CH649877A5 - Vorrichtung mit einem niederfrequenzverstaerker. - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung mit einem Niederfrequenzverstärker und einem zum Speisen dieses Verstärkers mit elektrischer Leistung vorgesehenem Netzteil, welcher letzterer einen Transformator enthält, dessen durch die Primärwicklung fliessender sinusförmige Wechselstrom ein- und ausschaltbar ist und wobei das Verhältnis von Einschalt- zu Ausschaltzeit von einem Steuersignal, das mit dem Betrag der vom Verstärker benötigten Leistung veränderlich ist, gesteuert wird.

Festkörperkomponenten haben eine unglaubliche Verringerung in der Grösse, dem Gewicht und den Kosten von Audioverstärkerschaltungen mit sich gebracht und zu einer erhöhten Wiedergabetreue bei der Klangwiedergabe im Vergleich zu der unter Verwendung von Röhren aufgebauten früheren (Verstärker-)Generation geführt.

Bei dem Versuch, die Möglichkeiten von Festkörperschaltungen bis zum Äussersten auszunutzen, haben sich die Audio-Ingenieure (d.h. die Ingenieure für akustische Auf-zeichnungs- und Wiedergabegeräte) bemüht, dem Benutzer erhöhte Nennleistungen zur Verfügung zu stellen und gleichzeitig verringerte Verzerrungspegel zu erreichen. Diese Bemühungen haben einen bemerkenswerten Erfolg gehabt, andererseits jedoch zu einigen unerwünschten Nebenwirkungen geführt, und zwar in erster Linie hinsichtlich einer Erhöhung des Gewichts, der Kosten und des Energieverbrauchs. Beispielsweise wiegt ein handelsüblicher 400-Watt-Verstärker gemäss dem derzeitigen Stand der Technik typischerweise zwischen etwa 16 und mehr als 38 kg, je nach der Ausführung und der Wahl der Materialien im Einzelfall. Derartige Verstärker enthalten normalerweise teure Bauteile, die aufgrund der Spitzenbelastung, die sie aushalten müssen, benötigt werden und erzeugen beträchtliche Wärmemengen, die abgeführt werden müssen, um eine Schädigung der Bauteile zu vermeiden.

Hinsichtlich des Gewichtsproblems mit dem Transformator würde der Versuch auf der Hand liegen, die Anzahl der

Windungen und/oder die Drahtstärke der Transformatorwicklungen zu verringern. Eine Verringerung der Anzahl der Windungen führt jedoch gleichzeitig zu einer Reduzierung der Induktivität der Primärwicklung, wodurch die Leerlaufströme durch die Wicklung erhöht werden und wodurch sowohl zur Wärmeerzeugung als auch zu einem erhöhten Lei-stungsverbrauch ein Beitrag geleistet wird. Das übliche Verfahren zur Erreichung niedriger Leerlaufströme in der Primärwicklung bestand in der Verwendung von (Wicklungen mit) einer grossen Anzahl von Windungen. Bei diesem Lösungsversuch wird ebenfalls eine grosse Anzahl von Windungen in der Sekundärwicklung benötigt, um die Spannung auf der Sekundärseite auf dem richtigen Pegel zu halten. Die andere, naheliegende Alternative für eine Gewichtsreduzierung, nämlich eine Verringerung der Drahtstärke, ist keine akzeptable Lösung, da hierdurch der Innenwiderstand jeder Wicklung erhöht würde, was zu einer übermässigen Wärmeerzeugung und zu einem Leistungsverlust bei einer Belastung des Transformators mit hoher Leistung führen müsste. Die konventionellen Erfahrungen haben also gelehrt, dass die Notwendigkeit besteht, die Grösse und das Gewicht des Transformators zu erhöhen, wann immer ein über einen Transformator gespeister Verstärker für eine erhöhte Nennleistung neu ausgelegt wird.

Ein alternativer Lösungsversuch für die Verringerung des Gesamtgewichts, der Grösse und der Kosten von Audioverstärkern bestand darin, den Gesamtbedarf an Eingangsleistung abzusenken, ohne die Leistungsfähigkeit hinsichtlich der Ausgangsleistung zu verringern. Derartige Verbesserungen im Verstärkerwirkungsgrad gestatten den Einsatz billigerer und leichterer Netzteile und können erreicht werden, indem man die Verlustleistung reduziert, welche normalerweise die übliche Benutzung der Ausgangstransistoren in der Ausgangsstufe des Verstärkers begleitet. Wenn eine derartige Verringerung der Verlustleistung erreicht wird, dann werden über die Gewichts- und Kostenersparnisse, die im Netzteil verwirklicht werden, hinaus zusätzliche Gewichts- und Kostenersparnisse erreicht, da auch Gewicht, Grösse und Kosten der Kühleinrichtungen bzw. Kühlbleche, die normalerweise für die Ausgangstransistoren des Verstärkers benötigt werden, verringert werden können.

Das US-Patent Nr. 3 426 290 (Jensen) ist repräsentativ für einen bekannten Lösungsversuch, den Verstärkerwirkungsgrad dadurch zu verbessern, dass man die dem Ausgangstransistor des Verstärkers zugeführte Spannung sehr nahe bei dem Pegel der Ausgangsspannung hält, so dass der Ausgangstransistor in einem Betriebszustand betrieben werden kann, der jederzeit nur leicht ausserhalb der Sättigung liegt. Wenn der Ausgangstransistor unter diesen Betriebsbedingungen betrieben wird, dann wird der tatsächliche Spannungsabfall über dem Ausgangstransistor ziemlich niedrig gehalten, wodurch die Verlustleistung des Transistors (die gleich der Spannung über dem Transistor mal dem Strom durch den Transistor ist) entsprechend reduziert wird. In der von Jensen angegebenen Schaltung wird ein ziemlich komplizierter Regler verwendet, um die gewünschte Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor aufrechtzuerhalten, wobei Energie in einer induktiven, kapazitiven Schaltung mit Hilfe eines Schalttransistors gespeichert wird, der mit hoher Geschwindigkeit in Abhängigkeit von einem Steuersignal betätigt wird, welches von dem Audio-Eingangssignal abgeleitet wird. Dadurch, dass man den Schalttransistor zwischen dem voll eingeschalteten Zustand und dem voll ausgeschalteten Zustand schaltet, um die gewünschte Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor des Verstärkers zu erhalten, wird der Leistungsverbrauch der Schaltungskombination von Regler und Ausgangstransistor gegenüber dem Leistungsverbrauch abgesenkt, der sich für einen Ausgangstransistor ergibt, der mit

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

4

der üblichen festen Speisespannung betrieben wird. Obwohl die von Jensen angegebene Schaltung einen deutlichen Vorteil hinsichtlich des Verstärkerwirkungsgrades mit sich bringt, ist sie nur dann wirklich wirksam, wenn der Schalttransistor mit hohen Frequenzen betätigt wird, was wiederum im Verstärkerausgangssignal zu einer Interferenzverzerrung aufgrund von Einschwingvorgängen führen kann. Die US-Patentschrift Nr. 4 054 843 (Hanada) beschreibt eine ähnliche Schaltung, wie die von Jensen vorgeschlagene.

Ein alternativer Lösungsversuch zur Erzielung eines verbesserten Verstärkerwirkungsgrades ist in dem US-Patent 3 319 175 (Dryden) beschrieben, welche eine Spannungsversorgung mit abgestufter Ausgangsspannung beschreibt, die in Abhängigkeit vom Spannungspegel am Verstärkerausgang betätigt wird, wobei die kleinste Spannung der am Netzteil verfügbaren Spannungen, die ausreicht, um die gewünschte Verstärkung zu erreichen, an das Leistungsverstärkungsele-ment angelegt wird. Während diese Lösung für die angegebenen Zwecke nützlich ist, verwendet Dryden nur einen einzigen Transistor als Leistungsverstärkungselement für jede Polarität der Ausgangsspannung, so dass über dem Ausgangstransistor die gesamte Differenz zwischen der Spannung an der Last und der zugeführten Versorgungsspannung erscheint. Somit treten beträchtliche Verlustleistungen auf, wenn die Netzschaltung nicht eine grosse Anzahl von diskreten Versorgungsspannungen liefert. Für jede dieser diskreten Spannungen ist jedoch ein besonderer Amplitudenkompara-tor mit zugeordneter Schalteinrichtung erforderlich, wodurch die Kosten für den Netzteil beträchtlich erhöht werden.

Ein weiterer bekannter Lösungsversuch ist in dem US-Patent Nr. 3 622 899 (Elsenberg) gezeigt. Dieses Patent offenbart eine Verstärkerschaltung mit niedriger Verlustleistung, welche mehrere Transistoren enthält, die in Serie zu einem Lastanschluss geschaltet sind, wobei die Transistoren aus zugeordneten Spannungsquellen versorgt werden, welche unterschiedliche Grössen haben und wobei die Transistoren so vorgespannt sind, dass sie in Abhängigkeit von einem Eingangssignal mit zunehmender Grösse als Verstärker in Folge arbeiten. Bei diesem Schaltungstyp wird jeder Ausgangstransistor in die Sättigung getrieben, wenn der Ausgangstransistor für die nächsthöhere Spannung in Betrieb genommen wird, so dass im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall in der Verstärkerausgangsstufe, d.h. die Differenz zwischen der Speisespannung und der Last- oder Ausgangsspannung zu jedem Zeitpunkt nur über einem einzigen Ausgangstransistor auftritt. Bei dieser Schaltungsanordnung werden also Ausgangstransistoren mit beträchtlicher Nennleistung benötigt, solange nicht eine relativ grosse Anzahl von Ausgangstransistoren und von diskreten Versorgungsspannungen vorgesehen sind. Beide Lösungen führen somit zu erhöhten Kosten für den Verstärker. Die US-Patente Nr. 3 772 606 (Woehner) und 3 961 280 (Sampei) beschreiben ähnliche Schaltungsanordnungen, wie sie vorstehend unter Bezugnahme auf das Elsenberg-Patent beschrieben wurden.

Das US-Patent Nr. 3 887 878 (Schade, Jr.) offenbart einen Transistor-Serienverstärker, bei dem mehrere in Serie geschaltete Transistoren in der Ausgangsstufe so vorgespannt sind, dass sich der gesamte Spannungsabfall in der Ausgangsstufe auf sie aufteilt, so dass billigere Bauteile verwendet werden können. Das genannte Patent offenbart jedoch keine Technik für die Verringerung der Gesamtverlustleistung bei solchen Transistoren.

Noch eine andere Technik zur Verringerung der Kosten für Verstärkernetzteile ist im Stand der Technik beschrieben worden. Beispielsweise offenbart das US-Patent Nr. 3 542 953 (Münch, Jr.) eine Technik, gemäss welcher ein einziges Netzteil für zwei Verstärkerteile der Klasse B vorgesehen ist, die dafür bestimmt sind, dasselbe Audio-Signal unter Phasenumkehr des Eingangssignals für den einen Verstärker zu verstärken, damit die Verstärker jeweils abwechselnd den Spitzenstrom aus dem Netzteil ziehen. Münch liefert jedoch keine Anregung, wie diese Technik bei einem System mit zwei Verstärkern, wie z.B. in einem Stereophoniesystem, zum Verstärken von zwei getrennten Signalen angewandt werden kann. Keines der vorstehend diskutierten, vorbekannten Systeme befasst sich direkt mit dem Problem, Gewicht und Kosten des Netzteils dadurch zu verringern, dass das Netzteil selbst in der Weise abgewandelt wird, dass billigere, leichtere Komponenten eingesetzt werden können, während die Fähigkeit zur Lieferung der Leistung für die Verstärkerschaltung aufrechterhalten wird.

Das US-Patent Nr. 3 466 527 (Chun) beschreibt eine Schaltung zur Reduzierung der Kosten und der Grösse einer auf einem Transformator basierenden Spannungsversor-gungsschaltung mit einem in Abhängigkeit vom Lastzyklus gesteuerten Schalter in der Wechselspannungs-Versorgungs-schaltung auf der Primärseite des Transformators. Der Schalter dient dabei der Regelung der Ausgangsspannung auf der Sekundärseite. Die Möglichkeiten für Kosten- und Gewichtsersparnisse bei dem von Chun angegebenen Konzept werden jedoch dadurch erhalten, dass man den in Abhängigkeit vom Lastzyklus gesteuerten Schalter nur während eines Viertelzy-klus-Spannungs-Zeit-Integrals betreibt, wobei keinerlei Hinweis darauf gegeben wird, wie eine solche Schaltkreisgestaltung in einer Audioverstärkerschaltung so verwendet werden könnte, dass, bezogen auf die charakteristischen Eigenschaften des eintreffenden Audiosignals, eine Reduzierung von Gewicht und Kosten für den Netzteil erreichbar wäre.

In dem US-Patent 4 054 843 (Hamada) wird ein Netzgerät für einen Verstärker beschrieben, bei dem die Speisespannung für den Verstärker gesteuert und damit mindestens an ausgewählte Teile des zu verstärkenden Signals angepasst wird. Dieses Patent enthält jedoch keinen Hinweis auf die ganz wesentliche Verkleinerung der Abmessungen des im Netzgerät verwendeten Transformators, die beim Erregen der Primärwicklung mit einer kommerziellen, sinusförmigen Spannung möglich ist, wenn die Einschaltdauer oder das Tastverhältnis entsprechend der Leistungserfordernis des Verstärkers moduliert wird.

Das US-Patent 4 087 850 (Koizumi) beschreibt ein impulsbreites moduliertes Netzgerät zum Erregen der Primärwicklung eines Transformators. Dazu wird die Verwendung einer sehr hohen Impulsfrequenz von 80 bis 200 kHz vorgeschlagen, die von einer gleichgerichteten und gefilterten kommerziellen, sinusförmigen Spannung abgeleitet wird. Für einen Audioverstärker sind derart hohe Frequenzen nicht geeignet, weil sie nur schwer oder gar nicht zu unterdrückende Interferenzen im Ausgangssignal des Verstärkers erzeugen.

Im US-Patent 3 426 290 (Jensen) ist ein Netzgerät mit veränderbarer Spannung offenbart, das für einen Verstärker vorgesehen ist. Auch dieses Netzgerät ermöglicht keine Modulation der Einschaltdauer oder des Tastverhältnisses der zum Erregen der Primärwicklung des Transformators und Speisen des Audioverstärkers verwendeten kommerziellen sinusförmigen Spannung.

Die US-Patente 3 483 425 (Yanishevsky) und 4 021 684 (Macey) betreffen die Höhe der Vorspannung für oder Vormagnetisierung von Verstärkern, enthalten aber keinen Hinweis auf die Modulation der Einschaltdauer oder des Tastverhältnisses der Erregung eines Transformators im Netzteil eines Audioverstärkers.

Es ist darum das Ziel der vorliegenden Erfindung, die aufgezeigten Mängel des Stands der Technik zu beheben und eine Vorrichtung mit einem Niederfrequenzverstärker und einem dafür geeigneten Netzteil zu schaffen, deren Gewicht und Kosten beträchtlich reduziert sind und bei der der Wir5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

5

649 877

kungsgrad des Verstärkers durch eine in Abhängigkeit von dem zu verstärkenden Niederfrequenzsignal modulierte Speisung verbessert wird.

Dieses Ziel wird erfindungsgemäss mit einer Vorrichtung der eingangs genannten Art erreicht, die dadurch gekennzeichnet ist, dass das Steuersignal den Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators während jeder positiven und/oder negativen Halbwelle der sinusförmigen Speisespannung steuert.

Die erfindungsgemässe Vorrichtung ermöglicht, die Primärwicklung des Transformators im Netzteil mit einem pulsierenden Strom zu speisen. Dabei können die Last- oder Arbeitszyklen bzw. das Tastverhältnis in Abhängigkeit von dem zu verstärkenden Signal moduliert werden. Der Lastzyklus kann dabei so gesteuert werden, dass an dem von der Sekundärseite des Transformators gespeisten Ausgang des Netzteils eine dem vom Verstärker abgegebenen Ausgangssignal angemessene Leistung zur Verfügung steht und die Leistung während derjenigen Zeit in dem Zyklus, während der Leerlaufströme durch die Primärwicklung des Transformators fliessen, auf ein Minimum reduziert wird.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist dafür eine Einrichtung vorgesehen, die bewirkt, dass Stromimpulse zu der Primärwicklung des Transformators übertragen werden, und es sind weiter Schalteinrichtungen vorgesehen, die derart auf das zu verstärkende Signal ansprechen, dass sie die Leistung der Impulse, die zur Primärwicklung übertragen werden, regeln. Dies geschieht, um die Leistung der Impulse zu erhöhen und zu verringern, wenn die Amplitude des zu verstärkenden Signals zunimmt oder abnimmt, so dass der Netzteil dem Verstärker eine Leistung liefert, deren Grösse mit dem Leistungsbedarf des Verstärkers verknüpft ist, um so ein dem zu verstärkendem Signal entsprechendes Netzteilsignal zu erhalten. Vorzugsweise werden die Impulse mittels eines Impulsgenerators erzeugt und der oder die Schalter sind mit der Primärwicklung des Transformators verbunden, um den Strom zu der Primärwicklung zu unterbrechen. Weitere Einrichtungen sind vorgesehen, um die Schalter in periodischen Intervallen nicht-leitend zu steuern, um die Stromimpulse zu veranlassen, durch den Transformator zu fliessen.

Die Vorrichtung enthält vorzugsweise auch Modulatoren zur Steuerung der Leistung der Stromimpulse für die Primärwicklung des Transformators. Dies kann durch Steuerung der Dauer der Öffnungszeiten der Schalter erfolgen, in der Weise, dass Impulse kürzerer Dauer die Primärwicklung passieren, wenn die Amplitude des zu verstärkenden Signals relativ klein ist und dass Impulse grösserer Dauer durch die Primärwicklung des Transformators fliessen, wenn die Amplitude des Signals relativ gross ist.

Bei dem Ausführungsbeispiel mit Impulsgenerator können auch Komparatoren vorgesehen sein, welche auf einen ersten Wert ansprechen, der mit der Amplitude des zu verstärkenden Signals verknüpft ist und auf einen zweiten Wert, der mit der Leistung verknüpft ist, die dann von dem Transformator für den Verstärker zur Verfügung steht. Der Komparator ist so ausgebildet, dass er ein Steuersignal mit einem Wert liefert, der mit einer Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Wert verknüpft ist, damit ein Ausgangssignal einer Grösse erhalten wird, welches im wesentlichen der Amplitude des zu verstärkenden Signals entspricht. Der erste Wert ist eine Spannung, deren Grösse mit der Amplitude des zu verstärkenden Signals zunimmt und abnimmt. Der zweite Wert ist eine Spannung, welche mit der Speisespannung an einem ausgangsseitigen Ende des Transformators verknüpft ist. Wünschenswerterweise ist ein Absolutwert-Detektor vorgesehen, der so ausgebildet ist, dass der das zu verstärkende Signal empfängt und ein Gleichstrom-Ausgangssignal erzeugt, welches eine Grösse hat, die mit der Amplitude dieses Signals verknüpft ist. Der Absolutwert-Detektor ist so ausgebildet, dass er sein Gleichstrom-Ausgangssignal als besagten ersten Wert an den Komparator liefert. Vorzugsweise ist auch ein nicht-linearer Spitzendetektor vorgesehen, der so ausgebildet ist, dass er die Gleichspannung vom Absolutwert-Detektor empfängt und eine Ausgangsspannung für den Komparator erzeugt. Die Ausgangsspannung des nicht-linearen Spitzendetektors entspricht dabei dem Ausgangssignal des Absolutwert-Detektors. Der nicht-lineare Spitzendetektor spricht stärker auf relativ schnelle Änderungen der Signalamplitude an und weniger stark auf relativ kleine Änderungen der Signalamplitude. Weitere Vergleichseinrichtungen sind mit den zwei Enden der Sekundärwicklung des Transformators verbunden, um einen Summierwert zu erhalten, der mit einer Differenz in der absoluten Grösse der Spannungen an den Enden der Sekundärwicklung des Transformators verknüpft ist. Diese weiteren Vergleichseinrichtungen sind so ausgebildet, dass sie eine zweite Steuerspannung erzeugen, die mit dem Summierwert verknüpft ist. Die Komparatoren und die weiteren Vergleichseinrichtungen sind so ausgebildet, dass sie ein Steuerausgangssignal übertragen, welches von der relativen Grösse des ersten Steuersignals vom Ausgang des Komparators und des zweiten Steuersignals von den weiteren Vergleichseinrichtungen abhängig ist. Dieses Ausgangssignal dient der Steuerung der Leistung der Stromimpulse in der Primärwicklung des Transformators.

Der Impuls-Generator des Ausführungsbeispiels erzeugt Steuerimpulse mit einer Impulsfolge-Frequenz, welche ausreichend ist, damit jeder Impulszyklus eine Dauer hat, die nicht grösser ist als die Mindestansprechzeit des Verstärkers. Die Impulse werden zum Schalter übertragen, um diesen mit der Impulsfolge-Frequenz ein- und auszuschalten, damit das Fliessen von Stromimpulsen durch die Primärwicklung des Transformators veranlasst wird. Auf diese Weise kann die Ausgangsleistung des Transformators besser an grössere Amplitudenschwankungen des zu verstärkenden Signals angepasst werden.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel des erfindungsge-mässen Netzgeräts mit Transformator ist die Primärseite des Transformators mit einer Wechselstromquelle verbunden, die mit Schalteinrichtungen kombiniert ist, welche so ausgebildet sind, dass sie den Wechselstrom zyklisch in Abhängigkeit von einem Steuersignal unterbrechen, welches von Steuereinrichtungen erzeugt wird, die mit den Schalteinrichtungen verbunden sind, um diese während ausgewählter Teile der Stromzyklen am Eingang des Netzteils in den stromleitenden Zustand zu schalten. Die Steuereinrichtungen veranlassen die Schalter, bei niedrigem Leistungsbedarf des Verstärkers für kürzere Zeitintervalle leitend zu sein und bei höherem Leistungsbedarf des Verstärkers für längere Zeitintervalle. Wünschenswerterweise veranlassen die Steuereinrichtungen die Schalter, während eines späteren Teils jedes Stromimpulses des Speisestroms leitend zu sein. Bei einem Ausführungsbeispiel sind Gleichrichter mit dem Speisestromanschluss und der Primärwicklung verbunden, um zu bewirken, dass nur positive Stromimpulse zu der Primärwicklung gelenkt werden. Die Schalter umfassen dabei spannungsempfindliche Schalteinrichtungen, die bei vorgegebenen Spannungspegeln der Stromimpulse leitend werden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Ausführungsbeispieles umfassen die Schalter einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter, der in Serie zwischen dem Speisestromanschluss und der Primärwicklung des Transformators liegt.

Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des einen Transformator enthaltenden Netzgeräts ist der Speisestromanschluss mit der Primärwicklung verbunden, um zu bewirken, dass an die Primärwicklung ein Wechselstrom angelegt wird. Die Schalter sind dabei spannungsempfindliche Einrichtun5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

6

gen, welche bewirken, dass die Schalter bei vorgegebenen Spannungspegeln während späterer Teile der Stromimpulse leitfähig sind. Bei einer bevorzugten Form dieses Ausfüh-'rungsbeispiels eines Netzgeräts umfassen die Schalter einen ersten Triac, der in Serie zu der Primärwicklung liegt. Die Betätigung des ersten Triacs wird dabei durch eine Schaltung gesteuert, welche sowohl auf die Grösse des zu verstärkenden Signals anspricht als auch auf den Wert der Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Transformators. Der Triac wird veranlasst, während exakt vorgegebener Teile des Lastzyklus zu zünden und regelt so den Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators und die entsprechende Energieübertragung auf die Sekundärwicklung des Transformators.

Bei einer weiteren Ausführungsform eines einen Transformator aufweisenden Netzgeräts ist dem oben diskutierten Triac ausserdem eine Sperrschaltung zugeordnet, mit deren Hilfe der Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators gesperrt werden kann, ehe die normale Halbwelle des speisenden Wechselstroms auf Null abgesunken ist. Eine derartige Sperrschaltung kann einen zweiten Triac enthalten, der wirksam wird, um den ersten Triac in einen nichtleitenden Zustand umzuschalten.

Beim Betrieb der erfindungsgemässen Vorrichtung wird eine Serie von Stromimpulsen durch die Primärwicklung des Transformators geleitet, um zu bewirken, dass Spannungsimpulse an der Sekundärwicklung des Transformators erscheinen. Diese Spannungsimpulse werden an die Eingangsklemmen des Verstärkers angelegt. Dabei wird die Leistung der zu der Primärwicklung übertragenen Impulse erhöht und abgesenkt, wenn die Amplitude des zu verstärkenden Signals zunimmt bzw. abnimmt. Auf diese Weise wird die an den Verstärker gelieferte Leistung dem Leistungsbedarf des Verstärkers angepasst, so dass das Ausgangssignal des Transformators den Signalen entspricht, die verstärkt werden.Vorzugsweise erfolgt dies durch Steuerung der Dauer der Impulse, die der Primärwicklung zugeführt werden. Ein Steuersignal wird erzeugt, indem man einen ersten Wert, der mit der Amplitude des zu verstärkenden Signals verknüpft ist und einen zweiten Wert, der mit dem zu diesem Zeitpunkt von dem Transformator erhältlichen Leistung verknüpft ist, miteinander vergleicht.

Bei einer bevorzugten Betriebsart wird die Leistung dem Verstärker mit einer relativ konstanten Spannung zugeführt. Bei einer Form dieser Betriebsart wird eine Serie von ersten Gleichstromimpulsen durch die Primärwicklung des Transformators geschickt. Die Primärwicklung des Transformators wird dabei während vorgegebener Zeitintervalle während des späteren Teils jedes Impulses leitend, so dass die Stromimpulse durch die Primärwicklung fliessen und den Aufbau eines Magnetfeldes um den Transformator herum bewirken. Während sich das magnetische Feld aufbaut, wird ein wesentlicher Stromfluss in der Sekundärwicklung des Transformators verhindert. Die Sekundärwicklung des Transformators wird nach jedem Stromimpuls in der Primärwicklung leitend, so dass sekundäre Stromimpulse in der Sekundärwicklung fliessen. Diese sekundären Stromimpulse werden Leistungsausgangsklemmen zugeführt. Die primären Stromimpulse werden in Abhängigkeit von dem Leistungsbedarf an den Ausgangsklemmen derart gesteuert, dass das Fliessen primärer Stromimpulse grösserer Leistung während der Zeiten des höheren Leistungsbedarfs an den Ausgangsklemmen bewirkt wird und das Fliessen primärer Stromimpulse mit niedrigerer Leistung während der Zeitintervalle niedrigeren Leistungsbedarfs an den Ausgangsklemmen. Die Leistung der primären Stromimpulse wird durch Verwendung eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters in Serie mit der Primärwicklung gesteuert.

Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter wird bei höheren Spannungspegeln leitend gesteuert, wenn eine grössere Leistung benötigt wird und bei niedrigeren Spannungspegeln, wenn weniger Leistung benötigt wird.

Gemäss einer zweiten Betriebsart wird die Leistung mit einer im wesentlichen konstanten Spannung mittels Wechselstromimpulsen zugeführt, die zur Primärwicklung des Transformators weitergeleitet werden. Die Primärwicklung des Transformators wird dabei während der späteren Teile jedes Halbzyklus der Impulse leitend, so dass durch die Primärwicklung des Transformators positive und negative Stromimpulse fliessen und entsprechende positive und negative Stromimpulse durch die Sekundärwicklung des Transformators fliessen. Bei dieser Betriebsart werden die positiven und negativen Stromimpulse von dem Transformator ausserdem gleichgerichtet, um einen positiven Strom zu einer positiven Ausgangsklemme und negative Stromimpulse zu einer negativen Ausgangsklemme zu übertragen. Ferner werden die Perioden der Leitfähigkeit für die Primärwicklung derart gesteuert, dass die Primärwicklung bei höheren und niedrigem Spannungspegeln der dem Transformator zugeführten Wechselstromimpulse leitend wird, wodurch Stromimpulse grösserer bzw. geringerer Leistung durch die Primärwicklung übertragen werden, und zwar in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf an den Ausgangsklemmen. Ein Triac kann in Serie mit der Primärwicklung geschaltet werden. Dieser Triac kann in Abhängigkeit von einem grösseren Leistungsbedarf an den Ausgangsklemmen bei höherer Spannungspegeln leitend und während der Perioden niedrigeren Leistungsbedarfs an den Ausgangsklemmen bei niedrigeren Spannungspegeln leitend geschaltet werden.

Eine bevorzugte Ausführungsform des Niederfrequenzverstärkers mit hohem Wirkungsgrad enthält in Serie geschaltete Transistoren, die mit Spannungsquellen entsprechend abgestufter Spannungspegel verbunden sind, wobei die Transistoren derart gesteuert werden, dass der Spannungsabfall gleichmässiger über die miteinander verbundenen Transistoren verteilt und auf diese Weise die Nennleistungsforderungen verringert und eine geringere Verzerrung im Verstärkerausgangssignal erzielt wird.

Dazu sind mehrere in Serie geschaltete Ausgangstransistoren als Emitterfolger geschaltet und mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden. Derjenige Transistor, der am nächsten beim Ausgang liegt, ist mit seiner Basis mit Signaleingabeeinrichtungen verbunden. Die übrigen Transistoren werden über ihre Basiselektroden durch Transistorsteuereinrichtungen gesteuert, die bewirken, dass die in Serie geschalteten Transistoren nicht-leitend sind, wenn der Verstärker ein Signal verstärkt, welches eine Amplitude unterhalb einer vorgegebenen Grösse hat. Die Transistorsteuereinrichtungen bewirken, dass der zweite Transistor leitfähig wird, wenn das Eingangssignal eine höhere Grösse hat, so dass Strom mit einer höheren Spannung an den Ausgangsanschluss geliefert wird, mit dem Ergebnis, dass Strom von einem Punkt höherer Spannung zu dem zweiten und dem ersten Transistor und zu dem Ausgangsanschluss fliesst. Bei dieser Ausführungsform sprechen die Transistorsteuereinrichtungen auf die Ausgangsspannung von dem ersten Transistor zu dem Lastanschluss an. Weiterhin sind die Transistorsteuereinrichtungen mit der Basiselektrode eines zweiten Transistors verbunden, so dass der Steuerstrom zur Basiselektrode dieses zweiten Transistors fliesst, wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen Pegel erreicht, worauf der zweite Transistor leitet und einen Strom von dem Punkt höherer Spannung durch den ersten und den zweitenTransistorhindurchzu dem Ausgangsanschluss fliesst.

Vorzugsweise sind die Transistorsteuereinrichtungen derart ausgebildet, dass die ersten Steuereinrichtungen einen Basisstrom zur Basiselektrode des zweiten Transistors ent5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

7

649 877

sprechend der Spannung am Ausgangsanschluss liefern. Dies geschieht in der Weise, dass die Spannung des der Basiselektrode des zweiten Transistors zugeführten Stroms sich als Funktion der Ausgangsspannung ändert, wobei die Spannung des Basisstroms für den zweiten Transistor auf einem Spannungspegel zwischen dem Punkt höherer Spannung und der Ausgangsspannung liegt, mit dem Ergebnis, dass der Spannungsabfall über dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor auf den zweiten Transistor und den ersten Transistor aufgeteilt wird.

Im einzelnen umfassen die Transistorsteuereinrichtungen einen Steuertransistor, der eine erste Elektrode aufweist, die einen Hauptstrom führt und mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist und eine zweite Elektrode, die einen Hauptstrom führt und mit Spannungsteilereinrichtungen verbunden ist, die zwischen dem Ausgangsanschluss und einer zugeordneten Quelle höherer Spannung liegt. Die Basiselektrode des Steuertransistors ist mit einem Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen eines Spannungsteilers verbunden, die ihrerseits zwischen Spannungsquellen höherer und niedrigerer Spannung liegen.

Es sind Dioden vorgesehen, welche den Punkt niedrigerer Spannung mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors verbinden, so dass bei einer Signalspannung, die auf einem höheren Pegel liegt als der Spannungspegel des Punktes niedrigerer Spannung, der Punkt niedrigerer Spannung gegenüber dem Punkt höherer Spannung blockiert wird.

Bei der bevorzugten Ausgestaltung sind zwei Sätze von Transistoren zu einer Gegentaktanordnung geschaltet, wobei jeder Satz zumindest zwei Transistoren umfasst. Ein Satz von Transistoren leitet während der positiven Zyklusteile der Signalspannung, und der andere Satz leitet während der negativen Zyklusteile der Signalspannung. Der erste Satz ist mit Punkten grösserer und kleinerer positiver Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators verbunden, während der andere Satz von Transistoren mit Punkten grösserer und kleinerer negativer Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist. Die ersten und die zweiten Steuereinrichtungen arbeiten im wesentlichen in der gleichen Weise, wie dies vorstehend beschrieben wurde.

Bei der beschriebenen Betriebsweise wird ein Signal verstärkt, indem man das Signal an die Basiselektrode eines ersten Transistors leitet, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit einem Lastanschluss verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer Quelle niedrigerer Spannung verbunden ist. Der Strom fliesst dann von der Quelle niedrigerer Spannung durch den ersten Transistor während der Zeiten, in denen die Amplitude des Signals in einem niedrigeren vorgegebenen Bereich liegt.

Während der Perioden, in denen das Signal in einem höheren vorgegebenen Bereich liegt, wird ein Steuerstrom zu einer Basiselektrode eines zweiten Transistors geleitet. Dieser zweite Transistor hat eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit der zweiten, einen Hauptstrom führenden Elektrode des ersten Transistors verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer Quelle höherer Spannung verbunden ist. Bei dieser Betriebsweise liegt der Basisstrom, der zur Basiselektrode des zweiten Transistors geleitet wird, auf einem Spannungspegel zwischen einer Spannung an dem Anschluss höherer Spannung und einer Spannung an dem Lastanschluss. Auf diese Weise wird der Spannungsabfall über dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor auf beide Transistoren aufgeteilt. Bei noch einer anderen Ausführungsform der Vorrichtung umfasst der Niederfrequenzverstärker einen primären Ausgangstransistor, dessen Basis auf das Niederfrequenzsignal anspricht und dessen Emitter-Kollektor-Kreis zwischen eine erste Speisespannung und den Verstärkerausgang geschaltet ist. Ein zweiter und ein dritter Transistor sind mit ihren Emittern über Dioden mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden, während ihre Kollektoren mit einer zweiten bzw. einer dritten Speisespannung verbunden sind, die höher sind als die erste Speisespannung. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind Steuerschaltungseinrichtungen vorgesehen, die auf das Ausgangssignal des Verstärkers ansprechen, um den zweiten und den dritten Transistor nacheinander in den leitfähigen Zustand schalten, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers die erste bzw. die zweite Speisespannung übersteigt. Aufgrund dieser Ausgestaltung erfolgt der Spannungsabfall in der Ausgangsstufe des Verstärkers auf eine der drei folgenden Arten:

a) allein über den ersten Transistor,

b) allein über den ersten und den zweiten Transistor oder c) allein über den ersten und dritten Transistor.

Bei noch einer andern Ausführungsform der Vorrichtung enthält der Netzteil einen Transformator, dessen Primärwicklung von einem Wechselstrom-Lastzyklus gespeist wird, der durch einen Festkörperschalter moduliert wird, welcher seinerseits durch ein Phasenschiebernetzwerk gesteuert wird, bei dem der Betrag der Phasenverschiebung eine Funktion der Ausgangsspannung des Netzteils und des Niederfrequenzsignals ist, welches verstärkt wird. Das Phasenschiebernetzwerk kann mittels eines durch Lichtphotonen angekoppelten Verbindungselementes mit dem Steuerkreis verbunden sein, welches auf die Ausgangsspannung des Netzteils und auf ein Signal anspricht, welches dem Niederfrequenzsignal folgt, das verstärkt wird. Auf diese Weise kann der Lastzyklus des Wechselstromsignals, welches an die Primärwicklung des Transformators angelegt wird, moduliert, und die Grösse des Stromflusses durch die Primärwicklung so eingestellt werden, dass sie gerade ausreicht, um den Leistungsbedarf des Verstärkers zu decken, wodurch die Leerlaufströme in der Primärwicklung beträchtlich reduziert werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann die Netzteilschaltung mit Möglichkeiten zum automatischen Abschalten in Abhängigkeit vom Auftreten einer der folgenden Bedingungen ausgestattet sein: bei einem Überstrom oder einer Überspannung am Verstärkerausgang oder bei einem Gleichstromfehler in der Verstärkerschaltung.

Bei noch einem anderen Ausführungsbeispiel ist die in ihren Lastzyklen gesteuerte Netzteilschaltung mit einem Transformator ausgestattet, bei dem das Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung unter 1,0 liegt, wobei eine Primärinduktion von über 30 mH vorgesehen ist, und wobei die Wicklung mit einer Drahtstärke gewickelt wird, deren Drahtnummer über der Nummer 18 liegt, wenn der Transformator verwendet wird, um aus einem üblichen Wechselstrom mit einer Spannung von 117 bis 125 V und einer Frequenz von 60 Hz einer Ausgangsleistung von etwa 1000 W bei einer maximalen Ausgangsgleichspannung von ± 75 V zu erzeugen.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung mit Hilfe der Figuren beschrieben.

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm, welches das Grundkonzept der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Netzteils und eines Verstärkers;

Fig. 3 ist ein Schaltbild des Netzteils und des Verstärkers gemäss Fig. 2;

Fig. 4 eine Abwandlung der Schalterschaltung zur Steuerung des Betriebs des Netzteils gemäss Fig. 3;

Fig. 5 ist ein Schaltbild eines abgestufte Spannungen liefernden Netzteils;

Fig. 6A, 6B und 6C zeigen verschiedene Stromzyklus-Wellenformen, die durch die Primärwicklung des Netzteils gemäss Fig. 5 fliessen;

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

Fig. 7A ist eine abgewandelte Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen;

Fig. 7B ist eine erste Abwandlung der Schalterschaltung zur Steuerung des Betriebs des für abgestufte Spannungen vorgesehenen Netzteils gemäss Fig. 7A;

Fig. 7C ist eine zweite Abwandlung der Schalterschaltung für die Steuerung des Betriebs des Netzteils für abgestufte Spannungen gemäss Fig. 7A;

Fig. 8A bis 8C zeigen verschiedene Stromzyklus-Wellenformen, welche durch die Primärwicklung des Netzteils gemäss Fig. 7A fliessen ;

Fig. 9A bis 9C zeigen verschiedene Stromzykluswellenfor-men, welche durch die Primärwicklung eines mit den Schaltungen gemäss Fig. 7B oder 7C geschalteten Netzteils fliessen;

Fig. 10A ist ein Schaltbild eines üblichen Netzteils und eines Niederfrequenzverstärkers ;

Fig. 10B ist ein Diagramm der typischen Perioden des leitenden Zustands einer konventionellen Transformator-Sekun-därwicklung des in Fig. 10A gezeigten Typs;

Fig. IOC ist ein Diagramm der typischen Perioden des leitenden Zustands einer Transformator-Sekundärwicklung;

Fig. 10D ist ein Diagramm der Spitzenlast während der Perioden des leitfähigen Zustandes einer Transformator-Sekundärwicklung ;

Fig. 11 ist eine abgewandelte Ausführungsform eines Gegentaktverstärkers, welcher geeignet ist, abgestufte Spannungen von einem Netzteil zu empfangen;

Fig. 12A, 12B und 12C sind Diagramme der Spannungsabfälle über den Gegentakttransistoren, die bei dem Verstärker gemäss Fig. 11 verwendet werden;

Fig. 13 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Verstärkers;

Fig. 14 ist ein Diagramm der Ausgangsspannung des Verstärkers, der in Fig. 13 gezeigt ist;

Fig. 15A und 15B sind Schaltbilder einer bevorzugten Ausführungsform des linken Kanals eines Verstärkers ;

Fig. 16 zeigt einen Teil des rechten Kanals eines Verstärkers; und

Fig. 17 zeigt ein Schaltbild eines Netzteils für die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der verschiedene Sicherheitssteuerungsmassnahmen in die Schaltung eingebaut sind.

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein extrem schematisches Schaltbild eines Verstärkerkreises 2 und eines Netzteils 4 dargestellt, die gemäss der Erfindung ausgebildet sind. Die elektrische Energie wird dem System mittels einer oszillierenden Leistungsversorgung 6 zugeführt, welche die Form eines Impulsgenerators oder einer Quelle handelsüblichen Stroms annehmen kann, wie z.B. eines üblichen 117 bis 125 V, 60 Hz Wechselstroms. Die Primärwicklung 8 eines in spezieller Weise ausgebildeten Transformators 10 geringen Gewichts ist mit der oszillierenden Leistungsversorgung 6 über einen Last-zyklus-Steuerkreis 12 verbunden, der so ausgebildet ist, dass er die der Primärwicklung 8 zugeführte Energie zumindest in teilweiser Abhängigkeit von einem charakteristischen Merkmal des Audiosignals moduliert, welches von dem System verstärkt werden soll, um mittels eines Lautsprechers 14 in Schall umgewandelt zu werden. Das charakteristische Merkmal bzw. die Kenngrösse des Audiosignals kann direkt über den Audioeingangssignalleiter 16 zugeführt werden oder über eine Rückkopplungsleitung 18 geliefert werden, die mit dem Audioverstärkerausgang 20 verbunden ist. Wie weiter unten noch detaillierter erläutert werden wird, eröffnet das Vorsehen der Lastzyklussteuerung 12 im Versorgungskreis der Primär,vicklung 8 die Möglichkeit, wesentlich leichtere Transformatoren zu verwenden, als dies bisher für erforderlich gehalten wurde.

Die Sekundärwicklung 22 des Transformators ist mit einem Gleichrichter- und Verstärker-Netzteil 24 verbunden, welches so ausgebildet ist, dass es an den Verstärker 2 eine ■ Gleichspannung als Versorgungsspannung liefert, welche die Form einer Spannung annehmen kann, die sich in ihrer Amplitude stark in Abhängigkeit von Amplitudenänderungen des eingangsseitigen Audiosignals ändert oder die in Form einer relativ konstanten Ausgangsspannung vorliegen kann. Wenn der letztgenannte Typ eines Verstärkernetzteils verwendet wird, dann kann eine Spannungsrückkopplungsleitung 26 verwendet werden, um die Lastzyklussteuerung 12 zu veranlassen, die der Primärwicklung 8 zugeführte Leistung in ihrer Grösse einzustellen, um das Aufrechterhalten einer konstanten Ausgangsspannung der Verstärkernetzteilschaltung 24 zu unterstützen.

Wie weiter unten ebenfalls noch mehr ins einzelne gehend erläutert wird, ist der Verstärker 2 speziell so ausgebildet,

dass er den Einsatz billiger Transistorkomponenten niedriger Nennleistung ermöglicht. Wenn der Verstärker gemäss der Erfindung ausgebildet ist, kann er derart betrieben werden, dass die Wärmemenge, die von den Kühlblechen in der Ausgangsstufe des Verstärkers abgeleitet werden muss, auf ein Minimum reduziert wird. Diese Betriebsweise ermöglicht ferner eine Reduzierung des Gewichts des Systems aus Verstärker und Netzteil, weil kleinere und leichtere Kühlbleche verwendet werden können, als sie bisher für Verstärker mit vergleichbarer Ausgangsleistung benötigt wurden. Im einzelnen enthält der Verstärker, der ein Gegentaktverstärker der Klasse B sein kann, mindestens ein Paar von Ausgangstransistoren 30 und 32 zum Verstärken des Audiosignals, welches auf der Leitung 16 den betreffenden Basiselektroden derselben zugeführt wird. Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Verstärker 2 zusätzliche Transistoren 34 und 36, die in Serie mit dem Transistor 30 bzw. dem Transistor 32 geschaltet sind, um, falls erforderlich, dem Verstärkerausgang 20 höhere absolute Speisespannungspegel zuzuführen. Wenn diese höheren Spannungen nicht erforderlich sind, bleiben die Transistoren 30 und 32 nicht-leitend, was durch Speisespannungssteuereinrichtungen 38 bzw. 40 bestimmt wird. Wenn die Transistoren 34 und 36 nicht-leitend sind, wird die Spannung den Kollektoren der Transistoren 30 und 32 über Dioden 42 bzw. 44 zugeführt, die ihrerseits mit Anzapfungen 46 bzw. 48 niedrigerer Spannung des Verstärkernetzteils 24 verbunden sind. Um die Anforderungen an die Nennleistung der Transistoren 30 bis 36 noch weiter zu verringern, sind die Steuereinrichtungen 38 und 40 so ausgebildet, dass sie dafür sorgen, dass der Spannungsabfall auf die Transistorpaare 30, 34 und 32,36 gleichmässig aufgeteilt wird, wenn die Transistoren 34 bzw. 36 leitend sind. Die Art und Weise, in der dies erreicht wird, und die günstigen Ergebnisse, die sich daraus ergeben, werden weiter unten noch näher diskutiert.

Nunmehr wird auf Fig. 2 bezug genommen, die in Blockdiagramm darstellt, welches ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. Es ist ein Lautsprecher 100 vorgesehen, welcher von einem Verstärker 102 getrieben wird, der seinerseits seine Leistung von einem Transformator 104 ableitet, welcher eine Primärwicklung 104a und eine Sekundärwicklung 104b besitzt. Der Lautsprecher 100 und der Verstärker 102 sind in üblicher Weise ausgebildet oder können in üblicher Weise ausgebildet sein. Wie die Zeichnung zeigt, enthält der Verstärker ein Paar von Transistoren 106 und 108, welche Signaleingangsanschlüsse 110 bzw. 112 besitzen, über die ein Audiosignal in den Verstärker 102 eingeleitet wird. Die positiven Teile des Audiosignals bewirken, dass der Transistor 106 leitend wird, während die negativen Teile des Audiosignals bewirken, dass der Transistor 108 leitend wird, derart, dass ein Ausgangsstrom, der dem Audiosignal entspricht, dem Lautsprecher 100 zugeführt wird. Speziell bei

8

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

dem betrachteten Ausführungsbeispiel ist der Verstärker 102 so ausgebildet, dass er mit maximaler Ausgangsleistung arbeitet, wenn an dem Transistor 106 eine Spannung von + 80 V angelegt wird und an den Transistor 108 eine Spannung von -80 V.

Damit die Bedeutung der vorliegenden Erfindung gewürdigt werden kann, wird die Aufmerksamkeit nunmehr auf den Transformator 104 gerichtet. In einem üblichen Leistungsverstärker, beispielsweise einem 400-W-Verstärker, würde der Leistungstransformator mindestens 9 kg wiegen. Der Grund hierfür ist folgender: Der Stromfluss in der Primärwicklung ist gleich der Eingangsspannung multipliziert mit der Zeit, für die die Spannung angelegt wird, und geteilt durch die Induktivität des Transformators. Für eine zeitlich variable Eingangsspannung, beispielsweise einen Netzstrom mit 117 V und 60 Hz, enthüllt die Analyse, dass die Induktivität ziemlich gross gemacht werden muss, wenn man den Strom in der Primärwicklung, d.h. den Magnetisierungsstrom, auf einem angemessenen Wert halten möchte. Dies bedingt aber, dass in einem üblichen Hochleistungsverstärker ein grosser, schwerer Transformator verwendet wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 2 kann ein Leistungstransformator 104 mit einer Grösse verwendet werden, die nur ein sehr kleiner Bruchteil der Grösse eines Transformators eines konventionellen Verstärkers mit vergleichbarer Ausgangsleistung ist. Speziell beim Ausführungsbeispiel wiegt der Transformator 104 nur etwa 0,2 kg bzw. 'Ao des Gewichts des Transformators eines typischen bekannten Verstärkers mit derselben Nennleistung. Der Grund für diese phänomenale Reduzierung der Transformatorgrösse besteht darin, dass es die vorliegende Erfindung gestattet, die Induktivität des Transformators 104 gemäss der Erfindung relativ klein zu machen. Wenn eine Spannung über der Primärwicklung 104a des Transformators angelegt wird, steigt der Magnetisierungsstrom rapide an. Innerhalb einiger Mikrose-kunden hat der Strom einen hohen Wert von näherungsweise 20 A oder dergleichen erreicht, und zu diesem Zeitpunkt wird ein elektronisch gesteuerter Schalter 116 geöffnet. Zu diesem Zeitpunkt ist eine Energiemenge in dem magnetischen Feld gespeichert, welches die Primärwicklung umgibt. Diese gespeicherte Energie kann als analog zu der in dem elektrischen Feld eines Kondensators gespeicherten Energie angesehen werden. Das Öffnen des Schalters 116 hat zur Folge, dass das Feld damit beginnt, zusammenzubrechen, was zur Folge hat, dass die Energie zu der Sekundärwicklung übertragen wird, damit diese die Energie an den Verstärker 102 liefert. Durch Aus- und Einschalten des Schalters 116 mit einer relativ hohen Frequenz, d.h. 20 kHz, werden jede Sekunde an den Verstärker 102 20 000-V-Impulse geliefert.

Die von dem Transformator 104 gelieferte Leistung wird gesteuert, indem man die Zeit steuert, in der der Schalter 116 für jeden Stromimpuls offen ist. Dies wird erreicht, indem man das Audiosignal verfolgt, welches von dem Verstärker 102 zu verstärken ist und dann dieses Verfolgungssignal mit der Spannung vergleicht, die über dem Verstärker 102 angelegt ist. Auf diese Weise wird ein Steuer- bzw. Regelsignal erhalten, welches dazu dient, die Dauer jedes einzelnen Stromimpulses zu regeln, der an die Primärwicklung des Transformators 104 geliefert wird. Mit anderen Worten würde also unter der Annahme, dass der Schalter 116 mit einer Frequenz von 20 kHz geöffnet und geschlossen wird, die Dauer jeder Periode 50 jas betragen. Während der Zeitintervalle, in denen der Leistungsbedarf des Verstärkers 102 niedrig ist, wäre der Schalter 116 während jeder 50-|o,s-Periode für einen relativ langen Bruchteil dieser Zeit offen, beispielsweise 25 bis 35 |is. Wenn der Leistungsbedarf des Verstärkers 102 relativ hoch ist, würde der Schalter 116 in jeder Periode für eine wesentlich kürzere Zeitdauer offen sein.

649 877

Das Audiosignal, welches zu verstärken ist, wird einem Absolutwert-Detektor 118 zugeführt. Dieses Signal kann sowohl positive als auch negative Teile aufweisen. Der Absolutwert-Detektor 118 liefert ein Ausgangssignal, wenn die negativen Teile des Audiosignals positiv werden, während er diese negativen Teile bei der gleichen Grösse, bezogen auf eine Null-Linie, aufrechterhält. Der Ausgang des Absolut-wert-Detektors 118 bewirkt eine Invertierung der negativen Teile des Audiosignals.

Das Ausgangssignal des Absolutwert-Detektors 118 wird dann einem nicht-linearen Spitzendetektor 120 zugeführt, der dadurch gekennzeichnet ist, dass er eine kurze Ansprechzeit für sich schnell ändernde grosse Signale hat, dass er weniger stark auf sich langsam ändernde Signale anspricht und dass er tatsächlich nicht auf kleine Signale anspricht, die um einen willkürlich gewählten Durchschnittspegel pendeln.

Das Ausgangssignal des nicht-linearen Spitzendetektors 120 wird einem Komparator 122 zugeführt. Ausserdem ist eine Ausgangsleistungsrückkopplung 124 vorgesehen, welche auf die Spannung anspricht, die an den Leistungseingangsklemmen des Verstärkers 102 eingeprägt wird. Die Ausgangsleistungsrückkopplung 124 überträgt an den Komparator 122 eine Spannung, die im wesentlichen proportional zu der Spannung an den Leistungseingangsanschlüssen des Verstärkers 102 ist. Der Komparator 122 «vergleicht» dann das Eingangssignal von dem nichtlinearen Spitzendetektor 120 und das Eingangssignal von der Ausgangsleistungsrückkopplung 124, um ein Pegelsignal zu erzeugen, welches im wesentlichen proportional zu den beiden Eingangssignalen ist.

Dieses Regelsignal entspricht im wesentlichen dem Schritt, um den die Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen angewachsen oder abgesunken ist und dient dazu, die Dauer der gleichmässig getakteten Stromimpulse in der Primärwicklung 104a des Transformators 104 zu regeln.

Es ist ein Impulsgenerator 126 vorgesehen, der dazu dient, eine Impulsfolge konstanter Spannung zu erzeugen, bei der die Pausen zwischen den Impulsen etwa die gleiche Dauer haben wie die Impulse selbst. Die Impulse haben die gleiche Frequenz wie die gewünschten Stromimpulse für den Transformator 104. Bei dem betrachteten speziellen Ausführungsbeispiel, bei dem die Impuls-Folgefrequenz der Stromimpulse im Transformator bei 20 kHz liegt, würde das Ausgangssignal des Impulsgenerators 126 die gleiche Impulsfolgefrequenz haben.

Das Ausgangssignal des Impulsgenerators 126 wird einem Umsetzer 128 zum Umsetzen von Rechteck-Impulsen in Dreieck-Impulse zugeführt. Dieser wandelt die Rechteck-Impulse der Impulsfolge vom Ausgang des Impulsgenerators 126 in ein Signal um, dessen einzelne Impulse die Form gleichschenkliger Dreiecke haben, wobei während der Dauer jedes Impulses die Spannung mit einer im wesentlichen konstanten Geschwindigkeit auf einen Spitzenwert in der Mitte des Impulses ansteigt und dann mit einer konstanten Geschwindigkeit während der zweiten Hälfte des Impulses abfällt.

Das Ausgangssignal des Rechteck-Dreieck-Impulsumset-zers 128 wird einem Anstiegszeitmodulator 130 zugeführt, dem ausserdem das Regelsignal von dem Komparator 122 zugeführt wird. Der Modulator 130 kappt tatsächlich den oberen Teil der Dreieck-Impulse, die von dem Rechteck-Dreieck-Impulsumsetzer 128 erzeugt wurden.

Das Ausgangssignal des Rampen- bzw. Anstiegszeitmodulators 130 ist ein Impulssignal mit Impulsen konstanter Spannung und mit derselben Impulsfolgefrequenz, die die Impulsfolge des Impulsgenerators 126 besitzt. Die Dauer jedes Impulses ist der Dauer des nicht beschnittenen Bodenteils der dreieckigen Impulse des Umsetzers 128 direkt proportional. Es kann folglich erkannt werden, dass die Dauer der Impulse von dem Modulator 130 proportional zur Grösse des Regelsi9

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

10

gnals vom Komparator 122 ist.

Die Impulse von dem Anstiegszeitmodulator 130 werden zum Öffnen und Schliessen des Schalters 116 verwendet, derart, dass der Schalter 116 während der Dauer jedes Impulses von dem Anstiegszeitmodulator 130 geschlossen ist. Folglich führt ein Impuls relativ kurzer Dauer zu einem entsprechenden Stromimpuls mit einer relativ geringen Grösse, da dem Strom auf diese Weise nur ein sehr kurzes Zeitintervall zur Verfügung steht, um sich aufzubauen bzw. um «rampenför-mig anzusteigen». Es wird deutlich, dass bei ansteigender Dauer der Spannungsimpulse von dem Modulator 130 die Grösse der Stromimpulse in der Primärwicklung 104a des Transformators entsprechend ansteigt, derart, dass die längsten Impulse von dem Modulator 130 zu einem Stromimpuls in der Primärwicklung des Transformators führen, welcher die grösste Grösse besitzt.

Die Leistung kann der Primärwicklung über einen üblichen Stecker 132 und einen Brückengleichrichter 134 zugeführt werden, der dazu dient, den üblichen Strom mit 110 bis 120 V und 60 Hz in einen Gleichstrom umzuwandeln. Der Brückengleichrichter 134 ist mit dem oberen Anschluss 136 der Primärwicklung 104a des Transformators verbunden. Der untere Anschluss 138 der Primärwicklung 104a des Transformators ist mit dem oben erwähnten Schalter 116 verbunden, der seinerseits mit Erde verbunden ist. Wenn der Schalter 116 leitend ist, fliesst Gleichstrom durch die Primärwicklung 104a.

Die Sekundärwicklung 104b des Transformators 104 besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 140. Der obere Anschluss 142 der Sekundärwicklung 104b ist mit einer oberen, positiven Ausgangsanschluss 144 über eine Diode 146 verbunden, die lediglich erlaubt, dass ein positiver Strom zu dem Ausgangsanschluss 144 geleitet wird. In einer ähnlichen Weise ist der untere Anschluss 148 der Sekundärwicklung 104b mit einem unteren, negativen Ausgangsanschluss 150 über eine zweite Diode 152 verbunden, welche nur die Übertragung negativer Stromimpulse zu dem Ausgangsanschluss 150 zulässt. Es ist ein Paar von Ableitkondensatoren 154,156 vorgesehen, von denen der eine mit dem positiven Ausgangsanschluss 144 an einer Stelle zwischen diesem Anschluss 144 und der Diode 146 verbunden ist und von denen der andere Kondensator 156 mit dem negativen Ausgangsanschluss 150 an einer Stelle zwischen diesem Anschluss 150 und der Diode 152 verbunden ist. Die anderen Plätten der beiden Kondensatoren 154 und 156 sind beide mit Erde verbunden.

Im Hinblick auf die vorstehende Beschreibung versteht man die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung in Bezug auf die Verstärkung eines typischen Audiosignals, beispielsweise des Audiosignals einer musikalischen Komposition. Dieses Signal besteht aus einigen Schwingungen niedrigerer Frequenz (Grundtöne), welchen eine beliebige Zahl von Schwingungen höherer Frequenz (Obertöne) überlagert ist, wobei die Amplitude dieser Schwingungen über einen breiten Bereich schwankt, beispielsweise von dem Schall, der vom vollen Orchester erzeugt wird bis zu dem ruhigen Ton eines einzigen Holzblasinstruments, welches ein melodisches Thema spielt. Was die Amplitudenschwankungen des Signals anbelangt, so spielen sich diese, obwohl solche Amplitudenschwankungen dem Zuhörer in einigen Fällen sehr abrupt erscheinen könnten, in Wirklichkeit, selbst wenn es sich um sehr scharfe Amplitudenänderungen mit irgendeiner grossen Amplitude handelt, im allgemeinen in einem Zeitintervall ab, welches nicht kürzer ist als etwa Viooo s. Beispielsweise ist die Anstiegszeit eines Geräusches, welches durch einen sehr scharfen Schlag erzeugt wird, wie z.B. bei dem Geräusch, welches erzeugt wird, wenn man zwei Holzklötze gegeneinander schlägt, im allgemeinen grösser als '/moo s.

Es soll angenommen werden, dass ein Audiosignal von der Schaltung gemäss Fig. 2 verstärkt werden soll. Dieses Signal würden den beiden Signaleingangsanschlüssen 110 und 112 des Verstärkers 102 zugeführt und ausserdem dem Absolutwert-Detektor 118. Wie oben angedeutet, wird dieses Audiosignal von dem Absolutwert-Detektor 118 in ein Gleichstrom-Signal verwandelt, welches wiederum dem nichtlinearen Spitzendetektor 120 zugeführt wird, um ein «geglättetes» Signal für den Komparator 122 zu liefern.

Da beim ersten Einschalten keine erzeugte Spannung an den Ausgangsanschlüssen 144 und 150 vorhanden ist, wäre das Rückkopplungssignal, welches von der Leistungsausgangsrückkopplung 124 geliefert wird, Null oder im wesentlichen Null. Demgemäss würde der Komparator 122 ein ziemlich starkes Ausgangssignal für den Anstiegszeitmodulator 130 erzeugen. Der Anstiegszeitmodulator 130 würde seinerseits Impulse der gewünschten Frequenz zu dem elektronischen Schalter 116 übertragen, wobei diese Impulse die Maxi-mal-Dauer hätten. Mit anderen Worten würde der Schalter 116 fortfahren, mit der gleichen Frequenz ein- und auszuschalten, aber die Dauer der Einschaltperioden wäre auf einem Maximum. Dementsprechend würden die Stromimpulse, die die Primärwicklung 104a passieren, auf einen Maximalstrom ansteigen und somit die volle Leistung an die Ausgangsanschlüsse 144 und 150 liefern. Innerhalb eines sehr kurzen Zeitintervalls, d.h. innerhalb von etwa 200 jas, würden die Spannungen, die an die Leistungseingangsanschlüsse 158 und 160 des Verstärkers 102 angelegt werden, sich dann bis auf den richtigen Betriebspegel aufbauen.

Zu diesem Zeitpunkt würde die Leistungsausgangsrückkopplung 124 an den Komparator 122 ein Ausgangssignal übertragen, welches mit dem Spannungspegel an den Leistungseingangsanschlüssen des Verstärkers 102 verknüpft wäre. Danach würde der Komparator 122 fortfahren, dem Anstiegszeitmodulator 130 ein Regelsignal zu liefern, welches mit dem Leistungsbedarf des Verstärkers 102 verknüpft wäre. Mit anderen Worten ergibt sich dann, wenn der Komparator 122 ein Eingangssignal von dem nicht-linearen Spitzendetektor 120 empfängt, welches anzeigt, dass die Amplitude des Audiosignals ansteigt, eine grössere Ungleichheit zwischen diesem mit dem Audiosignal verknüpften Signal und dem existierenden Signal der Leistungsausgangsrückkopplung 124, so dass die Spannung des Regelsignals für den Anstiegszeitmodulator 130 ansteigt. Dies wird wiederum bewirken, dass die Stromimpulse durch die Primärwicklung 104a in der Dauer ansteigen, so dass mehr Leistung an den Verstärker 102 geliefert wird und folglich die an den Ausgangsanschlüssen 144 und 150 bereitgestelltön Spannungen ansteigen. Andererseits stellt der Komparator 122, wenn die Amplitude des Audiosignals absinkt, fest, dass die Differenz in dem Signal von dem nichtlinearen Spitzendetektor 120 und demjenigen von der Leistungsausgangsrückkopplung 124 kleiner ist, so dass das von dem Komparator 122 zu dem Modulator 130 übertragene Regelsignal eine niedrigere Spannung hätte. Dies würde wiederum die Dauer der Stromimpulse durch die Primärwicklung 104a verkürzen, so dass weniger Leistung an den Verstärker 102 geliefert würde. Aus der vorstehenden Beschreibung wird ohne weiteres deutlich, dass der Komparator 122 dem Audiosignal effektiv «auf der Spur ist», um die Spannung aufrechtzuerhalten, die auf die Leistungseingangsanschlüsse 158 und 160 des Verstärkers 102 eingeprägt ist, so dass diese Spannungspegel in der Weise verändert werden, dass sie nur mässig über dem Leistungsbedarf des Verstärkers 102 bleiben. In der tatsächlichen Praxis würde sich im allgemeinen ein Spannungsabfall von etwa 5 V über jedem der Transistoren 106 und 108 ergeben. Bei dem speziellen, hier gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Betriebskomponenten der Erfindung so gewählt, dass die Maximal-Spannung, welche über den Anschlüssen 158 und 160 des Verstärkers 102

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

11

649 877

liegen würde, + 80 V und - 80 V betragen würde.

Hinsichtlich eines weiteren vorteilhaften Merkmals der vorliegenden Erfindung wird die Aufmerksamkeit auf die beiden, als Shunt geschalteten Kondensatoren 154 und 156 gelenkt. Für die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung ist das Merkmal eigentümlich, dass zu jedem bestimmten Zeitpunkt nur eine relativ kleine Leistungsmenge in den beiden Kondensatoren 154 und 156 gespeichert werden braucht, um auf einen schnellen Anstieg im Leistungsbedarf des Verstärkers 102 reagieren zu können. Der Grund hierfür besteht darin, dass die Leistungsimpulse durch die Primärwicklung 104a eine so hohe Frequenz haben und dass die Ansprechzeit zum Erhöhen der Dauer und damit zum Erhöhen der Leistung dieser Stromimpulse in dem Transformator 14 sehr kurz gehalten werden kann, so dass der Transformator 14 in Bruchteilen einer ms damit beginnen kann, die volle Leistung an den Verstärker 102 zu liefern. Folglich können für die Kondensatoren 154 und 156 vernünftig kleine Kapazitätswerte gewählt werden, wodurch weitere Einsparungen sowohl hinsichtlich des Gewichts als auch hinsichtlich der Kosten erreicht werden.

Ein weiteres wünschenswertes Merkmal der Erfindung besteht in dem Wirkungsgrad der erreicht wird. Es soll angenommen werden, dass die Schaltkreiskonstanten so gewählt wurden, dass eine konstante Spannung von 5 V über jedem der Verstärkertransistoren 106 und 108 hervorgerufen wird. Es soll weiter angenommen werden, dass der Widerstand der Last, d.h. des Lautsprechers 100 8 Ohm beträgt. Es sollen nun (unter diesen Voraussetzungen) drei Situationen geprüft werden:

1. Wenn die Spannung, die an den Verstärker 102 angelegt wird, + 25 V und - 25 V beträgt,

2. wenn die an den Verstärker angelegte Spannung +35 V und — 35 V beträgt und

3. wenn die angelegte Spannung + 45 V und — 45 V beträgt.

Die Ausgangsleistung ist gleich der quadrierten Spannung geteilt durch den Widerstand. Für den ersten Fall, in dem + 25 V und — 25 V angelegt sind, würde sich ein Spannungsabfall von 5 V über jeden Transistor 106 und 108 ergeben, wenn jeder leitend ist und ein Spannungsabfall von 20 V über der Last von 8 Ohm. Die tatsächliche Ausgangsleistung würde dann 202:8 = 50 W betragen. Der Verlust an jedem Transistor 106 und 108 würde 12,5 W betragen. Es würden also von der insgesamt benötigten Leistung von 62,5 W (50 W + 12,5 W) 50 W tatsächlich in dem Lautsprecher genutzt, mit einem Wirkungsgrad von 80%.

Im zweiten Fall, in dem die über dem Verstärker 102 angelegte Spannung zwischen + 35 V und — 35 V liegt, würde für die an den Lautsprecher gelieferte Leistung folgendes gelten: 302:8 = 112 W. Die Verlustleistung in den Transistoren 106 und 108 würde 18,75 W betragen, was einen Wirkungsgrad von 85,7% ergibt.

In dem dritten Fall, in dem die an dem Verstärker 102 angelegte Spannung + 45 V und — 45 V beträgt, würden 200 W tatsächlich in dem Lautsprecher 100 genutzt, während nur 25 W als Verlustleistung in den Transistoren 106 und 108 verbraucht würden, was einen Wirkungsgrad von 88,8% ergibt.

Bei einem konventionellen Verstärker, bei dem in jedem Augenblick die volle Spannung von + 80 V und — 80 V an Verstärkerleistungseingangsanschlüssen eingeprägt wird, würde der Wirkungsgrad für die drei oben beschriebenen Situationen bei 25%, 37% bzw. 50% liegen. Da der Wirkungsgrad des Apparates gemäss vorliegender Erfindung ziemlich hoch ist, wird nur eine vergleichsweise geringe Energiemenge in den Transistoren 106 und 108 verbraucht. Aus diesem Grund können die Kühlbleche für diese Transistoren 106 und 108 ziemlich klein gemacht werden. Es hat sich gezeigt, dass aufgrund dieser verschiedenen Gewichtsersparnisse erfin-dungsgemäss ein Leistungsverstärker mit einer Nennleistung von 400 W und mit einem Gesamtgewicht des Apparats von nur 5,5 kg gebaut werden kann.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 soll die Schaltung des Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, welches in Fig. 2 gezeigt ist, nun detaillierter beschrieben werden. Der Stecker 132 kann mit einer üblichen Wandsteckdose verbunden werden, welche eine Spannung von 110 bis 120 V bei 60 Hz liefert. Der Stecker ist mit dem Brückengleichrichter verbunden, der aus vier Dioden D101, D103, D105 und D107 aufgebaut und so ausgebildet ist, dass er einen positiven Gleichstrom zu der Primärwicklung 104a liefert. Ein kleiner Kondensator 162 mit einer Kapazität von 52 000 uF liegt zwischen dem Ausgang des Brückengleichrichters 134 und Erde, um zu verhindern, dass das Gleichstromausgangssignal des Brückengleichrichters 134 auf Null geht. Der Absolutwert-Detektor 118 besitzt zwei Eingangsanschlüsse 164 und 166, welche so angeordnet sind, dass sie ein Eingangssignal von einer Stereo-Plattenspielereinheit empfangen. Die zu den Anschlüssen 164 und 166 übertragenen Signale werden anschliessend über einen Satz von vier Dioden Dl09, Dl 11, Dl 13 und Dl 15 zu einem Operationsverstärker 168 übertragen. Die Dioden Dl09 bis Dl 15 sind so geschaltet, dass immer dann, wenn ein relativ starkes Signal an einem der Eingänge 164 und 166 vorhanden ist, ein relativ schwaches Signal an dem anderen Eingang 164 und 166 vorhanden ist, wobei der höchste Wert zu dem Operationsverstärker 168 übertragen wird. Der höchste negative Wert wird dabei die Dioden DI09 und 113 passieren, während der höchste positive Wert die Dioden Dill und Dl 15 passieren wird. Wie oben angedeutet, ist das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 168 ein Ausgangssignal, bei dem die negativen Teile des Audiosignals positiv gemacht worden sind.

Dieses Signal fliesst durch eine Diode 117 des nicht-linearen Spitzendetektors 120. Signale mit hohem Wert liegen innerhalb der Betriebsenveloppe der Dioden 119 und 121 und werden somit sofort durchgelassen, wobei der Kondensator 170 eine konstantere Ausgangsspannung liefert. Kleinere Signaländerungen werden grösstenteils von dem Widerstand R101 und den Dioden Dl 19 und D121 blockiert.

Das Ausgangssignal von dem nicht-linearen Spitzendetektor fliesst durch einen Widerstand R103 hindurch zu einem Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 172 des Kom-parators 122. Das Eingangssignal für den anderen Anschluss des Operationsverstärkers stammt von der Leistungsausgangsrückkopplung 124. Die Leistungsausgangsrückkopplung enthält zwei Widerstände R105 und R107, die in Serie zu dem positiven Eingangsanschluss 158 des Verstärkers 102 geschaltet sind und einen dritten Widerstand R109, der zwischen Erde und einem Punkt zwischen den Widerständen R105 und 107 liegt. Die Widerstände R105 bis R109 setzen die Spannung von dem Pegel an dem Anschluss 158 um eine Stufe auf weniger als 15V herab, was eine Spannung ist, die der Operationsverstärker 172 verarbeiten kann. Der Operationsverstärker besitzt einen Widerstand RI 11 zum Liefern einer Rückkopplungsspannung.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 172 wird über einen Widerstand R113 zu dem Anstiegszeitmodulator 130 übertragen. Zwischen dem Ort des Widerstandes R113 und dem Modulator 130 ist eine Diode 123 geschaltet, welche Signale von dem Verstärker 172 durchlässt, die über einem gewissen Wert bezogen auf Erde liegen.

Der Impulsgenerator 126 kann als einer aus einer Anzahl von handelsüblichen Impulsgeneratoren, beispielsweise vom Typ Fairchild US 78540 vorgesehen werden. Wie hier gezeigt, enthält dieser Impulsgenerator einen Operationsverstärker 174 mit zwei Widerständen R115 und R117, die als Rück5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

12

kopplungsschleifen vorgesehen sind. Ein Eingangsanschluss 176 des Operationsverstärkers ist mit der einen Platte eines Kondensators 178 verbunden, während die andere Platte des Kondensators 178 mit Erde verbunden ist. Der andere Anschluss des Operationsverstärkers 176 ist über einen Widerstand Rl 19 mit Erde verbunden.

Der Rechteck-Dreieck-Impulsumsetzer 128 enthält einen Widerstand R121, dem die Spannungsimpulse von dem Impulsgenerator 126 zugeführt werden. Der Widerstand R121 ist mit einer Platte eines Kondensators 180 verbunden, dessen andere Platte mit Erde verbunden ist. Der Kondensator 180 wandelt die Rechteck-Impulse des Signals von dem Generator 126 in dreieckig geformte Impulse um. Die dreieckig geformten Impulse werden über einen Eingangsanschluss eines Verstärkers 182 übertragen, welcher die dreieckigen Impulse einfach verstärkt und sie zu dem Anstiegszeitmodulator 130 überträgt. Der Verstärker 182 besitzt einen Rückkopplungswiderstand R123, der mit dem anderen Eingangsanschluss desselben verbunden ist und ausserdem einen Widerstand R125, der zwischen dem anderen Eingangsanschluss und Erde liegt.

Der Anschlusszeitmodulator 130 kann ein Differentialverstärker üblicher Bauart, beispielsweise vom Typ TL0074 der Firma Texas Instruments Corporation sein. Wie hier gezeigt, enthält dieser Modulator 130 zwei Transistoren Q101 und Q103, die die beiden Spannungen vergleichen, die den beiden Basisanschlüssen der Transistoren Q101 und Q103 zugeführt werden, wobei der Transistor, dem das niedrigere Eingangssignal zugeführt wird, leiten wird. Die Emitter der zwei Transistoren Q101 und Q103 sind über den Widerstand P127 mit einer positiven Spannungsquelle verbunden. Also soll zum Zwecke der Illustration angenommen werden, dass das Signal von dem Dreieck-Impuls-Umsetzer 128 an den Transistor Q101 angelegt wird und das Regelsignal von dem Operationsverstärker 172 in dem Komparator 122 an den Transistor Q103. In diesem Fall werden die Teile der dreieckigen Impulse, die über der Regelsignalspannung liegen, den Transistor Q103 veranlassen, zu leiten. Der Kollektor des Transistors Q103 ist über einen Widerstand R129 mit einem Anschluss für eine negative Spannung verbunden, wobei der Widerstandswert von R127 beträchtlich grösser ist als der Widerstandswert von R129. Folglich geht der Punkt 184 zwischen dem Transistor Q103 und dem Widerstand R129, wenn der Transistor Q103 nicht leitend ist, nach minus und bewirkt, dass ein Transistor Q105 leitend wird, der seinerseits bewirkt, dass der Transistor Q107 leitend wird und dass der Transistor Q109 nicht leitend ist. Folglich ist das Ausgangssignal des Anstiegszeitmodulators 130 eine Folge von Impulsen, wobei die Dauer jedes Impulses mit dem Teil des dreieckförmigen Signals von dem Umsetzer 128 zusammenfällt, welches unter der Spannung des Regelsignals liegt.

Der Schalter 116 weist einen ersten Transistor Q111 auf, dessen Ausgang mit den Basisanschlüssen zweier parallel geschalteter Transistoren Q113 und Q115 verbunden ist.

Wenn also der Transistor Q111 leitend wird, veranlasst er die zwei Transistoren Q113 und Qll5 zu leiten und ermöglicht dadurch, dass ein Stromimpuls durch die Primärwicklung 104a des Transformators 104 fliesst. Wenn der Transistor Q111 in Abhängigkeit von der Beendigung des Impulses von dem Anstiegszeitmodulator nicht leitend wird, werden auch die Transistoren Q113 und Q115 nicht leitend, und der Schalter 116 öffnet. Das magnetische Feld, welches in der Primärwicklung 104a durch den Stromimpuls geschaffen wurde, bricht anschliessend zusammen und bewirkt dadurch einen Energietransport zwischen der Primärwicklung 104a und der Sekundärwicklung 104b. Auf diese Weise wird die Leistung an den Verstärker 102 geliefert.

Eine Abwandlung der Schaltung gemäss Fig. 3 ist in Fig. 4

gezeigt. In Fig. 4 sind nur diejenigen Teile der Schaltung gemäss Fig. 3 gezeigt, die für eine richtige Orientierung der in Fig. 4 gezeigten Bauteile gegenüber den anderen Bauteilen gemäss vorliegender Erfindung erforderlich sind.

Der Grund für die Modifikation gemäss Fig. 4 besteht darin, dass in einigen Fällen die Spannung am negativen Eingangsanschluss 160 des Verstärkers 102 eine absolut Grösse haben kann, welche zu niedrig, bezogen auf die Spannung am positiven Anschluss 158 an. In diesem Fall wäre es wünschenswert, das von dem Operationsverstärker 172 des Kom-parators 122 erzeugte Signal zu überlaufen und ein Korrektursignal grösserer Grösse an den Anstiegszeitmodulator 130 anzulegen. Dies wird in der Schaltung gemäss Fig. 4 auf folgende Weise erreicht: die Leistungseingangsanschlüsse 158 und 160 des Verstärkers 102 werden jeweils durch einen zugeordneten Widerstand R401 und R403 mit einem Summierpunkt 400 verbunden. Das Ausgangssignal von dem Summierpunkt 400 ist eine Spannung, welche gleich der algebraischen Summe der Spannungen an den Verstärkereingangsanschlüssen 158 und 160 ist. Wenn also die absolute Grösse der negativen Spannung grösser ist als die absolute Grösse der positiven Spannung (-40 V und +30 V), dann wäre das Ausgangssignal am Summierpunkt 400 ein negativer Wert (beispielsweise — 10 V). Wenn im Gegensatz die positive Spannung an dem Anschluss 158 eine absolute Grösse besitzt, die grösser ist als diejenige der negativen Spannung an dem Anschluss 160, dann ist die Ausgangsspannung an dem Summierpunkt 400 positiv.

Der Summierpunkt 400 besitzt eine erste Verbindung über eine Diode D401 und einen Widerstand R405 zu dem negativen Anschluss des Operationsverstärkers 402. Der Summierpunkt 400 besitzt eine zweite Verbindung über eine weitere Diode D403 mit dem positiven Anschluss des Operationsverstärkers 402. Die Diode D401 lässt nur einen negativen Strom passieren, während die Diode D403 nur einen positiven Strom passieren lässt. Am Verbindungspunkt der Diode D403 mit dem Operationsverstärker 402 ist ein Widerstand R407 mit Erde verbunden. Es ist auch ein Widerstand R409 vorgesehen, um eine Rückkopplung zu dem negativen Anschluss des Operationsverstärkers zu liefern. Der Ausgang des Operationsverstärkers 402 führt über eine Diode D405, welche nur einen positiven Strom zu dem Widerstand Rl 13 fliessen lässt. Es ist auch eine Diode D407 vorgesehen, welche positive Signale von dem Operationsverstärker 172 des Komparators zu dem Widerstand Rl 13 fliessen lässt.

Wenn die Spannungen an den Anschlüssen 158 und 160 gleich sind, dann ist das Ausgangssignal vom Summierpunkt 400 Null. Unter diesen Voraussetzungen würde sich, wenn die negative Spannung am Anschluss 160 grösser als die positive Spannung am Anschluss 158, ein negatives Ausgangssignal vom Summierpunkt 400 ergeben, welches über die Diode D401 zu dem Verstärker 402 übertragen würde, welcher dann ein Ausgangssignal über die Diode D405 erzeugen würde. Wenn die Differenz zwischen den Spannungen an den Anschlüssen 158 und 160 ausreichend gross ist, dann überläuft dieses Signal das Signal von dem Operationsverstärker 172, welches durch die Diode D407 zugeführt wird und veranlasst den Anstiegszeitmodulator 130, die Leistung der Stromimpulse zu erhöhen und so die Differenz zwischen den absoluten Grössen der Spannungen an den Anschlüssen 158 und 160 zu korrigieren.

In den Fällen, in denen die positive Spannung an dem Anschluss 158 höher ist als die negative Spannung an dem Anschluss 160, ist das Ausgangssignal von dem Summierpunkt 400 positiv und folglich wird über die Diode 403 eine positive Spannung zu dem Verstärker 402 übertragen, welcher daraufhin ein Ausgangssignal erzeugt. Da jedoch die Spannung an dem Anschluss 158 bereits relativ hoch ist, ist das

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

13

649 877

Signal von dem Verstärker 172 in den meisten Fällen ausreichend gross, um das Signal von dem Operationsverstärker 402 zu beherrschen und ein Regelsignal ausreichender Stärke zu liefern, welches den Anstiegszeitmodulator 130 veranlasst, die Dauer der Leistungsimpulse zu dem Transformator 104 zu erhöhen und so die Ungleichheit in der absoluten Grösse der Spannungen an den Anschlüssen 158 und 160 zu korrigieren.

Wie oben ausgeführt, treten die grösseren Amplitudenänderungen, wenn der Verstärker gemäss vorliegender Erfindung als Audioverstärker arbeitet, in den zu verstärkenden Signalen in einem Zeitintervall auf, welches nicht kürzer ist als etwa Viooo s. Daher sollte der Apparat in der Lage sein, innerhalb dieses Zeitintervalls anzusprechen und seine Ausgangsleistung von einem niedrigen Pegel auf einen relativ hohen Pegel anzuheben. Aus diesem Grund wird die Frequenz der Regelimpulse, welche ihrerseits die Frequenz der Stromimpulse durch die Primärwicklung 104a des Transformators steuert, mindestens 1000 Hz und vorzugsweise mindestens 2000 Hz betragen. Es gibt jedoch weitere Vorteile, wenn man Stromimpulse mit einer wesentlich höheren Frequenz in dem Bereich zwischen 15 und 25 kHz verwendet, vorzugsweise eine Frequenz von etwa 20 kHz. Zunächst ermöglicht dies, die Grösse des Transformators ziemlich klein zu machen. Ausserdem ist die Frequenz auf einem ausreichend hohen Pegel, so dass sie keine unerwünschten Geräusche in dem normalen Hörbereich erzeugt, der normalerweise unter 20 kHz liegt. Ausserdem ist diese Frequenz nicht so hoch,

dass sie jenseits der Möglichkeiten der verwendeten Schalterkreise liegt.

Das Grundkonzept der Verwendung einer Ausgangsleistungsrückkopplung in einem Audioverstärker-Transformator zur Steuerung der Energieübertragung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators in Abhängigkeit von der Grösse des Audiosignals kann wirksam bei einem Transformator genutzt werden, der über der Sekundärwicklung eine feste Ausgangsspannung erzeugt. Ausserdem kann die Ausgangsleistungsrückkopplung bei einem Transformator mit fester Ausgangsspannung auch angewandt werden, um das Konstanthalten der Ausgangsspannung zu fördern. Das erfindungsgemässe Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 5 zeigt ein solches System. Ein Hauptleistungstransformator 500, d.h. eine magnetische Feldwicklung, besitzt eine Primärwicklung 500a und eine Sekundärwicklung 500b. Aus Gründen, die weiter unten in Verbindung mit Fig. 11 vollständig erläutert werden, ist die Sekundärwicklung 500b angezapft, um mehrere positive und negative Spannungen zu liefern, die in Schritten von 25 V zwischen 25 und 75 V liegen. Die positiven Anschlüsse sind dabei mit El bis E3 bezeichnet, während die negativen Anschlüsse mit E4 und E6 bezeichnet sind.

Die beiden äusseren Anschlüsse der Primärwicklung 500a sind über Gleichrichterdioden für den Strom mit zwei Anschlüssen einer üblichen Leistungsquelle verbunden, die mit 502 bezeichnet ist und die eine Wandsteckdose sein kann, die einen Strom mit 60 Hz und 120 V liefert. Zwei Leitungen 504 und 506 von der Leistungsquelle 502 sind über zugeordnete Gleichrichterdioden D501 bzw. D503 verbunden und dann in Serie mit einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 508 mit dem oberen Ende 510 der Primärwicklung 500a des Transformators verbunden. Die Leitungen 504 und 506 sind ausserdem über zweite zugeordnete Gleichrichterdioden D505 bzw. D507 mit dem unteren Ende 512 der Primärwicklung 500a verbunden. Eine Prüfung der Dioden D501, D503, D505 und D507 macht ohne weiteres deutlich, dass diese vier Dioden derart zu einer Gleichrichterbrücke geschaltet sind, dass bei jeder Halbwelle von der Leistungsquelle eine positive Spannung an den gesteuerten Silizium-Gleichrichter 508 und über diesen an das obere Ende 510 der Primärwicklung

500a des Transformators angelegt wird.

Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 508 wird durch ein Audioeingangssignal gesteuert, wie dies weiter unten noch näher erläutert wird. Das Audioeingangssignal wird einem Eingangsanschluss 514 und von dort einem Verbindungspunkt 516 zugeführt. Die Widerstände R501 und R503 liegen zwischen dem Verbindungspunkt 516 und einer geeigneten Spannungsquelle, beispielsweise einer 75-V-Quelle zum Liefern einer Basisspannung mit einem Pegel von beispielsweise 0,7 V. Diese Spannung wird von der Diode D509 entwickelt, die zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände R503 und R501 und Erde liegt. Die Spannung wird wiederum einem Operationsverstärker 518 zugeführt. Eine Rückkopplung für den Operationsverstärker wird von dem Verbindungspunkt 520 einer Diode D515 und eines Kondensators 522 im Sekundärkreis des Transformators erhalten. Der Punkt 520 ist über zwei Spannungsteilerwiderstände R505 und R507 mit Erde verbunden. An einem Verbindungspunkt 526 zwischen den beiden Widerständen R505 und R507 befindet sich eine Rückkopplungsverbindung zu dem Operationsverstärker 518. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 518 wird einem geeigneten Regelapparat, der mit 528 bezeichnet ist, zugeführt. Dieser Regelapparat 528 ist mit dem Steueran-schluss des gesteuerten Silizium-Gleichrichters 508 in der Weise verbunden, dass bei höheren Ausgangspegeln vom Operationsverstärker 518 der Gleichrichter 508 veranlasst wird, bei höheren Spannungspegeln im hinteren Teil jeder Halbwelle zu leiten. In gleicher Weise wird der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 508 zum Zünden bei niedrigeren Spannungspegeln veranlasst, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 518 niedriger ist.

Die Sekundärwicklung 500b besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 530. Die obere Hälfte der Sekundärwicklung 500b ist an zwei Zwischenpunkten 532 und 534 angezapft, um positive Ausgangsspannungen von 25 V und 50 V für die Leistungsanschlüsse El und E2 zu erhalten, während der obere Ànschluss 524 der Wicklung 500b die positive 75 V-Ausgangs-spannung für den Anschluss E3 liefert. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung 500b an Zwischenpunkten 536 und 538 angezapft, um Zwischenspannungspegel von — 25 V und — 50 V an den Anschlüssen E4 bzw. E5 zu liefern, während das untere Ende 540 der Sekundärwicklung die — 75-V-Ausgangsspannung für den Anschluss E6 liefert.

Von den drei Punkten 532, 534 und 524 ist jeder über eine zugeordnete Blockierdiode D511, D513 bzw. D515 mit dem zugeordneten Ausgangsanschluss verbunden. Ein erster Kondensator 542 liegt zwischen Erde und dem niedrigeren Aus-gangsspannungsanschluss, d.h dem Anschluss für + 25 V. Ein zweiter Kondensator 544 liegt zwischen dem + 25-V-Aus-gangsanschluss und dem + 25-V-Ausgangsanschluss, und der dritte Kondensator 522 ist in gleicher Weise zwischen den + 50-V-Ausgangsanschluss und den +75-V-Ausgangsan-schluss geschaltet. Die Kondensatoren 542, 544 und 522 besitzen eine ausreichende Kapazität, um jede abrupte Leistungsbedarfsänderung an dem zugehörigen Ausgangsanschluss zu kompensieren und so die Ausgangsspannungsanschlüsse auf einem nahezu konstanten Spannungspegel zu halten.

Die untere Hälfte der Sekundärwicklung 500b ist mit ihren negativen Ausgangsanschlüssen E4, E5, E6 über drei Blockierdioden D517, D519 und D521 verbunden. Kondensatoren 546, 548 bzw. 550 sind zwischen die negativen Ausgangsanschlüsse im wesentlichen in derselben Weise geschaltet wie die entsprechenden Bauelemente für die obere Hälfte der Primärwicklung. Die Blockierdioden D517 bis D521 sind jedoch entgegengesetzt gepolt, so dass sie nur negativen Strom zu den Ausgangsanschlüssen E4 bis E6 passieren lassen.

Beim Arbeiten des Netzteils gemäss Fig. 5 wird die Aus5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

14

gangsspannung in der Wicklung 500b vollständig von der Schaltung geregelt, die den steuerbaren Silizium-Gleichrichter 508 steuert. Die Schaltung 508 zur Steuerung des steuerbaren Silizium-Gleichrichters wird ihrerseits durch das Audioeingangssignal in der Weise gesteuert, dass beim Vorliegen eines Eingangssignals grösserer Amplitude der steuerbare Silizium-Gleichrichter 508 veranlasst wird, während grösserer Teile jedes Halbzyklus zu leiten, um mehr Strom durch die Primärwicklung 500a zu senden. Diese Betriebsart kann am besten unter Bezugnahme auf Fig. 6A, 6B und 6C verwirklicht werden.

Fig. 6A zeigt eine Darstellung der Spannung, die von der Leistungsquelle 502 über die zwei Dioden D501 und D503 zu dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 508 geliefert wird. Man sieht, dass aufgrund der Wirkung der Dioden D501 bis D507 während jeder Halbwelle ein positiver sinusförmiger Spannungsimpuls an den steuerbaren Silizium-Gleichrichter 508 gelegt wird. Es soll angenommen werden, dass das Audioeingangssignal für den Verstärker eine relativ niedrige Amplitude hat, so dass der Leistungsbedarf der Verstärkerschaltung ziemlich niedrig ist. Unter diesen Bedingungen wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 508 veranlasst, nur unmittelbar am Ende jeder Halbwelle zu leiten. Der Punkt, an dem der Gleichrichter in jeder Halbwelle zu leiten beginnt, ist mit 600 bezeichnet und der Gleichrichter 508 bleibt leitend, bis der Strom am Punkt 602 den Wert Null erreicht hat. Man sieht also, dass der Strom an die Primärwicklung 500a innerhalb ziemlich kurzer Zeitintervalle und mit einem niedrigeren Spannungspegel geliefert wird.

Wenn das Audioeingangssignal eine grössere Amplitude erreicht, wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 508 veranlasst, bei einem höheren Spannungspegel für den späteren Teil jeder Halbwelle zu leiten, wie dies in Fig. 6B gezeigt ist. Der Punkt, an dem der Gleichrichter leitend wird, ist mit 604 bezeichnet, und jeder Abschaltpunkt ist mit 606 bezeichnet. Man sieht, dass nicht nur die Spannung höher ist, sondern dass auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls länger ist, so dass der Primärwicklung 500a eine grössere Leistung zugeführt wird.

Schliesslich zeigt Fig. 6C den Fall, in dem das Audioeingangssignal seine maximale Amplitude besitzt, was also zu einem maximalen Leistungsbedarf für den Transformator führt. In dieser Situation wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 508 veranlasst, in der Nähe des Spitzenwertes der Spannung am Beginn des zweiten Teils jeder Halbwelle leitend zu werden, wie dies bei 608 in Fig. 6C gezeigt ist, wobei der Abschaltpunkt mit 610 bezeichnet ist. Man sieht also,

dass der Strom mit einer noch höheren Spannung und für ein längeres Zeitintervall während jeder Halb welle geliefert wird.

Wenn sich der Strom in der Primärwicklung 500a während des späteren Teils jeder Halbwelle des Stroms aufbaut, fliesst kein Strom in der Sekundärwicklung 500b wegen der Anordnung der Blockierdioden D511 bis D521. Am Ende jeder Halbwelle des Stroms durch die Primärwicklung 500a bricht jedoch nach dem Abschalten des Stroms das Feld um 500a zusammen, wobei ein Spannungsabfall über der Sekundärwicklung 500b geschaffen wird und das Fliessen eines Stroms durch die Sekundärwicklung veranlasst wird, um den sechs Kondensatoren 522 und 542 bis 550 und den sechs Ausgangsanschlüssen El bis E6 Leistung zuzuführen.

Wie früher angedeutet, ist dann, wenn die Amplitude des Audioeingangssignals auf einem höheren Pegel liegt, der Leistungsbedarf des Transformators 500 grösser. Während dieser Zeiten fliesst der Strom durch die Primärwicklung 500a für längere Zeitintervalle, um mehr Energie im magnetischen Feld der Primärwicklung 500a zu speichern. Wenn der Strom in der Primärwicklung am Ende jeder Halbwelle abgeschaltet wird, bricht das magnetische Feld in der Primärwicklung zusammen und induziert eine Rücklaufspannung über der Sekundärwicklung 500b. Die Dioden D511 bis D521 sind so angeordnet, dass der Strom durch die Sekundärwicklung fliesst, um die Kondensatoren 542, 544, 522, 546, 548 und 550 aufzuladen, um die Spannung an den Leistungsanschlüssen El bis E6 auf dem richtigen Pegel zu halten.

Fig. 7A zeigt eine weitere Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen, welches gemäss vorliegender Erfindung gebaut ist. Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 5 ist eine Leistungsquelle wie z.B. ein Wandstecker 702 mit zwei Leitungen 704 und 706 vorgesehen. Die Leitung 704 ist mit einem Triac 708 verbunden. Die entgegengesetzte Seite des Triacs 708 ist mit dem oberen Ende 710 der Primärwicklung 700a des Transformators 700 verbunden. Die andere Leitung 706 der Leistungsquelle 702 ist mit dem unteren Ende 712 der Primärwicklung 700a verbunden.

Der Triac 708 dient einem ähnlichen Zweck wie der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 508, mit der Ausnahme,

dass der Triac 708 sowohl positive als auch negative Halbwellen des Stroms aus der Leistungsquelle 702 leitet. Eine Schalterschaltung steuert den Triac 708, derart, dass er während des späteren Teils jeder Halbwelle für ein längeres oder kürzeres Zeitintervall leitet, in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf des Verstärkers. Die Schalterschaltung ist im wesentlichen dieselbe wie die Schaltung, welche bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 5 der Erfindung den steuerbaren Silizium-Gleichrichter 508 schaltet, so dass die Schaltkreiskomponenten nicht näher erläutert werden.

Die Sekundärwicklung 700b des Transformators 700 besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 714. Die obere Hälfte der Sekundärwicklung 700b ist an zwei Zwischenpunkten 716 und 718 angezapft, um positive Ausgangsspannungen von + 25 V und + 50 V für die Leistungsanschlüsse El bzw. E2 zu liefern. Eine Verbindung 720 mit dem oberen Ende der Wicklung 700b liefert die positive Ausgangsspannung von +75 V für den Leistungsanschluss E3. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung an drei, gleiche Abstände voneinander aufweisenden Stellen 722,724 und 726 angezapft, um die Ausgangsspannungen von — 25 V, — 50 V bzw. -75 Van E4, E5 und E6 zu liefern.

Die Leitungen 720 und 726 für +75 Vund -75 V sind an entgegengesetzten Enden eines Brückengleichrichters befestigt, der insgesamt mit 728 bezeichnet ist. Der positive Ausgang des Brückengleichrichters 728 ist über ein Leitung 730 mit dem Leistungsanschluss E3 für +75 V verbunden, und der negative Ausgang des Brückengleichrichters 728 ist mit dem Leistungsausgang E6 für —75 V über ein Leitung 732 verbunden. Leitungen 718 und 724 für + 50 V und — 50 V sind mit entgegengesetzten Enden eines zweiten Brückengleichrichters 734 verbunden. Der positive Ausgangsanschluss des Brückengleichrichters 734 ist über die Leitung 736 mit dem Leistungsanschluss E2 für + 50 V verbunden, während der negative Ausgang des Brückengleichrichters 734 über die Leitung 738 mit dem Leistungsanschluss E5 für —50 V verbunden wird. Schliesslich sind Leitungen 716 und 722 für +25 V bzw. —25 V mit gegenüberliegenden Enden eines dritten Brückengleichrichters 740 verbunden. Die Ausgangsleitungen 742 und 744 des Brückengleichrichters 740 sind mit den Leistungsanschlüssen El und E4 für + 25 V bzw. — 25 V verbunden.

Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 5 sind zwischen den Leistungsausgangsanschlüssen El bis E6 sechs Kondensatoren vorgesehen, die mit 746 bis 756 bezeichnet sind, um eine Kompensation für jeglichen abrupten Leistungsbedarf an dem zugeordneten Ausgangsanschluss zu bewirken und so die Ausgangsspannungsanschlüsse auf einem nahezu konstanten Spannungspegel zu halten.

Zur Beschreibung der Arbeitsweise des Ausführungsbei5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

15

649 877

spiels gemäss Fig. 7A wird auf Fig. 8A, 8B und 8C bezug genommen. Der Strom durch die Primärwicklung 700a ist nicht gleichgerichtet und somit ein Wechselstrom. Der Triac 708 wird veranlasst, in der späteren Hälfte jeder Halbwelle zu leiten, unabhängig davon, ob diese eine negative oder eine positive Halbwelle ist. Wenn der Leistungsbedarf des Verstärkers niedrig ist, dann arbeitet der Regelapparat so, dass er den Triac 708 veranlasst, nur für ein sehr kurzes Zeitintervall am Ende jeder Halbwelle zu leiten. Dies ist in Fig. 8 A gezeigt, wo der Zündpunkt in jeder Halbwelle mit 800 bezeichnet ist. Der Triac 708 bleibt leitend, bis die Spannung am Punkt 802 den Wert Null erreicht. Man sieht also, dass Strom zu der Primärwicklung während ziemlich kurzer Zeitintervalle und mit einem niedrigeren Spannungspegel geliefert wird.

Wenn das Regelsignal eine grössere Amplitude erreicht, wird der Triac 708 veranlasst, bei einem höheren Spannungspegel für den späteren Teil jeder Halbwelle zu leiten, wie dies in Fig. 8B gezeigt ist, in der der Zündpunkt mit 804 bezeichnet ist und jeder Abschaltpunkt mit 806. Man erkennt, dass nicht nur die Spannung höher ist, sondern dass auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls länger ist, so dass eine grössere Leistung an die Primärwicklung 700a geliefert wird. Schliesslich ist in Fig. 8C die Situation gezeigt, in der das Eingangssignal eine maximale Amplitude hat, was folglich zu einem maximalen Leistungsbedarf führt. In diesem Fall zündet der Triac 708 in der Nähe der Höchstspannung am Beginn der zweiten Hälfte jeder Halbwelle, wie dies bei 808 gezeigt ist, während der Abschaltpunkt mit 810 bezeichnet ist. In der Sekundärwicklung 700b fliesst gleichzeitig mit dem Stromfluss in 700a Strom, wobei der Strom in 700b ebenfalls ein Wechselstrom ist. Bezüglich des Stromflusses durch die beiden +75-V-Leitungen 720 und 726 ist das Ausgangssignal an dem Leistungsanschluss E3 stets positiv, während das Ausgangssignal an dem Anschluss E6 stets negativ ist, da dieser Strom durch die Gleichrichterbrücke 728 fliesst. In gleicher Weise fliesst der Strom von den Anzapfungen 716,718,722 und 724 durch die beiden Brückengleichrichter 734 und 740, so dass sich ein positiver Strom an den Ausgangsanschlüssen E2 und El mit den positiven Spannungspegeln +50 und + 25 V ergibt, während sich ein negativer Strom für die Leistungsausgangsanschlüsse E5 und E4 mit den negativen Spannungspegeln — 50 V bzw. — 25 V ergibt.

Es hat sich gezeigt, dass bei Verwendung der Netzteilschaltung gemäss vorliegender Erfindung der Transformator relativ klein ausgebildet sein kann und dennoch eine angemessene Leistung liefert. Beispielsweise kann ein Transformator gemäss der Erfindung Vi bis Vio der Grösse des Transformators in einem konventionellen Audioverstärker mit vergleichbarer Nennleistung haben, wobei die Primärwicklung 175 Windungen und die Sekundärwicklung 200 Windungen aufweist.

Es ist in einigen Fällen wünschenswert, den Abschaltpunkt für den Strom durch die Primärwicklung 700a des Transformators einzustellen, um die Charakteristik der Energieübertragung über die Wicklungen des Transformators während jeder Halb welle des Stromes von der Leistungsquelle genauer zu regeln. Beispielsweise verhindert das Abschalten des Primärstroms vor dem Nulldurchgang der Spannung des Stromsignals das Auftreten von Leerlaufströmen während des restlichen Teils der Halbwelle des Signals. Demgemäss zeigen Fig. 7B und 7C zwei Abwandlungen der Schalterschaltung gemäss Fig. 7A, wobei beide Abwandlungen die Möglichkeit schaffen, dass die Primärwicklung 700a des Transformators Strom während enger definierter Teile des Leistungszyklus empfängt.

In Fig. 7B ist ein zweiter Triac 758 zu dem Triac 708 parallel geschaltet. Ein Regelapparat, wie er vorstehend in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben wurde, regelt den Betrieb der Triacs 708 und 758 über Leitungen 760 bzw. 762. Ein Kondensator 764 ist in Serie mit dem Triac 758 geschaltet und bewirkt periodisch eine Überbrückung des Triacs 708. Die Schaltung gemäss Fig. 7B arbeitet wie folgt: in Abhängigkeit von einem Audioeingangssignal steuert ein Ausgangssignal von dem Regelapparat den Triac 708 an einem Punkt während jeder positiven und negativen Halbwelle des Stroms aus der Leistungsquelle 702 leitend. Zu einem späteren, vorgegebenen Zeitpunkt steuert das Ausgangssignal des Regelapparates den Triac 758 leitend, woraufhin der Strom von dem Triac 708 abgezogen wird und durch den Kondensator 764 zu fliessen beginnt. Der Triac 708 sperrt, aber der Strom fliesst weiter durch den Triac 758 und den Kondensator 764 zu der Primärwicklung 700a des Transformators, bis der Spannungsaufbau in dem Kondensator 764 einen Pegel erreicht, der ausreicht, um den Triac 758 abzuschalten und damit den Stromfluss durch die Primärwicklung des Transformators zu beenden. Der Kondensator 764 ist sehr klein, um den Zustand der Leitfähigkeit des Triacs 758 auf ein kurzes Zeitintervall zu begrenzen.

Fig. 7C zeigt eine zweite Abwandlung des Ausführungsbeispiels gemäss Fig. 7A, bei der der eine Triac 708 durch einen Schaltapparat ersetzt ist, der mit 766 bezeichnet ist.

Zwei Paare von steuerbaren Halbleitergleichrichtern in Form von über eine Gateelektrode abschaltbaren Schaltern - nachstehend als GTO (Gateturnoff Switch) bezeichnet - sind zueinander parallel geschaltet. Ein GTO, der als GTOb bezeichnet ist, leitet während der positiven Halbwellen, und ein zweiter GTO, der als GTOa bezeichnet ist, leitet während der negativen Halbwellen. Blockierdioden sind bei D701 und D703 vorgesehen. Jeder GTO wird bei einer vorgegebenen Spannung leitend, welche von den Steuereinrichtungen geliefert wird und nicht leitend, wie von den Steuereinrichtungen vorgegeben, innerhalb eines vorgegebenen Steuerzeitintervalls, vorzugsweise 1 ms.

Fig. 9A, 9B und 9C zeigen die Art des Schaltens, welche den beiden Abwandlungen gemäss Fig. 7B und 7C gemeinsam ist. Bei niedrigem Leistungsbedarf beginnt der Stromfluss bei 900 und endet bei 902 in der Nähe des späteren Teils des letzten Teils jeder Halbwelle. Bei mittlerem Leistungsbedarf erfolgt das Ein-Aus-Schalten früher in der späteren Hälfte jeder Halbwelle, wie die sin Fig. 9B bei 904 und 906 gezeigt ist. Bei Spitzenleistungsbedarf erfolgt das Schalten in der Nähe der Spitze jeder Halbwelle, wie dies in Fig. 9C bei 908 und 910 gezeigt ist. Mit dieser Anordnung kann der Transformator noch kleiner gemacht werden.

Zum Zwecke einer noch klareren Erläuterung der Vorteile der verschiedenen, in ihren Lastzyklen geregelten Ausführungsbeispiele der oben beschriebenen Netzteile wird auf Fig. 10A bezug genommen, welche den Grundaufbau eines üblichen Verstärkernetzteils zeigt. Die übliche Wechselspannung mit 117 bis 125 V und 60 Hz wird von PS (Power Source) zu der Primärwicklung 1000a eines Transformators 1000 geliefert. Die Sekundärwicklung 1000b des Transformators 1000 ist an ihrem oberen Ende über eine Diode D1001 mit dem oberen Anschluss des Verstärkers 1002 verbunden. Das untere Ende der Sekundärwicklung 1000b ist über eine zweite Diode Dl003 mit dem unteren Anschluss des Verstärkers 1002 verbunden. Ein oberer Kondensator 1004 und ein unterer Kondensator 1006 halten die Spannung, mit der der Verstärker 1002 beaufschlagt wird, auf einem im wesentlichen konstanten Wert. Normalerweise hat die Spannungsversorgung eine Spitzeneingangsspannung von etwa 169 V. Es soll nun angenommen werden, dass die Eingangsspannung, welche an den oberen Anschluss des Verstärkers 102 angelegt wird, so gewählt ist, dass sie + 75 V beträgt und dass die Spannung an dem unteren Anschluss — 75 V beträgt. Die Mitte der Sekundärwicklung 1000b ist normalerweise ange5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

16

zapft und mit Erde verbunden.

Ein höher frequenter Ton besitzt typischerweise einen Spitzenleistungsbedarf von relativ kurzer Dauer und einen Durchschnittsleistungsbedarf von längerer Dauer, der möglicherweise Y20 des Spitzenleistungsbedarfs beträgt. Während der meisten Zeit arbeitet der Verstärker nur mit '/io bis V20 der vollen Leistung. Zum Verständnis der Bedeutung dieser Tatsache wird auf Fig. 10B bezug genommen, welche die Sinuswelle der ankommenden Versorgungsspannung für die Primärwicklung des Transformators eines konventionellen Audioverstärkers zeigt, die so geschaltet ist, dass ihr die übliche Wechselspannung von 117 bis 125 V zugeführt wird. Das Windungsverhältnis von Primär- und Sekundärwicklung des konventionellen Transformators ist derart, dass die in der Sekundärwicklung erzeugte Spitzenspannung, während die Primärwicklung während der gesamten Sinuswelle der ankommenden Spannung zumindest etwas Strom führt, gerade geringfügig über dem +75-V- und dem — 75-V-Pegel liegt, der von einem konventionellen Audioverstärker benötigt wird. Wenn die Verstärkungskomponente (der Verstärker-Baustein) nur eine durchschnittliche Leistung anfordert,

fliesst der Strom in der Sekundärwicklung nur für ein sehr kurzes Zeitintervall unmittelbar während des Spitzenwertes der Sinuswelle der Eingangsspannung. Dieses Zeitintervall ist bei 1008 in Fig. 10B eingezeichnet. Wenn ein Spitzenleistungsbedarf vorliegt, ergibt sich ein sofortiger Abfluss von den üblichen Speicherkondensatoren 1004 und 1006 des Netzteils, wobei deren Spannungspegel geringfügig abgesenkt werden, und das Ergebnis besteht darin, dass die Sekundärwicklung für ein längeres Zeitintervall leitet, so dass der Bereich der leitenden Phase der Sinuswelle gemäss Fig. 10b erweitert wird, beispielsweise bis zu den Linien 1010a und 1010b. Es sollte beachtet werden, dass aufgrund der Tatsache, dass die beiden Linien 1010a und 1010b einen grösseren Abstand voneinander haben, die in der Sekundärwicklung 1000a erzeugte Spannung gegenüber der Spitzenspannung, die bei 1008 geliefert wird, mässig erniedrigt ist.

Beim Entwurf eines Transformators, der zur Verwendung in einem Netzteil eines üblichen Verstärkersystems geeignet ist, wie es vorstehend beschrieben wird, muss man sorgfältig darauf achten, wie die Leerlaufströme in der Primärwicklung beherrscht werden. Ein Leerlaufstrom ist ein Strom, der in der Primärwicklung fliesst, wenn in der Sekundärwicklung kein Strom fliesst. In einem Transformator mit einer geringen Anzahl von Windungen in der Primärwicklung und damit mit einer geringen Induktivität kann der primärseitige Leerlaufstrom gross genug werden, um eine Aufheizung des Transformators in einem unerwünschten Ausmass zu bewirken. Diese Tatsache erzwingt den Einsatz einer Primärwicklung mit einer grossen Anzahl von Windungen.

Ein geeigneter Transformator üblicher Bauart für einen Audioverstärker muss auch in der Lage sein, einen relativ hohen Stromfluss durch die Primärwicklung und die Sekundärwicklung zu verkraften, damit der Spitzenleistungsbedarf gedeckt werden kann. Folglich muss der Draht, aus dem die Wicklungen gewickelt sind, einen ausreichenden Durchmesser haben, damit der Transformator bei hohen Spitzenbelastungen ohne einen zu grossen Innenwiderstand einen hohen Strom liefern kann. Im Ergebnis erhält man einen sehr grossen, schweren Transformator mit relativ vielen Windungen, um die Induktivität der Primärwicklung ausreichend hoch zu halten und mit relativ dickem Draht, um den Widerstand trotz der ziemlich grossen Drahtlänge in dem Transformator klein zu halten.

Im Gegensatz zu einem Transformator eines konventionellen Netzteils wird bei einem Transformator der zur Verwendung in einem in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteil gemäss der Erfindung verwendet werden soll, normalerweise mit einem höheren Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung gearbeitet, als dies bei Transformatoren üblich ist, deren Lastzyklen nicht gesteuert werden, und die in Netzteilen handelsüblicher Verstärker eingesetzt werden. Mit einem solchen Windungsverhältnis kann erreicht werden, dass der Punkt, an dem der Strom durch die Sekundärwicklung aufhören würde zu fliessen, bezüglich des sinusförmigen Eingangssignals für die Primärwicklung deutlich an der Rückflanke auftritt, wie dies für den Punkt 1012 in Fig. 10C gilt. Ohne eine Lastzyklussteuerung würde das mit einem solchen Transformator ausgestattete Netzteil eine Spannung liefern, die beträchtlich über den angestrebten + 75-V- und — 75-V-Pegeln liegen würde, die normalerweise von konventionellen Audioverstärkern benötigt werden. Mit Lastzyklussteuerung fliesst in der Primärwicklung des Transformators kein Strom, wenn das Lastzyklusschaltelement offen ist, mit Ausnahme sehr kleiner Leckströme, die von dem Festkörperschaltelement durchgelassen werden, wenn dieses im offenen Zustand ist. Diese Leckströme können für die Zwecke dieser Diskussion ausser Acht gelassen werden. Das Schaltelement bleibt in einem nicht leitenden Zustand, bis die Spannung in der Primärwicklung bis auf einen Punkt 1014 unmittelbar oberhalb des Pegels 1012. Dann fliesst der Strom in der Sekundärwicklung zwischen den Punkten 1014 und 1012. Wenn das Schaltelement ein selbstkommutierender Silizium-Gleichrichter ist, dann bleibt das Schaltelement in einem leitenden Zustand bis herunter zu dem Punkt 1016,

aber es wird in der Sekundärwicklung von dem Punkt 1012 bis zu dem Punkt 1016 kein Strom fliessen, da die Dioden, die die Speicherkondensatoren im Netzteil mit der Sekundärwicklung des Transformators verbinden, in Sperrichtung vorgespannt werden.

Auf den ersten Blick könnte es als etwas wirksamer erscheinen, wenn man einen Stromfluss in der Sekundärwicklung eines in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteils während der Zeit zwischen den Punkten 1014 und 1012 in Fig. 10C herbeiführen würde, anstatt einen Stromfluss in der Sekundärwicklung in einem üblichen Verstärker zu veranlassen, wie dies bei 1008 in Fig. 10b dargestellt ist. Der Grund hierfür liegt darin, dass die Kondensatoren 1004 und 1006 nur Strom auf dem 75-V-Pegel annehmen wollen. Folglich gibt es einige Widerstandsverluste, die in dem in seinen Lastzyklen gesteuerten Transformator auftreten und die durch das schraffierte Dreieck zwischen den Punkten 1012,1014 und 1018 in Fig. 10C dargestellt sind. Ein in seinen Lastzyklen gesteuerter Transformator kann jedoch mit viel weniger Windungen auskommen - nur ein kleiner Bruchteil der Windungen in einem konventionellen Transformator - so dass die Länge des Drahtes in dem Transformator verringert ist. Hierdurch verringert sich der Innenwiderstand des Transformators proportional.

Es soll nun angenommen werden, dass der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator bei Spitzenleistungsbedarf betrieben wird, wie dies in Fig. 10D gezeigt ist. In diesem Fall bewegt das Schaltelement den Einschaltpunkt längs der Sinuswelle weiter aufwärts, wobei ein Maximum, etwa bei dem Punkt 1020 in der Nähe der Spitze der Sinuswelle liegen würde. Es soll ferner angenommen werden, dass die Kondensatoren 1004 und 1006 ausreichend gross sind, so dass sie Spannungen von + 75 V und — 75 V ziemlich gut auf diesem Pegel halten. Die in der Sekundärwicklung am Punkt 1020 erzeugte Spannung läge nun wesentlich höher als der 75-V-Pegel - möglicherweise bei 90 V - unter Vernachlässigung der Verluste im Transformator. Daher entspricht die Spannungsdifferenz den Verlusten im Transformator selbst. Diese Verluste sind in Fig. 10D in dem schraffierten Dreieck zwischen den Punkten 1012,1020 und 1022 dargestellt. Aufgrund der Tatsache, dass die Spitzenleistung von Audioverstärkern selten länger als für ein kurzes Zeitintervall benötigt

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

17

649 877

wird, können die etwas grösseren Verluste, die in Fig. 10D dargestellt sind, toleriert werden, um die kompensierenden Vorteile des «Abschneidens» der Leerlaufströme während des ersten Teils jedes Zyklus des konventionellen Wechsel-spannungs-Sinuseingangssignals zu erreichen. Wenn das Schaltelement in der Primärwicklung Einrichtungen aufweist, um den Stromfluss in der Primärwicklung vor der Rückkehr des Signals auf die Spannung Null zu schalten - wie dies in Fig. 9A bis 9C gezeigt ist - kann sogar noch eine grössere Reduzierung der Leerlaufstromverluste erreicht werden.

Zusammenfassend kann gesagt werden, dass ein Verstärkernetzteil die meiste Zeit in einer Betriebsart mit niedriger Leistung arbeitet, wie dies Fig. IOC zeigt. Folglich kann der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator gemäss der Erfindung mit etwa demselben Wirkungsgrad arbeiten wie der wesentlich grössere Transformator gemäss dem Stande der Technik. Dies liegt teilweise an der Zahl der Primär- und Sekundärwindungen, die beträchtlich verringert ist, so dass der Draht in dem Transformator viel kürzer ist und somit im Transformator selbst einen geringeren Widerstand bietet. Dieser verringerte Widerstand macht das Vorhandensein von Leerlaufströmen im hinteren Teil jeder Halbwelle erträglicher. Wenn höhere Leistungspegel benötigt werden, besteht die potentielle Möglichkeit eines geringeren Wirkungsgrades. Dies wird jedoch durch den niedrigen Innenwiderstand des Transformators vermieden, und es ist in jedem Fall möglich, für ein kürzeres Zeitintervall mit diesem geringeren Wirkungsgrad zu leben, da die Verringerung des Wirkungsgrades nicht gross genug ist, um den Transformator zu überhitzen.

Die nachfolgende Tabelle I enthält die Ergebnisse der Untersuchtung verschiedener, unterschiedlich ausgebildeter Transformatoren, wobei die Transformatoren geprüft wurden, indem man die + 50-V-Ausgangsanschlüsse der Sekundärwicklung mit zwei 150-W-Glühbirnen verband. Die Ausgangsleistung der Sekundärwicklung wurde auf 300 W gehalten. Die Temperatur wurde am Transformator oben in der Mitte gemessen.

Tabelle I

Trafo-

Win

Windungs-

Draht

Primär

Wider- Temp.

Nr.

dungszahl zahlverhält- Nr.*

indukti stand nach

Primär nis

Sec./Prim.

vität prim./sec. 21 min

CO

9

149

0,66

= 18,

17

58,6

485/733 31

8

131

0,82

= 18,

17

52,7

400/789 45

7

113

1,03

4=18,

17

32,2

335/812 62

1

90

1,14

==18

33,7

330/888 64

4

113

1,14

= 18

32,3

330/993 67

6

113

1,14

= 18,

17

33,7

330/888 71

3

141

1,14

= 20

58,1

538/1560 75

2

113

1,14

= 19

43

452/1470 84

5

177

1,14

= 20

97

800/2340 107

* (Angabe der Draht-Nr. nach US-Norm)

Die Ergebnisse dieser Versuche zeigen, dass ein bevorzugter Lastzyklus-Transformator, der für den Betrieb in einem Netzteil ausgebildet ist, welches erfindungsgemäss ausgestaltet ist, ein Transformator mit einem Sekundär-Primär-Windungsverhältnis unter 1,0, mit einer primären Induktivität über 30 mH und mit einem Spulendrahtdurchmesser über der Drahtnummer 18 wäre, wenn der Transformator verwendet wird, um aus einem üblichen Wechselstrom mit 117 bis 125 V und 60 Hz eine maximale Ausgangsgleichspannung von ±75 V zu erzeugen.

Fig. 11 zeigt einen Verstärkerapparat 1100, der so ausgebildet ist, dass er einen Netzteil mit abgestufter Spannung verwendet, wie er in Fig. 5 und 7A bis 7C gezeigt ist. Eine Signalspannüng wird bei 1102 zugeführt, und der Ausgang des Verstärkers ist über eine Last, die hier als Lautsprecher 1104 gezeigt ist, mit Erde verbunden. Der Apparat verwendet zwei Sätze von Transistoren, die zu einem Gegentaktverstär-ker geschaltet sind, wobei jeder Satz in Série geschaltet ist. Der erste Satz Q1101, Qll03 und Q1105 weist NPN-Transi-storen auf, und diese werden verwendet, um die positiven Teile des Eingangssignals zu verstärken. Der andere Satz von Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 umfasst PNP-Transi-storen, und diese werden verwendet, um die negativen Teile des Eingangssignals zu verstärken. In der nachfolgenden Beschreibung wird die Arbeitsweise des ersten Satzes von Transistoren Q1101, Q1103, Q1105 insgesamt detailliert beschrieben, wobei das Verständnis dieser Beschreibung auch auf die Arbeitsweise von Q1107, Q1109 und Q1111 bezüglich der negativen Signalteile anzuwenden wäre.

Man erkennt, dass die Emitterelektrode 1106 von Q 1101 mit einem Leistungsausgangsanschluss 1108 der Last 1104 verbunden ist und dass die Kollektorelektrode 1110 von Q1101 über eine Diode D 1101 mit einer Gleichspannungsquelle El verbunden ist, die eine Grösse von + 25 V hat. Die Emitterelektrode 1112 des zweiten Transistors Q1103 ist mit der Kollektorelektrode 1110 von Q1101 verbunden, und die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q1103 ist durch eine zweite Diode Dl 103 mit einer mittleren Gleichspannungsquelle E2 verbunden, die eine Grösse von + 50 V hat. Schliesslich ist die Emitterelektrode 1116 des dritten Transistors Q1105 mit der Kollektorelektrode 1114 von Q1103 verbunden, während die Kollektorelektrode 1118 des dritten Transistors 1105 direkt mit einer höheren Gleichspannungsquelle E3 verbunden ist, welche gemäss der Darstellung eine Grösse von +75 W besitzt.

Wie oben unter der Überschrift «Stand der Technik» erläutert wurde, offenbart der Stand der Technik verschiedene Anordnungen mit in Serie geschaltete Transistoren mit den abgestuften Spannungsquellen zunehmender Grösse. Es wird angenommen, dass ein besseres Verständnis der Betriebsmerkmale der vorliegenden Erfindung erreicht wird, wenn einer detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung eine allgemeine Diskussion der allgemeinen Betriebsweise der vorbekannten Einrichtungen vorangestellt wird, die eine Anordnung von in Serie geschalteten Transistoren mit gestuften Spannungsquellen verwenden.

Im Zuge der allgemeinen Diskussion der vorbekannten Betriebsarten (sei davon ausgegangen, dass dann), wenn die Signalspannung relativ klein ist, beispielsweise unter 25 V, nur der erste Transistor Q1101 leitend wäre und die gesamte Leistung von der 25-V-Leistungsquelle El abgeleitet würde. Der offensichtliche Vorteil besteht darin, dass ein geringerer Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 eintritt und damit eine Verbesserung des Wirkungsgrades vorliegt.

Wenn sich die Signalspannung dem Wert des ersten Spannungspegels dicht annähert, wird in den vorbekannten Anordnungen die Signalspannung dann auf irgendeine Weise an die Basis des Transistors Q1103 angelegt, um diesen leitend zu machen, so dass die Leistung nunmehr von der 50-V-Quelle E2 abgeleitet wird, wobei die 25-V-Quelle durch die Diode Dl 101 blockiert wird. Während das Signal zwischen dem 25-V- und dem 50-V-Pegel fluktuiert, ergibt sich im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest ein grösserer Teil desselben über dem zweiten Transistor Q1103.

In entsprechender Weise wird dann, wenn die Signalspannung über den 50-V-Pegel ansteigt, das Spannungssignal an die Basis des Transistors Q1105 angelegt, um diesen leitend

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

18

zu machen und folglich die Leistung von der 75-V-Leistungs-quelle E3 abzuziehen. Ausserdem wird bei Fluktuieren der Signalspannung zwischen dem 50-V- und dem 75-V-Pegel im* wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest der grössere Teil desselben über dem dritten Transistor Q1105 wirksam. Was die vorbekannten Anordnungen anbelangt, so muss also jeder der Transistoren die Fähigkeit haben, dem Spannungsabfall Stand zu halten, mit dem der Transistor bei den Strompegeln belastet wird, die bei den verschiedenen Spannungspegeln vorhanden sind.

Es wird erneut auf Fig. 11 bezug genommen. Um nun speziell die vorliegende Erfindung zu diskutieren, ist zu beachten, dass der Signaleingangsanschluss 1102 über einen Operationsverstärker 1120 mit einem Vorspannungstransistor Q1113 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors Q1113 ist über einen Widerstand Rl 101 mit einer + 75-V-Quelle verbunden. Die Basiselektrode 1122 des Transistors Q1101 ist an einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand Rl 101 und dem Transistor Q1113 angeschlossen, um an den Transistor Q1101 eine Vorspannung in Leitrichtung zu liefern. Die Basiselektrode 1124 des zweiten Transistors Q1103 ist mit einem ersten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1126 verbunden, und die Basiselektrode 1128 des dritten Transistors Q1105 ist mit einem zweiten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1130 verbunden.

Der zweite Satz von Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 ist in ähnlicher Weise geschaltet. Der Vorspannungstransistor Q1113 ist also in Serie mit einem Widerstand Rl 103 mit einer -75-V-Quelle verbunden, während die Basiselektrode 1132 des Transistors Q1107 mit einem Anschluss zwischen dem Transistor Q1113 und dem Widerstand Rl 103 verbunden ist. Die entsprechenden Basiselektroden 1134 und 1136 der Transistoren Q1109 und Q1111 sind mit einem dritten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1138 bzw. einem vierten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1140-verbunden. Die abgestuften negativen Spannungsquellen E4, E5 und E6 sind in der gleichen Weise vorgesehen wie die Quellen El, E2 und E3.

Wie hier gezeigt wird, gelangt das Eingangssignal von 1102 über einen Operationsverstärker 1120 zur Basis 1142 des Vorspannungstransistors Q1113. Es besteht eine Rückkopplung von dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 1144 zwischen den Transistoren Q1101 und Q1107 über die Widerstände Rl 105 und Rl 107 nach Erde. Von dem Verbindungspunkt 1146 zwischen den Widerständen Rl 105 und Rl 107 besteht eine Rückkopplungsverbindung zurück zum Operationsverstärker 1120. Die Widerstände R1109 und Rllll liefern eine Anfangsvorspannung für die Transistoren Q1101 bzw. Q1107.

Die allgemeine Funktion jeder der Schalt- und Steuereinrichtungen 1126,1130,1138 und 1140 gesteht darin, einen zugeordneten Transistor zu einem geeigneten Zeitpunkt leitend zu steuern und dann darin den Spannungsabfall über dem zugeordneten Transistor so zu «portionieren», dass die Leistung, die von dem jeweiligen Transistor zu jedem bestimmten Zeitpunkt als Verlustleistung verkraftet werden muss,,zu einem Minimum wird. Die Art, in der dies erreicht wird, kann am besten unter Bezugnahme auf die grafischen Darstellungen gemäss Fig. 11A, IIB und 1 IC beschrieben werden.

In Fig. 12A ist der Spannungsabfall über dem ersten Transistor Q1101 über der Ausgangsspannung aufgetragen. Es soll angenommen werden, dass die Signalspannung bis auf einen niedrigen Pegel von 5 V angestiegen ist. Diese Spannung wird an dem Transistor Q1101 angelegt und veranlasst diesen, leitend zu werden, um Strom von der + 25-V-Quelle El durch den Transistor Q1101 zu dem Ausgangsanschluss 1108 zu liefern. Somit wird die Spannung am Ausgangsanschluss 1108

etwa 5 V betragen und der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 wird etwa 20 V betragen. Wenn der Signalstrom auf einen Wert ansteigt, der näher an den 25-V-Pegel heranreicht, dann steigt der Spannungspegel am Ausgangsanschluss 1108 an, während der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 abnimmt.

Wenn sich die Signalspannung bis auf 1 oder 2 V an den 25-V-Pegel genähert hat, wird die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 wirksam und lenkt einen Strom der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 mit einem Spannungspegel, der zwischen dem Pegel der Ausgangsspannung und dem Wert der + 50-V-Quelle E2 liegt. Die grafischen Darstellungen gemäss Fig. 11A und IIB zeigen diesen Zusammenhang auf etwas idealisierte Weise, wobei die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 derart arbeitet, dass sie an die Basiselektrode 1124 eine Spannung anlegt, die im wesentlichen in der Mitte zwischen der Ausgangsspannung und dem + 50-V-Pegel an E2 liegt, so dass der Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q1101 und Q1103 für alle Ausgangsspannungen zwischen 25 und 50 V im wesentlichen gleich bleibt. Bei dem tatsächlichen Ausführungsbeispiel, welches hier gezeigt ist, würde die Aufteilung des Spannungsabfalls über den Transistoren Q1101 und Q1103 massig von dieser idealisierten Situation abweichen.

Wenn die Signalspannung sehr dicht an den 50-V-Pegel herankommt, dann steuert die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 1130 den dritten Transistor Q1105 leitend und liefert ausserdem an die Basiselektrode 1128 von Q1105 einen Basisstrom mit einer ausreichend hohen Spannung, so dass nur ein Teil des gesamten Spannungsabfalls über dem Transistor Q1105 auftritt. In gleicher Weise fährt die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 fort, Strom an die Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 zu liefern, so dass der Spannungsabfall über Q1103 innerhalb des diesem zugewiesenen Anteils des gesamten Spannungsabfalls über den drei Transistoren Q1105,Q1103, Q1101 liegt.

Die Situation ist in Fig. 12A, 12B und 12C insofern wieder etwas idealisiert dargestellt, als bei einer Ausgangsspannung zwischen 50 und 75 V der Spannungsabfall gleichmässig auf alle drei Transistoren aufgeteilt ist. In der tatsächlichen Praxis wäre die Aufteilung nicht derart präzise.

Die Art, in der die vier Schalt- und Steuereinrichtungen 1126,1130,1138 und 1140 arbeiten, wird nunmehr beschrieben werden. Da jede der vier Schalt- und Steuereinrichtungen im wesentlichen gleich ist, wird nur die erste Einrichtung 1126 detailliert beschrieben werden.

In der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 ist ein Steuertransistor Q1115 vorgesehen, dessen Kollektorelektrode 1148 mit der Basiselektrode 1124 des zweiten Leistungstransistors Q1103 verbunden ist. Die Basiselektrode 1150 des Transistors Q1115 ist an den Verbindungspunkt 1152 zwischen den beiden Spannungsteilerwiderständen Rll 13 und Rll 15 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstands RI 113 ist mit dem + 75-V-Anschluss verbunden, während das andere Ende des Widerstandes RI 115 mit Erde verbunden ist.

Die Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 ist über einen Widerstand RI 117 mit einem Verbindungspunkt 1156 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen RI 119 und Rl 121 verbunden. Das andere Ende des Widerstands Rl 121 ist mit einer +75-V-Quelle verbunden, während das andere Ende des Widerstandes RI 119 mit der Hauptausgangsleitung 1158 verbunden ist, die zum Ausgangsanschluss 1108 führt. Ein Kondensator 1160 ist parallel zu dem Widerstand RI 119 geschaltet, um schnelle Spannungsänderungen über den Widerständen RI 119 und Rl 121 zu mildern.

Wie oben diskutiert, ist es wünschenswert, wenn dafür gesorgt ist, dass der Transistor Q1103 leitend wird, wenn die Signalspannung - und damit die Ausgangsspannung, die im

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

19

649 877

wesentlichen mit der Signalspannung identisch sein sollte -einen Pegel unmittelbar unterhalb des 25-V-PegeIs erreicht. Es ist auch wünschenswert, dass der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein Strom zugeführt wird, bei einem Spannungspegel, der etwa zwischen der Ausgangsspannung und der nächsten abgestuften Spannung im Netzteil liegt, wobei diese Spannung die 50-V-Leistungsquelle E2 ist. Wenn also die Ausgangsspannung einen Pegel von etwa 25 V erreicht, ist erwünscht, dass der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein Strom mit einer Spannung zugeführt wird, die etwa in der Mitte zwischen 25 und 50 V liegt, beispielsweise etwa bei 37,5 V.

Der Widerstandswert der Widerstände RI 113 und RI 115 wird so gewählt, dass dann, wenn ein kleiner oder gar kein Basisstrom zur Basiselektrode 1150 des Transistors Q1115 fliesst, die Spannung am Yerbindungspunkt 1152 etwa 37,5 V beträgt. Die Widerstandswerte der zwei Widerstände RI 119 und RI 112 werden so gewählt, dass dann, wenn sich die Ausgangsspannung bis auf 1 oder 2 V an die Spannung des untersten Leistungsanschlusses, d.h. 25 V, angenähert hat, die Spannung am Verbindungspunkt 1156 etwa 38,2 V beträgt, so dass an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 eine Vorspannung in Leitrichtung anliegt, die den Transistor Q1115 leitend steuert und veranlasst, einen Basisstrom für die Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 zu liefern. Da die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q1103 die Tendenz hat, der Spannung der Basiselektrode 1124 bis auf einen Bruchteil von 1 V zu folgen, wäre der unmittelbare Effekt,

dass die Spannung eine der Emitterelektrode 1112 von Q1103 auf etwa 37,5 V gebracht würde. Mit einer Ausgangsspannung von etwa 25 V ergäbe sich also über dem Transistor Q1103 ein Spannungsabfall von etwa 12,5 V und der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 würde 12,5 V betragen, wodurch die Verlustleistung gleichmässig von Q1101 und Q1103 übernommen würde.

Wenn die Signalspannung in dem Bereich zwischen 25 V und 50 V ansteigt, steigt auch die Spannung am Verbindungspunkt 1156 mit der Tendenz an, die Spannung an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 nach oben zu treiben. Dies führt zu einem Anwachsen des Stroms zur Basiselektrode 1150 von Q1115 und somit zum Anheben der Spannung am Verbindungspunkt 1152 auf einen Pegel, der dichter bei der Spannung der Emitterelektrode 1154 liegt, wodurch auch der Transistor Q1115 stärker leitend gesteuert wird, so dass der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein grösserer Strom mit einer noch höheren Spannung zugeführt wird. Der Effekt dieser Vorgänge besteht darin, die Spannung an der Emitterelektrode 1112 des Transistors Q1103 noch stärker anzuheben, d.h. näher an den 50-V-Pegel heran. Wenn also die Ausgangsspannung von dem 25-V-Pegel in Richtung auf den 50-V-Pegel ansteigt, dann verringert sich der Spannungsabfall über dem Transistor Q1103, sobald der Spannungsabfall zwischen den Transistoren Q1103 und Q1101 aufgeteilt wird.

Zu dem Zeitpunkt, an dem die Signalspannung den Pegel des zweiten Spannungsschrittes des Netzteils erreicht, also den 50-V-Pegel, liegt im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall über der Last, während ein sehr kleiner Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q1101 und Q1103 liegt. Zu diesem Zeitpunkt wird die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 1130 wirksam und steuert den dritten Transistor Q1105 leitend. Da dies im wesentlichen in derselben Weise erreicht wird wie in der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126, wird die Arbeitsweise der Einrichtung 1130 nur kurz zusammengefasst.

Man sieht, dass ein Steuertransistor Q1117 vorgesehen ist, dessen Kollektorelektrode 1148a mit der Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105 verbunden ist. Es sind zwei Spannungsteilerwiderstände RI 113a und RI 115a vorgesehen, die am Verbindungspunkt 1152a einen Spannungspegel von etwa 62,5 V erzeugen. Ausserdem sind die beiden Spannungsteilerwiderstände RI 119a und Rl 121a so angeordnet, dass die Spannung am Verbindungspunkt 1156a etwa 63,2 V beträgt, wenn die Ausgangsspannung einen Pegel unmittelbar unterhalb des 50-V-Pegels erreicht. Wenn also die Ausgangsspannung ziemlich nahe an den 50-V-Pegel herankommt, wird zwischen der Emitterelektrode 1154a des Transistors Q1117 und der Basiselektrode 1150a eine Vorspannung in Leitrichtung angelegt, die den Transistor Q1117 leitend steuert, so dass dieser einen Basisstrom an die Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105 liefert, durch den dieser Transistor leitend wird. Sobald Q1105 leitend wird, steigt die Spannung an der Emitterelektrode 1116 von Q1105 auf einen Pegel, der dicht bei dem Pegel der Basiselektrode 1128 von Q1105 liegt, d.h. auf annähernd 63,2 V. Dies bewirkt, dass die Diode Dl 103 die 50-V-Leistungsquelle blockiert, so dass die gesamte Leistung aus der +75-V-Leistungsquelle gezogen wird.

Wenn die Ausgangsspannung etwas über 50 V liegt, dann liegt die Spannung, mit der der Strom durch den Transistor Q1115 zur Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 geliefert wird, zwischen der Ausgangsspannung und der Spannung des Stroms zur Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105. Folglich wird der Spannungsabfall von der 75-V-Quelle auf den unmittelbar über 50 V liegenden Pegel, der am Ausgangsanschluss 1103 geliefert wird, zwischen den drei Transistoren Q1101, Qll03 und Q1105 aufgeteilt. Wenn die Ausgangsspannung weiter in Richtung des 75-V-Pegels ansteigt, steigen die Spannungen an den Verbindungspunkten 1156 und 1156a proportional dazu an und heben die Spannungen der den Basiselektroden 1124 und 1128 der Transistoren Q1103 und Q1105 zugeführten Ströme an, wodurch der Spannungspegel an den Emitterelektroden 1112 und 1116 der Transistoren Q1103 bzw. Q1105 angehoben wird. Folglich wird der Spannungsabfall über den drei Transistoren Q1101, Q1103 und • Q1105 weiterhin auf diese drei Transistoren aufgeteilt. Wie oben angedeutet, ist die Aufteilung, die in den grafischen Darstellungen gemäss Fig. 12A, 12B und 12C dargestellt ist, etwas idealisiert, und die Werte des Spannungsabfalls weichen in Wirklichkeit etwas von der exakt gleichmässigen Aufteilung ab.

Die Arbeitsweise der dritten und der vierten Schalt- und Steuereinrichtung 1138 bzw. 1140 ist im wesentlichen dieselbe wie die Arbeitsweise der ersten und der zweiten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 bzw. 1130, mit der Ausnahme, dass die Einrichtungen 1138 und 1140 bei den negativen Teilen des Eingangssignals arbeiten. Demgemäss wird der Betrieb der Einrichtungen 1138 und 1140 nicht detailliert beschrieben.

Es ist ausreichend, zu bemerken, dass der Transistor der Schaltsteuereinrichtung 1138 mit Q1119 bezeichnet ist, während der Steuertransistor der Schaltsteuereinrichtung 1140 mit Q1121 bezeichnet ist. Die Steuertransistoren Q1119 und Q1121 arbeiten im wesentlichen in derselben Weise wie die entsprechenden Transistoren Q1115 und Qll 17, um die Leistungstransistoren Q1109 bzw. Q1111 bei den richtigen, negativen Spannungspegeln leitend zu steuern. Die Transistoren Q1119 und Q1121 steuern auch den Spannungspegel an den Emitterelektroden der Transistoren Q1109 und Q1111, um den Spannungsabfall über den drei Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 aufzuteilen.

Nunmehr wird auf Fig. 13 bezug genommen, die eine alternative Anordnung der Ausgangsstufentransistoren und der Transistorsteuereinrichtungen für die Verwendung in einem Audioverstärker der in Fig. 11 gezeigten Art zeigt. Im einzelnen sind die Komponenten in Fig. 13, welche mit den Komponenten in Fig. 11 identisch sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die Spannungsteilerwiderstände

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649 877

20

Rl 115 und Rl 113 sind so gewählt, dass die Spannung an 1152 37,5 V beträgt, wenn die Spannung an 1156, wie oben beschrieben, etwa 38 V erreicht, wodurch der Transistor Q1115 leitend gesteuert wird. Dieser bewirkt seinerseits, dass der Emitter des Transistors Q1103 auf den 37,5-V-Pegel springt, wodurch die Eingangsspannung für den Transistor Q1101 auf 37,5 V angehoben wird. Die Diode Dl 101 bewirkt nun, dass die 25-V-Leistungsquelle blockiert wird. Wenn das Ausgangssignal auf der Leitung 1158 in Richtung auf 50 V ansteigt, steigt auch die Spannung bei 1156 nach oben in Richtung auf den 50-V-Pegel. Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Audiosignal den 50-V-Pegel erreicht, wird auch die Spannung bei 1156 50 V erreicht haben und dadurch die Spannung, die dem Kollektor 1110 des Transistors Q1101 zugeführt wird, auf 50 V anheben.

Die Arbeitsweise der Schaltung gemäss Fig. 13 ist dieselbe wie derjenigen gemäss Fig. 11 bis zu diesem Punkt. Wenn die Eingangssignalspannung jedoch noch weiter über 50 V ansteigt, dann bewirkt die Transistorsteuerung 1130, dass der Transistor Q1105 eingeschaltet wird, wodurch das Potential, welches am Emitter 1116 von Q1105 erscheint, direkt über die Diode Dl 103 an den Kollektor des Transistors Q1101 angelegt wird. Aufgrund der zu diesem Zeitpunkt bei 1156a herrschenden Vorspannung wird das an den Kollektor von Q1101 angelegte Potential 67,5 V betragen. Dies hat die Wirkung, dass die Diode D1301 in Sperrichtung vorgespannt wird und bewirkt, dass die Spannung von der Quelle E3 über den Transistor Q1105 direkt an den Transistor Q1101 angelegt wird.

Fig. 14 zeigt eine grafische Darstellung, die die Arbeitsweise der Schaltung gemäss Fig. 13 darstellt, wobei die Linie 1401 der Ausgangsspannung auf der Leitung 1158 in Fig. 11 entspricht, während die Linie 1402 die Spannung darstellt, die an den Kollektor 1110 des Transistors Q1101 angelegt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform für den linken Kanal und den rechten Kanal eines Stereoverstärkers, welcher gemäss vorliegender Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig. 15A, 15B und 16 dargestellt. Betrachtet man zunächst die Schaltung 1500 für den linken Kanal, die in Fig. 15A und 15B dargestellt ist, so erkennt man, dass ein Eingangssignal für den linken Kanal an einem Anschluss 1502 empfangen wird und in einem Hochfrequenzfilter 1504 vorbereitet wird, welches das Audiosignal oberhalb von 20 kHz abschneidet. Dieses Filter dient dazu, vorübergehende Intermodulationsverzer-rungen zu verhindern. Nach Verlassen des Filters 1504 tritt das Eingangssignal in den Operationsverstärker 1506 ein und passiert danach die Transistoren Q1501 und Q1503, die das Eingangssignal in eine positive und in eine negative Hälfte aufspalten. Die positive Hälfte des Signals wird der oberen Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt, während die negative Hälfte des Signals der unteren Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt wird. Da die obere Hälfte und die untere Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal symmetrisch sind, wird nur die obere Hälfte detailliert beschrieben werden.

Für das Ausgangssignal des Transistors Q1501 erfolgt durch den Einfluss der Widerstände R1512 und R1513 eine Pegelverschiebung nach oben zur Basis des Transistors Q1505. Das Signal, welches am ausgangseitigen Kollektor des Transistors Q1505 erscheint, wird zu dem Transistor Q1509 übertragen. Bei sehr niedrigem Ausgangsleistungsbedarf fliesst der Emitterstrom von dem Transistor Q1509 durch in Serie geschaltete Dioden, die bei 1508 gezeigt sind, zur Basis des Ausgangstransistors Q1513, woraufhin dieser zu leiten beginnt. Der Strom von der 25-V-Leistungsquelle 1512 fliesst dann durch den Ausgang des Transistors Q1513 zu einer aus-gangsseitigen Induktivität 1510 und in den Lautsprecher.

Wenn Ausgangsspannungen über etwa 25 V benötigt werden, wird der Verstärkerausgangsstrom von der 50-V-Leistungsquelle 1514 über den Ausgangstransistor Q1517 abgeleitet. In ähnlicher Weise treibt der Transistor Q1509 dann, wenn Ausgangsspannungen über 50 V benötigt werden, den Ausgangstransistor Q1521, um Strom von der 75-V-Leistungs-quelle 1516 abzuziehen. Der Schalterkreis 1518 mit den Transistoren Q1525 und Q1527 bewirkt die Aufteilung des Spannungsabfalls auf die Leistungstransistoren Q1513, Q1517 und Q1521.

Der Verstärker für den linken Kanal enthält eine Über-stromschutzschaltung 1520. Für den Fall eines Kurzschlusses über die Ausgangstransistoren werden starke Ströme durch den Verstärker gezogen, wodurch ein Spannungsabfall über dem Emitterwiderstand R1571 des Ausgangstransistors Q1513 entsteht. Dieser Spannungsabfall schaltet wiederum einen Überstromschutztransistor Q1533 leitend, und der Strom, der normalerweise durch den Transistor Q1505 zur Basis des Transistors.Q1509 fliesst, wird stattdessen abgeleitet, so dass er über den Kollektor des Überstromschutztransi-stors Q1533 fliesst. Wenn der Transistor Q1509 auf diese Weise seines Treiberstroms beraubt ist, schaltet er nicht ein, und die Ausgangstransistoren werden nicht leiten. Folglich werden hohe Verlustleistungen, wie sie andernfalls unter Kurzschlussbedingungen auftreten, verhindert.

Die Überdeckungsverzerrung wird durch die Wirkung von Transistoren Q1537 und Q1539 in einer Schaltung 1522 zum Unterdrücken des Übersprechens auf ein Minimum reduziert. Die Transistoren Q1537 und Q1539 bilden zusammen mit den 1-2-3-4 in Serie geschalteten Dioden 1524, den Widerständen R1520 und R1521 und dem Kondensator C1513 ein Vorspannungsnetzwerk, welches einen leichten Spannungsabfall in Leitrichtung zwischen den Basen des Transistors Q1509 in der oberen Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal und des Transistors Q1511 in der unteren Hälfte des Verstärkers entwickelt. Dieser Spannungsabfall in Leitrichtung bringt die Transistoren Q1509 und Q1511 an den Rand des leitenden Zustandes. Wenn von dem Verstärker ein Audiosignal empfangen wird, dann leiten Q1509 und Q1511 sofort und ohne eine Diskontinuität in der Signalform am Verstärkerausgang, was folglich zu einer sehr niedrigen Verzerrung des Audiosignals führt. Der Einfachheit halber sind die Werte aller Kondensatoren und Widerstände, die in der Schaltung gemäss Fig. 15A und 15B verwendet werden, weiter hinten listenför-mig in der Tabelle II zusammengefasst.

Fig. 16 zeigt den Eingangsteil der Schaltung des Verstärkers für den rechten Kanal. Der Verstärker für den rechten Kanal enthält ein Netzwerk zum Verschieben der Phase des ankommenden Audiosignals um 180°, mit dem Ziel, den Netzteil des Verstärkers besser nutzen zu können. Im Hinblick auf alle anderen Einzelheiten ist die Verstärkerschaltung für den rechten Kanal mit derjenigen für den linken Kanal, die in Fig. 15A und Fig. 15B gezeigt ist, identisch.

Eine statistische Analyse von Stereo-Rundfunksendungen zeigt, dass die überwiegende Mehrzahl der Audiosignale, die bei einer solchen Rundfunksendung einem Kanal zugeordnet ist, in Phase mit den Audiosignalen auf dem anderen Kanal liegt. Vorbekannte HiFi-Verstärker verarbeiten die ankommenden Stereosignale im allgemeinen ohne irgendwelche Änderungen der Phasenlage zwischen den Kanälen und arbeiten somit im sogenannten «single ended-Betrieb», d.h. als Eintakt-Verstärker. Die Bauelemente eines Stereoverstärkers, der im Eintakt-Betrieb arbeitet, haben aber die Tendenz, zusätzliche Energie aus dem Netzteil zu ziehen. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers hoch ist, liefert die positive Seite des Netzteils Energie an beide Kanäle, während die negative Seite des Netzteils nicht arbeitet. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers niedrig ist, liefert die negative Seite des Netzteils Leistung an den Verstärker, aber die posi5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

21

649 877

tive Seite arbeitet nicht.

Ein verbesserter Wirkungsgrad kann für den Verstärker erreicht werden, wenn beide Seiten des Netzteils kontinuierlich arbeiten. Für diesen Fall spricht man davon, dass das Netzteil als Brückenschaltung (in bridge) betrieben wird. Die Leistung kann bei dem «in bridge-Betrieb» einem Zwei-Kanal-Stereoverstärker dadurch zugeführt werden, dass man die ankommenden Signale in einem der Verstärkerkanäle invertiert und anschliessend beide Kanäle phasenverschoben verarbeitet. Aufgrund der Änderung der gegenseitigen Phasenlage zwischen den sonst normalerweise gleichphasigen Stereosignalen wird von einem der zwei Verstärkerkanäle stets positive Leistung benötigt, während der verbleibende Kanal während jedes Leistungszyklus negative Leistung benötigt. Somit werden, unabhängig vom Wert der Verstärkerausgangsspannung, die positiven und negativen Anschlüsse des Netzteils während jedes Leistungszyklus beide benötigt. Die grössere Leistung, die am Verstärkerausgang aufgrund der Tatsache verfügbar ist, dass das Netzteil effektiver genutzt wird, kann die Ausgangsleistung um etwa 15 bis 20% erhöhen. Betrachtet man erneut Fig. 16, so wird deutlich, dass der Verstärker für den rechten Kanal allgemein mit 1600 bezeichnet ist. Das Audioeingangssignal für den rechten Kanal wird an dem Anschluss 1601 empfangen und dem invertierenden Netzwerk 1602 zugeführt. Das invertierende Netzwerk, welches aus Kondensatoren C1601 und C1603 in Verbindung mit Widerständen R1601, R1603 und R1605 besteht, treibt den invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers 1604. Die Werte der Bauelemente des Netzteils sind in Tabelle III weiter hinten listenmässig zusammengestellt. Das Treiben der invertierenden Anschlüsse des Operationsverstärkers 1604 erzeugt ein Ausgangssignal, welches gegenüber dem Eingangssignal um 180° phasenverschoben ist. Wie oben diskutiert, ist die Mehrzahl der Audiosignale in jedem Kanal eines Stereorundfunksingals in Phase. Folglich führt die Verwendung des invertierenden Netzwerks im allgemeinen zu einer 180° Phasendifferenz zwischen dem Betrieb des linken Kanals und dem Betrieb des rechten Kanals des Verstärkers.

Fig. 17 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Netzteils für Verstärker mit einem linken und einem rechten Kanal, wie sie in Fig. 15A, 15B und 16 gezeigt sind. Betrachtet man nunmehr Fig. 17, so wird deutlich, dass beim Schliessen des Schalters 1700 Strom aus der Wechselspannungslei-stungsleitung 1702 durch ein Phasenschiebernetzwerk 1704 zu dem Diac 1706 und dem Triac 1708 zu fliessen beginnt. Der Triac 1708 schaltet ein und ermöglicht einen Stromfluss durch die Primärwicklung 1710a des Transformators 1710. Das Magnetfeld in der Primärwicklung 1710a baut sich auf, wobei Energie zu der Sekundärseite 1710b des Transformators und anschliessend zu den energiespeichernden Elektrolyt-Kon-densatorbänken 1716,1718 und 1720 übertragen wird. Die Speicherkondensatorbank 1716 ist so ausgebildet, dass sie eine konstante 25-V-Ausgangsspannung an der 25-V-Lei-stungsquelle aufrechterhält. Die Kondensatorbank 1718 ist so ausgebildet, dass sie eine konstante 50-V-Ausgangsspannung an der 50-V-Leistungsquelle aufrechterhält, und die Kondensatorbank 1720 ist so ausgebildet, dass sie eine konstante 75-V-Ausgangsspannung an der 75-V-Leistungsquelle aufrechterhält. Die Kondensatoren in den Kondensatorbänken werden innerhalb der ersten 100 ms voll aufgeladen, nachdem das Netzteil eingeschaltet ist.

Wenn die Spannungen an den drei Energieversorgungen ihre bevorzugten Spannungspegel von 25,50 bzw. 75 V erreichen, wird der Steuertransistor Q1701 in den leitenden Zustand gezwungen und der Emitterstrom von Q1701 fliesst durch eine Leuchtdiode 1712. In Abhängigkeit vom Emitterstrom sendet die Leuchtdiode 1712 rotes Licht aus, welches auf einen Foto widerstand 1714 trifft und den Fotowider-standswert desselben absenkt. Das Absenken des Widerstandswertes des Foto Widerstandes 1714 bewirkt eine Verzweigung eines Teils des Stroms, der durch das Phasenschiebernetzwerk 1704 fliesst, wodurch die Phase des Wechsel-spannungsleitungssignals verschoben und ein Zünden des Diacs 1706 und des Triacs 1708 zu einem späteren Zeitpunkt der von der Wechselspannungsleitung eintreffenden Sinuswelle bewirkt wird.

Änderungen in den Zündpunkten des Diacs und des Triacs führen zu Änderungen in dem Winkelbereich, in dem der leitende Zustand vorliegt und zu entsprechenden Änderungen in der Verstärkerausgangsspannung. Diese Änderungen bilden ein Mittel zum Verfolgen des Audiosignals, wann immer die Frequenz des Audiosignals unter der Wiederholfrequenz der Energieversorgungsleitung liegt, d.h. unter einer Frequenz von 120 Hz (2 x 60 Hz). Das ankommende Audiosignal wird am Verbindungspunkt von Widerständen R1765 und R1767 summiert und einer Tiefbassfilterung mit einer Zeitkonstante unterworfen, die sich aufgrund der Parallelschaltung der Widerstände R1765, R1767 mit dem Kondensator C1733 ergibt. Das resultierende Signal wird dann von der Diode 1709 gleichgerichtet, um eine Gleichspannung zu erhalten, welche proportional zum Ausgangssignal des Leistungsverstärkers ist. Diese proportionale Gleichspannung wird an den Kondensator C1735 angelegt, von wo sie dem Steuertransistor Q1701 zugeführt wird. Der Steuertransistor Q1701 steuert anschliessend den Betrieb der Leuchtdiode 1712, um die Zeitkonstante des Phasenschiebernetzwerks 1704 in der oben beschriebenen Weise zu variieren. Dabei werden bei Vorliegen hoher Signale grössere Verstärkerausgangsspannungen erzeugt und bei Vorliegen niedrigerer Signale niedrigere Ausgangsspannungen. Die Ausgangsspannung des Netzteils folgt somit tatsächlich den ankommenden Audiosignalen, die Frequenzen im unteren Querfrequenzbereich haben. Diese Möglichkeit, den Signalen zu folgen, ermöglicht es, Kosten,

Grösse und Gewicht der Verstärkereinheit weiter zu reduzieren.

Eine automatische Abschaltung des Netzteils gemäss Fig. 17 infolge einer Überstrombedingung wird durch die Verwendung des Operationsverstärkers 1722 und der Transistoren Q1703 und Q1705 erreicht. Wenn eine Fehlerbedingung dazu führt, dass dem Audioverstärker ein Überstrom geliefert wird, dann wird ein Überstrom-Auslösesignal von der Schaltung gemäss Fig. 15 A der Basis des Transistors Q1707 zugeführt. Der Transistor Q1707 schaltet ein und bewirkt, dass der Eingang des Operationsverstärkers 1722 auf einen hohen Pegel geht. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1722 geht damit ebenfalls auf einen hohen Pegel, wodurch die Transistoren Q1703 und Q1705 eingeschaltet werden. Der Emitter des Transistors Q1705 ist mit der 25-V-Quelle verbunden, und der Kollektor von Q1705 ist mit den Kondensatoren Q1723 und Q1725 verbunden. Wenn der Transistor Q1705 einschaltet, wird die Ladung von der 25-V-Versorgung zu den Kondensatoren C1723 und C1725 übertragen. Der Strom fliesst dann durch die Leuchtdiode 1712 und veranlasst diese, den Fotowiderstand 1714 hell zu beleuchten. Der Widerstandswert des Foto Widerstandes 1714 wird dementsprechend auf einen Wert abgesenkt, der ausreichend gering ist, um tatsächlich den gesamten Strom von dem Phasenschiebernetzwerk 1704 abzuleiten und damit den Netzteil abzuschalten.

Wenn der Netzteil abgeschaltet ist, wird die Leuchtdiode 1712 durch die auf den Kondensatoren C1723 und C1725 gespeicherte Ladung am Leuchten gehalten. Nach einem kurzen Zeitintervall - irgendwo zwischen 0,5 und 1 min - ist die Ladung der Kondensatoren C1723 und C1725 über die Leuchtdiode abgeflossen und diese beginnt wieder dunkel zu

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

649877

22

werden. Der Widerstands wert des Foto Widerstandes 1714 beginnt folglich zu steigen und das Netzteil kehrt wieder in den eingeschalteten Zustand zurück. Wenn die Fehlerbedingung zwischenzeitlich beseitigt ist, bleibt das Netzteil eingeschaltet und der Audioverstärker arbeitet wie zuvor. Wenn jedoch der Fehler immer noch vorhanden ist, aktiviert die Überstrom-Schaltleitung den Transistor 1707 und die Leitungsabschaltfolge wird wiederholt.

Ein Überspannungs-Schaltnetzwerk ist bei 1724 gezeigt. Das Audiosignal vom Ausgang des Audioverstärkers treibt das Netzwerk mit den Widerständen R1751, R1753, R1755, R1757 und R1759, dem Kondensator C1731 und den Dioden D1701 und D1703, um ein Gleichstromsignal zu erzeugen, welches dem zeitlichen Mittelwert des durch Halbwellen-Gleichrichtern gleichgerichteten Audiosignals entspricht. Es ist zu beachten, dass die Dioden D1701 und D1703 ausser als Gleichrichter auch als ODER-Gatter dienen. Das Ausgangssignal am Verbindungspunkt der Widerstände R1751 und R1753, beispielsweise die zeitlich gemittelte Audiospannung, lädt den Kondensator C1731. Der Kondensator C1731 ist so gewählt, dass ein Wert, der einem vorgegebenen Überspannungswert entspricht, den Kondensator C1731 veranlasst, den Operationsverstärker 1722 abzuschalten und danach die Transistoren Q1703 und Q1705 einzuschalten, um das Netzteil in einer Weise abzuschalten, die derjenigen analog ist, die während Überstrombedingungen auftritt.

Wenn aus irgendeinem Grund, beispielsweise wegen eines Versagens des Verstärkers oder des Herabfallens eines Tonarms, am Verstärkerausgang eine Gleichstromkomponente erscheinen sollte, dann erscheint eine Gleichspannung am Verbindungspunkt der Widerstände R1761 und R1763. Diese Spannung wird über die Gleichstrom-Fehler-Abschaltleitung 1726 zu dem Operationsverstärker 1722 übertragen und veranlasst diesen, abzuschalten. Wenn die Gleichspannungskomponente positiv ist, dann leitet die Diode Dl705 zum positiven Eingang des Operationsverstärkers 1722, so dass der Operationsverstärker auf den Pegel «hoch» geht. Wenn die Gleichstromkomponente negativ ist, dann leitet die Diode D1707 zu dem negativen oder invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 1722, und der Pegel am Ausgang des Operationsverstärkers geht ebenfalls «hoch». In beiden Fällen wird das Netzteil im Anschluss an das Schalten der Transistoren Q1703 und Q1705 und an die Energiezufuhr zu der Leuchtdiode 1712 abgeschaltet. Die Werte der verschiedenen Widerstände und Kondensatoren in den Fig. 15A, 15B, 16 und 17 sind in Tabellen zusammengefasst. Wie oben erwähnt, enthält die Tabelle II eine Liste für die Schaltung gemäss Fig. 15A und 15B. Die Tabelle III enthält eine Liste der Bauteile der Schaltung gemäss Fig. 16, während die Tabelle IV bevorzugte Werte für die Widerstände und Kondensatoren von Fig. 15 offenbart.

Tabelle II

Werte der Widerstände und Kondensatoren im Verstärker für den linken Kanal in Fig. 15A und 15B

Widerstände

R1501 -

15 kO

R1526-

39 kQ

R1551 -

22 kQ

R1502-

2kQ

R1527 -

100 Q

R1552 -

18 kQ

R1503 -

6,2 kQ

R1528 -

100 Q

R1553 -

4,7 kQ

R1504-

390 Q

R1529 -

1 kQ

R1554-

39 Q

R1505-

2,7 Q

R1530-

5,6 kQ

R1555 -

27 kQ

R1506 -

9,1 kQ

R1531 -

120 Q

R1556-

4,7 Q

R1507 -

1,5 kQ

R1532-

1 kQ

R1557-

3,3 kQ

R1508-

1,5 kQ

R1533 -

5,6 kQ

R1558 -

2,2 kQ

R1509 -

9,1 kQ

R1534-

120 Q

R1559 -

3,3 kQ

R1510-

1,5 kQ

R1535 -

1,5 kQ

R1560-

33 Q

Widerstände

R1511

- 1,5 kQ

R1536 -

1,5 kQ

R1561 -

2,7 kQ

R1512

- 4,7 kQ

R1537-

2,4 kQ

R1562-

2,7 kQ

R1513

-910Q

R1538 -

22 kQ

R1563 -

10 kQ

R1514

- 47 Q

R1539 -

22 kQ

R1564-

220 Q

R1515

- 1 kQ

R1540 -

18 kQ

R1565 -

220 Q

R1516

- 4,7 kQ

R1541 -

4,7 kQ

R1556 -

6,2 Q

R1517

-910 Q

R1542 -

39 Q

R1567 -

220 Q

R1518

- 47 Q

R1543 -

27 kQ

R1568 -

220 Q

R1519

- 1 kQ

R1544-

4,7 kQ

R1569 -

56 Q

R1520

- 12 kQ

R1545 -

3,3 kQ

R1570 -

62 Q

R1521

- 5,6 kQ

R1546-

2,2 kQ

R1571 -

0,1 Q

R1522

- 5 kQ

R1547 -

3,3 kQ

R1572 -

0,1Q

R1523

- 10Q

R1548 -

33 Q

R1573 -

2,7 Q

R1524

- 10Q

R1549 -

2,4 kQ

R1574 -

2,7 Q

R1525

- 12 kQ

R1550 -

22 kQ

Kondensatoren

C1501

-200 pF

C1517-

0,01 F

C1531 -

180 pF

C1503

- 0,001 F

C1519-

0,01 F

Cl533 -

0,039 F

C1505

- 470 U.F

C1521 -

22 nF

C1535 -

0,039 F

C1507

-100 pF

C1523 -

0,0033 F

C1537-

0,1 F

C1509

-100'pF

C1525 -

22 jxF

C1539 -

0,1 F

C1511

- 200 pF

C1527-

0,0033 F

C1541 -

0,33 F

C1513

- 4,7 nF

C1529 -

180 pF

Cl543 -

0,33 F

C1515

- 10 pF

Tabelle III

Werte der Widerstände und Kondensatoren in dem invertierenden Netzwerk des Verstärkers für den rechten Kanal in Fig. 16

Widerstände

Kondensatoren

R1601 - 3 kQ

C1601 -200 pF

R1603 -12 kQ

C1603- 33 pF

R1605 - 15 kQ

Tabelle IV '

Werte der Widerstände und Kondensatoren in dem Netzteil

gemäss Fig. 17

Widerstände

R1701

- 1,2 kQ

R1725

- 9,1 MQ

R1747 -

2 MQ

R1703

-150 kQ

R1727

-510kQ

R1749 -

1,5 MQ

R1705

-180 kQ

R1729

- 5,6 kQ

R1751 -

199 kQ

R1707

- 27 kQ

R1731

- 6,8 kQ

R1753 -

3,3 kQ

R1709

- 27 kQ

R1733

- 22 kQ

R1755 -

3,3 kQ

R1711

-150 kQ

R1735

- 1Q '

R1757 -

4,7 kQ

R1713

- 1,5 kQ

R1737

- 3,6 kQ

R1759 -

4,7 kQ

R1715

-390 Q

R1739

- 20 kQ

R1761 -

3,3 kQ

R1717

-680Q

R1741

-100 kQ

R1763 -

6,8 kQ

R1719

-200 Q

R1743

-200 kQ

R1765 -

30 kQ

R1721

- 680 Q

R1745

- 20 kQ

R1767 -

60 kQ

R1723

- 10 kQ

Kondensatoren

C1701

- 0,1 F

C1713

- 2200 jiF

C1725 -

2200 uF

C1703

- 0,013 F

C1715

- 2200 nF

C1727 -

22 uF

C1705

- 0,01 F

C1717

- 2200 uF

C1729 -

47 uF

C1707

-2200 jiF

C1719

- 3000 nF

C1731 -

0,033 F

C1709

- 2200 nF

C1721

- 3000 uF

C1733 -

2,2 [XF

C1711

-2200 fiF

Cl 723

-2200 uF

C1735-

2,2 (J.F

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

60

65

23

649877

Die vorstehend offenbarte Verstärkerschaltung und die Verfahren sind von spezieller ökonomischer Bedeutung auf dem Gebiet der Audioverstärker. Die vorstehend offenbarten Konzepte gestatten eine dramatische Reduzierung in dem Gewicht und den Kosten für die Bereitstellung geeigneter Energieversorgungen bzw. Netzteile und geeigneter Leistungstransistoren für HiFi-Audioverstärker und sind besonders gut für Stereosysteme geeignet.

Als ein Beispiel für die dramatische Gewichtsreduzierung, die durch die Anwendung der Konzepte dieser Erfindung ermöglicht wird, wiegt eine vollständige, für den Handel geeignete Ausführungsform eines mit einem Netzteil ausge-5 statteten Verstärkers mit einer Nennleistung von 400 W nur 4 kg. Im Gegensatz dazu wiegt der leichteste handelsübliche Verstärker gemäss dem Stande der Technik, welcher eine vergleichbare Nennleistung hat, etwa 16 kg.

G

14 Blatt Zeichnungen

Claims (20)

1. 649 877

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Vorrichtung mit einem Niederfrequenzverstärker und einem zum Speisen dieses Verstärkers mit elektrischer Leistung vorgesehenem Netzteil, welcher letzterer einen Transformator enthält, dessen durch die Primärwicklung fliessen-der sinusförmiger Wechselstrom ein- und ausschaltbar ist und wobei das Verhältnis von Einschalt- zu Ausschaltzeit von einem Steuersignal, das mit dem Betrag der vom Verstärker benötigten Leistung veränderlich ist, gesteuert wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal den Stromfluss durch die Primärwicklung (500a) des Transformators (500) während jeder positiven und/oder negativen Halbwelle der sinusförmigen Speisespannung steuert.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass Mittel (522) vorgesehen sind, die das Steuersignal von der Amplitude eines Niederfrequenzeingangssignals ableiten.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Primärwicklung (500a) des Transformators (500) mit einer Schalteinrichtung (508) in Serie geschaltet ist, welche Serieschaltung direkt an die Klemmen eines Wechselstromnetzes (502) angeschlossen ist, und weiter ein Generator (528) zum Erzeugen eines mit der Amplitude des Niederfrequenzeingangssignals veränderlichen und zum Einschalten der Schalteinrichtung geeigneten Steuersignals vorgesehen ist.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalteinrichtung (508) ein Festkörperschalter ist, dessen Einschaltperioden von dem Steuersignal derart gesteuert werden, dass die durch die Primärwicklung (500a) des Transformators (500) fliessenden Stromimpulse bei einem Niederfrequenzerngangssignal mit kleiner Amplitude eine kürzere zeitliche Dauer als bei einem Niederfrequenzeingangssignal grösserer Amplitude aufweisen.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass dem Steuersignalgenerator (528) eine Steuerleitung (R505) zugeordnet ist, um das Steuersignal an die Schalteinrichtung (508) zu übertragen.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerleitung (R1709, R1711) eine opto-elektrische Kopplung (1712,1714) aufweist, um die Übertragung elektrischer Energie zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung (1710a, 1710b) des Transformators (1710) über die Steuerleitung zu verhindern.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein Fühler (R1747) vorgesehen ist, der bei fehlerhafter Betriebsweise des Niederfrequenzverstärkers (1600) ein Fehlersignal erzeugt und der Steuersignalgenerator (1712) eine Einrichtung (1722) enthält, die mit dem Fühler verbunden ist und beim Erscheinen eines Fehlersignals die Einschaltperioden des Steuersignals verringert.
8. 8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein Niederfrequenzfïlter (R1767, C1733, D1709, C1735, R1723) vorgesehen ist, um ein den Änderungen des Niederfrequenzeingangssignals entsprechendes Niederfrequenzfolgesignal zu erzeugen und der Steuersignalgenerator (1712) eine auf das Niederfrequenzfolgesignal ansprechende Einrichtung (Q1701) enthält, die bewirkt, dass die Schalteinrichtung (1708) die Leistung der Stromimpulse durch die Primärwicklung (1710A) entsprechend den Änderungen der Amplituden des Niederfrequenzeingangssignals moduliert.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Niederfrequenzverstärker (1500) einen ersten und einen zweiten Transistor (Q1513, Q1517) mit in Serie geschalteter Emitter-Kollektor-Strecke enthält, wobei die Basiselektrode des ersten Transistors (Q1513) zum Empfang des Niederfrequenzeingangssignals und der Emitter zum Erzeugen mindestens eines Teils des Ausgangssignals des Niederfrequenzverstärkers vorgesehen ist, und dass eine Speisespannungsquelle eine erste Teilspannungsquelle (1512) enthält, an die die Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Transistor und eine zweite Teilspannungsquelle (1514), an die der Emitter-Kollektor-Kreis des zweiten Transistors angeschlossen ist, wobei die zweite Teilspannung höher als die erste Teilspannung ist, und dass eine Transistorsteuereinrichtung (Q1509, 1508) vorgesehen ist, um den zweiten Transistor zu sperren oder in den leitenden Zustand zu schalten, wenn die Amplitude des Niederfrequenzeingangssignals unter bzw. über einem ersten vorgegebenen Wert liegt.
10. 10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Transistorsteuereinrichtung (Q1509, 1508) bewirkt, dass der erste vorgegebene Wert gleich der ersten Teilspannung ist und dass die Spannung über dem ersten und dem zweiten Transistor (Q1513, Q1517) praktisch zu gleichen Teilen über diesen Transistoren abfällt, wenn die Amplitude des Niederfrequenzeingangssignals über dem vorgegebenen Wert liegt.
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Speisespannungsquelle eine dritte Teilspannungsquelle (1516) enthält, deren Spannung höher als die zweite Teilspannung ist und der Niederfrequenzverstärker (1500) einen dritten Transistor (Q1521 ) enthält, dessen Emitter mit dem ersten und dem zweiten Transistor (Q1513,

    Q1517) und dessen Kollektor mit der dritten Teilspannungsquelle verbunden ist, und weiter eine zweite Transistorsteuereinrichtung (1518) vorgesehen ist, die mit der Basis des dritten Transistors (Q1521) verbunden ist, um diesen zu sperren, wenn die Amplitude des Niederfrequenzeingangssignals unter einen zweiten vorgegebenen Wert, der über dem ersten vorgegebenen Wert liegt, abfällt, und um die Verstärkung des dritten Transistor derart zu steuern, dass die über dem ersten und dritten Transistor abfallende Spannung gleichmässig aufgeteilt ist, wenn die Amplitude des Niederfrequenzeingangssignals über dem zweiten vorgegebenen Wert liegt.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter des dritten Transistors (Q1105) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q1101) verbunden ist und der Niederfrequenzverstärker (1100) eine Diode (D1301) enthält, die zwischen dem ersten und dem zweiten Transistor (Q1101, Q1103) angeschlossen ist, um den zweiten Transistor vom ersten Transistor zu trennen, wenn der dritte Transistor (Qll 05) leitend ist.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Emitter des dritten Transistors (Q1105) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q1103) verbunden ist und die erste und die zweite Transistorsteuereinrichtung (1126,

    1130) bewirken, dass die über dem ersten, zweiten und dritten Transistor (Q1101, Q1103, Q1105) abfallende Spannung gleichmässig aufgeteilt ist, wenn der dritte Transistor (Q1105) leitend ist, und dass zwischen dem Kollektor des ersten und dem Kollektor des zweiten Transistors (Q1101, Q1103) und der ersten bzw. der zweiten Teilspannungsquelle eine Diode (Dl 101, Dl 103) vorgesehen ist, welche Dioden dazu bestimmt sind, die erste und die zweite Teilspannungsquelle voneinander zu trennen, wenn der dritte Transistor (Q1105) leitend ist.
14. 14. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal den Festkörperschalter (508) während des rückwärtigen Teils jeder Halbperiode der sinusförmigen Speisespannung in den leitenden Zustand schaltet.
15. 15. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Gleichrichter (D501, D503), die mit dem Wechselstromnetz (502) und der Primärwicklung (500a) verbunden sind und bewirken, dass nur positive Stromimpulse an die Primärwicklung geleitet werden und der Festkörperschalter (50) ab einem bestimmten Wert der sinusförmigen Speisespannung leitend wird.
16. 16. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeich-

    2

    5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65

    3

    649 877

    net, dass der Festkörperschalter (508) bei einem vorbestimmten Wert des rückwärtigen Teils jeder Halbperiode der sinusförmigen Speisespannung leitend ist.
17. 17. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Windungsverhältnis der Sekundär- zur Primärwicklung des Transformators kleiner als 1,0 und die Induk-tanz der Primärwicklung grösser als 30 mHy und der Durchmesser des Wicklungsdrahts grösser als 0,2 mm ist.
18. 18. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der Netzteil Ladungsspeichereinrichtungen (522, 550) enthält, die mit den als Teilspannungsquellen (El, E2, E3, E4, E5, E6) verwendeten Ausgängen der Sekundärwicklung (524) verbunden und zum Speichern von in der Sekundärwicklung erzeugter Energie vorgesehen sind und wobei der Steuersignalgenerator (528) eine Rückkopplung (R505,

    518) enthält, die mit den Ladungsspeichereinrichtungen verbunden ist und bewirkt, dass die in den Ladungsspeichereinrichtungen gespeicherte Energie durch Steuern des Festkörperschalters (508) während jeder Periode der sinusförmigen Speisespannung praktisch konstant gehalten wird.
19. 19. Vorrichtung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladungsspeichereinrichtungen (522, 550) als Kondensatoren ausgebildet sind und der Transformator (500) in der Sekundärwicklung (500b) Spitzenspannungen erzeugt, die über den konstanten Arbeitsspannung der Kondensatoren liegen.
20. 20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Festkörperschalter (508) ein TRIAC ist.