-
Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung zur Verstärkung eines Nutzsignals.
-
Das der Erfindung zugrunde liegende Problem soll anhand der Signalübertragung zwischen einer sensorischen Einheit und einer übergeordneten Einheit, z.B. einem Messumformer, erläutert werden. Es lässt sich das Problem jedoch erweitern auf allgemeine Systeme, bei denen Signale, insbesondere auch Leistung, übertragen und verstärkt werden sollen.
-
Üblicherweise wird an einen Messumformer ein Kabel zur Verbindung an ein sensorisches Element, z.B. einen Sensor, im Allgemeinen ein Peripheriegerät, angeschlossen. Die Verbindung Kabel zu sensorischem Element erfolgt häufig über eine Steckverbindung, beispielsweise durch eine galvanisch entkoppelte, insbesondere eine induktive Schnittstelle. Somit können kontaktlos elektrische Signale übertragen werden. Durch diese galvanische Trennung zeigen sich Vorteile hinsichtlich Korrosionsschutz, Potentialtrennung, Verhinderung mechanischer Abnutzung der Stecker usw.
-
Die induktive Schnittstelle ist üblicherweise als System mit zwei Spulen ausgestaltet, die beispielsweise ineinander gesteckt werden. Typischerweise werden über die an den Spulen anliegenden Signale sowohl Daten als auch Energie übertragen. Die Energie muss dabei so groß sein, dass ein an den Stecker angeschlossenes sensorisches Element, im Allgemeinen ein Peripheriegerät, ausreichend mit Energie versorgt wird und somit ein dauerhafter Messbetrieb gewährleistet ist.
-
Für die Ansteuerung der auf Seite des Messumformers angeschlossenen Spule müssen ausreichende Leistungswerte beigestellt werden. Der in Frage kommende Leistungsbereich liegt im Bereich um 30 mW. Bei Betrieb des Systems aus einer industrieüblichen 4...20 mA Stromschleife mit einem Gesamt-Energiebudget von z.B. ca. 30 mW ist der Wirkungsgrad der Systemkomponenten ein entscheidender Faktor.
-
Üblicherweise werden vom Messumformer digitale Signale gesendet und über die induktive Schnittstelle als amplitudenmoduliertes Signal an das Peripheriegerät weitergegeben. Die Amplitudenmodulation kann beispielsweise dadurch erfolgen, dass die Spulensignale über eine Oszillationsschaltung generiert werden, welche aus einer veränderlichen DC-Versorgungsspannung gespeist wird. Wird diese Versorgungsgleichspannung in Abhängigkeit der Datensignale erhöht oder verringert, so kann bei geeigneter Auslegung der Oszillatorschaltung die Spulenspannung des Übertragungssystem in Abhängigkeit der Datensignale erhöht oder verringert werden, bzw. eine Amplitudenmodulation der Spulensignale realisiert werden.
-
In einer einfachen Implementierung wird das Digitalsignal zunächst in ein Analogsignal umgewandelt welches bei einem High-Pegel (also eine digitale „1“) eine bestimmte Spannung annimmt und bei einem Low-Pegel (also eine digitale „0“) eine um z.B. 10% kleinere Spannung annimmt. Dieses Analogsignal könnte in einem Linearverstärker verstärkt werden, an dessen Ausgang diese Spannung mit einer ausreichenden Leistung verfügbar ist, um damit letztlich das Peripheriegerät zu versorgen.
-
Von diesem Typ Linearverstärker gibt es für den Leistungsbereich von ca. 20 mW eine Vielzahl auf dem Halbleitermarkt verfügbarer integrierter Schaltkreise, z.B. sind bei einer Vielzahl von Operationsverstärkern die Ausgangstransistoren für eine bereitzustellende Leistung von ca. 30 mW ausreichend stark dimensioniert.
-
Der entscheidende Nachteil bei Verwendung eines Linearverstärkers ist, dass der Betrieb von Linearverstärkern (sogenannte A-, B- oder AB-Topologie) keine guten Wirkungsgrade ermöglicht, weil diese darauf basieren, dass die in überschüssigen Spannungspegeln verfügbare Energie in Leistungstransistoren der Ausgangsstufe in Wärme umgesetzt wird.
-
Für Anwendungsfälle, bei denen hohe Leistungen benötigt werden, z.B. bei 200 W Audioverstärkern aus dem HIFI-Bereich, und dementsprechend auch erhebliche Hitzegenerierung in den Leistungstransistoren berücksichtigt werden muss, werden Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades eingesetzt. Ein bekanntes Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrades besteht darin, die Leistungstransistoren nicht mehr im Linearbetrieb einzusetzen, sondern Schalttransistoren zu nutzen. Dieses Prinzip wird z.B. bei so genannten Klasse-D Verstärkern verwendet.
-
Ein Klasse-D Verstärker lässt sich üblicherweise in drei Bereiche unterteilen. Der erste Bereich besteht aus einer Stufe mit einem Eingang für das Nutzsignal, welches das Nutzsignal in ein pulsweitenmoduliertes Signal umsetzt. Üblicherweise erfolgt dies dadurch, dass man einen Signal-Generator und einen Komparator verwendet. Der Komparator vergleicht zunächst das Nutzsignal mit dem durch den Signal-Generator generierten Vergleichssignal, häufig ein Dreieckssignal. Der Komparator schaltet seinen Ausgang abhängig davon, welches der beiden Signale gerade eine höhere Spannung aufweist. Das Ergebnis dieser so genannten Puls-Weiten-Modulation (PWM) ist ein Rechteckssignal mit unterschiedlichen Pulsbreiten mit der gleichen Frequenz wie das Vergleichssignal. Die Pulsbreiten bilden die Informationen über Amplitude und Frequenz des Audiosignals ab. Im zweiten Bereich wird das vom Komparator kommende PWM-Signal durch einen Verstärker verstärkt. Der dritte Bereich bildet ein Tiefpassfilter, welches die PWM-Frequenzen wieder herausfiltert.
-
Im Stand der Technik ist dabei der übliche Anwendungsfall dieser Technik die Leistungs-Analogelektronik mit einer Leistungsübertragung von oberhalb 100 mW. Das Hauptziel ist dabei die Vermeidung von Verlustleistung und damit der Verzicht auf Kühlmaßnahmen. Von den Halbleiterherstellern sind integrierte Schaltungen für den Leistungsbereich oberhalb 100 mW verfügbar.
-
Da in einem Leistungsbereich um 30 mW auf Kühlmaßnahmen verzichtet werden kann, stellt sich dort die Anforderung nach einem verbesserten Wirkungsgrad in der Regel nicht, so dass energieeffiziente integrierte Schaltungen für diese Anwendung auf dem Markt nicht erhältlich sind.
-
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung mit hohem Wirkungsgrad bereit zu stellen, die in der Lage ist, eine Leistung von ca. 30 mW zu treiben und ausschließlich marktgängige Standard-ICs einsetzt.
-
Die Aufgabe wird gelöst durch eine elektronische Schaltung, umfassend
- – einen Komparator mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei eine Verbindung vorgesehen ist, welche das Nutzsignal dem ersten Eingang zuführt,
- – zumindest eine erste Treiberstufe umfassend einen Eingang und einen Ausgang, wobei die erste Treiberstufe zumindest eine erste Gegentaktendstufe umfasst, wobei der Ausgang des Komparators zum Eingang der ersten Treiberstufe führt,
- – ein Tiefpassfilter mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei der Ausgang der ersten Treiberstufe auf den Eingang des Tiefpassfilters führt,
- – ein erstes Rückkoppelnetzwerk, das den Ausgang der ersten Treiberstufe mit dem zweiten Eingang des Komparators verbindet, und
- – ein zweites Rückkoppelnetzwerk, das den Ausgang des Tiefpasses mit dem zweiten Eingang des Komparators verbindet.
-
Die Verwendung eines ersten und eines zweiten Rückkoppelnetzwerkes ist als besonders vorteilhaft anzusehen. So ist es möglich, die elektronische Schaltung als selbstoszillierenden Verstärker aufzubauen. Dazu benötigt der Verstärker ein Gesamtrückkoppelnetzwerk, das erstens bei einer ausreichend hohen Frequenz 360° Phasenverschiebung und eine Verstärkung von 1 hat und damit zu einer Oszillation führt. Zweitens braucht der Verstärker im Nutzfrequenzband eine Phasenverschiebung von circa 180° und damit eine Gegenkopplung, die für die Nutzfrequenzen als Verstärker wirkt. Das Problem für die zweite Anforderung besteht darin, dass das Tiefpassfilter zu einer Phasenverschiebung auch für das Nutzsignal führt und eine stabile Regelung erschwert bzw. im schlimmsten Fall unmöglich macht. Durch das erste und zweite Rückkoppelnetzwerk geschieht ein Teil der Rückkopplung vor dem Tiefpassfilter, und eine stabile Regelung wird möglich.
-
In einer bevorzugten Weiterbildung umfass die erste Treiberstufe zumindest zwei parallel geschaltete Gatter. Bei einer Parallelschaltung mehrerer Gatter ergibt sich eine verringerte Impedanz für die erste Treiberstufe und damit ein vergrößerter Wirkungsgrad.
-
In einer vorteilhaften Weiterbildung umfasst die elektronische Schaltung zusätzlich zumindest eine zweite Treiberstufe mit einen Eingang und einen Ausgang, wobei die zweite Treiberstufe zwischen Komparator und erste Treiberstufe geschaltet wird, d.h. der Ausgang des Komparators führt auf den Eingang der zweiten Treiberstufe, der Ausgang der zweiten Treiberstufe führt auf den Eingang der ersten Treiberstufe, und wobei die zweite Treiberstufe zumindest eine zweite Gegentaktendstufe umfasst. Durch das Einbringen einer zweiten Treiberstufe ist es möglich, den Wirkungsgrad weiter zu steigern.
-
Bevorzugt handelt es sich bei der ersten Treiberstufe und/oder der zweiten Treiberstufe um ein digitales Gatter. Ein wesentlicher Vorteil des Einsatzes von Digitalgattern als Treiberstufe besteht darin, dass diese bereits über effiziente Mechanismen zur Vermeidung von Querströmen – und damit zur Steigerung des Wirkungsgrades – verfügen.
-
Bevorzugt handelt es sich bei der ersten Treiberstufe und/oder der zweiten Treiberstufe um eine Treiberstufe / um Treiberstufen in CMOS-Technologie. Durch die Verwendung der komplementären Technologie mit p-Kanal- und n-Kanal-Feldeffekttransistoren kann gewährleistet werden, dass immer ein Transistor sperrt während der andere leitet. Somit kann der Wirkungsgrad weiter gesteigert werden. Gerade der Einsatz von CMOS-Technologie für die erste und/oder zweite Gegentaktendstufe erweist sich als besonders vorteilhaft.
-
Vorzugsweise umfasst zumindest einer der Eingänge der ersten und/oder zweiten Treiberstufe einen Schmitt-Trigger. Ein Schmitt-Trigger transformiert langsam wechselnde Signale in klar definierte Jitter-freie Ausgangssignale und verringert die in den Eingangsstufen wirksamen Querströme im Versorgungspfad.
-
In einer bevorzugten Weiterbildung treibt die zweite Treiberstufe eine Versorgungsspannung kleiner/gleich der Versorgungsspannung der ersten Treiberstufe an.
-
Vorzugsweise hat die die zweite Treiberstufe eine geringere Treiberleistung als die erste Treiberstufe.
-
Beide letztgenannten Mittel tragen maßgeblich dazu bei, den Stromverbrauch zu senken und damit den Wirkungsgrad zu erhöhen.
-
In einer bevorzugten Ausgestaltung umfasst der Aussteuerbereich der elektronischen Schaltung einen eingeschränkten Bereich, insbesondere 20 % bis 80 % der Versorgungsspannung der zweiten Treiberstufe.
-
Vorteilhafterweise umfasst das erste Rückkoppelnetzwerk zumindest einen Serienwiderstand. Durch den Serienwiderstand kann die Selbstoszillation aufrechterhalten werden. Der Serienwiderstand ist außerdem Teil eines Spannungsteilers zur Konditionierung der Eingangsspannung des Komparators.
-
Bevorzugt umfasst das zweite Rückkoppelnetzwerk zumindest einen Serienkondensator und einen Massekondensator.
-
In einer bevorzugten Weiterbildung ist eine Unterschaltung vorgesehen, umfassend
- – einen Operationsverstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, wobei eine Verbindung das Nutzsignal dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers zuführt, wobei der Ausgang des Operationsverstärkers über zumindest einen Widerstand zum zweiten Rückkoppelnetzwerk nach dem Massekondensator führt, und
- – einen Spannungsteiler, der zwischen dem Ausgang des Tiefpasses und Masse geschaltet ist, mit einem mittleren Knoten, und wobei der mittlere Knoten des Spannungsteilers zum ersten Eingang des Operationsverstärkers führt.
-
Durch die Weiterbildung der elektronischen Schaltung mit der Unterschaltung wird es möglich das Ausregelverhalten zu verbessern.
-
Bevorzugt umfasst das erste Rückkoppelnetzwerk zusätzlich zumindest einen Serienkondensator. Dieser dient zur DC-Entkopplung des ersten Rückkoppelnetzwerks.
-
In einer vorteilhaften Weiterbildung handelt es sich bei dem Tiefpass um ein LC-Glied.
-
In einer vorteilhaften Ausgestaltung beträgt die Propagationszeit des Komparators 5 % bis 30 % des Kehrwerts der Grenzfrequenz des Tiefpasses. Damit kann das System so ausgelegt werden, dass erstens die Selbstoszillationsfrequenz des Systems weit oberhalb der Grenzfrequenz liegt, so dass sie vom Tiefpassfilter ausreichend entfernt wird. Zweitens, verringert so die Stromaufnahme des Komparators den Wirkungsgrad des Systems nicht zu stark (eine Verringerung der Propagationszeit geht in der Praxis immer mit einer Erhöhung der Stromaufnahme einher).
-
Bevorzugt ist die elektronische Schaltung so ausgelegt ist, dass sie eine Leistung von unter 30 mW treibt.
-
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Figuren näherer erläutert. Es zeigt
-
1a eine schematische Übersicht der erfindungsgemäßen Schaltung in einer ersten Ausgestaltung,
-
1b eine schematische Übersicht der erfindungsgemäßen Schaltung in einer zweiten Ausgestaltung,
-
2 die erfindungsgemäßen Schaltung in der zweiten Ausgestaltung, und
-
3 die erfindungsgemäßen Schaltung in einer dritten Ausgestaltung.
-
In den Figuren sind gleiche Merkmale mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
-
Die erfindungsgemäße Schaltung in seiner Gesamtheit hat das Bezugszeichen 1. Die Funktionsweise der Erfindung soll zunächst anhand der 1a dargestellt werden. Dem Signalfluss nach umfasst die elektronische Schaltung 1 die folgenden Komponenten: Signaleingang 2, Komparator 3, erste Treiberstufe 5, Tiefpass 6 und Signalausgang 7. Das Signal wird vom Ausgang der ersten Treiberstufe 5 über ein erstes Rückkoppelnetzwerk 8 zum Komparator rückgekoppelt. Weiterhin wird das Signal vom Ausgang des Tiefpasses 6 über ein zweites Rückkoppelnetzwerk 9 an den Komparator 8 rückgekoppelt. 1b zeigt die Schaltung aus 1a mit einer zusätzlichen zweiten Treiberstufe 4. Die zweite Treiberstufe 4 ist zwischen Komparator 3 und erster Treiberstufe 5 geschaltet.
-
Die einzelnen Komponenten sollen im Folgenden anhand 2 näher beschrieben werden.
-
An den ersten Eingang 3.1 des Komparators 3 wird das Nutzsignal über einen Signaleingang 2 eingekoppelt. Gegebenenfalls wird das Nutzsignal über ein Einkoppelnetzwerk mit Widerständen 2.1, 2.2 und 2.3 und entsprechender Anpassungsspannungsquelle 2.Vcc angepasst, damit es den richtigen Spannungspegel für den nachgeschalteten Komparator 3 aufweist.
-
Der zweite Eingang 3.2 des Komparators 3 ist an das erste Rückkoppelnetzwerk 8 bestehend aus einem Widerstand 8.1, und einem zweiten Rückkoppelnetzwerk 9 bestehend aus den Komponenten Kondensator 9.1, Kondensator 9.2 und Widerstand 9.3 angeschlossen. Die Rückkoppelnetzwerke 8, 9 sind so dimensioniert, dass sie gemeinsam mit dem Komparator 3 einen Schwingkreis bilden. Das Prinzip der Schaltung aus 2 bzw. 3 beruht darauf, dass die Oszillation mit einem variablen Tastgrad erfolgt und der sich einstellende Tastgrad der Oszillation sich über Variation der Eingangsspannung am ersten Eingang 3.1 des Komparators 3 kontinuierlich verstellen lässt.
-
Wie bereits in 1a bzw. 1b gezeigt, sind eine einzelne Treiberstufe oder auch mehrere Treiberstufen denkbar. Im Folgenden soll die Erfindung anhand einer Schaltung mit einer ersten Treiberstufe 5 und einer zweiten Treiberstufe 4 erläutert werden. Durch die Verwendung mehrer Treiberstufen kann der Wirkungsgrad weiter gesteigert werden, wobei zwei Treiberstufen einen guten Kompromiss zwischen Schaltungsaufwand und Wirkungsgrad bilden (siehe auch unten).
-
Am Ausgang 3.out des Komparators 3 wird zunächst die zweite Treiberstufe 4 angeschlossen. Die Treiberstufe 4 umfasst eine Gegentaktendstufe und ist typischerweise als CMOS-Treibergatter mit Schmitt-Trigger-Eingang realisiert, welches mit einer Versorgungsspannung 4.Vcc betrieben wird. Selbstredend sind andere Ausgestaltungen einer Gegentaktendstufe, beispielsweise in TTL-Technologie denkbar.
-
Am Ausgang 4.out der Treiberstufe 4 liegt somit damit der gleiche Logik-Pegel an wie am Ausgang 3.out des Komparators 3.
-
Der Ausgang 4.out der Treiberstufe 4 wird an die erste Treiberstufe 5 geschaltet. Die Treiberstufe 5 ist im Beispiel als drei parallel geschaltete Gatter 5.1, 5.2 und 5.3 realisiert. Die Gatter 5.1, 5.2 und 5.3 umfassen je eine Gegentaktendstufe und sind als invertierende CMOS-Gatter mit Schmitt-Trigger Eingangsstufe realisiert. Selbstredend sind andere Ausgestaltungen einer Gegentaktendstufe, beispielsweise in TTL-Technologie denkbar. Auch ist die Verwendung eines einzelnen Gatters, eine Parallelschaltung von nur zwei oder auch noch mehr Gattern denkbar.
-
Wie erwähnt ist die erste Treiberstufe 5 ist als invertierendes Bauteil realisiert. In Folge dessen ist die zweite Treiberstufe als nicht-invertierendes Gatter realisiert und die Rückkopplung erfolgt an den nicht-invertierenden Eingang des Komparators 3, der mit zweitem Eingang 3.2 gekennzeichnet ist. Selbstredend ist auch denkbar, dass erste Treiberstufe 5 nicht-invertierend und zweite Treiberstufe 4 invertierend ausgestaltet sind. Sind beide Treiberstufen 4, 5 gleich, d.h. beide sind entweder nicht-invertierend oder invertierend erfolgt die Rückkopplung entsprechend an den invertierenden Eingang des Komparators, der mit erstem Eingang 3.1 gekennzeichnet ist.
-
Es werden drei Gatter 5.1, 5.2 und 5.3 verwendet, um durch die Parallelschaltung die Impedanz zu reduzieren. Die Gatter 5.1, 5.2 und 5.3 werden mit einer Versorgungsspannung 5.Vcc betrieben. Die Versorgungsspannung 5.Vcc ist vorteilhafterweise höher als die Versorgungsspannung 4.Vcc der zweiten Treiberstufe 4.
-
Die Verwendung eines zweistufigen Treiberverfahrens hat Vorteile hinsichtlich des Wirkungsgrades. Typischerweise sind die von Analogbauteilen, wie Komparatoren, generierten Anstiegsflanken um Größenordungen langsamer, als Signalflanken von Digitalbauteilen. Während eines Pegelwechsels am Komparatorausgang 3.out ergibt sich somit ein gewisses Zeitfenster, während sich die Ausgangsspannung des Komparators 3 im Zwischenbereich zwischen den beiden Entscheidungsschwellen befindet, bei denen ein digitaler Schmitt-Trigger-Eingang auf einen Pegelwechsel erkennt. Die Verweilzeit im Übergangsbereich ist umso kürzer, je steiler die Flanke am Eingang des Gatters ist. Die Verweilzeit im Übergangsbereich am Eingang der ersten Treiberstufe 5 ist aus folgendem Grund bedeutsam: Solange der Signalpegel an einem digitalen Schmitt-Trigger-Eingang sich im Übergangsbereich zwischen den Umschaltschwellen befindet, können Querströme in der ersten Treiberstufe 5 prinzipbedingt nicht völlig vermieden werden. Daher steigt die Stromaufnahme eines Digitalgatters für die Dauer des Verbleibs der Eingangsspannung im Übergangsbereich signifikant an. Die Querströme sind dabei betraglich um so höher, je höher die Versorgungsspannung des Digital-Gatters ist, und je niederohmiger und schneller die Digitalgatter realisiert sind.
-
Wird eine zweite Treiberstufe 4 zwischen ersten Treiberstufe 5 und Komparator 3 geschaltet, dann treten die Querströme am Eingang nur an einer einzelnen und nicht an drei Eingangsstufen auf, namentlich der Eingangsstufe der zweiten Treiberstufe 4.
-
Die Querströme können weiterhin dadurch verringert werden, dass die zweite Treiberstufe 4 mit einer niedrigeren Versorgungsspannung 4.Vcc betrieben wird und dadurch, dass eine CMOS-Familie mit geringerer Treiberleistung und somit kleineren Querströmen verwendet wird als für die erste Treiberstufe 5.
-
Das oszillatorische Verhalten der Schaltung von 2 ergibt sich durch folgende Zusammenhänge.
-
Unterschreitet der Spannungspegel am ersten Eingang 3.1 des Komparators 3 den Pegel am zweiten Eingang 3.2, so wird am Ausgang 3.out des Komparators 3 ein Low-Pegel generiert. Durch die Invertierung der ersten Treiberstufe 5 ergibt sich somit ein High-Pegel am Ausgang 5.out. Über das Netzwerk aus Widerständen 8.1 und 9.3 wird anschließend der Kondensator 9.2 aufgeladen. Erreicht die Spannung am Kondensator 9.2 den Spannungspegel des ersten Eingangs 3.1 des Komparators 3, so ergibt sich am Ausgang 3.out des Komparators 3 und am Ausgang 5.out der ersten Treiberstufe 5 ein Pegelwechsel. Die Ausgänge der ersten Treiberstufe 5 liegen dann in der Folge auf einem Low-Pegel, welcher in der Konsequenz wiederum zu einer erneuten Entladung des Kondensators 9.2 führt.
-
Im Ergebnis führt dieses Verhalten zu einer Selbstoszillation der Schleife, welche die Eigenschaft hat, dass der Pegel am zweiten Eingang 3.2 des Komparators 3 um den DC-Pegel am ersten Eingang 3.1 herum oszilliert.
-
Am Ausgang der ersten Treiberstufe 5 ergibt sich somit ein pulsweitenmoduliertes (PWM) Signal. Die entscheidende Eigenschaft dieses Rechtecksignals ist, dass dieses PWM-Signal im zeitlichen Mittel, unabhängig von der Versorgungsspannung 5.Vcc der Treiberstufe 5 und unabhängig von der Oszillationsfrequenz eine konstante Gleichspannungskomponente aufweist. Diese Gleichspannungskomponente nimmt genau den Wert an, der erforderlich ist, um am Spannungsteiler der Widerstände 8.1 und 9.3 die im Mittel gleiche Spannung zu generieren, die am ersten Eingang 3.1 des Komparators 3 angelegt wird.
-
Schließt man an den Ausgang 5.out der ersten Treiberstufe 5 an ein Tiefpassfilter 6 an, bestehend vorzugsweise aus einer Spule 6.1 und einem Kondensator 6.2, so stellt sich am Ausgang eine Gleichspannung mit genau diesem konstanten Wert ein. Statt der Spule 6.1 ist auf Kosten eines erhöhten Leistungsverbrauchs alternativ auch ein Widerstand denkbar.
-
Der effektive Tastgrad am Ausgang 5.out der ersten Treiberstufe 5 zeichnet das Signal, das am ersten Eingang 3.1 des Komparators 3 anliegt, nach. Entsprechend bildet sich auch am Ausgang 6.out des Tiefpasses 6 ein zeitlich veränderlicher Spannungsverlauf aus.
-
Die elektronische Schaltung 1 ist so ausgelegt, dass die Grenzfrequenz des Tiefpasses 6 so niedrig liegt, dass der Restripple der Oszillationsfrequenz des PWM-Signals ausreichend unterdrückt wird. Gleichzeitig muss die Grenzfrequenz des Tiefpasses 6 ausreichend hoch liegen, so dass die am ersten Eingang 3 eingespeisten Frequenzkomponenten nicht zu stark bedämpft werden.
-
Die Aufgabe des Kondensators 9.1 besteht darin, die Lastausregelungseigenschaften des Systems zu optimieren. Führt z.B. ein kurzzeitiger Lastspike am Ausgang 6.out des Tiefpasses 6 zu einer Entladung des Kondensators 6.2, so bewirkt Kondensator 9.1, dass die Spannung am Kondensator 9.2 verringert wird und dementsprechend der Tastgrad am Ausgang der ersten Treiberstufe 5 kurzzeitig vergrößert wird. Im Ergebnis wird dadurch ein größerer Strom in die Spule 6.1 gepumpt und der Kondensator 6.2 über diesen Zusatzstrom wieder auf den gewünschten Nennwert aufgeladen.
-
Zur Verbesserung der Eigenschaften der elektronischen Schaltung 1 sollte der Aussteuerbereich begrenzt sein. So sollte die Spannung am Signalausgang 7 etwa nur etwa höchstens 80% und minimal 20% der Versorgungsspannung 5.Vcc der ersten Treiberstufe 5 betragen.
-
Eine Verbesserung des Ausregelverhaltens zeigt 3. Es wird ein Operationsverstärker 12, der über einen Spannungsteiler 11 angesteuert wird, eingebaut. Der mittlere Knoten 11.center des Spannungsteilers 11 führt dabei auf den ersten Eingang 12.1 des Operationsverstärker 12. Das Eingangssignal wird an den zweiten Eingang 12.2 des Operationsverstärkers 12 geführt. Der Ausgang 12.out des Operationsverstärkers 12 wird über einen Widerstand 12.3 zwischen Kondensator 9.2 und Widerstand 9.3 des zweiten Rückkoppelnetzwerks 9 geführt. Der Operationsverstärker 12 bildet somit einen Regelverstärker, der sicherstellt, dass der DC-Pegel am Ausgang 6.out des Tiefpasses 6 der gewünschten Sollspannung entspricht. Durch die in 3 dargestellte Unterschaltung 10 als Ausgleichsregelung mit den zusätzlichen Bauteilen können gegebenenfalls auftretende Spannungsabfälle im parasitären Widerstand der Spule 6.1 kompensiert werden, die in der Schaltung aus 2 nicht kompensiert werden könnten, da die Gleichspannungsvergleichspegel über den Widerstand 8.1 am Ausgang 5.1 der ersten Treiberstufe 5, und damit vor der Spule 6.1, abgegriffen werden.
-
Ein weiterer Vorteil der in 3 gezeigten Topologie besteht darin, dass damit ein zweistufiger Regelkreis realisiert wird mit einer schnell ausregelnden ersten Rückkopplungsstufe (bestehend aus erstem und zweitem Rückkopplungsnetzwerk 8 und 9) und einer zweiten Rückkopplungsstufe (bestehend aus Verstärker 12 und Schaltungsnetzwerk 11). Der Vorteil dieser zweistufigen Rückkopplung der Schaltungssignale an den Komparatoreingang besteht darin, dass für die zweite Rückkopplungsstufe vergleichsweise langsame Regelverstärker mit geringer Stromaufnahme verwendet werden können.
-
Bezugszeichenliste
-
- 1
- Elektronische Schaltung
- 2
- Signaleingang
- 2.1
- Widerstand 2
- 2.2
- Widerstand 2
- 2.3
- Widerstand 2
- 2.Vcc
- Anpassungsspannungsquelle zu 2
- 3
- Komparator
- 3.1
- Erster Eingang 3
- 3.2
- Zweiter Eingang 3
- 3.out
- Ausgang 3
- 4
- Zweite Treiberstufe
- 4.in
- Eingang 4
- 4.out
- Ausgang 4
- 4.Vcc
- Versorgungsspannung 4
- 5
- Erste Treiberstufe
- 5.1
- Erstes Gatter von 5
- 5.2
- Zweites Gatter von 5
- 5.3
- Drittes Gatter von 5
- 5.in
- Eingang 5
- 5.out
- Eingang 5
- 5.Vcc
- Versorgungsspannung 5
- 6
- Tiefpass
- 6.1
- Spule zu 6
- 6.2
- Kondensator zu 6
- 6.in
- Eingang 6
- 6.out
- Ausgang 6
- 7
- Signalausgang
- 8
- Erstes Rückkoppelnetzwerk
- 8.1
- Widerstand zu 8
- 8.2
- Kondensator zu 8
- 9
- Zweites Rückkoppelnetzwerk
- 9.1
- Kondensator zu 9
- 9.2
- Kondensator zu 9
- 9.3
- Widerstand zu 9
- 10
- Unterschaltung
- 11
- Spannungsteiler
- 11.1
- Widerstand zu 11
- 11.2
- Widerstand zu 11
- 11.center
- Mittlerer Knoten zu 11
- 12
- Operationsverstärker
- 12.1
- Erster Eingang 12
- 12.2
- Zweiter Eingang 12
- 12.3
- Widerstand zu 12
- 12.out
- Ausgang 12
