DE102013217069A1

DE102013217069A1 - System und verfahren für einen leistungsverstärker

Info

Publication number: DE102013217069A1
Application number: DE102013217069.6A
Authority: DE
Inventors: Martin Mataln; Christian Schuberth; David Seebacher; Peter Singerl
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-09-04
Filing date: 2013-08-27
Publication date: 2014-03-06
Anticipated expiration: 2033-08-28
Also published as: US8970295B2; KR101612589B1; US20140062604A1; CN103684300A; CN103684300B; DE102013217069B4; KR20140031153A

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform enthält ein System einen ersten Verstärker und ein erstes Bandpassfilter, das einen Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Verstärker in Reihe geschaltet ist, und einen Ausgang, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, aufweist. Das Bandpassfilter besitzt bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen, wobei der erste Verstärker konfiguriert ist, eine in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion, die die Seitenbänder der pulsbreitenmodulierten Signalform dämpft, gefilterte pulsbreitenmodulierte Signalform zu empfangen.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Halbleiterschaltungen und -verfahren und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für einen Leistungsverstärker.
HINTERGRUND
Da Mobilkommunikationssysteme mit niedriger Leistung üblicher geworden sind, hat es einen zunehmenden Marktdruck gegeben, die Leistung sowohl in den Mobilstationen als auch in den Basisstationen zu verringern. Eine derartige Verringerung der Leistung ermöglicht nicht nur niedrigere Energiekosten, sondern erlaubt außerdem kostengünstigere und kompaktere Schaltungsimplementierungen. Wie die Leistungsaufnahme der Sendegeräte verringert wird, gibt es eine entsprechende Verringerung am Bedarf an Kühlgeräten und an elektronischen Komponenten, deren Leistung für den Hochtemperaturbetrieb bemessen ist. Außerdem sind Geräte mit niedrigerer Leistung oft körperlich kleiner als ihre höhere Leistung verbrauchenden Gegenstücke.
In einem Hochfrequenz-Sendesystem (HF-Sendesystem) ist einer der primären Leistungsverbraucher der HF-Leistungsverstärker. In einigen Systemen wird ein leistungseffizientes Signalisierungschema verwendet, um den Wirkungsgrad der Systeme zu vergrößern. Die in den GSM-Systemen verwendete Gaußsche minimale Modulation durch Umtasten mit konstanter Enveloppe (”Gaussian Minimum Shift Keying” – GMSK) ist sehr effizient, weil der Leistungsverstärker näher an der Kompression betrieben werden kann und/oder weil das GSM-Signalisierungsschema sich für die Verwendung im hohen Grade effizienter Leistungsverstärker, wie z. B. Klasse-E-Verstärker, eignet.
Da der Bedarf an hohen Datenbandbreiten zunimmt, verwenden jedoch mehr Systeme, wie z. B. LTE und WiMAX, Signalisierungsschemata, die hohe Verhältnisse der Spitzenleistung zur Durchschnittsleistung (PAPR) besitzen. Während diese Signalisierungsschemata mit hohem PAPR im hohen Grade bandbreiteneffizient sind, verbrauchen sie im Allgemeinen mehr Leistung als irgendwelche leistungseffizienten Signalisierungsschemata, weil der Leistungsverstärker, der Signale mit hohem PAPR sendet, in einem wenig effizienten Unteraussteuerungs-Zustand arbeitet.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einer Ausführungsform enthält ein System einen ersten Verstärker und ein erstes Bandpassfilter, das einen mit einem Ausgang des ersten Verstärkers in Reihe geschalteten Eingang und einen Ausgang, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, besitzt. Das Bandpassfilter besitzt bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen, wobei der erste Verstärker konfiguriert ist, eine in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion, die die Seitenbänder der pulsbreitenmodulierten Signalform dämpft, gefilterte pulsbreitenmodulierte Signalform zu empfangen.
Die Einzelheiten einer oder mehrerer Ausführungsformen der Erfindung sind in den beigefügten Zeichnungen und der folgenden Beschreibung dargelegt. Weitere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen offensichtlich.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen zusammengenommen mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, worin:
1a–d einen Stromlaufplan eines herkömmlichen Leistungsverstärkers und die zugeordneten graphischen Darstellung der Leistung veranschaulichen;
2a–g eine Ausführungsform eines Leistungsverstärkers und die zugeordneten graphischen Darstellungen der Leistung veranschaulichen;
3a–g einen Leistungsverstärker und die zugeordneten graphischen Darstellungen der Leistung gemäß einer weiteren Ausführungsform veranschaulichen;
4a–e einen Leistungsverstärker und die zugeordneten graphischen Darstellungen der Leistung gemäß einer weiteren Ausführungsform veranschaulichen;
5a–h einen Leistungsverstärker und die zugeordneten graphischen Darstellungen der Leistung gemäß einer noch weiteren Ausführungsform veranschaulichen;
6a–f weitere graphische Darstellungen der Leistung des Verstärkers der Ausführungsform nach 5a veranschaulichen;
7 einen Leistungsverstärker einer Ausführungsform, der mehrere Stufen aufweist, veranschaulicht;
8a–h einen Kaskadenverstärker einer Ausführungsform und die zugeordneten graphischen Darstellungen der Leistung veranschaulichen; und
9a–b Pulsbreitenmodulations-Generatoren einer Ausführungsform veranschaulichen.
Entsprechende Zahlen und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, wenn es nicht anders angegeben ist. Die Figuren sind gezeichnet, um die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen deutlich zu veranschaulichen und sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht gezeichnet. Um bestimmte Ausführungsformen deutlicher zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe, der die Variationen der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder des gleichen Prozessschrittes angibt, der Nummer einer Figur folgen.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden werden das Herstellen und das Verwenden der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen ausführlich erörtert. Es sollte jedoch klar sein, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte bereitstellt, die in einer umfassenden Vielfalt spezifischer Kontexte verkörpert sein können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen veranschaulichen lediglich spezifische Arten, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, wobei sie den Umfang der Erfindung nicht einschränken.
Die vorliegende Erfindung wird bezüglich bevorzugter Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext, nämlich einem Leistungsverstärker für die Verwendung mit Basisband- und HF-Übertragungsystemen, beschrieben. Die Erfindung kann jedoch außerdem auf andere Typen von Schaltungen und Systemen, wie z. B. Audiosysteme, Kommunikationssysteme und andere elektronische oder optische Systeme, angewendet werden.
In einer Ausführungsform enthält ein Leistungsverstärker ein Filter, das direkt mit einem Ausgang eines Leistungsverstärkers verbunden ist, der durch ein pulsbreitenmoduliertes Trägersignal angesteuert ist. Das PWM-Signal wird vorverzerrt, um eine gewünschte Spannungs-Signalform am Ausgang des Verstärkers (vor dem Filter) zu erzeugen. Eine Kombination aus dem vorverzerrten Ansteuersignal und einer hohen Außerband-Impedanz eines Reihenresonanzfilters, das an den Ausgang des Leistungsverstärkers gekoppelt ist, verringert die durch die Seitenbänder der pulsbreitenmodulierten Signale abgeleitete Leistung, wobei dadurch ein leistungseffizienterer Betrieb ermöglicht wird. In einigen Ausführungsformen ist die Leistungsaufnahme des Leistungsverstärkers in Übereinstimmung mit einem Zustand des pulsbreitenmodulierten Signals verringert, wobei dadurch ein effizienter Betrieb ermöglicht wird.
1a veranschaulicht ein herkömmliches Leistungsverstärkersystem 100, das einen Pulsbreitenmodulations-Generator (PWM-Generator) 102, einen Transistor 104, einen Vormagnetisierungs-Induktor L_BIAS, einen LC-Tank 110, einen Zirkulator oder Isolator 106, ein Parallelresonanz-Ausgangsfilter 108 und eine Last, die durch einen Widerstand R_LOAD dargestellt ist, enthält. Das Ausgangsfilter 108 ist über den Isolator oder Zirkulartour 106, der durch den Widerstand R_SB abgeschlossen ist, an den Transistor 104 gekoppelt. Folglich sieht der Drain des Transistors 104 eine angepasste Impedanz für die Modulationsseitenbänder des durch den PWM-Generator 102 erzeugten PWM-Signals. Als solche sehen die Seitenbänder des PWM-Signals die Lastimpedanz, wobei die Seitenbandenergie durch den Seitenbandwiderstand R_SB abgegeben wird. Der LC-Tank 110 stellt für die Harmonischen höherer Ordnung des Trägers einen Kurzschluss oder eine niedrige Impedanz und für die Modulationsseitenbänder einen offenen Stromkreis bereit.
1b veranschaulicht eine graphische Darstellung des Wirkungsgrads des herkömmlichen Systems 100 gegen eine normierte Ausgangsspannung. Es ist zu sehen, dass der Drain-Wirkungsgrad 120 des Verstärkers, der als das Verhältnis der Gesamtleistungsausgabe durch den Transistor 104 zur Gleichstrom-Eingangsleistung definiert ist, während des Arbeitszyklus etwa konstant ist, vorausgesetzt, dass die Drain-Spannung des Transistors 104 gepulst ist. Folglich kann der Verstärker an einem effizienten Punkt betrieben werden. Der Codierungswirkungsgrad 122, der als das Verhältnis der Inband-Energie zur Gesamtenergie des Drain-Signals definiert ist, nimmt linear mit dem Arbeitszyklus zu. Der resultierende Verstärkerwirkungsgrad 124 ist das Produkt aus dem Drain-Wirkungsgrad 120 und dem Codierungswirkungsgrad 122 und zeigt eine ähnliche Kurve wie ein herkömmlicher Klasse-B-Verstärker.
1c veranschaulicht ein weiteres herkömmliches Leistungsverstärkersystem 130, in dem ein Parallelresonanz-Ausgangsfilter 108 über den Kondensator C_DC ohne einen Isolator oder Zirkulator mit dem Drain des Transistors 104 verbunden ist. Das Ausgangsfilter 108 besitzt eine Kennlinie, damit die Außerband-Signalkomponenten einen Kurzschluss sehen; deshalb sehen die Modulationsseitenbänder des durch den PWM-Generator 102 erzeugten PWM-Signals ebenfalls einen Kurzschluss. Folglich führt der PWM-modulierte Strom des Transistors 104 zu einer demodulierten Drain-Spannung des Transistors 104. Aufgrund dieser demodulierten Spannung kann der Leistungsverstärker 130 nicht bei einem maximalen Spannungshub arbeiten, was dadurch zu einem Wirkungsgradverlust führt.
1d veranschaulicht eine graphische Darstellung des Wirkungsgrads des herkömmlichen Systems 130 gegen die normierte Ausgangsspannung. Hier ist die resultierende Wirkungsgradkurve 134 zu einem herkömmlichen Klasse-B-Verstärker ähnlich. Der Codierungswirkungsgrad 132 beträgt fast 100%, weil in den Seitenbändern sehr wenig Energie verloren wird. Der Drain-Wirkungsgrad 136 ist für die Verstärkerleistung vorherrschend, da sich die Drain-Spannung mit dem Arbeitszyklus ändert.
2a veranschaulicht ein Leistungsverstärkersystem 200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hier ist der Drain des Transistors 204 durch das Ausgangsfilter 208 an die durch den Widerstand R_LOAD repräsentierte Last gekoppelt, während das Gate des Transistors 204 an eine Signalerzeugungsschaltung 202, die durch das Bandpassfilter 212 dargestellt ist, und einen Pulsbreitenmodulator, der durch den Impulsgenerator 218, den Signalgenerator 216 und den Mischer 214 dargestellt ist, gekoppelt ist. Der Resonator 210 stellt einen Kurzschluss für die Harmonischen höherer Ordnung und einen offenen Stromkreis für die Modulationsseitenbänder des PWM-Signals bereit.
In den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können die Pulsbreitenmodulations- und Bandpassfilterungsfunktionen der Signalerzeugungsschaltung 202 unter Verwendung verschiedener in der Technik bekannter Techniken implementiert sein. In einer Ausführungsform kann z. B. das pulsbreitenmodulierte Signal V_PWM unter Verwendung einer digitalen Schaltungsanordnung erzeugt werden, während das Bandpassfilter 212 unter Verwendung eines analogen Bandpassfilters, das an das Gate des Transistors 204 gekoppelt ist, implementiert sein kann. Alternativ kann die Filterungsfunktion des Bandpassfilters 212 außerdem im digitalen Bereich implementiert sein. In einigen Ausführungsformen kann die Filterungsfunktion des Bandpassfilters 212 im Basisband angewendet werden, nachdem das Basisbandsignal pulsbreitenmoduliert worden ist.
Unter Verwendung einer Reihenresonanzschaltung für das Ausgangsfilter 208 sehen die Modulationsseitenbänder des PWM-Signals eine hohe Impedanz, wobei dadurch der Leistungsverlust durch die Seitenband-Leistungsableitung signifikant verringert ist. Das Ausgangsfilter 280 kann unter Verwendung einer Reihen-LC-Schaltung implementiert sein, wie gezeigt ist, oder kann unter Verwendung einzelner oder mehrerer Resonatoren implementiert sein. In einigen Ausführungsformen kann das Ausgangsfilter 208 unter Verwendung eines Keramikfilters, eines Oberflächenwellenfilters (SAW-Filters) oder einer anderen Filterstruktur implementiert sein, so dass die Eingangsimpedanz bei der Inband-Frequenz des Filters niedriger als die Eingangsimpedanz bei den Außerband-Frequenzen ist. In einigen Ausführungsformen stellt das Ausgangsfilter 208 einen offenen Stromkreis für die Modulationsseitenbänder des PWM-Signals bereit. Der Parallelresonanz-Tank 210 kann außerdem an den Drain des Transistors 204 gekoppelt sein, um einen Kurzschluss für die Harmonischen höherer Ordnung des Trägersignals und einen offenen Stromkreis sowohl für den Träger als auch die Modulationsseitenbänder des PWM-Signals bereitzustellen.
In einigen Ausführungsformen besitzt die Außerband-Eingangsimpedanz des Filters 208 einen finiten Wert, wobei sie keinen idealen offenen Stromkreis bereitstellt. Deshalb wird die PWM-Signalform vorverzerrt, bevor sie in das Gate des Transistors 204 eingeleitet wird. In den Ausführungsformen formt diese Vorverzerrung das Signal, so dass eine PWM-modulierte Spannungssignalform am Drain des Transistors 204 vorhanden ist. In einer Ausführungsform kann diese Vorverzerrung durch das Bandpassfilter 212 ausgeführt werden. Um der Einfachheit der Veranschaulichung willen ist ein Eingangsanpassungsnetzwerk für den Transistor 204 nicht gezeigt; in einigen Ausführungsformen kann jedoch ein Anpassungsnetzwerk vorhanden sein und/oder können die Anpassungsüberlegungen bei der Konstruktion des Filters 212 berücksichtigt werden.
In einer Ausführungsform wird die Übertragungsfunktion (die Größe und die Phase) des Bandpassfilters 212 für den Träger und die (begrenzten) Modulationsseitenbänder wie folgt berechnet
wobei X_t(ω_c) die komplexe Lastimpedanz am intrinsischen Transistor für die Trägerfrequenz ω_c ist und X_t(ω) die komplexe Impedanz bezüglich der Frequenz ist. Folglich entspricht die hohe Ausgangsimpedanz in den Modulationsseitenbändern einer hohen Dämpfung für die Modulationsseitenbänder des Stroms.
2b veranschaulicht eine graphische Darstellung der normierten Impedanz bezüglich der Frequenz für die Seitenbänder eines 50-MHz-PWM-Signals. Es ist zu sehen, dass die Trägerfrequenz bei 1000 MHz eine normierte Impedanz von 0 dB besitzt, während die Seitenbänder eine normierte Impedanz von 40 dB oder größer besitzen. Folglich wird das dem Transistor 204 bereitgestellte Gate-Signal durch das Inverse der normierten Lastimpedanz vorverzerrt. 2c veranschaulicht die entsprechenden Spektren für das PWM-Signal V_PWM und die Gate-Spannung V_G1, während 2d eine entsprechende graphische Darstellung der Signalform veranschaulicht, die die Spannungen V_PWM und V_G1 bezüglich der Zeit zeigt. Es ist zu sehen, dass die Leistung in den Modulationsseitenbändern für das vorverzerrte Signal signifikant niedriger als für ein ideales PWM-moduliertes Signal ist. Im Zeitbereich sieht das vorverzerrte Signal jedoch einem demodulierten PWM-Signal im Zeitbereich sehr ähnlich, weil die Seitenbänder immer noch mit einem definierten Betrag vorhanden sind. In einigen Ausführungsformen kann die obige Übertragungsfunktion für die Trägerfrequenz und eine begrenzte Anzahl von Seitenbändern, z. B. die ersten 5 Seitenbänder, berechnet werden. Alternativ können größere oder weniger Seitenbänder berechnet werden.
In den Ausführungsformen kann die Vorverzerrung entweder bei HF-Frequenzen oder bei Basisband-Frequenzen unter Verwendung einer analogen und/oder digitalen Signalverarbeitung ausgeführt werden. In einigen Ausführungsformen übersteigt die Außerband-Impedanz des Filters 208 eine obere Grenze nicht, um große Spannungshübe zu verhindern, die sich aus der Verstärkung von Rauschen und der Verzerrung, die das Inband-Signal stören kann, ergeben können.
Die resultierenden Spannungs- und Stromsignalformen am Drain des Transistors 204 sind in 2e graphisch dargestellt, wobei der resultierende Leistungsverlust durch den Transistor 204 in 2f graphisch dargestellt ist. Es ist zu sehen, dass die Spannung V_D1 am Drain des Transistors 204 nah beim vorgesehenen PWM-Signal liegt. Es kann außerdem beobachtet werden, dass aufgrund der PWM-modulierten Enveloppe der vorverzerrte Strom eine mehr oder weniger konstante Enveloppe besitzt, was einen größeren Leistungsverlust während des PWM-Ausschaltzeitraums verursacht, wenn die Versorgungsspannung am Drain des Transistors 204 vorhanden ist, was in 2f zu sehen ist.
2g veranschaulicht eine graphische Darstellung des Wirkungsgrades des Systems 200. Wie gezeigt ist, beträgt der Codierungswirkungsgrad 230 fast 100%, weil die Modulationsseitenbänder einen Offenen sehen und folglich keine Energie oder sehr wenig Energie verloren wird. Die Kurven 232 und 234 zeigen den Drain-Wirkungsgrad bzw. den resultierenden Verstärkerwirkungsgrad. Hier ist die konstante Versorgungsspannung während des HF-Ausschaltzeitraums ein begrenzender Faktor für den Wirkungsgrad, was dazu führt, dass der Drain-Wirkungsgrad linear mit dem Arbeitszyklus zunimmt und dadurch den Wirkungsgrad des Verstärkers begrenzt.
3a veranschaulicht ein System 300 einer Ausführungsform, in dem die Source-Spannung des Transistors 204 in Übereinstimmung mit dem Arbeitszyklus des PWM-Generators 202 moduliert wird. Wie gezeigt ist, ist der Ausgang des PWM-Generators 202 über den Transformator 304 an den Gate-Knoten V_G1 gekoppelt. Außerdem wird die Source-Spannung des Transistors 204 mit der Spannungsquelle 302 in Übereinstimmung mit den PWM-Signal V_PWM moduliert. In einer Ausführungsform wird während eines HF-Einschaltzeitraums die Source-Spannung des Transistors 204 auf 0 V gehalten, um den herkömmlichen Betrieb des Verstärkers zu ermöglichen. Während des HF-Ausschaltzeitraums ist jedoch das Source-Potential des Transistors 204 auf eine höhere Spannung gesetzt, z. B. unter der Versorgungsspannung, um den Spannungsabfall und folglich die Verluste in dem Transistor während dieser Zeit zu minimieren.
In einem Beispiel können eine Versorgungsspannung von 20 V (V_DC2) und eine 15-V-Spitze für die Source-Modulation (V_DC1) verwendet werden. Dies führt zu effektiven Betriebsspannungen von 5 V und 20 V für den Transistor 204. Für Ausgangsspannungshübe unter 5 V wird in einigen Ausführungsformen das Source-Potential des Transistors 204 für den normalen Klasse-B-Betrieb konstant gehalten. Alternativ können andere Versorgungsspannungen, effektive Betriebsspannungen und Klasse-B-Betriebs-Schwellenwerte verwendet werden.
Die Signalformen im Zeitbereich, die dem obigen Beispiel bezüglich des Systems 300 entsprechen, sind in den 3b–f veranschaulicht. 3b veranschaulicht V_PWM und die Gate-Spannung V_G1 des Transistors 204; 3c veranschaulicht die Drain-Spannung V_D1 und den Drain-Strom I_D1 des Transistors 204; 3d veranschaulicht die Source-Spannung des Transistors 204; 3e veranschaulicht die Drain-Source-Spannung V_DS1 und den Drain-Strom I_D1 des Transistors 204; und 3f veranschaulicht den Leistungsverlust durch den Transistor 204. In 3f ist zu sehen, dass der Leistungsverlust durch den Transistor 204 während des Ausschaltzeitraums des PWM-Signals viel kleiner als während des Einschaltzeitraums ist.
3g veranschaulicht die entsprechenden Wirkungsgradkurven. Die Kurve 310 repräsentiert den Fall, in dem die Source-Spannung des Transistors 204 moduliert ist, während die Kurve 312 den Fall repräsentiert, in dem die Source des Transistors 204 nicht moduliert ist und auf Massepotential gehalten ist. Wenn die Source-Spannung des Transistors 204 moduliert wird, kann berücksichtigt werden, dass Energie zurückgewonnen wird (η_recovery = 100%) und das der Wirkungsgrad verbessern ist. Falls die Source-Spannung nicht moduliert ist, wird keine Energierückgewinnung (η_recovery = 0%) ausgeführt, daher ist die Wirkungsgradkurve zu der eines Klasse-B-Verstärkers ähnlich. Im einigen Ausführungsformen wird bei normierten Ausgangsspannungen unter 20% ein normaler Klasse-B-Betrieb ausgeführt. Für niedrige Arbeitszyklen des PWM-Signals können die begrenzte Steilheit der Flanken aufgrund der inhärenten Bandbegrenzung des Systems und die Verluste in dem Transistor während des HF-Ausschaltzeitraums aufgrund der Kniespannung den Wirkungsgrad des Systems begrenzen.
4a veranschaulicht ein System 400 einer Ausführungsform, in dem die Versorgung 412, die über den Vorspannungsinduktor L_BIAS an den Drain des Transistors 204 gekoppelt ist, während eines HF-Einschaltzeitraums hoch und während eines HF-Ausschaltzeitraums niedrig ist. Als solcher wird während des HF-Ausschaltzeitraums ein niedriger Spannungsabfall am Drain des Transistors 204 erreicht, wobei dadurch der Wirkungsgrad des Systems 400 vergrößert wird. In einigen Ausführungsformen kann über einen Transformator eine Last an den Knoten V_LOAD gekoppelt sein, um ein auf Masse bezogenes Ausgangssignal zu erreichen. Der LC-Tank 410 kann zwischen den Ausgang der Versorgung 412 und den Drain des Transistors 204 gekoppelt sein, um einen Kurzschluss für die Harmonischen des Trägers und einen offenen Stromkreis für den Träger und die Modulationsseitenbänder bereitzustellen. In einigen Fällen kann das System 400 als eine ”diskrete PWM-Enveloppe-Verfolgung” mit zwei verschiedenen Spannungspegeln für die Versorgung ausführend betrachtet werden.
4b–d veranschaulichen die Signalformen im Zeitbereich, die dem Betrieb des Systems 400 zugeordnet sind. 4b veranschaulicht eine Signalform der Leistungsversorgungsspannung der Versorgung 412; 4c veranschaulicht die Signalformen der Drain-Spannung V_D1 und des Drain-Stroms I_D1 des Transistors 204; und 4d veranschaulicht den Leistungsverlust P_T1 des Transistors 204. Es ist zu sehen, dass, wenn die Versorgungsspannung 412 hoch ist, der normale Betrieb folgt, während, wenn die Versorgungsspannung 412 tief ist, die Verlustleistung P_T1 signifikant verringert ist. Als solcher kann der Transistor 204 den Strom für die niedrigere Drain-Source-Spannung leiten, während ein hoher Wirkungsgrad aufrechterhalten wird, wie durch die Wirkungsgradkurve 420 in 4e gezeigt ist, die den Wirkungsgrad eines Beispiels des Betriebs des Systems 400 darstellt.
5a veranschaulicht ein weiteres System 500 einer Ausführungsform mit zwei Eingangsstufen: eine erste Stufe, die den Transistor 204, der durch die Gleichstromversorgung 512 gespeist ist und durch den Induktor L_BIAS1 vorgespannt ist, aufweist und eine zweite Stufe, die den Transistor 504, der durch die Gleichstromversorgung 514 gespeist ist und durch den Induktor L_BIAS2 vorgespannt ist, aufweist. Der Drain des Transistors 204 ist über den Kopplungskondensator C_DC1 an den Drain des Transistors 504 gekoppelt, während der Drain des Transistors 504 über den Kopplungskondensator C_DC2 an den Parallel-LC-Tank 506 und das Ausgangsfilter 208 gekoppelt ist. Eine Last ist durch den Widerstand R_LOAD dargestellt. In einigen Ausführungsformen ist eine Diode D1 zwischen den Vorspannungs-Induktor L_BIAS2 gekoppelt, um den Drain des Transistors 504 während des Betriebs vor negativen Spannungen bezüglich des Volumens des Transistors 504 zu schützen. In den Ausführungsformen, in denen die Transistoren 204 und 504 unter Verwendung einer LDMOS-Vorrichtung implementiert sind, kann die Diode D1 die Vorspannung der Körperdiode der LDMOS-Vorrichtung in der Durchlassrichtung verhindern.
In einer Ausführungsform wird das gefilterte PWM-Signal V_G während des Betriebs des Systems 500 zwischen dem Gate des Transistors 204 und dem Gate des Transistors 504 in Übereinstimmung mit der PWM-Modulation multiplexiert. Diese Multiplexierung ist durch den Schalter 510 dargestellt, der zwischen den PWM-Generator und die Transistoren 204 und 504 gekoppelt ist und der durch den PWM-Generator 520 gesteuert ist. Während des HF-Einschaltzeitraums ist z. B. das Signal V_G an das Gate des Transistors 204 gekoppelt. Während des HF-Ausschaltzeitraums ist das Signal V_G an das Gate des Transistors 504 gekoppelt.
In einer Ausführungsform beträgt die Versorgungsspannung 512, die der ersten Stufe zugeführt wird, etwa 20 V, wobei sie höher als die der zweiten Stufe zugeführte Versorgungsspannung 514 ist, die etwa 5 V beträgt. Hier stellt die 20-V-Ausgabe der Versorgung 512 das meiste der Ausgangsleistung des Systems 400 bereit. Die 5-Volt-Ausgabe der Versorgung 514 stellt die Leistung für den Betriebszustand mit kleiner Leistung während des HF-Ausschaltzeitraums bereit und ermöglicht die konstante Stromleitung während dieses HF-Ausschaltzeitraums.
5b–f veranschaulichen die Signalformen im Zeitbereich, die dem Betrieb des Systems 500 zugeordnet sind. 5b veranschaulicht V_PWM und V_G, die durch den PWM-Generator 502 erzeugt werden; 5c veranschaulicht die Gate-Spannungen V_G1 und V_G2 der Transistoren 204 bzw. 504; 5d veranschaulicht die Drain-Spannung V_D1 und den Drain-Strom I_D1 des Transistors 204; 5e veranschaulicht die Drain-Spannung V_D2 und den Drain-Strom I_D2 des Transistors 504; und 5f veranschaulicht den Leistungsverlust P_T1 des Transistors 204 und den Leistungsverlust P_T2 des Transistors 504.
Während des HF-Einschaltzeitraums ist der Transistor 204 mit einem großen Spannungshub an seinem Drain aktiv, wie durch 5d gezeigt ist. Während des HF-Ausschaltzeitraums wird durch den Transistor 204 jedoch keine Leistung oder ein kleiner Betrag der Leistung verbraucht. Wie ferner in 5e gezeigt ist, ist der Transistor 504 während des HF-Ausschaltzeitraums aktiv. Es gibt jedoch während des HF-Ausschaltzeitraums weniger Verluste, weil die an den Transistor 504 angelegte Versorgungsspannung 514 niedriger als die an den Transistor 514 angelegte Versorgungsspannung 512 ist, wie in 5f gezeigt ist. 5g veranschaulicht den Wirkungsgrad eines Systems 500 einer Beispielausführungsform bezüglich der normierten Ausgangsspannung.
In einigen Ausführungsformen können die Transistoren während des HF-Ausschaltzeitraums etwas über die Kniespannung vorgespannt sein, um den Betrieb eines Schalters beim Klasse-B-Betrieb zu ”emulieren”. In einigen Ausführungsformen kann der Transistor 504 z. B. auf etwa 2 V vorgespannt sein. Eine entsprechende Wirkungsgradkurve 522 Ist in 5h veranschaulicht. Einige Ausführungsformen können die Konzepte, Systeme und Verfahren umfassen, die im US-Patent Nummer 7.679.434 , patentiert am 3. März 2010, mit dem Titel ”Amplifier modulation method and apparatus” beschrieben sind, wobei diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit durch Literaturhinweis hier eingefügt ist.
Es sollte klar sein, dass die Beispiele einer 20-V-Leistungsversorgung und einer 5-V-Leistungsversorgung lediglich spezifische veranschaulichende Beispiele sind. In alternativen Ausführungsformen können andere Spannungsversorgungswerte verwendet werden. In einigen Ausführungsformen können z. B. Versorgungsspannungen mit einem Verhältnis von ½ oder einem anderen Verhältnis gewählt werden. Die 6a–e veranschaulichen graphische Darstellungen der Signalformen, die dem System 500 entsprechen, das eine Versorgung 512, die auf 20 V gesetzt ist, und eine Versorgung 514, die auf 10 V gesetzt ist, aufweist. Außerdem sind der PWM-Generator und das System 500 konfiguriert, eine PWM zu liefern, die einen durchschnittlichen PWM-Ausgangspegel von 75% besitzt, wobei die Hälfte der Zeit das System 500 ein Signal mit vollem Pegel ausgibt und die andere Hälfte der Zeit das System 500 einen Ausgangspegel von 50% ausgibt. In einer Ausführungsform wird für die Ausgangsspannungen mit einem maximalen Spannungshub unter 10 V nur der Transistor 504 mit der kleineren Versorgungsspannung verwendet. Für die Ausgangsspannungen mit einem Spannungshub über 10 V wird ein PWM-moduliertes Signal verwendet, das zwischen den zwei Versorgungspegeln umschaltet. Folglich ist die maximale Ausgangsspannung des Transistors 504 ständig am Ausgang vorhanden und liefert einen ”Gleichstromteil” des modulierten Signals und den Spannungsunterschied zwischen dem Transistor 204 und dem Transistor 504 PWM-moduliert.
Die 6a und 6b veranschaulichen multiplexierte vorverzerrte Signale für eine Ausführungsform mit einem Arbeitszyklus von 50% und einer Ausgangsspannung von 75%. 6a veranschaulicht V_PWM und V_G des PWM-Generators 502 und 6b veranschaulicht das Gate-Ansteuersignal V_G1 für den Transistor 204 und das Gate-Ansteuersignal V_G2 für den Transistor 504. 6c veranschaulicht die Drain-Spannung V_D1 und den Drain-Strom I_D1 des Transistors 204, 6d veranschaulicht die Drain-Spannung V_D2 und den Drain-Strom I_D2 des Transistors 504 und 6e veranschaulicht die Leistungsaufnahme P_T1 des Transistors 204 und P_T2 des Transistors 504.
Es ist zu sehen, dass für den ”HF-Einschalt”-Zeitraum (der in diesem Fall den höheren Ausgangsspannungshub bedeutet) der Transistor 204 mit seiner maximalen Ausgangsspannung aktiv ist. Während des ”HF-Ausschaltens” (was den niedrigeren Ausgangsspannungshub bedeutet) ist der Transistor 504 mit seinem maximalen Ausgangsspannungshub und folglich maximalen Wirkungsgrad aktiv. Es ist ferner zu sehen, dass die resultierende Ausgangsspannungs-Enveloppe einen konstanten Teil (10 V aufgrund des Transistors 504) und einen zusätzlichen PWM-modulierten Teil (den 10-V-Unterschied zwischen dem Transistor 204 und den Transistor 504) besitzt. Dementsprechend arbeiten sowohl der Transistor 204 als auch der Transistor 504 an einem Punkt mit hohem Wirkungsgrad mit niedrigen Verlusten.
Die resultierenden Wirkungsgradkurven 540 und 542 sind in 6f veranschaulicht. Für Ausgangspannungen unter 50% ist nur der Transistor 504 aktiv, wobei folglich die Wirkungsgradkurven 540 und 542 einen Wirkungsgrad widerspiegeln, der zum Klasse-B-Betrieb ähnlich ist. Für normierte Ausgangsspannungen über 50% sind beide Transistoren aktiv und arbeiten an oder in der Nähe ihrer effizientesten Punkte. Folglich verbindet die resultierende Wirkungsgradkurve in einer Näherung erster Ordnung diese zwei Punkte. Die Wirkungsgradkurve 542 ohne die PWM-modulierten Signale zeigt ein herkömmliches ”Sägezahn”-Verhalten für zwei verschiedene Versorgungsspannungen, wohingegen die Wirkungsgradkurve 540 den Wirkungsgrad des Systems 500 unter Verwendung der PWM-Modulation repräsentiert. Folglich besitzen die Ausführungsformen, die die PWM-Signale zusammen mit einer direkten Filterverbindung verwenden, zwischen diesen zwei Maxima einen verbesserten Wirkungsgrad gegenüber einem Klasse-B-System.
7 veranschaulicht das System 550 einer Ausführungsform, in der mehrere parallele Eingangsstufen kombiniert sind. Zusätzlich zu der ersten und der zweiten Eingangsstufe, die die Transistoren 204 und 504 besitzen, die bezüglich des Systems 500 beschrieben worden sind, besitzt das System 550 eine oder mehrere zusätzliche Stufen, die durch den Transistor 554 repräsentiert sind, der durch eine Versorgung 556 über den Vorspannungsinduktor L_BIASN gespeist sind. In einer Ausführungsform leitet das Schaltnetzwerk 562 die Ausgabe V_G des PWM-Generators 502 in Abhängigkeit von der Ausführungsform zu den Transistoren 204, 504, 554 und weiteren Transistoren. Unter Verwendung des Systems 550 der Ausführungsform kann unter Verwendung paralleler Stufen ein Mehrpegel-PWM-Signal erzeugt werden. Einige Ausführungsformen können die Konzepte, Systeme und Verfahren umfassen, die in der US-Patentanmeldung Nummer 13/417.000, eingereicht am 9. März 2012, mit dem Titel ”Pulse-Width Modulator und Methods of Implementing and Using the Same”, beschrieben sind, wobei diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit durch Literaturhinweis hier eingefügt ist.
8a veranschaulicht das System 600 einer Ausführungsform, in dem die vorverzerrte Ausgabe V_G zwischen dem Transistor 604 und dem Kaskadentransistor 606 multiplexiert wird. Hier ist die Versorgung 612 auf eine erste Spannung gesetzt, während die Versorgung 614 auf eine zweite Spannung gesetzt ist, die einen effizienten Betrieb ermöglicht. In einer Ausführungsform kann z. B. die erste Spannung etwa 20 V betragen und kann die zweite Spannung etwa 5 V betragen. Alternativ können andere Spannungen verwendet werden. Während des HF-Einschaltzeitraums wird der obere Transistor 606 in einer Kaskadenkonfiguration verwendet, wobei er eine feste Vorspannung besitzt, wobei der Schalter 610, der durch die Source 608 gesteuert ist, während dieser Zeit offen ist. Die Schaltung 600 in diesem Zustand arbeitet nun als ein herkömmlicher Verstärker in Kaskadenkonfiguration. Während des HF-Ausschaltzeitraums ist der Schalter 610 geschlossen und ist der Transistor 604 ausgeschaltet. Das vorverzerrte Gate-Signal V_G ist nun an den Transistor 606 angelegt, der an einer niedrigeren Versorgungsspannung arbeitet. In einigen Ausführungsformen ist der Schalter 610 konfiguriert, den Strom in einer Richtung zu leiten und einer negativen Spannung gewachsen zu sein. Die 8b–c veranschaulichen graphische Darstellungen des Signalformen der multiplexierten und vorgespanntem Gate-Signale für einen Arbeitszyklus von 50%. 8b zeigt V_PWM und V_G, die durch den PWM-Generator 502 erzeugt werden, während 8c die Gate-Ansteuersignale V_G1 des Transistors 604 und V_G2 des Transistors 606 zeigt.
Die 8d–g zeigen graphische Darstellungen der Signalformen, die dem Betrieb der Transistoren 604 und 606 zugeordnet sind. 8d veranschaulicht die Drain-Spannung V_D1 und den Drain-Strom I_D1 des Transistors 604, 8e veranschaulicht die Source-Spannung V_S1 und den Source-Strom I_S1 des Transistors 604 und 8f veranschaulicht die Drain-Spannung V_D2 und den Drain-Strom I_D2 des Transistors 606. Es ist zu sehen, dass während des HF-Einschaltzeitraums das System 600 als ein normaler Kaskadenverstärker arbeitet und dass während des HF-Ausschaltzeitraums nur der obere Abschnitt der Schaltung, der den Schalter 610 und den Transistor 606 enthält, aktiv ist. Der untere Transistor 604 und die Leistungsversorgung 612 werden durch den Schalter 610 umgangen und befinden sich während dieses Zeitraums in einer Bereitschaftsbetriebsart. 8g veranschaulicht den Leistungsverlust P_T1 des Transistors 604 und den Leistungsverlust P_T2 des Transistors 606; und 8h veranschaulicht den Wirkungsgrad 620 bezüglich der normierten Ausgangsspannung.
In einigen Ausführungsformen kann das System 600 die Konzepte, Systeme und Verfahren enthalten, die in der US-Patentanmeldung Nummer 13/538.309, eingereicht am 29. Juni 2012, mit dem Titel ”System and Method for a Cascoded Amplifier”, beschrieben sind, wobei diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit durch Literaturhinweis hier eingefügt ist.
9a veranschaulicht einen PWM-Generator 700, in dem eine Vorverzerrungsfilterung einer Ausführungsform im digitalen Bereich ausgeführt wird. Der digitale PWM-Generator 704 erzeugt ein PWM-Signal, das durch das digitale Filter 706 gefiltert wird. In einer Ausführungsform implementiert das digitale Filter 706 die Übertragungsfunktion eines Vorverzerrungsfilters einer Ausführungsform, wie in den obigen Ausführungsformen beschrieben worden ist.
Die digitale Ausgabe des digitalen Filters 706 wird über den Digital-analog-Umsetzer (D/A-Umsetzer) 708, der einen phasengleichen Ausgang I und einen Quadratur-Ausgang Q besitzt, in den analogen Bereich umgesetzt. In einigen Ausführungsformen wird die Ausgabe des D/A 708 bezüglich des Lokaloszillatorsignals LO unter Verwendung des Aufwärtsumsetzers 710 zu einer höheren Frequenz aufwärts umgesetzt. Alternativ kann die HF-Eingabe in den PA direkt von dem D/A 708 eingegeben werden; in einigen Ausführungsformen kann jedoch ein Bandbegrenzungsfilter und/oder ein Impedanzanpassungs-Netzwerk zwischen den D/A 708 und den Eingang des PA gekoppelt sein. In einigen Ausführungsformen können der digitale PWM-Generator 704, das digitale Filter 706 und der D/A 708 in einer integrierten Schaltung 702 angeordnet sein. Alternativ können diese Blöcke auf eine andere Weise unter Verwendung mehrerer Schaltungen auf Leiterplattenebene partitioniert sein.
9b veranschaulicht einen PWM-Generator 720 gemäß einer alternativen Ausführungsform. Hier erzeugen der digitale PWM-Generator 704 und der D/A-Umsetzer 708 ein Basisband-PWM-Signal, das in Übereinstimmung mit dem Lokaloszillatorsignal LO mit dem Aufwärtsumsetzer 710 aufwärts umgesetzt wird. Die Ausgabe des Aufwärtsumsetzers wird dann unter Verwendung des analogen Filters 724 gefiltert. In einigen Ausführungsformen kann das analoge Filter 724 dem Aufwärtsumsetzer 710 vorangehen. In weiteren Ausführungsformen können das analoge Filter 724 oder Abschnitte des analogen Filters 724 in Anpassungsnetzwerken enthalten sein, die an den Eingang der oben beschriebenen Leistungsverstärkerschaltungen einer Ausführungsform gekoppelt sind. In einigen Ausführungsformen können der digitale PWM-Generator 704 und der D/A 708 in einer integrierten Schaltung 722 angeordnet sein. Alternativ können diese Blöcke auf eine unterschiedliche Weise unter Verwendung mehrerer Schaltungen auf Leiterplattenebene partitioniert sein.
Gemäß einer Ausführungsform enthält ein System einen ersten Verstärker und ein erstes Bandpassfilter, das einen Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Verstärkers in Reihe geschaltet ist, und einen Ausgang, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, besitzt. Das Bandpassfilter besitzt bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen, wobei der erste Verstärker konfiguriert ist, eine in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion, die die Seitenbänder der pulsbreitenmodulierten Signalform dämpft, gefilterte pulsbreitenmoulierte Signalform zu empfangen. Die erste Übertragungsfunktion kann zu einem Inversen einer normierten Impedanz am Ausgang des ersten Verstärkers proportional sein. Der erste Verstärker kann unter Verwendung eines Feldeffekttransistors implementiert sein, der durch einen Vorspannungsinduktor belastet ist.
In einigen Ausführungsformen enthält das System außerdem ein zweites Bandpassfilter, das an einen Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist, so dass das zweite Bandpassfilter die erste Übertragungsfunktion implementiert. Das System kann außerdem einen Signalgenerator enthalten, der an einen Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist und der konfiguriert ist, die in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefilterte pulsbreitenmodulierte Signalform zu erzeugen. In einigen Ausführungsformen enthält der Signalgenerator ein digitales Filter, das konfiguriert ist, die erste Übertragungsfunktion zu implementieren, und einen an das digitale Filter gekoppelten Pulsbreitenmodulator.
In einer Ausführungsform enthält das System ferner ein Leistungs-Schaltnetz, das konfiguriert ist, den ersten Verstärker bei einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn der Pulsbreitenmodulator einen ersten Signalpegel ausgibt, und den ersten Verstärker bei einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn der Pulsbreitenmodulator einen zweiten Signalpegel ausgibt. Das zweite Niveau der Leistungsaufnahme ist kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme. In einigen Ausführungsformen enthält das Leistungs-Schaltnetz eine variable Leistungsversorgung, die an einen Leistungsversorgungskoten des Verstärkers gekoppelt ist, wobei es einen Umgehungsschalter enthalten kann, der einen ersten Ausgangsanschluss aufweist, der an den Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist.
In einer Ausführungsform enthält das System ferner einen zweiten Verstärker, der mit dem ersten Verstärker parallelgeschaltet ist. Der zweite Verstärker besitzt einen Eingang, der an einen zweiten Ausgangsanschluss des Umgehungsschalters gekoppelt ist, so dass der Umgehungsschalter konfiguriert ist, den ersten Verstärker an den Pulsbreitenmodulator zu koppeln, wenn der Pulsbreitenmodulator den ersten Signalpegel ausgibt, und den zweiten Verstärker an den Umgehungsschalter zu koppeln, wenn der Pulsbreitenmodulator den zweiten Signalpegel ausgibt. In einigen Ausführungsformen ist der erste Verstärker an eine höhere Versorgungsspannung als der zweite Verstärker gekoppelt.
In einer Ausführungsform enthält das System ferner mehrere weitere Verstärker, die mit den ersten Verstärkern parallelgeschaltet sind. Der erste Verstärker und die mehreren weiteren Verstärker können konfiguriert sein, ein pulsbreitenmoduliertes Mehrpegelsignal auszugeben. Die mehreren weiteren Verstärker können an unterschiedliche Versorgungsspannungen gekoppelt sein, wobei die unterschiedlichen Versorgungsspannungen den Ausgangspegeln des pulsbreitenmodulierten Mehrpegelsignals entsprechen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält ein Leistungsverstärker einen ersten Transistor, der einen ersten Steuerknoten, der an einen Eingang des Leistungsverstärkers gekoppelt ist, und ein Ausgangsfilter, das einen Filtereingangsknoten, der an einen ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist, und einen Filterausgangsknoten, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, besitzt, besitzt. Der erste Transistor ist konfiguriert, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu empfangen, wobei das Ausgangsfilter bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen besitzt. Der Leistungsverstärker enthält außerdem ein Leistungs-Schaltnetz, das konfiguriert ist, den Leistungsverstärker bei einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit einem ersten Signalpegel ausgegeben wird, und den Leistungsverstärker bei einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit einem zweiten Signalpegel ausgegeben wird. Das zweite Niveau der Leistungsaufnahme ist kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme. In einigen Ausführungsformen enthält das Ausgangsfilter eine Reihenresonanzschaltung. Der Leistungsverstärker kann außerdem eine Parallelresonanz-Tankschaltung enthalten, die an den Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist.
In einer Ausführungsform enthält das Leistungs-Schaltnetz einen zweiten Transistor, der einen zweiten Ausgangsknoten, der an den ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist, besitzt, und einen Auswahlschalter, der den ersten Steuerknoten des ersten Transistors und den zweiten Steuerknoten des zweiten Transistors wahlweise an einen Eingang des Leistungsverstärkers koppelt. Der Auswahlschalter kann konfiguriert sein, den ersten Steuerknoten des ersten Transistors an den Eingang des Leistungsverstärkers zu koppeln, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit dem ersten Signalpegel ausgegeben wird. Der Auswahlschalter kann außerdem konfiguriert sein, den zweiten Steuerknoten des zweiten Transistors an den Eingang des Leistungsverstärkers zu koppeln, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit dem zweiten Signalpegel ausgegeben wird.
In einer Ausführungsform kann der Leistungsverstärker außerdem ein Eingangsfilter enthalten, das an einen Eingang des Leistungsverstärkers gekoppelt ist. Das Filter ist konfiguriert, die Seitenbänder des pulsbreitenmodulierten Signals in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion zu dämpfen, die zu einem Inversen einer normierten Impedanz proportional ist, die am ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gesehen wird. In einigen Ausführungsformen kann das Eingangsfilter unter Verwendung eines digitalen Filters implementiert sein.
In einer Ausführungsform enthält der Leistungsverstärker ferner einen Signalgenerator, der konfiguriert ist, das pulsbreitenmodulierte Signal zu erzeugen. Das pulsbreitenmodulierte Signal kann in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefiltert werden, die zu einer normierten Impedanz invers proportional ist, die am ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gesehen wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält ein Verfahren zum Betreiben eines Leistungsverstärkers das Empfangen eines pulsbreitenmodulierten Eingangssignals, das in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefiltert wird, das Verstärken des pulsbreitenmodulierten Eingangssignal unter Verwendung eines ersten Verstärkers, um ein verstärktes pulsbreitenmoduliertes Signal zu bilden, das Betreiben des ersten Verstärker auf einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme, wenn sich das pulsbreitenmodulierte Eingangssignal auf einem ersten Signalpegel befindet, und das Betreiben des ersten Verstärkers auf einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme, wenn sich das pulsbreitenmodulierte Eingangssignal auf einem zweiten Signalpegel befindet. Das zweite Niveau der Leistungsaufnahme ist kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme. Das Verfahren enthält außerdem das Filtern des verstärkten pulsbreitenmodulierten Signals unter Verwendung eines Filters, das eine niedrigere Inband-Impedanz als eine Außerband-Impedanz besitzt, um ein gefiltertes und verstärktes pulsbreitenmoduliertes Signal zu bilden, und das Koppeln des gefilterten und verstärkten pulsbreitenmodulierten Signals an eine Last.
In einer Ausführungsform ist die erste Übertragungsfunktion zu einer normierten Impedanz an einem Ausgang des ersten Verstärkers invers proportional. In einigen Ausführungsformen enthält das Verfahren ferner das Erzeugen des pulsbreitenmodulierten Eingangssignals. Das Betreiben des ersten Verstärkers auf dem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme kann das Verringern einer Vorspannung oder eines Vorstroms des ersten Verstärkers enthalten.
Ein Vorteil der Ausführungsformen enthält die Fähigkeit, die PWM mit einem hohen Wirkungsgrad bei niedrigeren normierten Ausgangsspannungspegeln zu erzeugen. Weitere Vorteile enthalten sowohl eine kompakte Schaltungskonstruktion aufgrund der dichten Filterintegration des Filters als auch weniger Speichereffekte in den Transistoren aufgrund des verringerten Leistungsverlustes.
Während die Erfindung unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben worden ist, ist diese Beschreibung nicht vorgesehen, in einem einschränkenden Sinn ausgelegt zu werden. Unter Bezugnahme auf die Beschreibung werden für die Fachleute auf dem Gebiet sowohl verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen als auch weitere Ausführungsformen der Erfindung offensichtlich sein. Es ist deshalb vorgesehen, dass die beigefügten Ansprüche alle derartigen Modifikationen oder Ausführungsformen umfassen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 7679434 [0045]

Claims

System, das Folgendes umfasst: einen ersten Verstärker; und ein erstes Bandpassfilter, das einen Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Verstärkers in Reihe geschaltet ist, und einen Ausgang, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, aufweist, wobei das Bandpassfilter bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen besitzt, wobei der erste Verstärker konfiguriert ist, eine in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion, die die Seitenbänder der pulsbreitenmodulierten Signalform dampft, gefilterte pulsbreitenmodulierte Signalform zu empfangen.
System nach Anspruch 1, das ferner ein zweites Bandpassfilter umfasst, das an einen Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist, wobei das zweite Bandpassfilter die erste Übertragungsfunktion implementiert.
System nach Anspruch 1 oder 2, das ferner einen Signalgenerator umfasst, der an einen Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist, wobei der Signalgenerator konfiguriert ist, die in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefilterte pulsbreitenmodulierte Signalform zu erzeugen.
System nach Anspruch 3, wobei der Signalgenerator Folgendes umfasst: ein digitales Filter, das konfiguriert ist, die erste Übertragungsfunktion zu implementieren; und einen Pulsbreitenmodulator, der an das digitale Filter gekoppelt ist.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die erste Übertragungsfunktion zu einem Inversen einer normierten Impedanz am Ausgang des ersten Verstärkers proportional ist.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, das ferner ein Leistungs-Schaltnetz umfasst, das konfiguriert ist: den ersten Verstärker auf einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn der Pulsbreitenmodulator einen ersten Signalpegel ausgibt; und den ersten Verstärker auf einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn der Pulsbreitenmodulator einen zweiten Signalpegel ausgibt, wobei das zweite Niveau der Leistungsaufnahme kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme ist.
System nach Anspruch 6, wobei das Leistungs-Schaltnetz eine variable Leistungsversorgung umfasst, die an einen Leistungsversorgungsknoten des Verstärkers gekoppelt ist.
System nach Anspruch 6 oder 7, wobei das Leistungs-Schaltnetz einen Umgehungsschalter umfasst, der einen ersten Ausgangsanschluss besitzt, der an den Eingang des ersten Verstärkers gekoppelt ist.
System nach Anspruch 8, wobei das System ferner einen zweiten Verstärker umfasst, der mit dem ersten Verstärker parallelgeschaltet ist, wobei der zweite Verstärker einen Eingang besitzt, der an einen zweiten Ausgangsanschluss des Umgehungsschalters gekoppelt ist, wobei der Umgehungsschalter konfiguriert ist, den ersten Verstärker an den Pulsbreitenmodulator zu koppeln, wenn der Pulsbreitenmodulator den ersten Signalpegel ausgibt, und den zweiten Verstärker an den Umgehungsschalter zu koppeln, wenn der Pulsbreitenmodulator den zweiten Signalpegel ausgibt.
System nach Anspruch 8 oder 9, wobei der erste Verstärker an eine höhere Versorgungsspannung als der zweite Verstärker gekoppelt ist.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 10, das ferner mehrere weitere Verstärker umfasst, die mit den ersten Verstärkern parallelgeschaltet sind, wobei der erste Verstärker und die mehreren weiteren Verstärker konfiguriert sind, ein pulsbreitenmoduliertes Mehrpegelsignal auszugeben.
System nach Anspruch 11, wobei die mehreren weiteren Verstärker an unterschiedliche Versorgungsspannungen gekoppelt sind, wobei die unterschiedlichen Versorgungsspannungen den Ausgangspegeln des pulsbreitenmodulierten Mehrpegelsignals entsprechen.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der erste Verstärker einen Feldeffekttransistor umfasst, der durch einen Vorspannungsinduktor belastet ist.
Leistungsverstärker, der Folgendes umfasst: einen ersten Transistor, der einen ersten Steuerknoten besitzt, der an einen Eingang des Leistungsverstärkers gekoppelt ist, wobei der erste Transistor konfiguriert ist, ein pulsbreitenmoduliertes Signal zu empfangen; ein Ausgangsfilter, das einen Filtereingangsknoten, der an einen ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist, und einen Filterausgangsknoten, der konfiguriert ist, an eine Last gekoppelt zu werden, aufweist, wobei das Ausgangsfilter bei einer Inband-Mittenfrequenz eine niedrigere Eingangsimpedanz als bei den Außerband-Frequenzen besitzt; und ein Leistungs-Schaltnetz, das konfiguriert ist, den Leistungsverstärker auf einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit einem ersten Signalpegel ausgegeben wird, und den Leistungsverstärker auf einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme zu betreiben, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit einem zweiten Signalpegel ausgegeben wird, wobei das zweite Niveau der Leistungsaufnahme kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme ist.
Leistungsverstärker nach Anspruch 14, wobei das Ausgangsfilter eine Reihenresonanzschaltung umfasst.
Leistungsverstärker nach Anspruch 14 oder 15, der ferner eine Parallelresonanz-Tankschaltung umfasst, die an den Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Leistungs-Schaltnetz Folgendes umfasst: einen zweiten Transistor, der einen zweiten Ausgangsknoten besitzt, der an den ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gekoppelt ist; und einen Auswahlschalter, der den ersten Steuerknoten des ersten Transistors und einen zweiten Steuerknoten des zweiten Transistors wahlweise an einen Eingang des Leistungsverstärkers koppelt.
Leistungsverstärker nach Anspruch 17, wobei: der Auswahlschalter konfiguriert ist, den ersten Steuerknoten des ersten Transistors an den Eingang des Leistungsverstärkers zu koppeln, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit dem ersten Signalpegel ausgegeben wird; und der Auswahlschalter konfiguriert ist, den zweiten Steuerknoten des zweiten Transistors an den Eingang des Leistungsverstärkers zu koppeln, wenn das pulsbreitenmodulierte Signal mit dem zweiten Signalpegel ausgegeben wird.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 14 bis 18, der ferner ein Eingangsfilter umfasst, das an einen Eingang des Leistungsverstärkers gekoppelt ist, wobei das Eingangsfilter konfiguriert ist, die Seitenbänder des pulsbreitenmodulierten Signals in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion zu dämpfen.
Leistungsverstärker nach Anspruch 19, wobei die erste Übertragungsfunktion zu einem Inversen einer normierten Impedanz proportional ist, die am ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gesehen wird.
Leistungsverstärker nach Anspruch 19 oder 20, wobei das Eingangsfilter ein digitales Filter umfasst.
Leistungsverstärker nach einem der Ansprüche 14 bis 21, der ferner einen Signalgenerator umfasst, der konfiguriert ist, das pulsbreitenmodulierte Signal zu erzeugen.
Leistungsverstärker nach Anspruch 22, wobei das pulsbreitenmodulierte Signal in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefiltert wird, wobei die erste Übertragungsfunktionen zu einer normierten Impedanz invers proportional ist, die am ersten Ausgangsknoten des ersten Transistors gesehen wird.
Verfahren zum Betreiben eines Leistungsverstärkers, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Empfangen eines pulsbreitenmodulierten Eingangssignals, das in Übereinstimmung mit einer ersten Übertragungsfunktion gefiltert wird; Verstärken des pulsbreitenmodulierten Eingangssignals unter Verwendung eines ersten Verstärkers, um ein verstärktes pulsbreitenmoduliertes Signal zu bilden; Betreiben des ersten Verstärkers auf einem ersten Niveau der Leistungsaufnahme, wenn sich das pulsbreitenmodulierte Eingangssignal auf einem ersten Signalpegel befindet; Betreiben des ersten Verstärkers auf einem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme, wenn sich das pulsbreitenmodulierte Eingangssignal auf einem zweiten Signalpegel befindet, wobei das zweite Niveau der Leistungsaufnahme kleiner als das erste Niveau der Leistungsaufnahme ist; Filtern des verstärkten pulsbreitenmodulierten Signals unter Verwendung eines Filters, das eine niedrigere Inband-Impedanz als eine Außerband-Impedanz besitzt, um ein gefiltertes und verstärktes pulsbreitenmoduliertes Signal zu bilden; und Koppeln des gefilterten und verstärkten pulsbreitenmodulierten Signals an eine Last.
Verfahren nach Anspruch 24, das ferner das Erzeugen des pulsbreitenmodulierten Eingangssignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 24 oder 25, wobei die erste Übertragungsfunktion zu einer normierten Impedanz an einem Ausgang des ersten Verstärkers invers proportional ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 24 bis 26, wobei das Betreiben des ersten Verstärkers auf dem zweiten Niveau der Leistungsaufnahme das Verringern einer Vorspannung des ersten Verstärkers umfasst.