DE19619208A1

DE19619208A1 - Digitaler Verstärker

Info

Publication number: DE19619208A1
Application number: DE1996119208
Authority: DE
Inventors: Josef Klugbauer-Heilmeier
Original assignee: KLUGBAUER HEILMEIER JOSEF
Current assignee: KLUGBAUER HEILMEIER JOSEF
Priority date: 1996-05-11
Filing date: 1996-05-11
Publication date: 1997-11-13

Description

Die Erfindung bezieht sich auf geschaltete Verstärker gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Verstärker dieser Art werden auch als Class-D-Verstärker bezeich net. Ihr genereller Vorteil ist der hohe Wirkungsgrad, d. h. die geringe Verlustleistung, gegenüber anderen Verstärkerarten, z. B. Class-B-Verstärkern.

In dem vorveröffentlichten Preprint 3227 (1SP1.11) der AUDIO ENGINEERING SOCIETY, 60 East 42nd Street, New York, New York 10165-2520, USA ist ein vom Anmelder konzipierter analoger Class-D-Verstärker mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patent anspruchs 1 vorgestellt worden, der dadurch, daß er auf dem Prin zip der Sigma-Delta-Modulation basiert und die Endstufe des Verstärkers in die Rückkopplungsschleife einbezogen ist, einen außergewöhnlich hohen Signal-Rauschabstand aufweist und sich durch eine sehr hohe Linearität auszeichnet, wobei dies mit einem sehr einfachen schaltungstechnischen Aufbau erreicht wird.

Um den vorgenannten bekannten analogen Verstärker zur Verstärkung eines z. B. vom Digital-Ausgang eines CD-Players abgenommenen digi talen Signals heranziehen zu können, könnte ihm ein ggf. ebenfalls nach dem Prinzip der Sigma-Delta-Modulation arbeitender Digital- Analog-Umsetzer vorgeschaltet werden. Um diesen zusätzlichen Auf wand vermeiden zu können, wäre ein Verstärker von hoher Qualität wünschenswert, der direkt mit digitalen Eingangssignalen betrieben werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen solchen Verstärker zu schaffen.

Die vorgenannte Aufgabe wird durch die Merkmale des Patent anspruchs 1 gelöst.

Mit dem erfindungsgemäßen digitalen Verstärker können digitale Eingangssignale mit der gleichen hohen Linearität und dem gleichen überragenden Signal-Rauschabstand verstärkt werden, wie analoge Eingangssignale mit dem bekannten Verstärker, wobei sich auch der erfindungsgemäße Verstärker durch einen einfachen schaltungstech nischen Aufbau auszeichnet.

Die Unteransprüche betreffen bevorzugte Weiterbildungen des Gegen standes des Hauptanspruchs sowie (Anspruch 7) eine vorteilhafte Abwandlung von diesem.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung an Ausfüh rungsbeispielen noch näher erläutert. In der Zeichnung zeigt:

Bild 1 das Diagramm eines typischen SDM-Signals,

Bild 2 das prinzipielle Schaltbild eines SDM,

Bild 3 das Schaltbild eines analogen Integrators,

Bild 4 das Schaltbild eines entsprechenden digitalen Integra tors,

Bild 5 Spannungsverläufe beim SDM,

Bild 6 das lineare Ersatzschaltbild des SDM,

Bild 7 den Amplitudenverlauf der Rauschübertragungsfunktion eines SDM

Bild 8 das Schaltbild einer Schaltendstufe (Class-D-Endstufe)

Bild 9 das Schaltbild eines einfachen, jedoch mit Störungen aus der Schaltendstufe behafteten digitalen Verstärkers,

Bild 10 ein Schaltbild zur Erläuterung des Prinzips eines digi talen Verstärkers gemäß der Erfindung,

Bild 11 das Schaltbild eines Eingangsintegrators,

Bild 12 das Schaltbild eines digitalen SDM mit bi-level- und tri-level-Ausgangssignal,

Bild 13 die erste Stufe eines SC-SDM beim Ausführungsbeispiel des digitalen Verstärkers gemäß der Erfindung,

Bild 14 die Schaltung des SDM mit der Endstufe,

Bild 15 ein Diagramm zur Darstellung der Einkopplung des digita len SDM-Signals in die erste Stufe des SC-Schleifenfil ters,

Bild 16 das Blockschaltbild eines bei dem erfindungsgemäßen verstärker einsetzbaren Bi-Level/Tri-Level-Signalkon verters.

Grundlagen Der Sigma Delta Modulator

Ein Sigma Delta Modulator (abgekürzt: SDM) ist dazu geeignet, ein beliebiges, bandbegrenztes Eingangssignal in ein digitales 1-bit Ausgangssignal zu wandeln. Das Ausgangssignal wird dabei durch das Eingangssignal in der Pulsdichte moduliert. Bild 1 zeigt ein typi sches SDM-Signal.

Das Eingangssignal kann aus dem Ausgangssignal durch einfache Tiefpaßfilterung wiedergewonnen werden. Die prinzipielle Struktur (siehe Bild 2) eines SDM ist für analoge und für digitale SDM die gleiche.

Der SDM wird mit einer Frequenz getaktet, die sehr viel höher ist als die maximale Frequenz des Nutzsignals. Um z. B. mit dem digita len Ausgangssignal eines CD-Players (16 bit/44,1 kHz) einen aus reichend hohen Signal-Rauschabstand zu erreichen, ist eine Über abtastung um mindestens den Faktor 32 notwendig. Beim digitalen SDM muß das Eingangssignal bereits mit der hohen Datenrate zur Verfügung stehen. Dies wird mit Hilfe eines digitalen Interpola tionsfilters erreicht.

Das Schleifenfilter ist im einfachsten Fall ein Integrator. Bild 3 und Bild 4 zeigen die Schaltungen eines analogen und eines ent sprechenden digitalen Integrators.

Das Schleifenfilter bestimmt die Auflösung (Signal-Rauschabstand) des Modulators. Mit einem Schleifenfilter höherer Ordnung kann eine größere Auflösung erreicht werden, allerdings ist es auch schwieriger, einen stabilen Modulator mit einem Filter höherer Ordnung zu entwerfen.

Es sei zunächst angenommen, daß der Modulator ohne Eingangssignal betrieben wird. Die Entscheidungsschwelle des Komparators soll bei 0 liegen. Das Ausgangssignal des Komparators wird +1 bei U_k 0 und -1 bei U_k < 0. Der Komparator wird getaktet d. h., das Entschei dungssignal erscheint erst dann am Ausgang, wenn am Komparator ein neuer Taktimpuls anliegt. Als Schleifenfilter wird der Einfachheit halber ein Integrator 1. Ordnung angenommen. Beim Starten des Modulators soll das Ausgangssignal den Wert +1 annehmen. Dieses wird am Eingangaddierer vom Eingangssignal, mit dem Wert 0, abge zogen. Damit wird das Eingangssignal des Schleifenfilters -1 (sh. Bild 5 oben). Das Ausgangssignal des Integrators beginnt jetzt langsam nach negativen Werten hin wegzuwandern (sh. Bild 5 unten). Beim nächsten Taktimpuls ist das Eingangssignal des Komparators negativ und am Ausgang erscheint der Wert -1. Dieser Wert wird wieder vom Eingangssignal abgezogen, so daß am Integratoreingang der Wert +1 anliegt. Der Integratorausgang beginnt daraufhin in Richtung positiver Werte zu driften. Der SDM erzeugt also am Aus gang einen zufällig sich ändernden bit-Strom. Bild 5 zeigt die beschriebenen Spannungsverläufe.

Wenn am SDM kein Eingangssignal anliegt, dann besitzt der bit-Strom den Mittelwert 0. Wird nun der Modulator am Eingang mit einem Signal ausgesteuert, dann verändert sich im Ausgangssignal die Anordnung der +1 bzw. -1 Impulse in der Weise, daß der Mittel wert, bzw. das gefilterte Ausgangssignal, genau dem Eingangssignal entspricht.

Das Verhalten des Modulators kann auch im Frequenzbereich betrach tet werden. Dazu ist es von Vorteil wenn man das lineare Ersatz schaltbild des SDM betrachtet (siehe Bild 6). Der Komparator wird linearisiert und durch einen Addierer, eine Rauschquelle und die Quantisiererverstärkung g_Q ersetzt.

Aus diesem Ersatzschaltbild können nun zwei Übertragungsfunktionen gewonnen werden, nämlich ein Signalübertragungsfunktion H_X(z) und eine Rauschübertragungsfunktion H_N(z).

Mit

lauten die Übertragungsfunktionen:

Bild 7 zeigt den Amplitudenverlauf der Rauschübertragungsfunktion für einen SDM mit einem Schleifenfilter 4. Ordnung, für verschiede ne Quantisiererverstärkungen.

Man erkennt an der Rauschübertragungsfunktion, daß die Frequenz anteile im Audiobereich (f/f_a = 0 . . . 0.01) stark unterdrückt werden und nur die hochfrequenten Anteile durchgelassen werden. Diese Eigenschaft des SDM wird auch als sogenanntes noise-shaping bezeichnet. Das Rauschen im Audiobereich wird umso geringer, je höher die Ordnung des Schleifenfilters ist.

Realisierungsmöglichkeiten

Es gibt prinzipiell drei Möglichkeiten, einen SDM zu realisieren:

- analoger SDM;
- digitaler SDM;
- SDM mit Schalter-Kapazitäten Filter (switched capacitor fil ter, oder SC-Filter);

Je nachdem, welche Anwendung gewünscht ist, wird der entsprechende SDM-Typ ausgewählt. Wird mit dem SDM ein A/D-Wandler aufgebaut, so kann entweder der analoge SDM oder der SC-SDM verwendet werden. Für D/A-Wandler wird ein digitaler SDM eingesetzt.

Digitaler Verstärker allgemein

Der digitale Verstärker soll ein digitales Eingangssignal, welches z. B. als bit-paralleles PCM-Signal vorliegt, auf einen geeigneten Pegel zum Antreiben niederohmiger Lasten, z. B. eines Lautspre chers, anheben. Als Endstufe dient eine sogenannte Schaltendstufe, oder Class-D Endstufe (siehe Bild 8).

Eine Schaltendstufe hat gegenüber einer herkömmlichen, im Class-A- oder Class-B-Betrieb arbeitenden Endstufe den Vorteil eines we sentlich höheren Wirkungsgrads. Als Schalttransistoren werden in der Regel Power-MOS-FET verwendet, da diese die erforderliche hohe Schaltgeschwindigkeit erreichen.

Die Schaltendstufe muß mit einem geeigneten, binären, Signal ange steuert werden. Neben den bekannten pulsweiten-modulierten Signa len ist auch das Ausgangssignal des vorher beschriebenen SDM ge eignet.

Der einfachste Fall eines digitalen Verstärkers wäre die Hinter einanderschaltung eines SDM und einer Schaltendstufe (siehe Bild 9).

Durch das Glättungsfilter am Ausgang werden unerwünschte hoch frequente Anteile des Signals entfernt.

Eine reale Schaltendstufe produziert jedoch Störungen, die dem Ausgangssignal überlagert sind. Diese Störungen rühren hauptsäch lich vom nichtidealen Schaltverhalten der Transistoren her. Dazu gehören u. a.:

- unterschiedliche Ein- bzw. Ausschaltzeit
- unterschiedliche Anstiegs- bzw. Abfallzeiten
- Kurvenformverzerrungen
- Versorgungsspannungsstörungen.

Durch die Einführung einer Gegenkopplung ist es möglich, diese Störungen zu unterdrücken. Im Falle eines analogen SDM ist dies sehr einfach möglich. Wird die Schaltendstufe in die SDM-Rückkopp lungsschleife mit eingeschlossen, so werden alle Störungen in der Schaltendstufe um den Rückkopplungsfaktor unterdrückt. Da die Schleifenverstärkung des SDM bei niedrigen Frequenzen sehr hoch ist, werden die im Hörbereich liegenden Störungen vollständig beseitigt. Leider ist dieses Prinzip nicht auf den digitalen SDM anwendbar, da dieser eingangsseitig nur zu bestimmten Zeitinter vallen das Signal abtastet. Aus diesem Grund werden die dazwischen liegenden Störsignale nicht erfaßt. Um auch diese Signale erfassen zu können, müßte die Abtastrate am Eingang auf Werte im GHz-Be reich erhöht werden, was technisch jedoch nicht sinnvoll ist. Die erfindungsgemäße Lösung dieses Problems wird im Folgenden erläu tert.

Digitaler Verstärker gemäß der Erfindung Prinzip

Schaltet man einen digitalen SDM und einen analogen SC-SDM hinter einander, wobei die Schaltendstufe in die Gegenkopplung des analo gen SC-SDM mit eingeschlossen wird (siehe Bild 10), so werden, wie beim analogen SDM, die in der Schaltendstufe entstehenden Störun gen beseitigt. Das Tiefpaßfilter in der Gegenkopplung dient als Antialiasingfilter. Es muß bezüglich der Abtastfrequenz des Schleifenfilters die Bedingungen des Abtasttheorems erfüllen. Das 1-Bit Ausgangssignal des digitalen SDM wird so in die 1. Stufe des SC-SDM eingekoppelt, daß Störungen des digitalen Signals (z. B. jitter) nicht mit übernommen werden (Siehe Ausführungsbeispiel). In praktischen Schaltungen wird das SC-Schleifenfilter mit einer höheren Taktfrequenz betrieben als der Komparator und die Schal tendstufe.

Eine mögliche Variante des Schleifenfilters besteht darin, nur die 1. Stufe als SC-Integrator auszuführen und die restlichen Stufen mit kontinuierlichen Integratoren aufzubauen. Es ist sogar mög lich, daß die Rückkopplungsschleife vollständig zeitkontinuierlich arbeitet. Bild 11 zeigt einen Eingangsintegrator, der das zeitdis krete Eingangssignal vom digitalen SDM und das rückgekoppelte zeitkontinuierliche Signal von der Schaltendstufe auf summiert. Bei dieser Variante ist kein Antialiasingfilter notwendig, da im Schleifenfilter keine Abtastung des rückgekoppelten Signals er folgt. Wichtig ist jedoch, daß das digitale 1-Bit Eingangssignal nach wie vor digital vom Integrator übernommen wird, d. h. ohne daß sich Flankenfehler störend auswirken können.

Der beschriebene digitale Verstärker kann auch als D/A-Wandler eingesetzt werden, wenn als Schaltendstufe ein einfacher Inverter eingesetzt wird. Das Ausgangssignal kann sowohl aktiv als auch passiv gefiltert werden, wobei eine einfache passive Filterung mit einem RC-Glied und eine nachfolgende Impedanzwandlung mit einem Operationsverstärker das beste Ergebnis verspricht.

Beispiel eines ausgeführten digitalen Verstärkers gemäß der Erfindung

Im Folgenden wird nun anhand eines Beispiels noch einmal die Funk tion des Verstärkers erklärt. Der Verstärker ist aufgebaut aus einem digitalen SDM 4. Ordnung mit anschließender Wandlung des digitalen bi-level Signals in ein digitales tri-level Signal, und einem SC-SDM 4. Ordnung mit Schaltendstufe. Als Eingangssignal wird ein PCM-Signal mit 16-bit Wortbreite angenommen. Weiterhin wird angenommen, daß die Abtastrate bereits mittels eines digitalen Interpolationsfilters von 44,1 kHz (CD-Player) auf das 64fache, das sind 2,8224 MHz, erhöht wurde. Diese Abtastrate wird im fol genden mit f_A bezeichnet. Bild 12 zeigt die Schaltung des digitalen SDM mit dem bi-level und dem tri-level Ausgangssignal.

Mit den in Bild 12 angegebenen Koeffizienten erreicht der digitale SDM einen Signal/Rauschabstand von ca. 100 dB (20 Hz-20 kHz). Es wäre möglich den Signal/Rauschabstand, durch Einfügen von Null stellen in die Rauschübertragungsfunktion, noch weiter zu erhöhen, da der Hauptanteil des Rauschens jedoch im für das Ohr unempfind lichen Frequenzbereich oberhalb 10 kHz liegt, wurde auf diese Maßnahme verzichtet. Das Ausgangssignal des digitalen SDM wird in ein tri-level Signal mit den normierten Werten +1, 0 und -1 umge wandelt. Diese drei Werte werden im Folgenden durch zwei Bit mit der Bezeichnung upper level (ul) und lower level (ll) dargestellt, wobei folgende Vereinbarung gelten soll:

(ul = 1 und ll = 0) → +1

(ul = 0 und ll = 0) → 0

(ul = 0 und ll = 1) → -1

Das tri-level Signal besitzt einen niedrigeren RMS-Wert (quadrati scher Mittelwert) als das bi-level Signal. Aus diesem Grund ist durch diese Umwandlung der nachfolgende SC-SDM höher aussteuerbar.

Die beiden Signale ul und ll steuern den Takt eines nichtinvertie renden und eines invertierenden SC-Integrators (Bild 13) in der 1. Stufe des SC-SDM. Durch diese digitale Steuerung ist es nicht notwendig das tri-level Signal in ein analoges Signal mit den Werten +1, 0 und -1 umzuwandeln.

Φ₁ und Φ₂ sind die beiden Phasen eines sich nicht überlappenden 2-Phasen Taktes.

Der SC-SDM wird mit einer kontinuierlichen Rückkopplungsschleife betrieben. Bild 14 zeigt die Schaltung des SC-SDM mit der End stufe.

Durch entsprechende Wahl der Versorgungsspannung und der Transi storen (T₁ und T₂) wird die Ausgangsleistung des Verstärkers festgelegt. Nach dem Glättungsfilter steht die analoge Ausgangs spannung zur Verfügung, die an die Lautsprecher weitergegeben wird. Mit den Koeffizienten a₀ . . . a₄ wird die Übertragungsfunktion des Schleifenfilters festgelegt. Durch einfaches Verändern der Spannung V_ref ist eine Lautstärkeregelung möglich. Die Einkopplung der Signale ul und ll über A₁₀ kann auch weggelassen werden, jedoch ermöglicht der hier eingespeiste hochfrequente Anteil des digita len SDM-Signals ein "dithern" des Verstärkers, d. h. das Grundrau schen enthält dann keine korrelierten Anteile mehr.

In Bild 15 wird noch einmal der Vorgang dargestellt, wie das digi tale SDM-Signal in die erste Stufe des SC-Schleifenfilters einge koppelt wird. Es sind immer zwei Taktphasen (Φ₁ und Φ₂) notwendig, um die Übernahme eines Ladungspakets (entspr. ul bzw. ll) zu er reichen. Wird dabei der nichtinvertierende Integrator angesteuert, so erhöht sich die Integratorausgangsspannung, wird der invertie rende Integrator angesteuert, so wird die Integratorausgangsspan nung kleiner. Die Breite der Taktpulse hat keinen Einfluß auf die Höhe des Ausgangssignals. Auf diese Weise wird das digitale SDM-Signal auch digital in den SC-SDM und damit in die Endstufe einge speist.

Claims

1. Nach dem Prinzip der Sigma-Delta-Modulation (SDM) arbeitender geschalteter Verstärker mit einem Schleifenfilter, einem getakteten Komparator und einer Endstufe im Vorwärtszweig und mit einem Rückkopplungszweig, der die vom Ausgang der End stufe zu einem dem Schleifenfilter vorgeschalteten Summierer führt, der das rückgeführte Signal von dem an ihm anliegenden Eingangssignal abzieht, wobei das Ausgangssignal der Lei stungsstufe der Last über ein Tiefpaßfilter zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß zur direkten Verarbeitung von digitalen Eingangssignalen das Schleifenfilter ein SC-Schlei fenfilter ist und der Rückkopplungszweig ein Antialiasing-Filter aufweist, wobei das digitale Eingangssignal über einen digitalen Sigma-Delta-Modulator in den Summierer eingespeist wird und die Taktfrequenz (fT2) des SC-Schleifenfilters min destens doppelt so hoch ist wie die Taktfrequenz (fT1) des Komparators.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfrequenz (fT1) des digitalen Sigma-Delta-Modulators so groß ist wie die Taktfrequenz (fT1) des Komparators.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufe als Leistungsstufe ausgeführt ist.

4. Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungsstufe als Leistungs-Schaltstufe ausgeführt ist.

5. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekenn zeichnet durch eine Einrichtung zum Umwandeln des bi-level-Aus gangssignals des digitalen Sigma-Delta-Modulators in ein tri-level-Signal vor der Einspeisung in das SC-Schleifenfil ter.

6. Verstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verwendung des Verstärkers als D/A-Wandler die Endstufe als einfacher Impedanzwandler ausgeführt ist.

7. Abwandlung des Verstärkers nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das SC-Schleifenfilter so ausgeführt ist, daß nur das Signal vom digitalen Sigma- Delta-Modulator von ihm zeitdiskret erfaßt wird, während das von der Endstufe her rückgeführte Signal unter möglichem Wegfall des Antialiasingfilters von ihm zeitkontinuierlich verarbeitet wird, wobei bei dieser Abwandlung die Taktfre quenz (fT2) des SC-Schleifenfilters auch gleich groß wie die Taktfrequenz (fT1) des Komparators und des digitalen Sigma- Delta-Modulators sein kann.