DE3713821C2

DE3713821C2 - Trennverstärker mit genauer Zeitlage der über die Isolationsbarriere gekoppelten Signale

Info

Publication number: DE3713821C2
Application number: DE3713821A
Authority: DE
Inventors: Thomas A Sommerville
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1986-04-28
Filing date: 1987-04-24
Publication date: 1998-07-09
Anticipated expiration: 2007-04-25
Also published as: US4748419A; GB2189956B; GB8920789D0; FR2598049A1; FR2598049B1; KR870010685A; GB8709989D0; DE3713821A1; GB2222044A; GB2189956A; JPS62260408A

Description

Diese Anmeldung steht in Verbindung mit einer gleich zeitig eingereichten Anmeldung "Gehäuse für hybrid- integrierte Schaltungen für Hochspannungs-Trennverstär ker und Herstellungsverfahren" von Walter B. Meinel, die am gleichen Tag hiermit eingereicht wurde.

Die Erfindung bezieht sich auf Trennverstärker und ins besondere auf Schaltungen und Techniken zur hoch genauen Kopplung der Zeitpunkte des Auftretens von Impulssigna len über die Isolationsbarrieren hinweg, insbesondere bei Isolationsbarrieren niedriger Kapazität. Sie dient der Erzeugung eines billigeren Trennverstärkers mit höherer Bandbreite und mit einer höheren Isolationsspan nung von Eingang-zu-Ausgang, als sie bisher verfügbar war.

Trennverstärker wurden entwickelt für verschiedenste An wendungsfälle, bei denen eine erheblich größere elektri sche Isolation zwischen den Verstärkereingängen und -ausgängen verlangt wird, als sie für konventionelle "instrumentation amplifiers" (Elektrometer-Subtrahierer) und Differentialverstärker erhalten werden kann. Solche Trennverstärker werden weithin bei Anwendungen in dem Feld der medizinischen Elektronik sowie in industriel len und militärischen Anwendungen verwendet, bei denen es notwendig ist, daß nur eine minimale Kupplung von Gleichtaktsignalen von den Eingängen der Verstärker zu ihren Ausgängen existiert, z. B. bei Signalen von elektro statischen Entladungen und elektromagnetischen Impulsen. Typischerweise wird in Trennverstärkern das Originale, analoge Eingangssignal in einer Vielzahl von Verfahren moduliert, beispielsweise Amplitudenmodulation, Frequenz modulation, Pulsdauermodulation, Tastverhältnismodula tion und Phasenmodulation. Es ergaben sich beachtliche Schwierigkeiten für die Schaltungsentwickler, die ver suchten, hohe Frequenz und geringe Verzerrungen bei niedrigem Preis und mit hoher Zuverlässigkeit zu errei chen. Dies hatte eine Vielzahl von Gründen, u. a. das Vorhandensein von Nichtlinearitäten und Temperaturab hängigkeit der "Isolationsbarriere" oder des dazwischen gelagerten Übertragungsmediums.

Ein Trennverstärker kann beispielsweise erforderlich sein, um ein Eingangswechselstromsignal mit einer Ampli tude von nur einigen wenigen Millivolt zu verstärken, das einer großen Gleichtaktstoßspannung von 1500 bis 3500 V oder noch höher überlagert ist.

Die meisten bisherigen Trennverstärker benutzten magne tische Transformatoren oder optoelektronische Vorrich tungen als Isolationsbarrieren. Die Kosten von Trennver stärkern, welche optoelektronische oder magnetische Isolationsbarrieren benutzten, waren jedoch stets ziem lich hoch. Weiterhin ist die Bandbreite von Trennver stärkern, die optoelektronische oder magnetische Isola tionsbarrieren einsetzen, geringer als wünschenswert. Der derzeitige Stand der Technik ist beispielsweise durch den optisch gekoppelten Trennverstärker Burr- Brown ISO 100 der Anmelderin gezeigt. Dieser weist eine Isolationsspannung von 750 V, eine Bandbreite von 60 kHz und einen Preis von etwa 30 US-Dollar auf.

Obwohl Hochleistungstrennverstärker in den letzten Jah ren einen wachsenden Markt fanden, ist ihr Preis noch so hoch, daß die meisten Benutzer sich eigene Trennverstär kerschaltungen bauten. Es wurde nämlich im allgemeinen von den Benutzern angenommen, daß es weniger aufwendig ist, einen speziellen Trennverstärker herzustellen, der genau ihre Anforderungen erfüllt, als ein geeignetes, am Markt erhältliches Gerät "vom Regal" zu kaufen. Die Marktforschung der Anmelderin zeigt, daß, wenn Hochlei stungstrennverstärker mit Isolationsspannungen von etwa 1500 V oder mehr und einer Bandbreite von mehr als 1 kHz ökonomisch hergestellt werden könnten, z. B. für weniger als etwa 10 bis 15 Dollar, ein großer Markt für solche Geräte existieren würde. Es war jedoch bis jetzt nicht möglich, einen solchen Trennverstärker herzustel len, obwohl große Anstrengungen der größeren Hersteller von hybrid-integrierten Schaltungen auf dieses Ziel hin unternommen wurden.

Es ist klar, daß es einen unerfüllten Bedarf für einen verbesserten, billigen Trennverstärker mit hoher Band breite und hoher Zuverlässigkeit und einer Isolations spannung von etwa 1500 V oder mehr gibt.

Es wird angenommen, daß der Stand der Technik durch die US-PSen 4 292 595 (Smith) und 3 714 540 (Galloway) an geben wird. Der Trennverstärker des US-Patents 4 292 595 führt die Idee der Verwendung eines Kondensatorpaars als Isolationsbarriere in einem Trennverstärker ein. Die beschriebene Schaltung ist ziemlich kompliziert und die Hochspannungskondensatoren für die Isolationsbarrie re müssen sehr groß sein, etwa 50 pF, wodurch die Schal tung unpraktisch wird. Die in der US-PS 3 714 540 ge zeigte Schaltung kann nicht in Verbindung mit einer kapa zitiven Isolationsbarriere arbeiten. Dies wäre wün schenswert, um den hohen Preis und die niedrige Geschwin digkeit der bisherigen optoelektronischen und Magnet transformator-Isolationsbarrieren zu vermeiden, die in den meisten Trennverstärkern benutzt werden. In dieser Druckschrift wird das Signal, das über die Isolations barriere gekoppelt wird, mit einer RC-Zeitkonstante differenziert, die dem resultierenden Impuls erlaubt, nach seiner vollständigen Übertragung über die Isola tionsbarriere durch die Verlagerungsspannung des Opera tionsverstärkers zu "hängen", wodurch eine ungenaue Zeitauslösung erfolgt. Eine solche ungenaue Zeitauslö sung bewirkt eine ungenaue Decodierung und dadurch unge naue analoge Ausgangssignalpegel. Die angeführten Druck schriften geben nicht die Hinweise, die für den Fachmann nötig sind, um einen billigen, zuverlässigen Trennver stärker mit hoher Isolationsspannung, hoher Bandbreite und einem großen Dynamikbereich zu schaffen.

So offenbart die DE 23 55 580 A1 eine Anordnung zur Ausblen dung von Umschaltspitzen in einem Halbleiter-Zerhacker, die aus einem Eingangszerhacker, der von einem Rechtecksignal an gesteuert wird, einem Wechselspannungsverstärker sowie aus einem dem Verstärker nachgeschalteten steuerbaren Gleichrich ter besteht. Bei dieser Anordnung wird der Gleichrichter mit einem Steuersignal angesteuert, dessen Taktverhältnis kleiner ist als das Taktverhältnis des Steuersignals für den Ein gangs-Zerhacker derart, daß der Gleichrichter sperrt, wenn am Ausgang des Verstärkers die Umschaltspitzen auftreten.

Aus der DE 23 31 638 A1 ist ein weiterer Zerhackerverstärker zur Verstärkung kleiner Gleichspannungen mit einem Gleich spannungsmodulator bekannt, dem ein Wechselspannungsverstär ker nachgeschaltet ist, wobei die beiden Pole der Gleichspan nungsquelle jeweils mit einem Modulator verbunden sind, die beiden Modulatoren in gleicher Weise aufgebaut und betrieben sind und die Eingänge eines Differenzwechselspannungsverstär kers ansteuern.

Die US 3 497 696 offenbart einen Verstärkerschaltkreis mit einem Tiefpaßfilter, der eine Spannungsquelle mit einem Ein gangszerhacker verbindet, der an einen offenen Verstärker an geschlossen ist.

Allerdings erfüllen die bekannten Vorrichtungen ebenfalls nicht die an einen Trennverstärker zu stellenden Anforderun gen wie hohe Isolationsspannung, hohe Bandbreite und großer Dynamikbereich sowie eine genaue Reproduktion des eingekop pelten Eingangssignals.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Trenn schaltkreis bzw. ein Verfahren zum Betreiben eines Trenn schaltkreis und einen Trennverstärker zu schaffen, der eine hohe Isolationsspannung, hohe Bandbreite und großen Dynamik bereich sowie eine genaue Reproduktion des eingekoppelten Eingangssignals erzeugt.

Die Aufgabe wird durch die Merkmale der Ansprüche 1, 4 und 5 gelöst. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegen stand der Unteransprüche.

Kurz gefaßt und in Übereinstimmung mit einer Ausführungs form der Erfindung sieht die Erfindung einen Trennver stärker mit einem Codierer zum Empfang eines analogen Eingangssignals und zur Erzeugung eines ersten komplemen tären Paares von Signalen vor, die an ein Paar Isola tionsbarrierenelemente angelegt werden. Weiter umfaßt der Trennverstärker eine Differentiationsschaltung zur Differentiation des ersten Paares von komplementären Si gnalen zur Erzeugung eines zweiten Paares von komple mentären Signalen, einen Abtastverstärker mit einem Differentialverstärker zum Empfang des zweiten Paares von komplementären Signalen und zur Erzeugung eines ver stärkten Ausgangssignals, ein Paar Komparatoren zum Empfang des verstärkten Ausgangssignals und ein Flip- Flop, wobei die Ausgänge der Komparatoren das Flip-Flop zur Rekonstruktion des vom Codierer erzeugten Signals antreiben. Ein Decodierer empfängt das Ergebnis zur Wiederherstellung eines ersten Paares von komplementären Signalen. In einer beschriebenen Ausführungsform der Er findung sind die Isolationsbarrierenelemente 3 pF-Rand kondensatoren, die Spannungsspitzen erzeugen, welche ge nau den Auftrittszeitpunkten von steigenden und fallen den Flanken des ersten Paares von komplementären Signa len entsprechen. Der Codierer umfaßt einen Eingangs spannungs-Frequenz-Wandler, der das erste Paar komple mentärer Signale erzeugt. Die rekonstruierten Signale werden einer Gruppe von Eingängen einer Phasendetektor schaltung zugeführt, die ebenfalls die Ausgangswerte eines zweiten Spannungs-Frequenz-Wandlers empfängt, der dem ersten Spannungs-Frequenz-Wandler gleicht. Die Aus gangswerte des Phasendetektors werden durch eine "lag/lead-Filter"-Schaltung (phasenabsenkender Tiefpaß, z. B. ein PDT 1-Filter) integriert, die die analoge Steuer spannung erzeugt. Die analoge Steuerspannung steuert die Ausgangsfrequenz des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers zur Erzeugung einer Nachlaufsynchronisation, wenn die analoge Steuerspannung in ausreichendem Maße der analogen Eingangsspannung entspricht. Der Trennver stärker besitzt eine Isolationsspannung von mehr als 1500 V und eine Bandbreite von etwa 70 kHz. Die Schal tung arbeitet effektiv mit magnetischen Elementen als Isolationsbarriere oder mit optoelektronischen Elemen ten als Isolationsbarriere. In einer Ausführungsform der Erfindung wirkt ein Paar Kondensatoren als Isola tionsbarriere für die Information, während ein Torus transformator gleichzeitig als Isolationsbarriere für die Leistungsversorgung dient.

Die Erfindung soll mit den folgenden Zeichnungen näher erläutert werden; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des Trennverstärkers der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des Trennverstärkers der vorliegenden Erfindung, wobei eine Nachlaufsynchro nisation als Decoder dient;

Fig. 3 ein Diagramm, das die Kurvenzüge zeigt, die von den Trennverstärkern der Fig. 1 und 2 erzeugt werden;

Fig. 4 einen Schaltplan der Differentialtreiber schaltung der Fig. 1;

Fig. 5 einen Schaltplan des Abtastverstärkers, der in dem Blockschaltbild der Fig. 2 dargestellt ist;

Fig. 6 ein Logikschaltbild des Phasendetektors, der in Fig. 2 enthalten ist;

Fig. 7A und 7B Diagramme der Kurvenformen, die zur Beschreibung des Betriebs der Phasendetektorschal tung von Fig. 6 dienen;

Fig. 8 einen Schaltplan des Phasendetektors, der in Fig. 6 gezeigt ist;

Fig. 9 einen vereinfachten Schaltplan des "lag/lead-Filters" aus dem Blockschaltbild von Fig. 2;

Fig. 10 einen vereinfachten Schaltplan des Tief paßfilters aus dem Blockschaltbild von Fig. 2;

Fig. 11 einen detaillierten Schaltplan des lag/lead-Filters von Fig. 9; und

Fig. 12 einen detaillierten Schaltplan des Tief paßfilters von Fig. 10.

Entsprechend Fig. 1 umfaßt der Trennverstärker 1 einen Codierer 2 mit einem Eingang 3, an den eine analoge Ein gangsspannung V_i angelegt wird. Der Codierer 2 erzeugt ein codiertes Ausgangssignal F_i an einer Ausgangsleitung 4. Das codierte Signal F_i wird an den Eingang einer Differentialtreiberschaltung 5 angelegt, die eine Kopie F des Signals F_i auf Leitung 6 und gleichzeitig deren logisches Komplement F⁺ auf Leitung 7 erzeugt. (Man be achte, daß aus drucktechnischen Gründen hier das Zei chen "+" anstelle von Überstreichungen benutzt wird, um die logischen Komplemente zu bezeichnen).

Die Leitungen 6 und 7 sind jeweils mit einem Anschluß der Trennkondensatoren 8 und 9 verbunden, die so ange paßt sind, daß sie eine genau gleiche, niedrige Kapazi tät C_B von etwa 3 pF haben. Die zweiten Anschlüsse der Trennkondensatoren 8 und 9 sind jeweils mit den Leitun gen 10 und 11 verbunden. Ein Signal P, das die Ablei tung von F ist, erscheint auf Leitung 10, und ein Signal P⁺, das die Ableitung von F⁺ ist, erscheint auf Leitung 11. Die Leitungen 10 und 11 sind mit den Eingängen eines Differentialverstärkers 12 verbunden, dessen Ausgang ein Signal T auf Leitung 13 erzeugt. Das Signal T ist eine Kopie von P. Leitung 13 ist mit dem positiven Ein gang eines Komparators 14 verbunden, der mit seinem negativen Eingang über Leitung 15 mit einer positiven Schwellenspannung V_th+ verbunden ist.

Leitung 13 ist ebenfalls mit dem negativen Eingang ei nes Komparators 16 verbunden, dessen positiver Eingang über Leitung 17 mit einer Leitung mit einer negativen Schwellenspannung V_th- verbunden ist. Die Ausgänge der Komparatoren 14 und 16 sind mittels der Leitungen 18 und 19 mit den S- und R-Eingängen eines RS-Flip-Flops 20 ver bunden. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 20 ist über eine Leitung 21 mit dem Eingang eines Decodierers 23 verbun den. Ein weiterer Eingang des Decodierers 23 ist über Leitung 22 mit dem Q⁺-Ausgang des Flip-Flops 20 verbun den. Die Signale R und R⁺, die rekonstruierte Versionen von F und F⁺ sind, erscheinen auf Leitung 21 und 22. Der Ausgang des Decodierers 23 erzeugt ein Signal V₀, das eine analoge Kopie von V_i auf Leitung 24 ist.

Die Kurvenzüge von F, F⁺, P, P⁺, T und R sind in Fig. 3 dargestellt. Man erkennt, daß die P- und P⁺-Kurven füh rende Flanken aufweisen, die genau den führenden Flan ken von F bzw. F⁺ entsprechen. Beide Kurvenzüge P und P⁺ kehren schnell auf Null zurück, lange vor dem Auftre ten des nächsten Übergangs von F oder F⁺. In der T-Kur ve von Fig. 3 bezeichnen die Bezugszeichen 13A den V_th+- Schwellenpegel und 13B den V_th--Schwellenpegel, an de nen die Komparatoren 16 und 14 schalten, wodurch sie das Flip-Flop 20 setzen und zurücksetzen, um die R- und R⁺-Kurven zu "rekonstruieren". Diese sind leicht verzö gerte, hoch genaue Kopien der Kurvenzüge F und F⁺.

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung können die Trennkondensatoren 8 und 9 durch die 3 pF-Randkon densatoren ausgeführt sein, die in der oben erwähnten, gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung Meinel beschrie ben sind.

In Übereinstimmung mit einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Codierer ein Spannungs-Frequenz-Wandler. Seine Schaltung kann ähn lich oder gleich sein wie die in dem auf dem Markt be findlichen, hybrid-integrierten Spannungs-Frequenz- Wandler des Patentinhabers, Burr-Brown Modell VFC 320, in Verbindung mit einer Differentialtreiberschaltung zum Treiben der zwei Trennkondensatoren. Wenn diese Schaltung verwendet wird, ist es vorteilhaft, den De codierer 23 mittels einer PLL-Schaltung (phase locked loop = Nachlaufsynchronisation) auszuführen, die einen identischen Spannungs-Frequenz-Wandler (VFC) als loka len Oszillator benutzt.

In Fig. 2 ist die oben erwähnte, derzeit bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Hierbei um faßt der "Eingangs-VFC" 2A einen Differentialtreiber und erzeugt die Signale F und F⁺ auf den Leitungen 6 und 7. Ein Abtastverstärker 12A umfaßt den Differential verstärker 12, die Komparatoren 14 und 16 und das RS- Flip-Flop 20 der Fig. 1 und erzeugt R und R⁺ auf den Leitungen 21 und 22. R und R⁺ werden der PLL-Schaltung 23A zugeführt, die einen Phasendetektor 25 umfaßt, der die Differenzsignale R und R⁺ empfängt. Der Phasendetek tor 25 vergleicht die Phasen von R und R⁺ mit denen ei nes Paares von Differenzsignalen Q und Q⁺, die auf den Leitungen 31 und 32 anliegen.

Der Phasendetektor 25 erzeugt ein U⁺-Signal auf Leitung 26, welches ein "Aufwärtssignal" darstellt, und erzeugt ebenfalls ein Signal D⁺ auf Leitung 27, das ein "Ab wärtssignal" darstellt. Die Leitungen 26 und 27 führen zu einem lag/lead-Filter 28, das U⁺ und D⁺ integriert, um ein Analogsignal V_F auf Leitung 29 zu erzeugen. Die ses ist eine ähnliche Kopie von V_i. Leitung 29 wird an einen Steuereingang oder Analogeingang des Ausgangs- VFC 30 angelegt, der genau so aufgebaut ist wie der Eingangs-VFG 2A. Die Ausgänge des VFC 30 sind mit den Leitungen 31 und 32 verbunden. Das V_F-Signal auf Lei tung 29 wird an einen Eingang des Tiefpaßfilters 33 an gelegt, dessen Ausgang ein gefiltertes Ausgangssignal V_o auf Leitung 24 erzeugt.

Die grundlegende Funktion des Trennverstärkers der Fig. 1 und genau so der bevorzugten Ausführungsform nach Fig. 2 beruht darauf, daß eine digitale Version des analogen Eingangssignals V_i durch den Codierer 2 oder den Eingangs-VFC 2A erzeugt wird. Dadurch entste hen die differentiellen Eingangssignale F und F⁺, die an die linken Anschlüsse der Trennkondensatoren 8 und 9 angelegt werden. Im Gegensatz zum Stand der Technik wer den die Signale F und F⁺ jedoch nicht für ihre ganze Dauer über die Trennkondensatoren gekoppelt und dann integriert, um das analoge Eingangssignal zu rekon struieren. Statt dessen sind die Zeitpunkte, die den Übergängen der Signale F und F⁺ entsprechen, das, was in Wirklichkeit über die Trennkondensatoren 8 und 9 ge koppelt wird. Die differenzierten "spike"-Signale P und P⁺ werden genau detektiert, immer mit den gleichen Schwellenpegeln, durch die Komparatoren 14 und 16. Da mit wird das Flip-Flop 20 zu Zeitpunkten gesetzt oder zurückgesetzt, die genau dem Auftreten des Übergangs von F und F⁺ entsprechen. Infolgedessen sind die Signale R und R⁺ sehr genaue, aber leicht verzögerte (um etwa 10 nsec) Kopien von F und F⁺.

In der Ausführungsform der Fig. 2 führt die Tatsache, daß der Ausgangs-VFC 30 identisch mit dem Eingangs-VFC 2A aufgebaut ist, dazu, daß die Frequenzen von Q und Q⁺ den Frequenzen von F und F⁺ genau gleichen, wenn V_F gleich V_i ist.

Die grundlegende Funktion der Nachlaufsynchronisation 23A kann im Hinblick auf die Fig. 7A und 7B verstanden werden. Nach Fig. 7A erzeugt der Phasendetektor 25 ein Aufwärtssignal U⁺ auf Leitung 26, wenn Q R nachläuft. Die Breite der U⁺-Kurvenform entspricht der Dauer der Verzögerung zwischen den führenden Flanken von R und Q. Wenn diese Bedingung auftritt, wird das U⁺-Signal durch den lag/lead-Filter 28 integriert, wodurch V_F proportio nal zu dieser Dauer anwächst. Dies wiederum erhöht die Frequenz von Q und Q⁺, wodurch die Verzögerung zwischen Q und R verringert wird. Wenn Q und R präzise in Phase sind, sind sowohl U⁺ als auch D⁺ Null und V_F bleibt konstant. V_F ist dann gleich V_i.

Wenn die umgekehrte Bedingung existiert, d. h. wenn Q R vorausläuft, dann erzeugt der Phasendetektor 25 das Signal D⁺ auf Leitung 27. Wie in Fig. 7B dargestellt, entspricht die Dauer von D⁺ dem Betrag, um den Q R vorausläuft. Das verringert V_F proportional zu dieser Dauer, wodurch der Ausgangs-VFC 30 veranlaßt wird, seine Frequenz herabzusetzen, wodurch die Frequenz von Q so reduziert wird, daß sie der Frequenz von R entspricht.

Der Tiefpaßfilter 33 dient zur Reduktion des Wechsel strombrumms auf Leitung 29, so daß das Ausgangssignal V_o auf Leitung 24 eine genaue, brummfreie Kopie des analogen Eingangssignals V_i ist.

Auf diese Weise erzwingt die PLL-Schaltung 23A, daß die Frequenzen von Q und R gleich sind, und damit, daß V_o gleich V_i ist. Infolgedessen wird die Stabilität des Einschwingverhaltens des Trennverstärkers 1 vollständig durch die Übertragungskennlinie des VFC, die Verstär kung des Phasendetektors und die Charakteristik des Rückführungsfilters bestimmt.

Fig. 4 zeigt einen detaillierten Schaltplan des Diffe rentialtreibers 5. Der Aufbau und die Funktion wird vom Fachmann leicht verstanden werden; daher wird es hier einfach offenbart als repräsentativ für das gegenwärtig von der Anmelderin bevorzugte, beste Verfahren zur Aus führung der Erfindung. Man beachte jedoch, daß der als Diode angeschlossene Transistor 56 mit Basis und Kollek tor an Leitung 6 angeschlossen ist und sein Emitter mit Masse verbunden ist. Die Diode 57 ist mit Basis und Kol lektor mit Masse verbunden und mit ihrem Emitter mit Leitung 6. Auf gleiche Weise ist die Anode der Klemm diode 58 mit der Leitung 7 verbunden und ihr Emitter mit Masse. Die Anode der Klemmdiode 59 ist mit Masse verbunden und ihr Emitter mit Leitung 7.

Diese Klemmdioden beschränken die Übergänge von F und F⁺ auf etwa ± 0,7 V. Wenn eine extrem große Stoßspannung der V_i überlagert wird, z. B. aufgrund einer elektrosta tischen Entladung oder eines elektromagnetischen Impul ses, können die Klemmdioden 56-59 sehr große Ströme nach Masse ableiten für die zu erwartende Dauer solcher Impulse und große Ausschläge von F und F⁺ verhindern.

Fig. 5 ist ein detaillierter Schaltplan des Abtastver stärkers 12A, einschließlich Differentialverstärker 12 und RS-Flip-Flop 20. Er wird dargestellt, um das gegen wärtig vom Anmelder bevorzugte, beste Verfahren zur Ausführung der Erfindung zu zeigen. Die Schaltung um faßt einen sehr konventionellen ECL(Emitter-gekoppelte Logik)-Differentialverstärker und ein konventionelles ECL-RS-Flip-Flop. Da diese Schaltung äußerst konven tionell ist, wird sie nicht im einzelnen beschrieben. Die Klemmdioden 60 und 61 sind jedoch mit ihren Anoden und Kathoden mit Leitung 10 verbunden. Die Kathode der Diode 60 und die Anode der Diode 61 sind mit Masse ver bunden. Auf gleiche Weise sind die Anode der Klemm diode 62 und die Kathode der Klemmdiode 63 mit Leitung 11 verbunden. Die Kathode der Diode 62 und die Anode der Diode 63 sind mit Masse verbunden. Ein Widerstand niedrigen Widerstandswerts 42A ist zwischen Leitung 10 und Masse angeschlossen. Ein Widerstand 42B, der den genau gleichen Wert aufweist, ist zwischen Leitung 11 und Masse angeschlossen. Die Widerstände 42A und 42B wirken mit den Trennkondensatoren 8 und 9 zusammen, um die oben erwähnte Differentiation von F und F⁺ zu er reichen und damit die differenzierten Signale P und P⁺ zu erzeugen.

In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist die Zeitkonstante dieser beiden Differentiationsschal tungen lediglich etwa 9 nsec. Infolgedessen kehren die Signale P und P⁺ außerordentlich schnell auf Null zu rück, wie dies in den Kurvenformen der Fig. 3 darge stellt ist, weit vor dem nächsten Übergang von F und F⁺. Daher haben die Übergangszeiten der führenden Flanken von P und P⁺ keinen Einfluß auf die Zeitpunkte, zu de nen die Komparatoren 14 und 16 die Schwellenpunkte 13A und 13B der T-Kurve in Fig. 3 erkennen. Die sehr schnel len Übergänge der hinteren Flanken von P und P⁺ und T erlauben den Betrieb bei hohen Frequenzen, hinauf bis zu 1,5 MHz. Dadurch steht eine analoge Signalbandbreite von etwa 70 kHz zur Verfügung.

Die Aufgabe der Klemmdioden 60-63 in Fig. 5 ist die gleiche wie die Funktion der Klemmdioden 56-59, d. h. Begrenzung der Amplitude der Übergänge von P und P⁺ während hoher induzierter Stoßspannungen.

Ein Blockschaltbild einer ECL-Ausführung des Phasen detektors 25 ist in Fig. 6 dargestellt. Der R-Eingang wird durch das Bezugszeichen 21A bezeichnet. Es soll zeigen, daß damit die beiden komplementären Eingänge R und R⁺ dargestellt werden sollen, die charakteristisch sind für ECL-Schaltungen, wie der Fachmann sofort er kennt. Die Q-Leitung 31A stellt die beiden Leitungen Q und Q⁺ in einer ECL-Schaltungsausführung dar. Das ECL- ODER-Gatter 34 erzeugt einen logisch komplementären Ausgangswert, der an den R-Eingang des RS-Flip-Flops 35 angelegt wird und genau so an einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36, dessen logisch komplemen tärer Ausgang mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 34 verbunden ist. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 35 ist mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36 und ebenfalls mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 verbunden. Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 34 ist ebenfalls mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 verbunden. Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 41 ist mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36 und mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 und ebenfalls mit dem Setzen-Eingang der beiden Flip-Flops 35 und 38 verbunden.

Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 37 ist mit dem R-Eingang des Flip-Flops 38, mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 und mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 verbunden. Der invertierende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 ist mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 37 verbunden. Der nicht invertie rende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 37 erzeugt das U⁺-Signal auf Leitung 26. Der invertierende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 29 erzeugt das D⁺-Signal auf Leitung 40. Der Fachmann kann mit Leichtigkeit überprü fen, daß die Schaltung der Fig. 6 die in den Fig. 7A und 7B dargestellten Kurvenformen erzeugt.

Fig. 8 zeigt einen detaillierten Schaltplan der gegen wärtig bevorzugten Ausführungsform des Phasendetektors, der in Fig. 6 dargestellt ist. Der Fachmann kann ohne Probleme die Funktion und den Aufbau der Schaltung, die in Fig. 8 dargestellt ist, verstehen. Deshalb ist es hier in erster Linie gezeigt, um die vom Anmelder gegen wärtig bevorzugte, beste Art der Ausführung der Erfin dung offenzulegen.

Fig. 9 zeigt einen vereinfachten Schaltplan des Lag/lead- Filters 28. Die U⁺-Leitung 26 ist durch einen Widerstand 43 mit dem invertierenden Eingang des Operationsver stärkers 46, mit einem Anschluß des Rückführkondensators 47 und mit einem Anschluß des Widerstands 45 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 45 und der andere Anschluß des Kondensators 47 sind beide mit einem An schluß des Kondensators 48 verbunden. Dessen anderer An schluß ist über Leitung 29 mit dem Ausgang des Opera tionsverstärkers 46 verbunden. Die D⁺-Leitung 27 ist über den Widerstand 44 mit dem nicht invertierenden Ein gang des Operationsverstärkers 46 und ebenfalls mit ei nem Anschluß des Widerstands 49 und des Kondensators 50 verbunden. Die anderen Anschlüsse des Widerstands 49 und des Kondensators 50 sind mit einem Anschluß des Kon densators 51 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Das beste Verfahren des Anmelders zur Ausführung des Lag/lead-Filters 28 wird in Fig. 11 gezeigt.

Der Tiefpaßfilter 33 kann, wie in dem vereinfachten Schaltplan in Fig. 10 dargestellt, ausgeführt werden. Dabei ist die V_F-Leitung 29 über den Widerstand 52 mit einem Anschluß des Widerstands 53 und mit einem Anschluß des Kondensators 33A verbunden. Dessen anderer Anschluß ist mit der Ausgangsleitung 24 verbunden. Der andere An schluß des Widerstands 53 ist mit dem nicht invertieren den Eingang des Operationsverstärkers 54 verbunden. Des sen invertierender Eingang ist mit Leitung 24 verbunden. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 ist mit einem Anschluß des Kondensators 55 verbunden, dessen anderer Anschluß ist mit Masse verbunden. Das beste Verfahren des Anmelders zur Ausführung des Tief paßfilters 33 von Fig. 10 ist in Fig. 12 dargestellt.

Auf diese Weise stellen die oben beschriebenen Ausfüh rungsformen der Erfindung einen billigen, zuverlässigen Trennverstärker dar, der die Aufgaben der Erfindung er füllt. Die Benutzung eines Randkondensators als Kopp lung über die Isolationsbarriere vermeidet die hohen Kosten und die niedrige Bandbreite der magnetischen und optoelektronischen Kopplung über die Isolationsbarriere, wie es Stand der Technik ist. Die niedrige Bandbreite, die mit den früheren Codierern, wie z. B. Spannungs- Tast-Verhältnis-Wandler, verbunden war, deren Ausgangs signal integriert werden muß, um das analoge Eingangs signal wiederherzustellen, wird vermieden. Es sollte je doch beachtet werden, daß die oben beschriebene Schal tung auch sinnvoll arbeiten wird, wenn auch mit verrin gerter Bandbreite, wenn andere Arten von Codierern an stelle der Spannungs-Frequenz-Codierer verwendet wer den.

Wie in der gleichzeitig anhängigen Anmeldung Meinel an gegeben, läßt die Benutzung der 3 pF-Randkondensatoren als Trennkondensatoren 8 und 9 Isolationsspannungen von 1500 V für Leiterbandabstände von 0,5 mm (20 mils) und 3500 V für Leiterbahnabstände von 0,64 mm (25 mils) zu. Die geringe geometrische Größe der koppelnden Randkon densatoren verringert die Kosten des Trennverstärkers bedeutend im Vergleich dazu, was erforderlich wäre, wenn größere Kapazitätswerte für die Trennkondensatoren verwendet werden würden.

Die beschriebene Schaltung ist erheblich weniger empfind lich gegenüber Schwankungen der Komponenten und der Her stellungsverfahren und Nicht-Linearitäten der Kopplung über den Isoliersteg im Vergleich zu früheren Trennver stärkern. Die Genauigkeit des vorliegenden Trennverstär kers hängt mehr von der Übereinstimmung des Eingangs- VFC und des Ausgangs-VFC ab als von der absoluten Ge nauigkeit der verschiedenen Komponenten. Die Eigenschaft der Nachlauf-synchronisierten Detektorschaltung, sich wie ein nachgeführter Filter zu verhalten, erlaubt größere Bandbreiten, schnelleres Einschwingen und gerin geren Brumm als bei Verwendung von Tastverhältnis-modu lierenden Codierern. Die oben beschriebenen Vorteile der Erfindung werden erreicht, obwohl eine ziemlich teure VFC-Schaltung mit geringen Synchronisationsfehlern ver wendet werden muß sowohl für den Eingangs-VFC als auch für den Ausgangs-VFC, um ein optimales Rauschverhalten zu erreichen. Eine Phasendetektorschaltung hoher Ge schwindigkeit ist erforderlich, um niedrigen Brumm und geringe Verzerrungen zu erreichen.

Während die Erfindung in bezug auf einige spezielle Ausführungsformen beschrieben wurde, wird der Fachmann in der Lage sein, verschiedenste Abänderungen der be schriebenen Ausführungsform durchzuführen, ohne von dem wirklichen Geist und Inhalt der Erfindung abzuwei chen. Es könnten z. B. verschiedene andere Codier- und Decodierschaltungen verwendet werden. Die PLL-Schaltung könnte vom Fachmann auf vielfältige andere Art und Wei se ausgeführt werden. Unterschiedliche Filterschaltungen könnten benutzt werden. Ein Trenntransformator könnte verwendet werden, um die Kopplung über den Isolations steg zu erzielen, sofern die R/L-Zeitkonstante klein genug ist, um die Genauigkeit und Bandbreite, die er forderlich sind, zu erreichen.

Claims

1. Trennschaltkreis mit

a) einer ersten Schaltung (5) zur Erzeugung eines ersten Impulssignals (F) und eines zweiten Impulssignals (F), welches das logische Komplement des ersten Impulssig nals ist;
b) ersten und zweiten Isolationsvorrichtungen (8, 9) zur Kopplung eines Teils eines jeden ersten bzw. zweiten Impulssignals der Schaltung (5) mit einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß;
c) einer Vorrichtung (8, 9; 42A, 42B) zur Differentiation des ersten und des zweiten Impulssignals, während diese über die erste oder zweite Isolationsvorrichtung (8, 9) gekoppelt werden, um differenzierte dritte (P) und vierte (P) Impulssignale zu erzeugen, welche Flanken mit Zeitpunkten des Auftretens haben, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der entsprechenden Flanken des ersten bzw. zweiten Impulssignals;
d) einer Einrichtung (12, 12A) zur Verstärkung der dritten und vierten Impulssignale, um ein verstärktes Signal (T; R) zu erzeugen;
e) einer Komparatorschaltung (14, 16; 23AA), die das verstärkte Signal empfängt und relative positive und negative Veränderungen des Verstärkerausgangssignals (T, R) erfaßt und dabei Signalübergänge erzeugt zu Zeitpunkten, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der vorderen bzw. hinteren Flanken der ersten und zweiten Impulssignale; und
f) einer zweiten Schaltung (20; 23A), die auf die Komparatorschaltung anspricht im Sinne der Erzeugung eines fünften Impulssignals (R; U, D), das Übergänge aufweist, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der vorderen bzw. hinteren Flanken des ersten und zweiten Impulssignals.

2. Trennschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (8, 9; 42A, 42B) zur Differentiation erste und zweite Eingangs impedanzen des Verstärkers aufweist, wobei die erste Eingangsimpedanz auf die zweite Eingangsimpedanz abgestimmt ist und wobei die ersten und zweiten Isola tionsvorrichtungen (8, 9) gleiche Impedanzen aufweisen, so daß eine Hochfrequenz gleichtaktunterdrückung verbessert wird.

3. Trennschaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Isolationsvorrichtungen erste (8) und zweite Kondensa toren (9) aufweisen; der erste Kondensator (8) zwischen den ersten Anschluß und den dritten Anschluß geschaltet ist; der zweite Kondensator (9) zwischen den zweiten Anschluß und den vierten Anschluß geschaltet ist; die erste und zweite Impedanz einen ersten bzw. zweiten Widerstand aufweist; die Vorrichtung zur Differentiation die erste und zweite Isolationsvorrichtung und den ersten und zweiten Widerstand aufweist; der erste Widerstand zwischen den ersten Anschluß und einer Referenz spannungsleitung und der zweite Widerstand zwischen den zweiten Anschluß und einer Referenzspannungsleitung geschaltet ist.

4. Verfahren zum Betrieb eines Trennschaltkreises mit folgenden Verfahrensschriften:

a) Erzeugen eines ersten Impulssignals und eines zweiten Impulssignals, welches das logische Komplement des ersten Impulssignals ist;
b) Kopplung eines Teils des ersten und zweiten Impulssignals über eine Isolationsbarriere;
c) Differentiation des ersten und zweiten Impulssignals, während sie über die Isolationsbarriere gekoppelt werden, zur Erzeugung von differenzierten dritten und vierten Impulssignalen, von denen jedes Flanken aufweist, deren Auftrittszeiten im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber dem Auftreten der vorderen bzw. hinteren Flanke;
d) Verstärken des dritten und vierten Impulssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen;
e) Anlegen des Verstärkerausgangssignals an Eingänge einer Erfassungsschaltung zur Erfassung eines ansteigenden oder abfallenden Übergangs des verstärkten Signals und zur Erzeugung von Signalübergängen zu Zeitpunkten, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der vorderen bzw. hinteren Flanken des ersten Impulssignals; und
f) Erzeugen eines fünften Impulssignals (R; U, D), ansprechend auf die Signalüber gänge der Erfassungsschaltung, wobei das fünfte Impulssignal Übergänge aufweist, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der vorderen bzw. hinteren Flanken des ersten Impulssignals.

5. Trennverstärker mit

a) einer ersten Schaltung (2) zur Codierung eines analogen Eingangssignals (V_i) zur Erzeugung eines ersten Impulssignals (F), wobei die Zeitpunkte des Auftretens von Flanken des ersten Impulssignals (F) anhand eines Pegels oder von Pegeln des analogen Eingangssignals ermittelt werden;
b) einer Isolationsvorrichtung (8, 9) zum Empfang des ersten Impulssignals (F) an einem ersten Anschluß (6), zur Kopplung eines Teils des ersten Impulssignals (F) an einen zweiten Anschluß (10) und zur Gewinnung einer elektrischen Hochspannungs isolation zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (6, 10);
c) einer Schaltung zur Differentiation des ersten Impulssignals (F), während es über die Isolationsvorrichtung (8, 9) gekoppelt wird, um ein zweites Impulssignal (P) zu erzeugen mit Flanken, die den Flanken des ersten Impulssignals (F) entsprechen und im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens entsprechender Flanken des ersten Impulssignals.
d) einer Erfassungsschaltung (12, 14, 16) zur Ermittlung der Flanken des zweiten Impulssignals (P) und einer zweiten Schaltung (20, 23A), die aufgrund der Erfas sungsschaltung (12, 14, 16) ein drittes Impulssigna (R; U, D) erzeugt, welches Flanken aufweist, deren Auftrittszeitpunkte genau dem Pegel oder den Pegeln des analogen Eingangssignals (V_i) entsprechen; und
e) einer zweiten Schaltung (20; 23A) zur Verarbeitung des dritten Impulssignals (R) zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals (V_o), dessen Pegel genau dem Pegel oder den Pegeln der analogen Eingangsspannung (V_i) entspricht, wobei die erste Schaltung eine Differentialausgangsstufe (5) umfaßt, die das erste Impuls signal (F) und ebenfalls ein viertes Impulssignal (F) erzeugt, das das logische Komplement des ersten Impulssignals (F) ist, und wobei die Isolationsvorrichtung (8, 9) einen ersten Kondensator (8) umfaßt, der zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (6, 10) angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator (9) umfaßt, dessen Wert genau dem des ersten Kondensators (8) entspricht, und wobei der zweite Kondensator (9) zwischen dem dritten und dem vierten Anschluß (7, 11) angeschlossen ist, und der dritte Anschluß (7) das vierte Impulssignal (F) empfängt, und der zweite Kondensator (9) einen Teil des vierten Impulssignals (F) an den vierten Anschluß (11) koppelt und eine elektrische Hochspannungsisolation zwischen dem dritten und dem vierten Anschluß (7, 11) ermöglicht.

6. Trennverstärker nach Anschluß 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentiationsvorrichtung den ersten und den zweiten Kondensator (8, 9) und außerdem einen ersten und einen zweiten Widerstand (42A, 42B) umfaßt, wobei der erste Widerstand (42A) zwischen dem zweiten Anschluß (10) und einer Referenz spannungsleitung angeschlossen ist und der zweite Widerstand (42B) zwischen dem vierten Anschluß (11) und einer Referenzspannungsleitung angeschlossen ist, und der Teil des vierten Impulssignals (F), der über den zweiten Kondensator (9) auf den vierten Anschluß (11) eingekoppelt wird, ein fünftes Impulssignal (P) bildet.

7. Trennverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsschaltung eine ersten (14) und zweiten Komparator (16) umfaßt, wobei jeder mit seinem Referenzeingang mit relativ positiven und negativen Referenz schwellenspannungen verbunden ist, sowie einen Differentialverstärker (12), der mit einem Paar Eingängen und dem zweiten (10) und dem vierten (11) Anschluß verbun den ist und mit einem Ausgang (13) mit einem anderen Eingang eines jeden der beiden Komparatoren (14, 16) verbunden ist, und wobei die zweite Schaltung zur Erzeugung des dritten Impulssignals (R) ein Flip-Flop (20) umfaßt, dessen Eingänge (18, 19) mit den Ausgängen der beiden Komparatoren (14, 16) verbunden sind, wobei ein Ausgang (21) des Flip-Flops (20) das dritte Impulssignal (R) erzeugt und ein anderer Ausgang (22) des Flip-Flops (20) ein sechstes Impulssignal (R) erzeugt, das ein logisches Komplement des dritten Impulssignals (R) ist.

8. Trennverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiervorrichtung einen ersten Spannungs-Frequenz-Wandler (2A) umfaßt.

9. Trennverstärker nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung einen zweiten Spannungs-Frequenz-Wandler (30), einen Phasendetektor (25) und einen "lag/lead-Filter" (28) umfaßt wobei der Phasendetek tor (25) ein erstes Paar von Eingangsanschlüssen (21, 22) aufweist, die das dritte Impulssignal (R) bzw. das sechste Impulssignal (R) empfangen, und wobei der Phasendetektor (25) ebenfalls ein zweites Paar von Eingängen (31, 32) aufweist, die die komplementären Ausgangssignale (Q, Q) des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers (30) empfangen, und wobei der Phasendetektor (25) ein Ausgangssignal (U, D) erzeugt, das der relativen Vor- oder Nacheilung zwischen dem dritten Impuls signal (R) und einem Ausgangssignal (Q) des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers (30) entspricht, und wobei der lag/lead-Filter (28) das Vor-Nacheilungs- Ausgangssignal (U, D), das von dem Phasendetektor (25) erzeugt wurde, funktionell integriert, um so eine analoge Steuerspannung (V_F) zu erzeugen, und wobei der Ausgang des lag/lead-Filters (28) die analoge Steuerspannung (V_F) an einen Steuer eingang (29) des zweiten Spannungs-Frequenz-Wandlers (30) anlegt, und wobei die analoge Steuerspannung (V_F) die Ausgangsfrequenz des zweiten Spannungs- Frequenz-Wandlers (30) steuert und somit eine Nachlaufsynchronisation entsteht, wenn die analoge Steuerspannung (V_F) ein vorherbestimmtes Verhältnis zu der ana logen Eingangsspannung (V_i) annimmt.

10. Trennverstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin einen Tiefpaßfilter (33) zum Empfang der analogen Steuerspannung (V_F) und zur Erzeugung einer gefilterten, analogen Ausgangsspannung (V_o) umfaßt.

11. Trennverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Kondensatoren (8, 9) jeweils eine Kapazität von etwa 3 pF haben.

12. Trennverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentiationsvorrichtung Spannungsspitzen an dem zweiten und vierten Anschluß (10, 11) erzeugt und diese Spannungsspitzen sehr kurz im Vergleich zu dem Abstand zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen des ersten und des vierten Impulssignals sind.

13. Trennverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Spitzen des ersten und des vierten Impulssignals im wesentlichen bis zum Auftreten der nächsten Flanke von entweder dem ersten Impulssigna oder dem vierten Impulssignal bis auf einen Null-Referenzpegel abfallen, wodurch derselbe relative Pegel für jede Spitze durch den ersten und zweiten Komparator (14, 16) gemessen wird, wodurch die Komparatoren (14, 16) veranlaßt werden, sehr genau zu den Zeitpunkten zu schalten, die im wesentlichen gleichermaßen verzögert sind gegenüber den Zeitpunkten des Auftretens der entsprechenden Flanken des ersten Impulssignals.