus drei Spei cherregistern R₁ bis R₃ einlaufen, die ein Schieberegister bilden. Z^-1 ist der Verzögerungsoperator einer Z-Transforma tion und symbolisiert eine Signalverschiebung um das Abta stintervall T. Zu den Grundlagen der spektralen Auflösung wird an dieser Stelle auf P. Vary, U. Heute, W. Hess: "Digitale Sprachsignalverarbeitung, B. G. Teubner, Stuttgart 1998, Kap. 3 verwiesen. Die Eingangssignaldaten u_1,k werden über ein Ap proximationsnetzwerk, bestehend aus Polynomgliedern P₁ bis P₃ eines quadratischen Polynoms u_2,n = (e² - 2)/2u_1,k-1 + (1 - e²)u_1,k + (e² + e)/2u_1,k+1 einem Summierer S zugeführt, dessen Ausgang auf einen Zwischenspeicher R₄ geführt ist, dessen Ausgangssignale mit der Ausgangs-Abtastfrequenz f₂ getastet werden.

Mit dem Quotienten der beiden Frequenzen f1, f2 wird ein Taktgenerator T gesteuert, der k im Mittel mit der Eingangs- Abtastfrequenz f₁ inkrementiert. Der Taktgenerator T dient gleichzeitig als Integratorschleife für die Berechnung der Zeitdifferenz e, die in das oben beschriebene Approximations netzwerk einfließt.

In Fig. 3 ist das Spektrum eines Ausgangssignals bis zu 12 MHz dargestellt, das mit der Anordnung nach Fig. 2 erhalten wurde. Wie in dem Diagramm zu sehen ist, treten diskrete Störlinien bei einem Signalpegel von ca. -65 dBc auf, die zu einem Pfeifen führen. Eine Abnahme dieser Störungen zu nied rigen Frequenzen hin ist nicht zu erkennen. Bei höheren Fre quenzen kann das Ausgangssignal ohnehin mittels eines Tief passes gefiltert werden.

In Fig. 4 ist beispielhaft in einem Blockschaltbild die er findungsgemäße Abtastratenumsetzung von einer Eingangs-Ab tastfrequenz f₁ auf eine Ausgangs-Abtastfrequenz f₂ darge stellt. Der rechte Teil der Anordnung beinhaltet Register R₄ bis R₇, die mit einer Ausgangs-Abtastfrequenz f₂ betrieben werden. Mit zwei hintereinander geschalteten Registern R₆, R₇ und einem Entscheider E ist ein an sich bekannter Sigma- Delta-Modulator M zweiter Ordnung mit einer Rückkopplungs funktion G(z) = 2 . z^-1 - z^-2 aufgebaut.

Am Eingang des Sigma-Delta-Modulators ist das Abtastratenver hältnis x = f₁/f₂ = konstant. Der Ausgangswert d = 1 des Sig ma-Delta-Modulators veranlaßt die Taktimpulse für den linken Teil der Anordnung. Die diskreten Zeitschritte k des Ein gangssignals u_1,n werden im Mittel mit der Eingangs-Frequenz f₁ im Summierer S hochgezählt. In einer Integratorschleife wird die Zeitdifferenz e berechnet, die zur Interpolation des Eingangssignals u_1,k dient. Die Zeit t ist im Ausgangssignal u_2,n zu den diskreten Zeitschritten n mit t = n/f₂ gegeben, im Eingangssignal u_1,k durch t = (k + e)/f₁.

Die Approximation des Eingangssignals u_1,k erfolgt im Beispiel mit einem quadratischen Polynom zu:

u_2,n = (e² - e)/2u_1,k-1 + (1 - e²)u_1,k + (e² + e)/2u_1,k+1.

Es können aber auch Polynome höherer Ordnung verwendet wer den.

In Fig. 5 ist das Spektrum eines Ausgangssignals dargestellt, das mit der Anordnung nach Fig. 4 umgesetzt worden ist. Die Eingangsdatensymbolrate beträgt f₁ = 25,66 MHz = (π/3 . d,2 - 1)100 MHz. Das Eingangssignal u₁ ist ein Sinussignal mit ei ner Eingangs-Abtastfrequenz von 2 MHz. Als Dithersignal ist ein weißes, gleichverteiltes Rauschsignal zwischen -0,25 MHz und +0,25 MHz hinzugefügt. Die Ausgangs-Abtastfrequenz be trägt 100 MHz. Das Spektrum wurde mit einer diskreten Fou riertransformation mit 100000 Punkten dargestellt, entspre chend einer effektiven Bandbreite von 1 kHz. Man erkennt bei Frequenzen unter 2 MHz eine mittlere Rauschleistung von unter -100 dBc/kHz = -130 dBc/Hz. Zu höheren Frequenzen hin steigt die Rauschleistung leicht an. Extreme Störlinien sind nicht zu erkennen.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Abtastratenumsetzung zeitdiskreter Signale, die einem Abtastratenumsetzer zugeführt werden, der unter Verwendung eines Approximationsverfahrens aus den ihm zugeführten Eingangssignalen Ausgangssignale einer anderen Abtastrate bildet, und wobei ein Taktgenerator die Ausgangs- Abtastfrequenz an die Eingangs-Abtastfrequenz anpaßt, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgenerator (T) mit einem Sigma-Delta-Modulator (M) gesteuert wird, der den Hauptanteil des durch die Approxima tion entstehenden Fehlersignals zu hohen Frequenzen hin formt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Sigma-Delta-Modulator (M) höherer Ordnung.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß vor dem Entscheider (E) des Sigma-Delta-Modulators (M) ein Rauschgenerator angeordnet ist, der ein Dither-Signal hinzufügt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Dithersignal ein weißes Rauschen anliegt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Tiefpaß Fehlersignale höherer Frequenzen am Signal ausgang unterdrückt.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Anwendung in Sender- und/oder Empfängereinrichtungen di gitaler Funk-Kommunikationssysteme.