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Die
Erfindung betrifft einen digitalen Verstärker mit analoger
Fehlerkorrekturschaltung und ein Verfahren zum Verstärken
eines digitalen Eingangssignals.
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Nach
der Lage des Arbeitspunktes auf der Kennlinie werden bei Verstärkern
verschiedene Betriebsarten unterschieden, nämlich Verstärker
im A-Betrieb, im B-Betrieb, im AB-Betrieb und im C-Betrieb. Bei
A-Verstärkern liegt der Arbeitspunkt etwa in der Mitte
des geraden Teils einer Transistorkennlinie, wobei dauernd ein Strom
fließt, dessen momentane Stromstärke linear von
dem Momentanwert einer Eingangsspannung abhängt. Bei einem
Verstärker, der im B-Betrieb arbeitet, handelt es sich
um einen Gegentaktverstärker, bei dem im Ruhezustand nur ein
geringer Strom fließt. Dabei steuert eine Halbwelle der
Eingangswechselspannung jeweils eines der aktiven Bauelemente des
Gegenverstärkers aus. Beim AB-Betrieb liegt der Arbeitspunkt
zwischen dem des A-Verstärkers und dem des B-Verstärkers. Beim
C-Betrieb eines Verstärkers liegt der Arbeitspunkt im Sperrbereich
der Kennlinie. Zwar sind die Verlustleistungen im C-Betrieb geringer
als im A- oder B-Betrieb, jedoch weisen Verstärker, die
im C-Betrieb arbeiten, hohe Verzerrungen auf. A-Verstärker,
deren Arbeitspunkte in der Mitte des linearen Teils der Transistorkennlinie
liegen, weisen einen hohen Ruhestrom auf, der nicht von der Aussteuerung abhängig
ist, und haben somit einen geringen Wirkungsgrad. Der Ruhestrom
von Gegentakt-B-Verstärkern ist geringer als der von Eintakt-A-Verstärkern
und man kann eine Wirkungsgrad von 78% erreichen.
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Bei
einem D-Verstärker werden zwei im Gegentakt betriebene
Transistoren aufgrund eines Signalimpulses mit hoher Pulsfrequenz
zwischen zwei Punkten einer die Belastungshyperbeln schneidenden
Kennlinie hin- und hergeschaltet. Die Transisto ren arbeiten als
Schalttransistoren. Die Impulsdauer oder die Pulsdichte oder deren
Mittelwert ist während des Signalimpulses proportional
zu der Amplitude des zu verstärkenden Signals, dessen Frequenz
kleiner als die Pulsfrequenz ist. Am Signalausgang des D-Verstärkers
ist ein Tiefpassfilter vorgesehen, das die durch die Signalimpulse
erzeugten höherfrequenten Anteile wieder heraussiebt. Die
Verlustleistung eines Klasse-D-Verstärkers ist noch geringer
als die eines C-Verstärkers. Anstelle von Transistoren
können unter gewissen Bedingungen bezüglich der
oberen Grenzfrequenz auch Thyristoren eingesetzt werden. Klasse-D-Verstärker
weisen einen sehr hohen Wirkungsgrad auf.
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1 zeigt
den grundsätzlichen schaltungstechnischen Aufbau eines
Klasse-D-Verstärkers nach dem Stand der Technik. Ein von
einer Signalquelle stammendes Eingangssignal wird durch einen Modulator
in ein Zwischensignal verwandelt, das zeitabschnittsweise konstante
Amplituden aufweist und beispielsweise durch ein Pulsweiten-moduliertes PWM-Signal
oder in ein Pulsdichte-moduliertes PDM-Signal gebildet wird. Zur
Erhöhung des Wirkungsgrads und zur Minimierung elektromagnetischer
Unverträglichkeiten besitzt das Zwischensignal eine Schaltrate,
die möglichst niedrig ist. Die dem Modulator nachgeschaltete
Schaltstufe verstärkt die Signalimpulse des empfangenen
Zwischensignals und gibt die verstärkten Signalimpulse
an ein nachgeschaltetes Filter ab. Bei dem Filter handelt es sich um
ein verlustfreies Tiefpassfilter, welches die durch die Impulse
hervorgerufenen höherfrequenten Anteile heraussiebt. Das
Ausgangssignal wird an eine beliebige Last, beispielsweise an einen
Lautsprecher abgegeben.
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2 zeigt
ein Beispiel für einen Klasse-D-Verstärker nach
dem Stand der Technik zum Betreiben eines Lautsprechers. Ein Komparator
dient als Modulator und vergleicht ein analoges Eingangssignal mit
einem dreieckförmigen Referenzsignal zur Erzeugung eines
Pulsweiten-modulierten Zwischensignals. Das Pulsweiten-modulierte
Zwischensignal wird einer Schaltstufe zugeführt, die zwei
komplementär aufgebaute MOSFET-Transistoren M1, M2 enthält.
Die Gate-Abschlüsse der beiden MOSFETs M1, M2 sind mit
dem Ausgang des Komparators verbunden. Darüber hinaus weisen
die beiden MOSFET-Transistoren einen gemeinsamen Drain-Anschluss
auf, an dem das Ausgangstiefpassfilter angeschlossen ist. Die beiden
MOSFET-Transistoren werden als Schalter betrieben. Das Tiefpassfilter
wird durch die Induktivität L1 und den Kondensator C1 gebildet,
und das Schaltnetzwerk, welches aus dem Widerstand R1 und dem Kondensator
C2 besteht, kompensiert die induktive Impedanz der Lautsprecherspule,
so dass das Tiefpassfilter bei hohen Frequenzen eine reale Widerstandslast
sieht.
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3 zeigt
die Generierung des Pulsweiten-modulierten Zwischensignals in Abhängigkeit von
dem analogen Eingangssignal VS mittels des dreieckförmigen
Referenzsignals VT. In dem dargestellten
Beispiel handelt sich bei dem Eingangssignal VS um
ein sinusförmiges Eingangssignal.
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Digitale
Verstärker weisen neben einem höheren Wirkungsgrad
eine einfachere Integrierbarkeit bzw. eine einfache Miniaturisierbarkeit
bei neuen Technologien auf.
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Die
Eingangssignale für Klasse-D-Verstärker können
in analoger und digitaler Form vorliegen. Da die in der Schaltstufe
von Klasse-D-Verstärkern vorgesehenen Transistoren gänzlich
durchgeschaltet werden, steht die Versorgungsspannung für
die Last voll zur Verfügung, d. h. es kann theoretisch
ein Wirkungsgrad von n = 100% erreicht werden.
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4A zeigt
die Schaltkennlinie für einen Klasse-D-Verstärker
mit einem zweipegeligen binären Ausgangssignal, und 4B zeigt
die Schaltkennlinie eines differenziell aufgebauten Klasse-D-Verstärkers
für ein ternäres dreipegeliges Ausgangssignal.
Wie man aus der Kennlinie in 4A erkennen
kann, arbeiten zweipegelige Klasse-D-Verstärker inhärent
li near. Dreipegelige Klasse-D-Verstärker können
bei geeigneter Implementierung eine sehr gute Linearität
aufweisen.
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Eine
reale Schaltendstufe, wie sie beispielsweise in 2 dargestellt
ist, erzeugt jedoch Signalstörungen, die dem Ausgangssignal überlagert
sind. Diese Signalstörungen werden hauptsächlich
durch das nicht ideale Schaltverhalten der Transistoren hervorgerufen.
Die beiden Transistoren können unterschiedliche Ein- und
Ausschaltzeiten und unterschiedliche Anstiegs- und Abfallzeiten
aufweisen, die zur Verzerrung im analogen Ausgangssignal führen. Weitere
Störungsursachen sind beispielsweise ein nicht ideales
Matching zwischen den Transistoren und Temperaturabweichungen zwischen
den Transistoren.
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Eine
weitere Ursache für die Verzerrung des Ausgangssignals
stellen Versorgungsspannungsschwankungen an der Schaltstufe dar.
Insbesondere bei mobilen Geräten, die durch Batterien oder
Akkumulatoren mit Spannung versorgt werden, kann es zu erheblichen
Versorgungsspannungsschwankungen kommen. Beispielsweise weisen Mobiltelefone
eine Versorgungsspannung von 3 bis 5 Volt auf, wobei es zu Versorgungsspannungseinbrüchen
von bis zu 1/2 Volt kommen kann.
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In
vielen Anwendungen liegt ein digitales Eingangssignal in Form digitaler
Daten vor. Insbesondere im Bereich des Mobilfunks sind Datenwörter, die
beispielsweise 2 Byte umfassen, zu verstärken.
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Eine
herkömmliche Möglichkeit für eine Fehlerkorrektur
bei einem digitalen Verstärker, der ein digitales Eingangssignal
empfängt, besteht darin, das Ausgangssignal des D-Verstärkers
durch einen Analog/Digital-Wandler an den Eingang zurückzukoppeln,
wie dies exemplarisch in 5 dargestellt ist. Die Auflösung
des Analog/Digital-Wandlers muss dabei mindestens der geforderten
Auflösung des digitalen Verstärkers entsprechen.
Das rückgekoppelte Signal wird durch einen Subtrahierer von
einem digitalen Eingangssignal subtrahiert. Allerdings ist die in 5 dargestellte
Anordnung schaltungstechnisch nur sehr aufwändig implementierbar,
da man einen Analog/Digital-Wandler mit hoher Auflösung
und einen digitalen Modulator benötigt.
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6 zeigt
einen digitalen Verstärker nach dem Stand der Technik,
der in der
DE 196
19 208 A1 beschrieben ist. Der dort beschriebene Digitalverstärker
führt eine Fehlerkorrektur nach dem Sigma-Delta-Prinzip
durch. Das empfangene digitale Eingangssignal wird durch einen digitalen
Sigma-Delta-D/A-Modulator in ein binäres 1-Bit-Sigma-Delta-moduliertes
Signal umgewandelt und anschließend einem Subtrahierer
zugeführt, der ein rückgeführtes Signal
von dem anliegenden Sigma-Delta-modulierten Signal subtrahiert.
Das Differenzsignal wird über einem Vorwärtssignalpfad
zugeführt, der ein Schleifenfilter, einen Komparator und eine
Schaltendstufe umfasst. Bei dem Schleifenfilter handelt es sich
um ein SC-(Switched Capacitor-)Schleifenfilter, das mit einem Taktsignal
getaktet wird. Die Taktfrequenz des SC-Schleifenfilters ist typischerweise
so hoch wie die Taktfrequenz des nachgeschalteten Komparators. Das
durch die Schaltendstufe verstärkte Signal wird durch ein
Anti-Aliasing-Filter gefiltert und als Rückkoppelsignal
an den Subtrahierer zurückgeführt. Ein Nachteil
der in
6 dargestellten Schaltungsanordnung nach dem Stand der
Technik besteht darin, dass das Schleifenfilter ein mit einer sehr
hohen Schaltfrequenz getaktetes Switched-Capacitor-Filter ist und
somit Störungen hervorrufen kann.
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Ein
weiterer Nachteil der in 6 dargestellten Schaltungsanordnung
besteht darin, dass Schwankungen der Versorgungsspannung VDD für die
Schaltendstufe nicht kompensiert werden. Gerade bei mobilen Geräten,
wie mobilen Funktelefonen, die durch Batterien bzw. Akkumulatoren
mit Spannung versorgt werden, kann es im Betrieb zu erheblichen
Versorgungsspannungsschwankungen kommen, die zu Störungen
bzw. Verzerrungen des Ausgangssignals des D-Verstärkers
führen. Die in 6 dar gestellte Schaltung nach
dem Stand der Technik kann Störungen aufgrund Versorgungsspannungsschwankungen
nicht korrigieren, da nicht nur das Ausgangssignal sondern auch
das von dem digitalen Sigma-Delta-D/A-Wandler abgegebene Signal,
welches als Referenzsignal dient, bei Versorgungsspannungsschwankungen
Amplitudenstörungen aufweist, die durch die Gegenkopplung
nicht mehr ausgeglichen werden.
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Es
ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen
Verstärker zum Verstärken eines digitalen Eingangssignals
zu schaffen, der in der Lage ist Versorgungsspannungsschwankungen zu
korrigieren und der mit minimalem Aufwand implementierbar ist.
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Diese
Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen digitalen
Verstärker mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen
und durch ein Verfahren mit den im Patentanspruch 18 angegebenen
Merkmalen gelöst.
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Die
Erfindung schafft einen digitalen Verstärker zum Verstärken
eines digitalen Eingangssignals mit
einem digitalen Modulator
zur Umwandlung des digitalen Eingangssignals in ein amplitudendiskretes
und zeitlich analoges Signal;
einer analogen Fehlerkorrekturschaltung,
welche die Impulsweiten von Datenimpulsen des amplitudendiskreten
und zeitlich analogen Signales in Abhängigkeit von einem
analogen Fehlersignal moduliert,
einer Leistungsschaltstufe
deren Eingang das durch die Fehlerkorrekturschaltung modulierte
Signal empfängt und die das modulierte Signal verstärkt
an einem Ausgang abgibt, und mit einer analogen Rückkoppelschaltung,
welche in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des digitalen
Modulators und von dem Ausgangssignal der Leistungsschaltstufe das analoge
Fehlersignal zur Einstellung der Fehlerkorrekturschaltung erzeugt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform ist das amplitudendiskrete
und zeitlich analoge Signal ein pulsweitenmoduliertes oder ein pulsdichtenmoduliertes
Signal.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform ist das amplitudendiskrete
Signal ein binäres 1-Bit-Signal oder ein ternäres
1,5-Bit-Signal.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers ist die analoge Rückkoppelschaltung
eine analoge Integratorschaltung.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform ist eine Referenzschaltstufe
vorgesehen, die das Ausgangssignal des Modulators empfängt
und daraus ein Referenzsignal für die analoge Rückkoppelschaltung
erzeugt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform besteht die Referenzschaltstufe
aus mindestens einer Inverterstufe.
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Die
Referenzschaltstufe wird dabei vorzugsweise mit einer geglätteten
Versorgungsspannung versorgt.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers weist die analoge Fehlerkorrekturschaltung
analog einstellbare Laufzeitglieder auf.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform wird das Ausgangssignal
des Modulators an einem Verzweigungsknoten der analogen Fehlerkorrekturschaltung
zu einem ersten Signal und zu einem zweiten Signal verzweigt, wobei
das verzweigte erste Signal einem Laufzeitglied der Fehlerkorrekturschaltung
mit einer einstellbaren Signalverzögerung und das verzweigte
zweite Signal einem zweiten Laufzeitglied der Fehlerkorrekturschaltung
mit einer fest eingestellten Signalverzögerung zugeführt
wird.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers weist die Fehlerkorrekturschaltung
ein Flip Flop auf, das durch die von den beiden Laufzeitgliedern
verzögerten Signale zur Erzeugung des modulierten Signals
angesteuert wird.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform ist der Signalausgang
des Flip-Flops direkt mit dem Eingang der Leistungsschaltstufe verbunden.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers sind die Laufzeitglieder der analogen
Fehlerkorrekturschaltung durch Inverterstufen mit kapazitiver Last
gebildet.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers erfolgt die Einstellung der Signalverzögerung
des ersten Laufzeitgliedes der Fehlerkorrekturschaltung durch Einstellung
der kapazitiven Last der Inverterstufe.
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Bei
einer alternativen Ausführungsform des digitalen Verstärkers
erfolgt die Einstellung der Signalverzögerung des ersten
Laufzeitgliedes der Fehlerkorrekturschaltung durch Einstellung von
Querströmen der Inverterstufe.
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Bei
einer weiteren Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers weist die Fehlerkorrekturschaltung
eine Logikschaltung auf, die die von den beiden Laufzeitgliedern
verzögerten Signale zur Erzeugung des modulierten Signals
logisch verknüpft.
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Bei
der Logikschaltung handelt es sich vorzugsweise um eine EXOR-Logik.
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Bei
einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers besteht das digitale Eingangssignal
aus einem N Bit breiten PCM-Signal.
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Die
Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Verstärken des
digitalen Eingangssignals mit den folgenden Schritten:
- – Umwandeln eines digitalen Eingangssignals in ein
amplitudendiskretes und zeitlich analoges Signal;
- – Modulieren der Impulsweiten des amplitudendiskreten
und zeitlich analogen Signals in Abhängigkeit von einem
analogen Fehlersignal;
- – Verstärken des modulierten Signals; und
- – Erzeugen des analogen Fehlersignals in Abhängigkeit
von dem amplitudendiskreten und zeitlich analogen Signal und von
dem verstärkten Signal.
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Im
Weiteren werden bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen
digitalen Verstärkers sowie des erfindungsgemäßen
Verfahrens unter Bezugnahme auf die beigefügten Figuren
zur Erläuterung erfindungswesentlicher Merkmale beschrieben.
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Es
zeigen:
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1:
einen Klasse-D-Verstärker nach dem Stand der Technik;
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2:
eine spezielle Ausführungsform für einen Klasse-D-Verstärker
nach dem Stand der Technik;
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3:
ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise eines
Klasse-D-Verstärkers nach dem Stand der Technik;
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4: Schaltkennlinien eines Klasse-D-Verstärkers
nach dem Stand der Technik;
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5:
einen Klasse-D-Verstärker nach dem Stand der Technik zur
Verstärkung eines digitalen Signals mit einer digitalen
Rückkopplung zur Fehlerkorrektur;
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6:
einen digitalen Verstärker nach dem Stand der Technik ohne
Versorgungsspannungs-Schwankungskompensation;
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7:
ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des
erfindungsgemäßen digitalen Verstärkers;
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8:
ein Ausführungsbeispiel für eine im erfindungsgemäßen
digitalen Verstärker enthaltene analoge Fehlerkorrekturschaltung;
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9:
ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des
in 8 dargestellten Ausführungsbeispiels.
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Wie
man aus 7 erkennen kann, weist ein erfindungsgemäßer
digitaler Verstärker 1 einen Signaleingang 2 zum
Empfangen eines digitalen Eingangssignals, beispielsweise eines
N Bit breiten PCM-Signals, auf. Das digitale Eingangssignal wird durch
einen Modulator 3 in ein amplitudendiskretes und zeitlich
analoges Signal Signal umgewandelt. Das Ausgangssignal des Modulators 3 ist
binär oder ternär. Das Ausgangssignal des digitalen
Modulators 3 wird über eine Leitung 4 einer
analogen Fehlerkorrekturschaltung 5 zugeführt.
An einem Verzweigungsknoten 6 wird das Ausgangssignal des
Modulators 3 über eine Leitung 7 ferner
einer Referenzschaltstufe 8 zugeführt. Der Modulator
ist beispielsweise ein Sigma-Delta-Modulator.
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Die
Referenzschaltstufe 8 besteht bei einer bevorzugten Ausführungsform
aus mindestens einer Inverterschaltstufe, die zwei komplementär
aufgebaute Transistoren enthält. Die Referenzschaltstufe 8 wird
dabei durch eine gefilterte Versorgungsspannung VDD mit Spannung
versorgt. Hierzu wird die Versorgungsspannung des digitalen Verstärkers 1 mittels
eines analogen Filters geglättet oder durch eine Regelungsschaltung
geregelt. Das von der Referenzschaltstufe 8 abgegebene
Referenzsignal ist frei von Versorgungsspannungsschwankungen und wird über
eine Leitung 9 einem ersten Eingang 10 einer analogen
Rückkoppelschaltung 11 zugeführt.
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Die
analoge Rückkoppelschaltung 11 weist einen zweiten
Signaleingang 12 auf, der über eine Leitung 13 an
einem Knoten 14 mit einer Ausgangsleitung 15 einer
Leistungsschaltstufe 16 verbunden ist. Die Leitungsschaltstufe 16 weist
einen Signaleingang 17 zum Empfang eines durch die Fehlerkorrekturschaltung 5 modulierten
Signals auf. Hierzu ist der Signaleingang 17 der Leistungsschaltstufe 16 über eine
Eingangsleitung 18 mit einem Signalausgang 19 der
analogen Fehlerkorrekturschaltung 5 verbunden. Die Leistungsschaltstufe 16 führt
eine Signalverstärkung des durch die analoge Fehlerkorrekturschaltung 5 modulierten
binär oder ternär codierten Signals durch. Das
verstärkte Ausgangssignal wird durch ein nachgeschaltetes
Tiefpassfilter 20 in ein verstärktes analoges
Ausgangssignal umgewandelt und an einen Signalausgang 21 des
digitalen Verstärkers 1 an eine beliebige Last 22 abgegeben.
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Die
analoge Rückkoppelschaltung 11 erzeugt in Abhängigkeit
von dem Ausgangssignal der Leistungsschaltstufe 16 und
in Abhängigkeit von dem von der Referenzschaltstufe 8 abgegebenen
Referenzsignal ein analoges Fehlersignal, das an einem Ausgang 23 über
eine Einstellsteuerleitung 24 an die analoge Fehlerkorrekturschaltung 5 abgegeben
wird. Bei der analogen Rückkoppelschaltung 11 handelt
es sich vorzugsweise um eine Integratorschaltung, die die Abweichung
zwischen dem verstärkten Nutzsignal und dem Referenzsignal
zur Berechnung ei nes mittleren Fehlers integriert. Bei der Integratorschaltung
handelt es sich beispielsweise um einen entsprechend beschalteten
Operationsverstärker.
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8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel für die analoge Fehlerkorrekturschaltung 5,
wie sie in 7 dargestellt ist. Das über
die Signalleitung 4 empfangene Ausgangssignal des digitalen
Sigma-Delta-Modulators 3 wird an einem Signaleingang 25 der
analogen Fehlerkorrekturschaltung 5 empfangen und an einem
Verzweigungsknoten 26 einem ersten Laufzeitglied 27 mit
einer variabel einstellbaren kapazitiven Last 28 und einem
zweiten Laufzeitglied 29 mit einer konstanten kapazitiven
Last 30 zugeführt. Die Laufzeitglieder 27, 29 werden
vorzugsweise durch Inverterstufen mit kapazitiver Last gebildet.
Das erste Laufzeitglied 27 steuert über eine Leitung 31 einen Set-Eingang
S eines RS-Flip-Flops 32 an. Das zweite Laufzeitglied 29 steuert über
eine Leitung 33 einen Reset-Eingang des RS-Flip-Flops 32 an.
Der Ausgang des RS-Flip-Flops 32 bildet den Signalausgang 19 der
Fehlerkorrekturschaltung 5.
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9 zeigt
ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Funktionsweise der
in 8 dargestellten analogen Fehlerkorrekturschaltung 5.
Die Signalverzögerung ΔT hängt von der
Zeitkonstante des ersten Laufzeitgliedes 27 mit variabler
kapazitiver Last 28 und der Zeitkonstante des zweiten Laufzeitgliedes 29 mit
konstanter kapazitiver Last 30 ab: ΔT
= τVAR – τFIX
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Die
Signalverzögerung ΔT ist wesentlich kürzer
als die Dauer T eines Taktes des Modulators 3. Wie man
in 9 erkennen kann, werden die Impulsweiten des von
dem digitalen Modulator 3 abgegebenen 1 Bit breiten Signal
in Abhängigkeit von der eingestellten Signalverzögerung ΔT
moduliert. Die Kapazität des variablen Kondensators 28 wird
in Abhängigkeit von dem über die Leitung 24 von
der analogen Rückkoppelschaltung 11 empfangenen
Fehlersignal eingestellt. Zur Modulation der Pulsweiten bzw. Pulsdauer
ist es ausreichend, eine der beiden Pulsflanken zu beeinflussen.
Bei einer alternativen Ausführungsform werden beide Pulsflanken
moduliert.
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Bei
einer alternativen Ausführungsform weist die analoge Fehlerkorrekturschaltung 5 anstatt
des RS-Flip-Flops 33 eine Logikschaltung auf, die die von den
beiden Laufzeitgliedern verzögerten Signale zur Erzeugung
des modulierten Signals logisch verknüpft. Bei dieser Logikschaltung
handelt es sich vorzugsweise um ein EXOR-Gatter.
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Bei
einer alternativen Ausführungsform erfolgt die Einstellung
der Signalverzögerung der Laufzeitglieder durch Einstellung
von Querströmen der Inverterstufen. Bei dem erfindungsgemäßen
digitalen Verstärker 1 erfolgt eine Korrektur
im Zeitbereich durch Modulation der Pulsweiten des 1 Bit oder 1,5 Bit
breiten Ausgangssignals des Modulators 3. Bei dem erfindungsgemäßen
digitalen Verstärker 1 wird eine analoge Rückkopplung 11 des
Fehlersignals vorgesehen, unabhängig davon, ob die Signalaufbereitung
nach dem Sigma-Delta- oder nach einem herkömmlichen Pulsweiten-Modulationsverfahren
erfolgt. Bei dem erfindungsgemäßen digitalen Verstärker 1,
wie er in 7 dargestellt ist, erlaubt die
einfache analoge Rückkopplung auf den Einsatz eines aufwändigen
Analog-Digital-Wandlers mit hoher Signalqualität zu verzichten.
Durch den Einsatz der Referenzschaltstufe 8 ist der erfindungsgemäße
digitale Verstärker 1 darüber hinaus
auch unempfindlich gegenüber Versorgungsspannungsschwankungen.
Der erfindungsgemäße digitale Verstärker 1 zeichnet
sich durch hohe Signalqualität und eine große
Power Supply Rejection Ratio aus.
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- 1
- digitaler
Verstärker
- 2
- digitaler
Signaleingang
- 3
- digitaler
Modulator
- 4
- Leitung
- 5
- analoge
Fehlerkorrekturschaltung
- 6
- Verzweigungsknoten
- 7
- Leitung
- 8
- Referenzschaltstufe
- 9
- Leitung
- 10
- Signaleingang
- 11
- Rückkoppelschaltung
- 12
- Signaleingang
- 13
- Leitung
- 14
- Verzweigungsknoten
- 15
- Leitung
- 16
- Leistungsschaltstufe
- 17
- Signaleingang
- 18
- Leitung
- 19
- Signalausgang
- 20
- Tiefpassfilter
- 21
- Ausgang
- 22
- Last
- 23
- Signalausgang
- 24
- Einstellleitung
- 25
- Signaleingang
- 26
- Verzweigungsknoten
- 27
- Inverterschaltstufe
- 28
- variable
kapazitive Last
- 29
- Inverterschaltstufe
- 30
- konstante
kapazitive Last
- 31
- Steuerleitung
- 32
- RS-Flip-Flop
- 33
- Steuerleitung
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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