JPS6035847B2 - 高効率軽量のオ−ディオ増幅器 - Google Patents
高効率軽量のオ−ディオ増幅器Info
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- JPS6035847B2 JPS6035847B2 JP50209579A JP50209579A JPS6035847B2 JP S6035847 B2 JPS6035847 B2 JP S6035847B2 JP 50209579 A JP50209579 A JP 50209579A JP 50209579 A JP50209579 A JP 50209579A JP S6035847 B2 JPS6035847 B2 JP S6035847B2
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0244—Stepped control
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- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
この発明はオーディオ信号増幅のための増幅回路及び電
源装置に関するものである。
源装置に関するものである。
背景技術
ソリッドステート回路要素はオーディオ増幅回路のサイ
ズ、重量及びコストにおける画期的な縮小低下をもたら
すとともに、旧世代の真空管技術に比較してサウンドの
再生における高い忠実度を達成した。
ズ、重量及びコストにおける画期的な縮小低下をもたら
すとともに、旧世代の真空管技術に比較してサウンドの
再生における高い忠実度を達成した。
ソリツドステート回路の電圧における制約を取り払うた
めの試みにおいてオーディオ関係の技術者はユーザーに
対し電力定格が高く、かつ歪みレベルの小さいものを提
供する努力を払ってきた。これらの努力は称賛に値する
程度に成功したが、重量、コスト及び電力消費を増大す
るという基本的に望ましくない副次的効果をもたらすも
のであった。たとえば現在の技術分野において、商業的
に入手可能な４００Ｗの増幅器は、特定の設計及び材料
の選択に応じて１６ｋ９から３８ｋ９以上もの重量を占
めるものである。このような増幅器は通常は負担しなけ
ればならないピーク負荷にとって、必要なコストの高い
要素を採用し、要素の損傷を避けるためには放散しなけ
ればならない重大な熱量を発生する。トランスの重量問
題について自明な一つの試みは巻線数を減少すること、
又はトランスのコイルを形成する巻線の寸法を減少する
ことである。
めの試みにおいてオーディオ関係の技術者はユーザーに
対し電力定格が高く、かつ歪みレベルの小さいものを提
供する努力を払ってきた。これらの努力は称賛に値する
程度に成功したが、重量、コスト及び電力消費を増大す
るという基本的に望ましくない副次的効果をもたらすも
のであった。たとえば現在の技術分野において、商業的
に入手可能な４００Ｗの増幅器は、特定の設計及び材料
の選択に応じて１６ｋ９から３８ｋ９以上もの重量を占
めるものである。このような増幅器は通常は負担しなけ
ればならないピーク負荷にとって、必要なコストの高い
要素を採用し、要素の損傷を避けるためには放散しなけ
ればならない重大な熱量を発生する。トランスの重量問
題について自明な一つの試みは巻線数を減少すること、
又はトランスのコイルを形成する巻線の寸法を減少する
ことである。
しかしながら、巻線数の減少は一次コイルにおけるィン
ダクタンスの減少をも生じ、その結果、コイルを通る浪
費電流を増大させ、発熱及び大きな電力消費の原因とな
る。一方、一次コイルにおける浪費電流を小さくするた
めの通常の方法は、多数の巻線を用いることである。し
かしこの試みは二次巻線における電圧を正常なしベルに
維持するためにその二次巻線数をも多くしなければなら
ないことを意味する。トランス重量の減少のための他の
自明な選択は、すなわち巻線サイズを減少することであ
るが、これは各コイルの内部抵抗が増大し、トランスに
課される高い電力要求に基づく多大な熱発生及び電力損
失をもたらすため、満足な解決策とはならない。常識的
にはトランス給電型の増幅器が、定格電力を高めるため
に再設計される限り、そのトランスのサイズ及び重量の
増大が必要となる。結局、オーディオ増幅器の全重量、
サイズ及びコストを減少するために留意すべきことは出
力電力の容量を減少することである。
ダクタンスの減少をも生じ、その結果、コイルを通る浪
費電流を増大させ、発熱及び大きな電力消費の原因とな
る。一方、一次コイルにおける浪費電流を小さくするた
めの通常の方法は、多数の巻線を用いることである。し
かしこの試みは二次巻線における電圧を正常なしベルに
維持するためにその二次巻線数をも多くしなければなら
ないことを意味する。トランス重量の減少のための他の
自明な選択は、すなわち巻線サイズを減少することであ
るが、これは各コイルの内部抵抗が増大し、トランスに
課される高い電力要求に基づく多大な熱発生及び電力損
失をもたらすため、満足な解決策とはならない。常識的
にはトランス給電型の増幅器が、定格電力を高めるため
に再設計される限り、そのトランスのサイズ及び重量の
増大が必要となる。結局、オーディオ増幅器の全重量、
サイズ及びコストを減少するために留意すべきことは出
力電力の容量を減少することである。
このような増幅器効率における向上はコストの低い軽量
の電源装置の使用を許容する。そしてこれは増幅器の出
力段における出力トランジスタの常套的な使用に伴なう
電力浪費を減少することによっても実現される。このよ
うな電力浪費の減少が達成されると、増幅器における出
力トランジスタにより普通に要求される放熱又は冷却の
ための重量、サイズ及びコストが減少されるので、電源
装置において達成されるもの以上の付加的な重量及びコ
ストの抑制を達成することができる。ジェンセンに対す
る米国特許第３４２６２９ぴ号‘ま増幅器の出力トラン
ジス外こ対し、出力電圧レベルにきわめて近い電圧を供
給することにより増幅器効率を向上させるための周知の
試みの代表的なものであり、これにより出力トランジス
タをすべての時点においてわずかに飽和状態からはずれ
た条件において作動させることができる。この条件にお
いて作動すると、出力トランジスタの両端に現れる動作
電圧降下はきわめて低く維持され、又、トランジスタに
より消費される電力（トランジスタの電圧掛けるそれを
通る電流の値に等しい）はこれに対応して減少する。ジ
ェンセンの回路においては出力トランジスタに対し所望
の電圧供給を維持するため、むしろ複雑なしギュレータ
が採用される。このため、エネルギーはオーディオ入力
信号から引き出された制御信号に応答した高い速度にお
いて作動するスイッチングトランジス外こより、謙導容
量性回路に蓄積される。増幅器出力トランジスタへの所
望の電圧供給を維持するために、スイッチングトランジ
スタを完全オン又は完全オフで作動させることにより、
レギュレータ及び出力トランジスタの結合回路に消費さ
れるエネルギーは、常套的な固定電圧源により作動する
出力トランジスタに消費されるエネルギー以上に減少す
る。増幅器効率における定まった利益を生ずる一方にお
いて、ジェンセンの回路はスイッチングトランジスタが
高い周波数で作動する場合においてのみ効果的であり、
これは増幅器出力信号における過渡干渉歪みを生ずるも
のである。ハナダに対する米国特許第４０５４８４３号
はジェンセン特許において開示されたと類似の回路を教
示するものである。改良された増幅器効率を達成するた
めの選択的な試みは、ドライデンに対する米国特許第３
３１９１７６号において開示されている。
の電源装置の使用を許容する。そしてこれは増幅器の出
力段における出力トランジスタの常套的な使用に伴なう
電力浪費を減少することによっても実現される。このよ
うな電力浪費の減少が達成されると、増幅器における出
力トランジスタにより普通に要求される放熱又は冷却の
ための重量、サイズ及びコストが減少されるので、電源
装置において達成されるもの以上の付加的な重量及びコ
ストの抑制を達成することができる。ジェンセンに対す
る米国特許第３４２６２９ぴ号‘ま増幅器の出力トラン
ジス外こ対し、出力電圧レベルにきわめて近い電圧を供
給することにより増幅器効率を向上させるための周知の
試みの代表的なものであり、これにより出力トランジス
タをすべての時点においてわずかに飽和状態からはずれ
た条件において作動させることができる。この条件にお
いて作動すると、出力トランジスタの両端に現れる動作
電圧降下はきわめて低く維持され、又、トランジスタに
より消費される電力（トランジスタの電圧掛けるそれを
通る電流の値に等しい）はこれに対応して減少する。ジ
ェンセンの回路においては出力トランジスタに対し所望
の電圧供給を維持するため、むしろ複雑なしギュレータ
が採用される。このため、エネルギーはオーディオ入力
信号から引き出された制御信号に応答した高い速度にお
いて作動するスイッチングトランジス外こより、謙導容
量性回路に蓄積される。増幅器出力トランジスタへの所
望の電圧供給を維持するために、スイッチングトランジ
スタを完全オン又は完全オフで作動させることにより、
レギュレータ及び出力トランジスタの結合回路に消費さ
れるエネルギーは、常套的な固定電圧源により作動する
出力トランジスタに消費されるエネルギー以上に減少す
る。増幅器効率における定まった利益を生ずる一方にお
いて、ジェンセンの回路はスイッチングトランジスタが
高い周波数で作動する場合においてのみ効果的であり、
これは増幅器出力信号における過渡干渉歪みを生ずるも
のである。ハナダに対する米国特許第４０５４８４３号
はジェンセン特許において開示されたと類似の回路を教
示するものである。改良された増幅器効率を達成するた
めの選択的な試みは、ドライデンに対する米国特許第３
３１９１７６号において開示されている。
これは増幅器出力の電圧レベルに応答して作動するステ
ップ電圧供給からなるものであり、これにより所望の増
幅を実現するに十分な実施可能な電圧源からの最低の電
圧が電力増幅素子に印加される。ドライデンの米国特許
では、開示された目的のためには有効であるが、出力電
圧の各樋性に対して電力増幅素子として単一のトランジ
スタのみを採用する。したがって負荷電圧に接続された
電源電圧との全体の差は出力トランジスタに現れる。し
たがって多数の不連続な供給電圧が電源回路により提供
されない限り、重大な電力損失が生ずることとなる。こ
のような各不連続な電圧はセパレート型の振幅比較器及
び関連するスイッチング装置を要求し、そのため、電源
装置のコストを高めることとなる。従来技術において開
示されたさらに別の試みは、ェルゼンバーグに対する米
国特許第３６２２８９９号に説明されている。
ップ電圧供給からなるものであり、これにより所望の増
幅を実現するに十分な実施可能な電圧源からの最低の電
圧が電力増幅素子に印加される。ドライデンの米国特許
では、開示された目的のためには有効であるが、出力電
圧の各樋性に対して電力増幅素子として単一のトランジ
スタのみを採用する。したがって負荷電圧に接続された
電源電圧との全体の差は出力トランジスタに現れる。し
たがって多数の不連続な供給電圧が電源回路により提供
されない限り、重大な電力損失が生ずることとなる。こ
のような各不連続な電圧はセパレート型の振幅比較器及
び関連するスイッチング装置を要求し、そのため、電源
装置のコストを高めることとなる。従来技術において開
示されたさらに別の試みは、ェルゼンバーグに対する米
国特許第３６２２８９９号に説明されている。
この米国特許において低電力消費の増幅回路は、負荷端
子と直列に結合された複数のトランジスタを用いるもの
であり、これらのトランジスタは異なった大きさを有す
る各電圧源により付勢されるとともに、高められた大き
さの入力信号に応答した順序において増幅器として作動
するようバイアスされている。この型の回路は各出力ト
ランジスタをして、次のより高い電力のトランジスタが
作動するときに飽和状態となるように作動させる。これ
により増幅器出力ステージにおける全電圧降下（すなわ
ち供給電圧と負荷あるいは出力電圧との電位差）はいず
れか一時点において単一の出力トランジスタの両端にの
み現れる。この回路構成は比較的多数の出力トランジス
タ及び不連続な供給電圧を採用しない限り実質的な定格
電力を有する出力トランジスタを要求する。いずれの試
みも増幅器コストを高めるものである。ウーナーに対す
る米国特許第３７７２６０６号及びサンベィその他に対
する米国特許第３９６１２８０号はェルゼンバーグの米
国特許に関して前述したと類似の回路構成を開示するも
のである。シェィド、ジュニアに対する米国特許第 ３８８７８７８号は、出力ステージにおける複数のシリ
ーズ接続されたトランジスタが出力ステージにおける全
電圧降下を分担するようにバイアスされ、その結果低価
格の要素（トランジスタ）が用いられるようにするもの
である。
子と直列に結合された複数のトランジスタを用いるもの
であり、これらのトランジスタは異なった大きさを有す
る各電圧源により付勢されるとともに、高められた大き
さの入力信号に応答した順序において増幅器として作動
するようバイアスされている。この型の回路は各出力ト
ランジスタをして、次のより高い電力のトランジスタが
作動するときに飽和状態となるように作動させる。これ
により増幅器出力ステージにおける全電圧降下（すなわ
ち供給電圧と負荷あるいは出力電圧との電位差）はいず
れか一時点において単一の出力トランジスタの両端にの
み現れる。この回路構成は比較的多数の出力トランジス
タ及び不連続な供給電圧を採用しない限り実質的な定格
電力を有する出力トランジスタを要求する。いずれの試
みも増幅器コストを高めるものである。ウーナーに対す
る米国特許第３７７２６０６号及びサンベィその他に対
する米国特許第３９６１２８０号はェルゼンバーグの米
国特許に関して前述したと類似の回路構成を開示するも
のである。シェィド、ジュニアに対する米国特許第 ３８８７８７８号は、出力ステージにおける複数のシリ
ーズ接続されたトランジスタが出力ステージにおける全
電圧降下を分担するようにバイアスされ、その結果低価
格の要素（トランジスタ）が用いられるようにするもの
である。
しかしながら、この米国特許はこれらトランジスタの全
電力消費を減少するという技術を開示するものではない
。増幅器の電力供給のコストを減少するためのさらに別
の技術は、従釆技術においてやはり開示されている。た
とえばミュンチ、ジュニアに対する米国特許第３５４２
９５３号における技術は、単一の電力供給により同じオ
ーディオ信号を増幅すべく設計された２つのＢ級増幅回
路を作動させるものである。これは１つの増幅器への入
力位相を反転することにより、増幅器が電源装置から交
互にピーク電流を引き出すようにしたものである。しか
しながら、ミュンチジュニアの米国特許は２つの分離さ
れた信号を増幅するための複増幅器（ステレオシステム
におけるような）において、どのような技術を採用する
かを開示するものではない。上述した従釆技術のシステ
ムは、いずれもコストの低い軽量の要素を用いて電源そ
れ自体を変形するとともに、増幅器回路により要求され
る電源の容量を維持することによって、電源の重量を減
少する問題の解決に迫るものではない。
電力消費を減少するという技術を開示するものではない
。増幅器の電力供給のコストを減少するためのさらに別
の技術は、従釆技術においてやはり開示されている。た
とえばミュンチ、ジュニアに対する米国特許第３５４２
９５３号における技術は、単一の電力供給により同じオ
ーディオ信号を増幅すべく設計された２つのＢ級増幅回
路を作動させるものである。これは１つの増幅器への入
力位相を反転することにより、増幅器が電源装置から交
互にピーク電流を引き出すようにしたものである。しか
しながら、ミュンチジュニアの米国特許は２つの分離さ
れた信号を増幅するための複増幅器（ステレオシステム
におけるような）において、どのような技術を採用する
かを開示するものではない。上述した従釆技術のシステ
ムは、いずれもコストの低い軽量の要素を用いて電源そ
れ自体を変形するとともに、増幅器回路により要求され
る電源の容量を維持することによって、電源の重量を減
少する問題の解決に迫るものではない。
そこで、再び電源トランスの軽量化について検討すると
、交流電源の周波数を高くすれば、理論上トランスの一
次及び二次巻線のィンダクタンスが大きくなり、その分
だけトランスの銅量及び鉄量を少くすることが可能であ
り、しかもその電源電圧を常套的に直流のスイッチング
（直一交変換）によるパルス列として得る場合には、こ
れをオーディオ信号の振幅に従ってパルス幅変調するこ
とも可能である。しかしながら、従来のこの種の試みに
おいては、スイッチング素子の周波数特性、すなわち立
上がり及び立下がり勾配（周波数が高くなると相体的に
緩やかとなる）にもとづき、トランスからオーディオ信
号のピーク電力が取出せないというのが実情であり、現
実にはまった〈具体化されなかつた。チャンに対する米
国特許第３４６６５２７号は変圧器の一次巻線のＡＣ電
源回路において、デューテイサィクル制御スイッチを用
いるトランスベース型電圧源回路のコスト及びサイズを
減少するための回路を開示するものである。
、交流電源の周波数を高くすれば、理論上トランスの一
次及び二次巻線のィンダクタンスが大きくなり、その分
だけトランスの銅量及び鉄量を少くすることが可能であ
り、しかもその電源電圧を常套的に直流のスイッチング
（直一交変換）によるパルス列として得る場合には、こ
れをオーディオ信号の振幅に従ってパルス幅変調するこ
とも可能である。しかしながら、従来のこの種の試みに
おいては、スイッチング素子の周波数特性、すなわち立
上がり及び立下がり勾配（周波数が高くなると相体的に
緩やかとなる）にもとづき、トランスからオーディオ信
号のピーク電力が取出せないというのが実情であり、現
実にはまった〈具体化されなかつた。チャンに対する米
国特許第３４６６５２７号は変圧器の一次巻線のＡＣ電
源回路において、デューテイサィクル制御スイッチを用
いるトランスベース型電圧源回路のコスト及びサイズを
減少するための回路を開示するものである。
このスイッチは二次巻線からの出力電圧を調整する機能
を有する。しかしながら、このチャンの米国特許におい
て開示されたものは直流安定化電源そのものであり、そ
れによって蓮せられる低コスト及び軽量性は単に１／４
サイクルの電圧・時間（ボルトータィム）積分のみにわ
たりデューティサイクル制御スイッチを作動させること
により得られるものである。しかもそのような回路設計
における制御スイッチを入来したオーディオ信号の特性
に基づいて制御することにより電源重量及びコストの減
少を、達成しようとすることについて何ら教示するもの
ではない。発明の開示 この発明の一般的な目的は増幅器出力ステージの効率を
向上するとともに、増幅される信号の特性に応答して増
幅器電源の付勢を変調することにより蓮せられる軽量か
つ低価格の増幅回路及び電源装置を提供し、これにより
従来技術の不備を克服することである。
を有する。しかしながら、このチャンの米国特許におい
て開示されたものは直流安定化電源そのものであり、そ
れによって蓮せられる低コスト及び軽量性は単に１／４
サイクルの電圧・時間（ボルトータィム）積分のみにわ
たりデューティサイクル制御スイッチを作動させること
により得られるものである。しかもそのような回路設計
における制御スイッチを入来したオーディオ信号の特性
に基づいて制御することにより電源重量及びコストの減
少を、達成しようとすることについて何ら教示するもの
ではない。発明の開示 この発明の一般的な目的は増幅器出力ステージの効率を
向上するとともに、増幅される信号の特性に応答して増
幅器電源の付勢を変調することにより蓮せられる軽量か
つ低価格の増幅回路及び電源装置を提供し、これにより
従来技術の不備を克服することである。
上記の目的を達するため、本発明において、トランスの
一次巻線はスイッチ手段に結合された交流電源に接続さ
れる。
一次巻線はスイッチ手段に結合された交流電源に接続さ
れる。
スイッチ手段は制御手段に動作的に接続され、所定の制
御信号に応答して交流を周期的に遮断するようになって
いる。これによりスイッチ手段は、入力端電力手段から
の電力サイクルにおける選択された部分で導適する。制
御手段はこのスイッチ手段を増幅装置の比較的低い電力
要求のためにより短い時間周期の間、導通させるととも
に、増幅装置のより高い電力要求のために比較的長い時
間周期の間導通させる。制御手段は望ましくはスイッチ
手段を前記入力端電源手段からの各電流パルスの後方の
部分において導通させる。１つの実施例においては入力
機電源手段及び一次巻線に動作的に接続された整流手段
が設けられる。
御信号に応答して交流を周期的に遮断するようになって
いる。これによりスイッチ手段は、入力端電力手段から
の電力サイクルにおける選択された部分で導適する。制
御手段はこのスイッチ手段を増幅装置の比較的低い電力
要求のためにより短い時間周期の間、導通させるととも
に、増幅装置のより高い電力要求のために比較的長い時
間周期の間導通させる。制御手段は望ましくはスイッチ
手段を前記入力端電源手段からの各電流パルスの後方の
部分において導通させる。１つの実施例においては入力
機電源手段及び一次巻線に動作的に接続された整流手段
が設けられる。
これにより一次巻線には正の電流パルスのみが導かれる
。スイッチ手段は電圧応答スイッチ手段であって、電流
パルスの所定の電圧レベルにおいて導適状態となる。こ
の実施例の好ましい形態において、スイッチ手段は入力
端電源手段とトランスの一次巻線との間に直列接続され
たシリコン制御整流器からなっている。トランスベース
型電源の別の実施例において、入力端電源手段は一次巻
線に接続され、その一次巻線に交流を通ずる。
。スイッチ手段は電圧応答スイッチ手段であって、電流
パルスの所定の電圧レベルにおいて導適状態となる。こ
の実施例の好ましい形態において、スイッチ手段は入力
端電源手段とトランスの一次巻線との間に直列接続され
たシリコン制御整流器からなっている。トランスベース
型電源の別の実施例において、入力端電源手段は一次巻
線に接続され、その一次巻線に交流を通ずる。
このスイッチ手段は電圧応答手段であって、それ自身電
流パルスの後方の部分中における所定の電圧レベルで導
適する。この電源装置の付加的な実施例の好ましい形態
において、スイッチ手段は一次巻線に直列接続された第
１のトライアツクからなっている。この第１トライアッ
クの動作は増幅される信号の大きさとトランスの二次巻
線からの電圧出力の値の双方に応答する回路により制御
される。このトライアツクはデューテイサイクルの厳密
に定められた部分中において駆動するようになっており
、トランスの一次巻線を流れる電流を調整するとともに
、トランス二次巻線へのエネルギーの対応した伝達を調
整する。トランスベース型電源の別の形態において、上
述したトライァックスィッチ手段はごうに交流電源の通
常の波形がゼロに復帰するまでにトランスの一次巻線を
流れる電流を遮断するためのカットオフ回路を有する。
流パルスの後方の部分中における所定の電圧レベルで導
適する。この電源装置の付加的な実施例の好ましい形態
において、スイッチ手段は一次巻線に直列接続された第
１のトライアツクからなっている。この第１トライアッ
クの動作は増幅される信号の大きさとトランスの二次巻
線からの電圧出力の値の双方に応答する回路により制御
される。このトライアツクはデューテイサイクルの厳密
に定められた部分中において駆動するようになっており
、トランスの一次巻線を流れる電流を調整するとともに
、トランス二次巻線へのエネルギーの対応した伝達を調
整する。トランスベース型電源の別の形態において、上
述したトライァックスィッチ手段はごうに交流電源の通
常の波形がゼロに復帰するまでにトランスの一次巻線を
流れる電流を遮断するためのカットオフ回路を有する。
このようなカットオフ回路は第１のトライアックを非導
適状態となるように転流するための第２のトライアック
を有する。この発明の別の目的は、各ステップ電圧レベ
ルに接続された直列トランジスタを含む高効率オーディ
オ増幅器を提供することである。この増幅器において、
トランジスタは互いに接続されたトランジスタ間にわた
って比較的均等に電圧降下を分担するように制御される
。したがって、電力定格の要求が減少し、その結果、増
幅器出力における歪みを小さくする。オーディオ増幅器
の一実施例において、複数の直列接続された出力トラン
ジスタがヱミッタフオロワー構成において、増幅器の出
力に接続される。
適状態となるように転流するための第２のトライアック
を有する。この発明の別の目的は、各ステップ電圧レベ
ルに接続された直列トランジスタを含む高効率オーディ
オ増幅器を提供することである。この増幅器において、
トランジスタは互いに接続されたトランジスタ間にわた
って比較的均等に電圧降下を分担するように制御される
。したがって、電力定格の要求が減少し、その結果、増
幅器出力における歪みを小さくする。オーディオ増幅器
の一実施例において、複数の直列接続された出力トラン
ジスタがヱミッタフオロワー構成において、増幅器の出
力に接続される。
この出力に最も近いトランジスタは、そのベースを介し
て信号入力手段に接続される。残りのトランジスタは前
記増幅装置が所定の大きさ以下の振幅を有する信号を増
幅しているという条件下において、前記直列接続された
残りのトランジスタのすべてを非導適状態とするように
設計されたトランジスタ制御手段によりそれらのベース
電極を介して制御される。このトランジスタ制御手段は
第２のトランジスタを、入力信号がより高い大きさであ
るときに導通するようにする。この結果、より高い電圧
における電流が出力端子に導かれ、電流は第２及び第１
トランジス外こ対するより高い電圧の点から出力端子に
流入する。好ましい形態において、トランジスタ制御手
段は第１トランジスタから負荷端子への出力電圧に応答
するようになっている。さらにトランジスタ制御手段は
第２トランジスタのベース電極に動作的に接続される。
その接続の態様は第２トランジスタのベース電極への制
御電流が、出力電圧が所定の電圧レベルに達したときに
流れ始めるようにし、この結果、第２トランジスタを導
通させるとともに、前記第１及び第２トランジスタを介
し、より高い電圧の点から出力端子に向けて電流を流通
する。望ましくは、トランジスタ制御手段は第１制御手
段が出力端子における出力電圧の関数に従って第２トラ
ンジスタのベース電極にベース電流を供給するようにな
っている。これは第２トランジスタのベース電極に供給
される電流の電圧が出力電圧の大きさの関数として変化
するように行なわれ、さらに第２トランジスタへのベー
ス電流の電圧がより高い電圧の点における電圧と出力電
圧との中間レベルにある電圧となり、したがって第２及
び第１トランジスタ間の電圧降下がこの第２及び第１ト
ランジスタ間に分担されるようにする。トランジスタ制
御手段は特に第２トランジスタのベース電極に接続され
た第１の主電流支持電極を有する制御トランジスタを含
んでいる。この制御トランジスタもまた前記出力端子及
び閑適するより高い電圧源との間に接続された分圧手段
に接続された第２の主電流支持電極を有する。制御トラ
ンジスタのベース電極は一対の分圧抵抗の間の結節点に
接続され、さらにより高い電圧源及びより低い電圧源と
の間に接続される。より低い電圧源を第１トランジスタ
の第２電極に接続するために、あるダイオード手段が配
置される。これにより信号電圧がこのより低い電圧点に
おける電圧レベルより高いレベルであるときに、このよ
り低い電圧点がより高い電圧点から遮断される。好まし
い構成においては２組のトランジスタセットがプッシュ
ブル関係において配置される。
て信号入力手段に接続される。残りのトランジスタは前
記増幅装置が所定の大きさ以下の振幅を有する信号を増
幅しているという条件下において、前記直列接続された
残りのトランジスタのすべてを非導適状態とするように
設計されたトランジスタ制御手段によりそれらのベース
電極を介して制御される。このトランジスタ制御手段は
第２のトランジスタを、入力信号がより高い大きさであ
るときに導通するようにする。この結果、より高い電圧
における電流が出力端子に導かれ、電流は第２及び第１
トランジス外こ対するより高い電圧の点から出力端子に
流入する。好ましい形態において、トランジスタ制御手
段は第１トランジスタから負荷端子への出力電圧に応答
するようになっている。さらにトランジスタ制御手段は
第２トランジスタのベース電極に動作的に接続される。
その接続の態様は第２トランジスタのベース電極への制
御電流が、出力電圧が所定の電圧レベルに達したときに
流れ始めるようにし、この結果、第２トランジスタを導
通させるとともに、前記第１及び第２トランジスタを介
し、より高い電圧の点から出力端子に向けて電流を流通
する。望ましくは、トランジスタ制御手段は第１制御手
段が出力端子における出力電圧の関数に従って第２トラ
ンジスタのベース電極にベース電流を供給するようにな
っている。これは第２トランジスタのベース電極に供給
される電流の電圧が出力電圧の大きさの関数として変化
するように行なわれ、さらに第２トランジスタへのベー
ス電流の電圧がより高い電圧の点における電圧と出力電
圧との中間レベルにある電圧となり、したがって第２及
び第１トランジスタ間の電圧降下がこの第２及び第１ト
ランジスタ間に分担されるようにする。トランジスタ制
御手段は特に第２トランジスタのベース電極に接続され
た第１の主電流支持電極を有する制御トランジスタを含
んでいる。この制御トランジスタもまた前記出力端子及
び閑適するより高い電圧源との間に接続された分圧手段
に接続された第２の主電流支持電極を有する。制御トラ
ンジスタのベース電極は一対の分圧抵抗の間の結節点に
接続され、さらにより高い電圧源及びより低い電圧源と
の間に接続される。より低い電圧源を第１トランジスタ
の第２電極に接続するために、あるダイオード手段が配
置される。これにより信号電圧がこのより低い電圧点に
おける電圧レベルより高いレベルであるときに、このよ
り低い電圧点がより高い電圧点から遮断される。好まし
い構成においては２組のトランジスタセットがプッシュ
ブル関係において配置される。
そして各セットにおいては少なくとも２個のトランジス
タが用いられる。トランジスタセットの１つは信号電圧
の正の部分の間に導通し、他方のトランジスタセットは
信号電圧の負のサイクル部分において導適する。前記第
１セットはトランスの−次巻線における比較的高い正の
電圧点及び比較的低い正の電圧点に接続され、他方のト
ランジスタセットはトランス二次巻線における比較的高
い負の電圧点及び比較的低い負の電圧点に接続される。
この第１及び第２の制御手段はすでに述べた通りの態様
において作動する。本発明の装置において、信号は第１
トランジスタのベース電極に導かれることにより増幅さ
れる。
タが用いられる。トランジスタセットの１つは信号電圧
の正の部分の間に導通し、他方のトランジスタセットは
信号電圧の負のサイクル部分において導適する。前記第
１セットはトランスの−次巻線における比較的高い正の
電圧点及び比較的低い正の電圧点に接続され、他方のト
ランジスタセットはトランス二次巻線における比較的高
い負の電圧点及び比較的低い負の電圧点に接続される。
この第１及び第２の制御手段はすでに述べた通りの態様
において作動する。本発明の装置において、信号は第１
トランジスタのベース電極に導かれることにより増幅さ
れる。
この第１トランジスタは負荷端子に接続された第１電流
支持電極及び比較的低い電圧源に接続された第２主電流
支持電極を有する。電流は信号の振幅が比較的低い所定
の範囲内にある期間中、第１トランジスタを介して比較
的低い電圧源から流通する。信号が比較的高い所定の範
囲にある周期中において、制御電流は第２トランジスタ
のベース電極に導かれる。
支持電極及び比較的低い電圧源に接続された第２主電流
支持電極を有する。電流は信号の振幅が比較的低い所定
の範囲内にある期間中、第１トランジスタを介して比較
的低い電圧源から流通する。信号が比較的高い所定の範
囲にある周期中において、制御電流は第２トランジスタ
のベース電極に導かれる。
この第２トランジスタは第１トランジスタの第２主電流
支持電極に接続された第１主電流支持電極及び比較的高
い電圧源に接続された第２主電流支持電極を有する。前
記の方法はさらに次のことを特徴としている。
支持電極に接続された第１主電流支持電極及び比較的高
い電圧源に接続された第２主電流支持電極を有する。前
記の方法はさらに次のことを特徴としている。
すなわち、第２トランジスタのベース電極に導かれたベ
ース電流は、比較的高い電圧の端子における電圧と負荷
端子における電圧との中間レベルにある電圧を生ずる。
したがって第２及び第１トランジスタの電圧降下はこれ
ら第２及び第１トランジスタによって分担される。本発
明のさらに別の実施例においてオーディオ増幅器は第１
出力トランジスタを有する。
ース電流は、比較的高い電圧の端子における電圧と負荷
端子における電圧との中間レベルにある電圧を生ずる。
したがって第２及び第１トランジスタの電圧降下はこれ
ら第２及び第１トランジスタによって分担される。本発
明のさらに別の実施例においてオーディオ増幅器は第１
出力トランジスタを有する。
このトランジスタのベースはオーディオ信号に応答し、
このトランジスタのェミッターコレクタ回路は第１の電
圧源及び増幅器出力の間に接続される。第２及びび第３
のトランジスタは第１トランジスタのコレクタにダイオ
ードを介して接続されたェミッタを有するとともに、そ
れぞれ第１電源電圧よりも高い第２及び第３の電源電圧
に接続されたコレクタを有する。この実施例においては
増幅器出力に応答して第２及び第３のトランジスタをそ
れそれ第１及び第２の電源電圧を超えた増幅器からの出
力電圧に応答して順次導通を開始させるように構成され
た制御回路手段を有する。この構成により増幅器の出力
段における電圧降下は次の３つの態様のいずれかにおい
て発生するものである。｛ａ｝ 第１のトランジスタの
みに生じる。【ｂ）第１及び第２トランジスタ間にわた
って生じる。｛ｃ｝ 第１及び第３のトランジスタ間に
わたって生じる。
このトランジスタのェミッターコレクタ回路は第１の電
圧源及び増幅器出力の間に接続される。第２及びび第３
のトランジスタは第１トランジスタのコレクタにダイオ
ードを介して接続されたェミッタを有するとともに、そ
れぞれ第１電源電圧よりも高い第２及び第３の電源電圧
に接続されたコレクタを有する。この実施例においては
増幅器出力に応答して第２及び第３のトランジスタをそ
れそれ第１及び第２の電源電圧を超えた増幅器からの出
力電圧に応答して順次導通を開始させるように構成され
た制御回路手段を有する。この構成により増幅器の出力
段における電圧降下は次の３つの態様のいずれかにおい
て発生するものである。｛ａ｝ 第１のトランジスタの
みに生じる。【ｂ）第１及び第２トランジスタ間にわた
って生じる。｛ｃ｝ 第１及び第３のトランジスタ間に
わたって生じる。
この発明の一つの特徴は、トランスの一次コイルがソリ
ツドステ−トスイツチによりデユーテイサィクル変調さ
れたＡＣ電流によって付勢されるようにしたオーディオ
増幅器のためのトランスベース型電力供給回路を提供す
ることである。
ツドステ−トスイツチによりデユーテイサィクル変調さ
れたＡＣ電流によって付勢されるようにしたオーディオ
増幅器のためのトランスベース型電力供給回路を提供す
ることである。
そしてこのソリッドステートスィッチは相シフト量が、
電源の出力電圧及び増幅されているオーディオ信号の関
数となるようにした相シフト回路により制御される。こ
の相シフト回路は、たとえば光子結合リンクにより電源
の出力電圧及び増幅されているオーディオ信号を追跡す
る信号に応答する制御回路に接続される。この構成によ
り、トランスの一次巻線に加えられるＡＣ信号のデュー
ティサィクルは一次巻線に流通する電流を増幅器の電力
要求を満たすに十分な量となるように調整すべ〈変調さ
れる。したがって一次コイルの浪費電流は実質的に減少
する。好ましい実施例において電源回路は次の条件のい
ずれかに応答して自動的に遮断するように構成されてい
る。すなわち増幅器出力における過電流又は過電圧ある
いは増幅器回路における欠陥としての直流電流に応答す
る。この発明のさらに別の実施例において、デューティ
サィクル制御型電源回路は二次巻線と一次巻線との比が
１．０以下であり、一次インダクタンスが３０ｍＨ以上
及びコイル巻線の直径が１箱費以上であり、トランスが
最大士７５ＶＤ．Ｃ．において約１０００Ｗを生じ、そ
れが通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルの交流電源
から出力されるようにしたトランスを有する。この発明
のさらに他の、そして特別の目的は次に述べる図面の簡
単な説明並びに本発明の最適実施モードの説明により明
確になるであろう。
電源の出力電圧及び増幅されているオーディオ信号の関
数となるようにした相シフト回路により制御される。こ
の相シフト回路は、たとえば光子結合リンクにより電源
の出力電圧及び増幅されているオーディオ信号を追跡す
る信号に応答する制御回路に接続される。この構成によ
り、トランスの一次巻線に加えられるＡＣ信号のデュー
ティサィクルは一次巻線に流通する電流を増幅器の電力
要求を満たすに十分な量となるように調整すべ〈変調さ
れる。したがって一次コイルの浪費電流は実質的に減少
する。好ましい実施例において電源回路は次の条件のい
ずれかに応答して自動的に遮断するように構成されてい
る。すなわち増幅器出力における過電流又は過電圧ある
いは増幅器回路における欠陥としての直流電流に応答す
る。この発明のさらに別の実施例において、デューティ
サィクル制御型電源回路は二次巻線と一次巻線との比が
１．０以下であり、一次インダクタンスが３０ｍＨ以上
及びコイル巻線の直径が１箱費以上であり、トランスが
最大士７５ＶＤ．Ｃ．において約１０００Ｗを生じ、そ
れが通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルの交流電源
から出力されるようにしたトランスを有する。この発明
のさらに他の、そして特別の目的は次に述べる図面の簡
単な説明並びに本発明の最適実施モードの説明により明
確になるであろう。
第１図は本発明に従って構成されたステップ電圧電源の
回路図、第２Ａ，２Ｂ及び２Ｃ図は第１図の電源におけ
る一次巻線を流通する種々の電流サイクル波形を示す図
、第３Ａ図は本発明に従って構成されたステップ電圧電
源の選択的な実施例を示す図、第３Ｂ図は第３Ａ図のス
テップ電圧電源の動作を制御するためのスイッチング回
路の第１の変形例を示す図、第３Ｃ図は第３Ａ図のステ
ップ電圧電源の動作を制御するためのスイッチング回路
における第２の変形例を示す図、第４Ａ図〜４Ｃ図は第
３Ａ図の電源における一次巻線を流通する種々の電流サ
イクル波形を示す波形図、第５Ａ図〜５Ｃ図は第３Ｂ図
又は３Ｃ図の回路に従ってスイッチされる電源の一次巻
線を流通する種々の電流のサイクル波形図、第６Ａ図は
通常の電源及びオーディオ増幅器の回路図、第６Ｂ図は
第６Ａ図に示された形式の常套的なトランス二次巻線の
典型的な導通周期を示す図、第６Ｃ図は本発明に従って
構成されたトランス二次巻線の典型的な導通周期を示す
線図、第６Ｄ図は本発明に従って構成されたトランス二
次巻線のピーク負荷導通周期を示す線図、第７図は本発
明に従って構成され、本発明の電源からステップ電圧を
受けるようにしたプッシュブル増幅器の選択的な実施例
を示す図、第８Ａ，８Ｂ及び８Ｃ図は第７図の増幅器に
おいて採用されたプッシュブルトランジスタにわたる電
圧降下を示す線図、第９図は本発明に従って構成された
増幅器の別の実施例を示す図、第１０図は第９図に示さ
れた増幅器の電圧出力を示す線図、第１１Ａ及び１１Ｂ
図は本発明に従って構成された増幅器の左側チャネルの
好ましい実施例を示す回路図、第１１Ｃ図はそれらの合
成図、第１２図は本発明に従って構成された増幅器の右
側チャネル部分を示す図、第１３図は本発明の好ましい
実施例における電源であって、種々の安全制御構成が取
り入れられたものの回路図、第１４図は本発明の基本概
念を図解する略図である。 発明を実施するための最良の形態 第１４図を参照すると、本発明に従って設計された増幅
回路２及び電源回路４のきわめて簡略化した線図が示さ
れている。 電気エネルギーは電源６によりシステムに供給される。
この電源は、通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルの
交流電源からなっている。特別に設計された軽量のトラ
ンスー０１こおける一次コイル８は、デューティサィク
ル制御回路１２により電源６に接続される。このデュー
ティサィクル制御回路は一次コイル８に供給されるエネ
ルギー量をスピーカ１４により音響に変換されるための
、このシステムで増幅されるべきオーディオ信号の特性
に、少なくとも部分的に従うように変調される。オーデ
ィオ信号の特性はオーディオ入力信号導体１６により直
接的に供給されるか、又はオーディオ増幅器出力２川こ
接続された帰還ライン１８を介して提供されることがで
きる。後に詳述することであるが、一次コイル８への電
源供給回路にデューテイサィクル制御回路１２を設ける
ことは今日までに用いられたものよりもより軽量のトラ
ンスを用い得ることを可能とするものである。トランス
の二次コイル２２は増幅器２に直流の電源電圧を提供す
るように設計された整流器及び増幅器電源２４に接続さ
れる。 この直流電源電圧は入力オーディオ信号の振幅変化にか
かわらず比較的一定な出力電圧となるものである。した
がって、デューティサィクル制御回路１２には一次コイ
ル８に供給される電力量が増幅器電源回路２４からの出
力電圧を一定に維持できるように調整するための電圧レ
ベル帰還ライン２６が接続される。以下に詳述すること
であるが、増幅器２は低コスィ低電力定格のトランジス
タ要素を使用できるように特別に設計されている。 この発明に従って設計された増幅器は、増幅器の出力段
において放熱器により放散されるべき熱量を極小化する
ように作動するものである。この動作はまた、比較的電
力出力の大きい従来型の増幅器において要求されたより
も小型で軽量の放熱手段を用いることができるため、増
幅器及び電源システムの重量を減少させるものである。
特にＢ級のブッシュプル型の増幅器の場合、ライン１６
に供給され、各ベース電極に送られるオーディオ信号を
増幅するために、少なくとも一対の出力トランジスタ３
０及び３２を有する。この発明の一実施例において増幅
器２はそれぞれトランジスタ３０及び３２と直列に接続
された付加的なトランジスタ３４及び３６を有し、これ
により必要なときに増幅器出力２０に対し比較的高い絶
対供給電圧レベルを提供する。これらの高電圧が不必要
であるときにはトランジスタ３４及び３６はそれぞれ供
給電圧制御手段３８及び４０により非導適状態に維持さ
れる。トランジスタ３４及び３６が非導適状態であれば
、電圧はそれぞれダイオード４２及び４４を介してトラ
ンジスタ３０及び３２のコレクタに供給される。これら
のダイオードはそれぞれ増幅器電源２４の低電圧レベル
アップ４６及び４８に接続される。トランジスタ３０〜
３６のための電力定格の要求をさらに減少するために制
御手段３８及び４０は、トランジスタの対３０，３４及
び３２，３６にわたる電圧降下をトランジスタ３４又は
３６がそれぞれ導適している限り、これらに等しく分担
させるように設計される。このことが達成され、好まし
い結果を得るための態様は後に詳述する。本発明の実施
例においては、オーディオ入力信号の大きさに応答する
トランスの一次及び二次巻線間におけるエネルギー伝達
を制御するために、オーディオ増幅器トランスに電力出
力帰還回路を用いるという基本概念が、二次巻線にわた
る固定的な電力出力を生成しようとするトランスにおい
て効果的に採用され得る。 更に固定的な出力のトランスを含む場合、電力出力帰還
回路は電圧出力を一定に維持するための補助にも用いら
れる。第１図は本発明のこのようなシステムの実施例を
示すものである。主電力トランス５００（すなわち磁界
コイル）は、それぞれ一次及び二次巻線５００ａ及び５
００ｂを有する。第７図以下に関連してより完全に説明
するため、二次巻線５００ｂは２５〜７５Ｖの範囲で２
５Ｖのインクリメントにおいてステップされた複数の正
及び負の電圧を提供すべくタップされているものとする
。 正の端子はそれぞれＥＩ〜Ｅ３で指示され、負の端子は
それぞれＥ４〜Ｅ６で指示されている。一次巻線５００
ａの両端は整流ダイオードを介して５０２で示す通常型
の電源の両端子に接続される。 この電源は６０ＨＺ、１２０Ｖからなる電流を提供する
壁ソケットでよい。電源５０２からの２本のりード線５
０４及び５０６はそれぞれ整流ダイオードＤ５０１及び
Ｄ５０３を介して接続され、シリコン制御整流器５０８
と直列にトランス一次巻線５００ａの上端５１川こ導び
かれる。リード線５０４及び５０６はそれぞれ関連する
第二の整縦ダイオードＤ５０５及びＤ５０７を介して一
次巻線５００ａの下端５１２に接続される。ダイオード
Ｄ５０１，Ｄ５０３，Ｄ５０５及び○５０７は整流ブリ
ッジ回路として配列され、したがって電源の各半サイク
ルにおいてシリコン制御整流器５０８には正の電圧が導
びかれ、同様にトランスの一次巻線５００ａの上端５１
０に正の電圧が印加される。シリコン制御整流器５０８
は後に完全に説明する通り、オーディオ入力信号によっ
て制御される。 このオーディオ入力信号は入力端子５１４したがって結
節点５１６に導びかれる。抵抗Ｒ５０１及びＲ５０３は
結節点５１６及び適当な電圧源（すなわち７５Ｖ電源）
との間に接続され、例えば０．７Ｖのレベルのベース電
圧を提供する。この電圧はＲ５０３及びＲ５０１の結節
点から接地電位に接続されたダイオードＤ５０９により
生成される。この電圧は演算増幅器５１８に導びかれる
。演算増幅器への帰還はトランス二次巻線におけるコン
デンサ５２２及びダイオードＤ５１５の結節点５２０か
ら行われる。結節点５２０は２個の分圧抵抗Ｒ５０５及
びＲ５０７を介して後地電位に接続される。２個の抵抗
Ｒ５０５及びＲ５０７の結節点５２６において演算増幅
器５１８への帰還接続が形成される。 演算増幅器５１８の出力は５２８で示す適宜の制御装置
に導びかれる。この制御装置５２８はシリコン制御整流
器５０８の制御端子に接続される。この接続の態様は演
算増幅器５１８からの比較的高い出力レベルにおいて整
流器５０８が各半サイクルの後方の部分における比較的
高い電圧レベルにおいて導適するようになっている。同
様に演算増幅器５１８の出力が比較的低い場合シリコン
制御整流器５０８は比較的低い電圧レベルにおいて初動
する。二次巻線５００ｂの中央は、５３０で示すように
接地電位にタップ接続され、巻線５００ｂの上半分は２
つの中間位置５３２及び５３４１こおいてタップを形成
され、それぞれパワー端子Ｅ，及びＥ２のための正の２
５Ｖ及び５０Ｖの出力を提供し、巻線５００ｂの上部端
子５２４は端子Ｅ３のための正の７５Ｖ出力を提供する
。同様にして二次巻線５００ｂの下半部は中間位置５３
６及び５３８においてタップを形成され、端子Ｅ４及び
Ｅ５においてそれぞれ−２５及び−５０Ｖの中間電圧レ
ベルを提供する。また二次巻線の下端５４０の端子Ｅ６
のための−７５Ｖ出力を提供する。これら３つの点５３
２，５３４及び５２４は各々ブロックダイオードＤ５１
１，Ｄ５１３及びＤ５１５を介してそれぞれの出力端子
に接続される。 接地電位と低電圧出力端子（すなわち正の２５Ｖ端子）
との間には第１のコンデンサ５４２が接続される。また
正の２５Ｖ出力端子及び正の５０Ｖ出力端子との間には
第２のコンデンサ５４４が接続される。更に正の５０Ｖ
出力端子と正の７５Ｖ出力端子との間には同様に第３の
コンデンサ５２２が接続される。コンデンサ５４２，５
４４及び５２２は関連する出力端子からの何らかの急激
な電力要求を補償し、出力電圧端子を比較的一定の電圧
レベルに維持するに十分な容量を有する。二次巻線５０
０ｂの下半部は３個のブロックダイオード○５１７，Ｄ
５１９及び○５２１を介してその負出力端子Ｅ４，Ｅ５
，Ｅ６に接続される。 コンデンサ５４６，５４８及び５５０はそれぞれ一次巻
線の上半部のための対応する要素と同じ態様で実質的に
負の出力端子間に接続される。しかしながらブロックダ
イオードＤ５１７〜〇５２１は負の電流のみを出力端子
Ｅ４〜Ｅ６に流通させるように反転される。第１図の電
源の動作において巻線５００ｂにおける出力電圧はシリ
コン制御整流器５０８を制御する回路により完全に調整
される。 このＳＣＲ制御回路５０８はオーディオ入力信号に支配
される。その態様は入力信号が比較的大きい振幅を有す
る場合、シリコン制御整流器５０８が各電源の半サイク
ルの比較的大きい部分の間に導通して、より大きい電流
を一次巻線５００ａに伝達するものである。この動作モ
−ド‘ま第２ａ，２ｂ及び２ｃ図に関して最もよく図解
されている。第２Ａ図において電源５０２から２個のダ
イオードＤ５０１及びＤ５０３を介してシリコン制御整
流器５０８に供給される電圧の代表例が示されている。 この図から明らかな通り、ダイオードＤ５０１〜Ｄ５０
７の作用に基づいて各半サイクルの正の正弦波電圧パル
スがシリコン制御整流器５０８に供給される。増幅器へ
のオーディオ入力信号が比較的低い振幅であれば、増幅
回路の電力要求は全く低いものとなる。この条件におい
てシリコン制御整流器５０８は各半サイクルのきわめて
後方においてのみ導適する各半サイクルの導通点６００
で示され、整流器５０８は電流が点６０２で示すゼロの
値に達するまで導通する。したがって電流はきわめて短
時間において低い電圧レベルで一次巻線に供給される。
オーディオ入力信号がより大きい振幅に達すると、シリ
コン制御整流器５０８は第２Ｂ図に示す通り各半キィク
ルの後半部分において比較的高い電圧レベルで導適する
。 この導通点は６０４で生じ、各遮断される点は６０６で
示されている。これは電圧がより高いだけでなく各電流
パルスの時間増分（タイムインクリメント）がより長く
、従って一次巻線５００ａにより大きい電力が供給され
る。最後に第２Ｃ図においてはオーディオ入力信号が最
大の振幅を有し、したがってトランスからの最大電力の
要求に見合う条件が示されている。 この状況においてシリコン制御整流器５０８は第２Ｃ図
において６０８で示す各半サイクルの後半部分の開始時
におけるピーク電圧の付近で導通し、点６０１において
遮断される。したがって電流はより高い電圧において各
半サイクルのより長い期間にわたり供給されることが明
らかである。電流の各半サイクルの後部中において一次
巻線５００ａに流れる電流が増大するとき、二次巻線５
００ｂには何らの電流も流れない。これはブロックダイ
オードＤ５１１〜Ｄ５２１の配列があるからである。し
かしながら一次巻線５００ａを通る電流の各半サイクル
の終りにおいて電流が遮断された後、一次巻線５００ａ
の周りにおける磁界は二次巻線５００ｂに電圧降下を生
ずるように衰滅し、これにより二次巻線から電源への電
流を６個のコンデンサ５２２及び５４２〜５５０と６個
の出力端子ＥＩ〜Ｅ６に向かって流通させる。すでに指
摘した通り、オーディオ入力信号の振幅がより高いレベ
ルにあれば、トランス５００１こおける電力要求はより
大きくなる。これらの周期中において電流はより長いイ
ンクリメント時間を通じて一次巻線５００ａを流通し、
一次巻線５００ａの磁界においてより多くのエネルギー
を貯える。各半サイクルの終端において一次巻線電流が
遮断されると一次巻線における磁界は衰滅し、これによ
り、二次巻線５００ｂにフライバック電圧を誘起する。
ダイオードＤ５１１〜Ｄ５２１は、二次巻線を通る電流
がコンデンサ５４２，５４４，５２２，５４６，５４８
及び５５０を充電し、パワー端子ＥＩ〜Ｅ６に妥当なし
ベルにおける電圧を維持するように配置される。第３Ａ
図は本発明に従って構成されたステップ電圧源の別の実
施例を示している。 第１図における実施例と同様２本のりード線７０４及び
７０６を含む壁面プラグ７０２のような電源装置が配置
されている。リード線７０４はトライアック７０８に接
続される。トライアツク７０８の池端はトランス７００
の一次巻線７００ａにおける上端７１川こ接続される。
電源７０２の他方のリード線７０６は一次巻線７００ａ
の下端７１２に接続される。トライアック７０８はシリ
コン制御整流器すなわちＳＣＲ５０８の機能と同様の機
能を有するが、これは電源７０２からの電流における正
、負各半サイクルのいずれにおいても導通するものであ
る。スイッチング回路はトライアック７０８を制御する
が、その態様は電流の各半サイクルの後部においてトラ
イアツク７０８が増幅器の電力要求に応じてより長くあ
るいはより短い時間周期の間導適するようにさせるもの
である。このスイッチング回路は実質上本発明の第１図
のＳＣＲ５０８のスイッチング回路と同様に作動するも
のであり、したがって回路要素についてはこれ以上の説
明を省略する。トランス７００の二次巻線７００ｂはそ
の中間点７１４において、接地電位に接続されたタップ
を有する。 二次巻線７００ｂの上半分は２つの中間位置７１６及び
７１８においてタップを有し、パワー端子ＥＩ及びＥ２
のための正の２５Ｖ及び５０Ｖの出力を提供する。二次
巻線７００ｂの上端への接続７２０はパワー端子Ｅ３の
ための正の７５Ｖ出力を提供する。同様に二次巻線の下
半分は３個の異なった位置７２２，７２４及び７２６に
おいてタップを有し、それぞれ負の２５、５０及び７５
Ｖの出力を端子Ｅ４，Ｅ５及びＥ６のために提供する。
正及び負の７５Ｖリード線７２０及び７２６は概括して
７２８で示す第１のブリッジ整流器の両端に接続される
。 このブリッジ整流器７２８の正の出力はＩＪ−ド線７３
川こより、正の７５Ｖパワー端子Ｅ３に後続され、負の
出力はリード線７３２により負の７５Ｖパワー出力端子
Ｂ６に、正及び負の５０Ｖリード線７１８及び７２４は
第２のブリッジ整流器７３４の両端に接続される。ブリ
ッジ整流器７３４の正の出力端子はリード線７３６によ
り正の５０Ｖパワー端子Ｅ２に接続され、負の出力端子
はリード線７３８を介して負の５０Ｖパワー端子Ｅ５に
接続される。更に正及び負の２５Ｖリード線７１６及び
７２２は第３のブリッジ整流器７４０の両端に接続され
る。このブリッジ整流器７４０の出力リード線７４２及
び７４４は、それぞれ正及び負の２５Ｖパワー端子Ｅ１
及びＢ４に接続される。第１図の実施例におけると同様
、６個のコンデンサ７４６〜７５６がパワー出力端子Ｅ
Ｉ〜Ｅ６の間に配列され、関連する出力端子における何
らかの突発的な電力要求を補償して出力電圧端子を比較
的一定な電圧レベルに維持するものである。 第３Ａ図の実施例の動作を説明するために第４Ａ，４Ｂ
及び４Ｃ図をも参照する。一次巻線７００ａを通ずる電
流は整流されず、したがって交流のままである。トライ
アツク７０８は正又は負のいずれかの各半サイクルの後
部において導適するようになっている。増幅器の電力要
求が低いときには制御装置はトライアック７０８を各半
サイクルの終端部におけるきわめて短い時間周期の間の
み導通させるように作動する。これは第４Ａ図に示して
あり、各半サイクルの導通点は８００で示す通りである
。トライアック７０８は電圧が点８０２においてゼロに
達するまで導適する。したがって電流は比較的短い時間
インクリメントの間のみ一次巻線に供給され、電圧レベ
ルは低いものとなつている。制御信号が比較的大きい振
幅に達するとトライアック７０８は各半サイクルの後部
において比較的高い電圧レベルで導適する。 ここでその導通点は８０４で示され、各遮断点は８０６
で示されている。この場合電圧がより高いだけでなく各
電流パルスの時間インクリメント（増分）が長くなり、
したがって一次巻線７００ａにはより多くの電力が供給
される。更に第４Ｃ図においては入力信号が最大の振幅
となり、したがって最大電力要求に応ずる状況が示され
ている。 このような状況においてトライアック７０８は各半サイ
クルの後半部が開始するピーク電圧の付近において導適
する。すなわち導通点は８０８で示し、遮断点は８１０
で示してある。二次巻線７００ｂにおける電流は一次巻
線７００ａにおける電流と同時に流れ、この二次巻線電
流は交流となる。 ２つの７５Ｖリード線７２０及び７２６を流れる電流に
注目すると、この電流はブリッジ整流器７２８を流れる
ため、パワー端子Ｅ３への出力は常に正となり、端子Ｅ
６への出力は常に負となる。 同様に中間端子７１６，７１８，７２２及び７２４から
２つのブリッジ整流器７３４及び７４川こ導びかれる電
流は正の５０及び２５Ｖレベルにある出力端子Ｅ２及び
ＥＩには正の電流を、また負の５０及び２５Ｖレベルに
ある出力端子Ｅ５及びＢ４には負の電流を提供する。本
発明の電源回路を利用することにより、トランスは比較
的小型であって適当な電力を提供し得ることが発見され
た。 例えば本発明におけるトランスは比較的大きい電力定格
の従来型のオーディオ増幅器におけるトランスの１′４
〜１′１０のサイズで形成され、一次巻線の巻線数は１
７５本、二次巻線の巻線数は２００本とすることができ
た。トランスについて場合によっては一次巻線７００ａ
を流れる電流の遮断点を調整し、電源からの電流の各半
サイクル中においてトランスの巻線間におけるエネルギ
ー伝達特性をより厳格に制御することが要求される。例
えば電流波形におけるゼロクロスオーバー電圧点に先立
つ一次電流の遮断は、電流波形の半サイクルの残り部分
中における一次巻線の浪費電流を除去するものである。
すなわち、第３Ｂ及び３Ｃ図は第３Ａ図のスイッチング
回路に対する２つの変形例を示しており、これらの変形
例はトランスの一次巻線７００ａが電力サイクルのより
狭い限られた部分中において電流を受け入れるものであ
る。第３Ｂ図において第２のトライアック７５８がトラ
イアック７０８と並列に接続される。 第１図に関してすでに述べたような制御装置はリード線
７６０及び７６２を介してそれぞれトライアツク７０８
及び７５８の動作を制御するものである。コンデンサ７
６４はトライアツク７５８と直列に接続され、トライア
ック７０８に対する周期的な分路となるものである。第
３Ｂ図の回路は次の通り作動する。制御装置からの出力
はオ−ディオ入力信号に応答して、トライアック７０８
を電源７０２の電流における各正及び負の半サイクル中
のいずれかの時点において導通させる。より遅い所定の
時′則こおいて制御装置からの出力はトライアック７５
８を導通させ、その結果電流はトライアック７０８から
転流してコンデンサ７６４への流入を開始する。トライ
アック７０８は遮断状態となるがトライアツク７５８及
びコンデンサ７６４を介してトランスの一次巻線７００
ａに流れる電流はコンデンサ７６４における電圧上昇が
トライアック７５８をオフに転ずるに十分なしベルに達
するまで継続する。したがってこの時点でトランスの一
次巻線を通る電流が終了する。コンデンサ７６４はトラ
イァック７５８の導通状態を短時間周期に制限するため
、きわめて小さい容量値でしかない。第３Ｃ図は第３Ａ
図の実施例の第２の変形例を示すものである。 ここでは単一のトライアック７０８が概括して７６６で
示されたスイッチング装置と置換されている。一対のＧ
ＴＯＳＣＲが並列に接続されている。一方のＧＴＯすな
わちＧＴ○ｂは正の半サイクルにおいて導通し、第２の
ＧＴＯすなわちＧＴ○ａは負の半サイクルにおいて導通
するものである。ブロックダイオードはＤ７０１及びＤ
７０３として示されている。各ＧＴＯは制御手段により
提供されるべき所定の電圧において導適状態となり、か
つ非導適状態となる。これらについての所定の制御時間
周期はなるべくなら１の秒であることが望ましい。第５
Ａ，５Ｂ及び５Ｃ図は第３Ｂ及び３Ｃ図の変形例に共通
するスイッチングの態様を図解するものである。 低い電力要求において電流は点９００で開始すると共に
各半サイクルの下半部における終部に近い点９０２で終
了する。中間的な電力要求において、ＯＮ−ＯＦＦスイ
ッチングは第５Ｂ図に示す点９０４及び９０６、すなわ
ち各半サイクルの後部における初期で行われる。更にピ
ーク電力の要求においてスイッチングは第５Ｃ図の点９
０８及び９１０１こおいて示す通り各半サイクルのピー
ク付近において生ずる。この構成によりトランスは更に
小型化することができる。上述した種々のデューティサ
ィクル制御を伴う電源の実施例における利益を明確に示
すために第６Ａ図を参照する。 第６Ａ図には通常の増幅器電源の基本的構成が図解され
ている。通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルＡＣ電
流はＰＳからトランス１０００の一次巻線１０００ａに
供給される。トランス１０００の二次巻線１０００ｂは
ダイオードＤＩＯＯＩを介して増幅器１００２の上部端
子に接続された上端を有する。二次巻線１０００ｂの下
部端子は第２のダイオードＤＩＯ０３を介して増幅器１
００２の下部端子に接続される。上部及び下部コンデン
サ１００４及び１００６は、それぞれ増幅器１００２に
かかる電圧を実質上一定値に維持するものである。電源
電圧は通常的に約１６９Ｖのピーク電圧入力を有する。
増幅器１ ００２の上部端子に印加された入力電圧は十
７５Ｖであって下部端子における電圧は−７５Ｖである
とする。こ次巻線１０００ｂの中央は普通に接地電位に
導びかれたタップを有する。オーディオサウンドは典型
的に比較的短い期間のピーク電力要求及びより長い期間
の平均電力要求を有し、後者の電力要求はピーク電力要
求の多分１／２０となっている。 したがって、増幅器は大部分の時間において、全電力の
単に、１／１０〜１／２０で作動するにすぎない。この
事実関係を理解するために、第６Ｂ図を参照する。第６
Ｂ図は通常の１１７〜１２５ＶのＡＣ電流を受けるよう
に接続された通常のオーディオ増幅器トランスの一次巻
線に印加される入力電圧の正弦波を示すものである。こ
の通常型のトランスの一次及び二次巻線比は、一次巻線
が印加電圧の全正弦波形を通じて少なくとも幾分かの電
流を流し、二次巻線に発生するピーク電圧が通常のオー
ディオ増幅器に要求される十７５Ｖ及び−７５Ｖレベル
よりわずかに大きくなるような比率になっている。増幅
器の増幅要素が単に平均的な電力を要求するとき二次巻
線における電流は入力電圧の正弦波のきわめて短いピー
ク期間における短時間周期の間のみ流通する。この時間
周期は第６Ｂ図において１００８で示されている。ピー
ク電力要求が存在するとき、電源の通常のストレージコ
ンデンサ１００４及び１００６からそれらのより低い電
圧レベルに対し中間的な放電が生じ、その結果二次巻線
は比較的長い時間の間導通し、したがって第６Ｂ図の正
弦波の導通部分は例えばライン１０１０ａ及び１０１０
ｂまで広げられる。２本のライン、１０１０ａ及び１０
１０ｂは更に隔たっているため、二次巻線１００ｏｂに
生じた電圧は、１００８‘こおいて供給されたピーク電
圧からゆるやかに降下する。 上述した通常型の増幅器電力システムにおいて使用する
にふさわしいトランスの設計においては、一次巻線にお
ける浪費電流についての注意深い考察が必要である。 浪費電流とは二次巻線に電流が流れないときに一次巻線
に流れる電流である。一次巻線における巻線数が小さい
、すなわちィンダクタンスの小さいトランスにおいて一
次浪費電流は、トランスを好ましくない範囲まで過熱さ
せるような値となる。この事実は巻線数の多い一次コイ
ルの使用を強制するものである。通常型の設計による適
当なオーディオ増幅器トランスはまた、ピーク電力要求
を処理するため、一次及び二次コイルに流れる比較的大
きい電流を許容しなければならない。 したがってコイルを形成するワイヤ一は、トランスが大
きい内部抵抗ないこピーク負荷において大電流を流せる
よう十分な直径を有しなければならない。その結果、ト
ランスは十分な大きさの一次ィンダクタンスを保持すべ
く巻線数を多くするとともに、その長い巻線長にかかわ
らず、比較的低い抵抗値を保持するために太い巻線とし
なければならないため、きわめて大型で大重量のものと
なる。常套的な電力トランスに反し、本発明のデューテ
ィサィクル制御型電源を用いるように設計されたトラン
スは、通常の増幅器電源回路において採用された従来型
のデューティサィクル制御を伴なわないトランスにおけ
るよりも二次対一次巻線比を高くすることができる。 このような巻線比により一次巻線への正弦波入力におい
て二次巻線中の電流を停止させる点は、第６Ｃ図の点１
０１２において示したような後方スロープの十分下方に
おいて生ずる。デューテイサィクル制御がない場合、そ
のようなトランスを有する電源装置は通常のオーディオ
増幅器に要求される十７５及び−７５Ｖレベルより実質
上大きい電圧を供給するであろう。デューテイサイクル
を伴なう場合、デューナィサィクルスィツチング素子が
開放したとき、トランスの一次巻線には電流は流れない
。ただし、この開放状態において、ソリッドステートス
ィッチング素子によりきわめてわずかな漏れ電流は流通
する。これらの漏れ電流は、この議論の目的においては
無視することができる。スイッチング素子は一次巻線に
おける電圧が１０１２のレベルよりやや上の点１０１４
に降下するまで非導適状態にとどまる。その後、電流は
二次巻線中を点１０１４及び１０１２間において流通す
る。スイッチング素子が自己整流型のＳＣＲであれば、
このスイッチング素子は電圧がゼロクロスオーバ点１０
１６に下がるまで導適状態にとどまるが、電源装置にお
いてストレージコンデンサをトランスの一次巻線に接続
するダイオードが逆バイアス状態になるため、二次巻線
には点１０１２から点１０１６まで何らの電流も流れな
い。デューティサィクル制御型電源の二次巻線において
、第６Ｃ図の点１０１４及び１０１２の間で電流を流す
ことは最初の観察において第６Ｂ図の点１００８で表わ
した通常の増幅器における二次巻線電流を流すことより
もやや非効率であるかにみえる。 これはコンデンサ１００４及び１００６が７５Ｖレベル
において電流を受けようとするからである。したがって
デューティサィクル制御型トランスにおいてはいく分か
の抵抗損が発生し、これらは第６Ｃ図において点１０１
２，１０１４及び１０１８間の影線を付した三角形で表
わされている。しかしながらデューティサィクル制御型
トランスはきわめて少ない巻線数（通常のトランスにお
ける巻線数の、小さい分数程度）によって形成すること
ができ、そのためトランスの巻線長さは減少する。これ
はトランスの内部抵抗を比較的に減少させるものである
。比較的小さいデューナィサィクル制御トランスは第６
Ｄ図において示されたようなピーク電力要求において作
動するものとする。この状況においてスイッチング素子
はその正弦波の上部における“スイッチオン”点を有す
る。この作動点は最大値で正弦波のピークにほぼ近い点
１０２０となる。さらにコンデンサ１００４及び１００
６は十分大きく、これによりそのレベルにおいて十分な
十７５及び−７５Ｖを維持することができるものとする
。点１０２川こおいて二次巻線に発生する電圧は十７５
Ｖレベルより十分に高く（９０Ｖ）、トランスにおける
損失を無視することができる。したがって電位差はトラ
ンスそれ自体における損失を表わすものである。これら
の損失は第６Ｄ図における点１０１２，１０２０及び１
０２２間の影線を付した三角形において表示される。オ
ーディオ増幅器により、まれにごく短時間よりも長い時
間にわたってピーク電力が要求されるという事実に基づ
き、第６Ｄ図により表わされたい〈分大きい損失は、通
常のＡＣ入力正弦波の各サイクルの最初の部分中におけ
る浪費電流をカットオフする補償ゲインを得るために許
容されるものである。一次コイルにおけるスイッチング
素子が一次コイルに流れる電流を、波形がゼロ電圧に復
帰する前に遮断するための手段を含む場合（第５Ａ〜５
Ｃ図に示す通り）、浪費電流損失におけるかなりの減少
が達成される。要するに、大部分の時間において増幅器
電源は第６Ｃ図に示すように低電力モード‘こおいて作
動している。 したがって本発明の比較的小さいデューティサィクル制
御を行なったトランスは、従来型の比較的大きいトラン
スと同様の効率において作動するものである。これは部
分的には、実質上削減される一次及び二次巻線数に基づ
くものである。したがってトランスのワイヤ一はより短
〈なり、トランスそれ自体における抵抗値は小さくなる
。この小さくされた抵抗値は各半サイクルの後方部分に
おける無効電流の発生を許容し得る程度の値とする。よ
り高い電力レベルが要求される場合、それに伴う電位は
より大きい効率の悪化を招くものである。しかしながら
、これはトランスの低い内部抵抗により補制され、何ら
かの場合において短時間周期の間、これらのより高い非
能率性と共存することがありうる。というのは、それら
がトランスの過熱を生ずるほどには大きくならないから
である。次の表は二次巻線の５０Ｖ出力端子を２個の１
５０Ｗ電球に接続することによりトランスをテストした
場合について、その結果を示すものである。 二次巻線の出力は３００Ｗに維持され、温度はトランス
の頂上中央部において測定されたものである。表 １ これらのテスト結果はこの発明に従って構成された電源
における好ましいデューティサィクルトランスが１以下
の二次一次巻線比を有し、一次ィンダクタンスは３０肌
日以上であり、コイルワイヤ−のゲージは１頚蚤以上で
あり、その場合、トランスは通常の１１７〜１１６Ｖ６
０サイクルのＡＣ電源より最大士７５ＶＤＣの出力を発
生するのに用いたものである。 第７図は第１図及び第３Ａ〜３Ｃ図に示したステップ電
圧源を利用すべく設計された増幅装置１１００を示すも
のである。 信号電圧１１０２において提供され、増幅器の出力は負
荷（ここではスピーカ１１０４として示す）を介して接
地電位に接続される。この装置はプッシュブル関係にお
いて配列された２組のトランジスタを採用し、各セット
は直列に接続されている。第１のセットＱＩＩＯ１，Ｑ
Ｉ Ｉ０３及びＱ１ １０５はＮＰＮトランジスタであ
り、入力信号の正の部分を増幅するのに用いられる。ト
ランジスタの他のセットＱＩＩ０７，ＱＩＩＯ９及びＱ
Ｉ１１１はＰＮＰトランジスタであり、これらは入力信
号の負の部分を増幅するのに用いられる。次の記述にお
いて、トランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３，ＱＩＩ０
５からなる第１セットの全体の動作は詳細に説明される
ので、この説明は信号の負の部分に関するトランジスタ
ＱＩＩ０７，ＱＩ１０９及びＱＩＩＩＩに対しても同機
に適用されることが理解されよつｏＱＩＩＯＩのェミツ
タ極１１０６は負荷１１０４のパワー出力端子１１０８
に接続され、ＱＩＩＯＩのコレクタ極１１１０はダイオ
ードＤＩＩＯＩを介して十２５ＶのレベルにされるＤＣ
電圧源ＥＩに接続される。 第２のトランジスタＱＩＩ０３のヱミッタ極はＱＩＩＯ
Ｉのコレクタ極１１１０に接続され、同じくＱＩＩ０３
のコレクタ極１１１４は第２のダイオードＤＩＩ０３を
介して十５０Ｖの大きさを有する中間ＤＣ電圧源Ｅ２に
接続される。さらに第３のトランジスタＱＩＩ０５のェ
ミッタ極１１１６はＱＩＩ０３のコレクタ極１１１４に
接続され、さらにＱＩＩ０５のコレクタ極１ １ １８
はより高いＤＣ電源Ｅ３に直結される。これは十７５Ｖ
の大きさを有するものとして示されている。すでに「背
景技術」の項で述べた通り、直列トランジスタの種々の
機構は、より高められた大きさのステップ電圧源ととも
に、従来技術において教示されている。 本発明の動作特性におけるよりよい理解は、本発明の詳
細な説明に先立ってステップ電圧源とともに、直列接続
されたトランジスタの機構を用いる従来技術装置の動作
の一般的モードを説明することにより蓮せられるものと
考えられる。この動作の従来技術モードを一般的に説明
するため、信号電圧が比較的低い（たとえば２５Ｖ以下
）場合において第１のトランジスタＱＩＩＯＩのみが導
通し、すべてのパワーは２５Ｖ電源ＥＩから引き出され
るものとする。 この明白な利益はトランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下が
４・さく、したがって効率が上昇することである。信号
電圧が第１の電圧レベルの値に接近するとき、従来技術
の装置において信号電圧は何らかの方法でトランジスタ
ＱＩＩ０３のベースに印加されて、それを導通させ、し
たがって５０Ｖ電源Ｅ２から電力が引き出され、２５Ｖ
電源はダイオードＤＩ ＩＯＩにより遮断される。 信号は２５Ｖ及び５０Ｖのレベルの間で変動するが、電
圧降下における実質上すべての、又は少なくとも主要な
部分は第２のトランジスタＱＩＩ０３が受け持つもので
ある。同様に、信号電圧が５０Ｖのレベル以上に上昇す
ると、この電圧信号はトランジスタＱＩ Ｉ０５のベー
スに加えられ、これを導通させ、したがって７５Ｖ電源
Ｅ３から電力が引き出される。 又、５０Ｖ及び７Ｗのレベル間で信号電圧が変動するこ
とに伴い、電圧降下の実質上全部又は少なくとも主要な
部分は第３のトランジスタＱＩＩ０５が分担することと
なる。したがって、従来技術装置に関してはトランジス
タの各々は種々の電圧レベルにおいて存在する電流レベ
ルでトランジスタが負担する電圧降下に対向する能力を
有しなければならない。ここで再び第７図を参照する。 特に本発明を説明するため、信号入力端子１１０２は演
算増幅器１１２０を介してバイアストランジスタＱＩＩ
１３に接続されていることに注意しなければならない。
トランジスタＱＩＩ１３のコレクタ極は抵抗ＲＩ ＩＯ
Ｉを介して十７５Ｖ電源に接続される。トランジスタＱ
ＩＩＯＩのベース極１１２２は抵抗ＲＩＩＯＩ及びトラ
ンジスタＱＩＩ１３間の結節点において藤緩され、トラ
ンジスタＱＩＩＯＩに対し”頂バイアスを提供する。第
２トランジスタＱＩＩ０３のベース極は１１２６で示す
第１のスイッチ兼制御手段に接続され、第３のトランジ
スタＱＩＩ０５のベース電極１１２８は１１３０で概括
する第２のスイッチ兼制御手段に接続される。トランジ
スタＱＩＩ０７，ＱＩＩＯ９及びＱＩＩＩＩからなる第
２セットも同様に接続される。したがってバイアストラ
ンジスタＱＩＩ１３は、抵抗ＲＩ Ｉ ０３と直列に−
７５Ｖ電源に接続され、トランジスタＱＩＩ０７のベー
ス極１１３２は、トランジスタＱＩＩ１３及び抵抗ＲＩ
Ｉ０３間の端子に接続される。トランジスタＱＩＩＯ９
及びＱＩＩＩＩの各ベース極１１３４及び１１３６はそ
れぞれ第３のスイッチ兼制御手段１１３８及び第４のス
イッチ兼制御手段１１４川こ接続される。負のステップ
電圧源Ｅ４，Ｅ５及びＥ６は電源Ｅ１，Ｅ２及びＥ３と
同様に構成される。ここに示す通り、１１０２からの入
力は演算増幅器１１２０を介してバイアストランジスタ
ＱＩＩ１８のベース極１１４２に接続される。トランジ
スタＱＩＩＯＩ及びＱＩ１０７間の出力結節点１１４４
からの帰還出力は抵抗ＲＩＩ０５及びＲ１１０７を介し
て接地電位に導びかれる。抵抗ＲＩＩ０５及びＲＩＩ０
７の中間結節点１１４６からは演算増幅器１１２０への
帰還接続が構成される。抵抗ＲＩＩＯ９及びＲＩＩＩＩ
はトランジスタＱＩＩＯＩ及びＱＩＩ０７にそれぞれ初
期バイアス電圧を提供するものである。スイッチ兼制御
手段１１２６，１１３０，１１３８及び１１４０の各一
般的な機能は関連するトランジスタを適当な時間に導通
させ、いずれかのトランジスタによっていずれか特定の
時間に消費される電力を最小にするように関連するトラ
ンジスタへの電圧降下を分配する。 これが達成される態様は第８Ａ図、８Ｂ及び８Ｃ図のグ
ラフにおいて最もよく図解されている。第８Ａ図におい
て、第１トランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下は出力電圧
に対するものとして示されている。 信号電圧は５Ｖの低レベルになっているものとする。こ
の電圧はトランジスタＱＩＩＯＩに加えられ、それを流
通状態にして正の２５Ｖ電源ＥＩからの電源をトランジ
スタＱＩＩＯＩを介して出力端子１１０８もこ伝達する
ものである。したがって出力端子１ １０８における電
圧は約５Ｖとなり、トランジスタＱＩ１０１の電圧降下
は約２０Ｖとなる。信号電流が２５Ｖレベルに近い値ま
で増大すると、出力端子１１０８における電圧レベルが
上昇し、トランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下は低下する
。信号電圧が２５Ｖレベルにおける１又は２Ｖの範囲内
に達すると、第１のスイッチ兼制御手段１１２６が作動
状態となり、出力電圧と正の５０Ｖ電源Ｅ２の値との中
間の電圧レベルにおいて、トランジスタＱＩＩ０３のベ
ース極１１２４に電流を導く。 第８Ａ及び８Ｂ図のグラフは、ある程度理想化した状態
において、この関係を示しており、ここで第１のスイッ
チ兼制御手段１１２６はベース極１ １２４に対し出力
電圧とＥ２における十５０Ｖレベルとの間の電圧を一貫
して印加する機能を果し、これにより２個のトランジス
タＱＩＩＯＩ及びＱＩ Ｉ０３にかかる電圧降下は、２
５及び５０Ｖの間にすべての出力電圧に対し、実質上均
等に維持される。ここに示した実際的な実施例において
、トランジスタＱＩ ＩＯＩ及びＱＩ Ｉ０３に分担さ
れる電圧降下は、この理想状態からは多少離れたものと
なる。信号電圧が５０Ｖレベルにきわめて近くなると、
第２のスイッチ兼制御手段１１３０が第３のトランジス
タＱＩＩ０５を導適状態にし、十分な高電圧レベルにあ
るＱＩＩ０５のベース極、１１２８にベース電流を伝達
する。 したがって全電圧降下の一部分のみがトランジスタＱＩ
Ｉ０５に分担される。同様に第１のスイッチ兼制御手段
１１２６はトランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４
への電流の供給を続行し、したがってＱＩＩ０３におけ
る電圧降下は３個のトランジスタＱＩＩ０５，ＱＩＩ０
３及びＱＩＩ０１にかかる全電圧降下の分担値の範囲と
なる。再び第８Ａ，８８及び８Ｃ図を参照すると、出力
電圧が５０及び７５Ｖの間にあり、電圧降下が３個のト
ランジスタのすべてに等しく分担された理想状態が示さ
れている。 実際上、電圧降下の分担はこのように正確な状態とはな
らない。４個のスイッチ兼制御手段１１２６，１１３０
，１１３８及び１１４０が作動する態様について次に説
明する。 ４個のスイッチ熊制御手段は実質上互いに等しいため、
説明は第１のスイッチ兼制御手段１１２６についてのみ
行なうこととする。第１のスイッチ兼制御手段１１２６
において制御トランジスタＱＩＩ１５は、第２の電力ト
ランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４に接続された
コレクタ極１１４８を有する。 トランジスタＱＩＩ１５のベース極１１５川ま、２つの
分圧抵抗ＲＩＩ１３及び１１１５の中間結節点１１５２
に接続されている。抵抗Ｒ１１１３の池端は正の７５Ｖ
端子に接続され、抵抗ＲＩ Ｉ １５の他端は接地電位
に接続される。トランジスタＱＩＩ１５のェミッタ極１
１５４は抵抗ＲＩＩ１７を介して２つの分圧抵抗ＲＩＩ
Ｉ９及びＲＩ１２１の中間結節点１１５６に接続される
。 抵抗ＲＩ １２１の他端は正の７５Ｖ電源に接続され、
抵抗ＲＩＩＩ９の他端は出力端子１１００１こ導かれた
主出力線１１５８に接続される。抵抗ＲＩＩＩ９と並列
に接続されたコンデンサ１１６０は抵抗ＲＩＩＩ９及び
ＲＩ１２１にかかる急激な電圧変化を緩和するものであ
る。すでに述べた通り、トランジスタＱＩＩ０３は信号
電圧（したがってこの信号電圧に実質的に等しくなけれ
ばならない出力電圧）が２５Ｖレベル以下になったとき
導適するものであることが望ましい。 又、トランジスタＱＩＩＱ３のベース極１１２４には出
力電圧と５０Ｖ電源Ｅ２からなる電源における次のステ
ップ電圧とのほぼ中間的な電圧レベルにおいて電流を供
給することが望ましい。したがって、出力電圧が約２５
Ｖのレベルに到達すると、トランジスタＱＩＩ０３のベ
ース極１１２４は２５Ｖと５０Ｖとのほぼ中間の電圧（
すなわち約３をＶ）において電流を通すことが望ましい
。抵抗ＲＩＩ１３及びＲＩ１１５の値はトランジスタＱ
ＩＩ１５のベース極１１５０への電流がほとんどないか
、又はゼロであるときに、結節点１１ ５２の電圧が約
３７．５Ｖとなるように選択される。 ２つの抵抗ＲＩＩＩ９及びＲＩＩ１２の値は出力電圧が
最低のパワー端子の電圧（すなわち２５Ｖ）の１又は２
Ｖの差の範囲内になったとき、結節点１ １５６におけ
る電圧が約３８．２Ｖとなり、トランジスタＱＩＩ１５
のェミッタ極１１５４に日頃バイアスが加わり、これに
よってトランジスタＱＩＩ１５が導通し、トランジスタ
ＱＩＩ０３のベース極１１２４のベース電流を伝達する
ように選択される。 トランジスタＱＩＩ０３のコレク夕極１１１４はＩＶの
分数値の範囲内においてのみベース極１１２４の電圧に
追随する傾向があるため、その直接的な効果はＱＩＩ０
３のェミッタ極１ １ １２における電圧を約３７．５
Ｖにもたらすことである。したがって約２５Ｖの出力電
圧によりトランジスタＱＩ Ｉ ０３の電圧降下は約１
２．５Ｖとなり、トランジスタＱＩ ＩＯＩの電圧降下
は１２．５Ｖとなる。これにより消費電力はＱＩＩＯＩ
及びＱＩ Ｉ０３に等しく分担される。信号電圧が２５
Ｖ〜５０Ｖの範囲において上昇すると、結節点１ １５
６における電圧は同様に上昇してトランジスタＱＩＩ１
５のェミツタ極１１５４における電圧を高めるように作
用する。これはＱＩＩ１５のベース極１１５０への電流
の増大を生じ、したがって結節点１ １５２の電圧はェ
ミッタ極１ １５４の電圧に近いレベルまで上昇し、又
、トランジスタＱＩＩ１５はさらに導通してトランジス
タＱＩＩ０３のベース極１１２４にはなお高い電圧にお
いてより大きい電流が供給される。この効果はトランジ
スタＱＩＩ０３のェミツタ極１１１２における電圧をよ
り高く（すなわち５０Ｖレベル近くまで）上昇させるこ
ととなる。したがって出力電圧が２５Ｖレベルから５０
Ｖレベルに向かって上昇すると、電圧降下はトランジス
タＱＩＩ０３及び１１０１間に分配されるため、トラン
ジスタＱＩ Ｉ０３自体の電圧降下は減少する。信号電
圧が第２電源のインクリメントレベル（すなわち５０Ｖ
レベル）に到達するまでに、負荷には実質上電圧降下の
全体がかかり、２個のトランジスタＱＩＩＯＩ及びＱＩ
Ｉ０３にはきわめて小さい電圧降下しか生じなくなる。 このときにおいて、第２のスイッチ兼制御手段１１３０
は作動状態となり、第３のトランジスタＱＩＩ０５を導
適状態にもたらす。これは第１のスイッチ兼制御手段１
１２６におけると同様に達せられるため、手段１１３０
の動作は簡単に述べることとする。図から明らかな通り
、制御トランジスタＱＩＩ１７はトランジスタＱＩＩ０
５の、ベース極１１２８に接続されたコレクタ１１４８
ａを有する。一対の分圧抵抗ＲＩＩ１３ａ及び１１１５
ａは結節点１ １５２ａにおいて約６２．５Ｖの電圧レ
ベルを生じる。さらに２つの分圧抵抗ＲＩ Ｉ Ｉ９ａ
及びＲＩ １２１ａは出力電圧が５０Ｖレベルの直下の
レベルに達したとき、結節点１１５６ａの電圧が約６３
．２Ｖとなるように配列されている。したがって、出力
電圧が５０Ｖレベルにきわめて近くなると、トランジス
タＱＩＩ１７のェミッタ極１１５４ａ及びベース極１１
５０ａの間には順バイアスが印力０されて、トランジス
タＱＩＩ１７を導通させ、これによりトランジスタＱＩ
Ｉ０５のベース極１１２８にはべ−ス電流が供給され、
トランジスタＱＩＩ０５の導通が生じる。 ＱＩＩ０５が導適状態になると、ＱＩＩ０５のェミッ夕
極１１１６における電圧はＱＩＩ０５のベース極１ １
２８の電圧レベル（すなわち６３．２Ｖ）にきわめて近
いレベルまで上昇する。これはダイオード・ＤＩ Ｉ０
３が５０Ｖ電源を遮断する原因となり、その結果、電力
のすべては十７５Ｖ電源から引き出される。出力電圧が
５０Ｖよりわずかに大きくなると、トランジスタＱＩＩ
１５からトランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４に
流入する電流を生ずる電圧は、出力電圧と、トランジス
タＱＩＩ０５のベース極１１２８への電流を生ずる電圧
との中間の値となる。 したがって７５Ｖ電源から、出力端子Ｉ１０８に加えら
れている５０Ｖよりやや高いレベルまでの電圧降下は３
個のトランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３及びＱＩ１０
５の間で分担される。出力電圧がさらに７５Ｖレベルに
向って上昇すると、結節点１１５６及び１１５６ａにお
ける電圧が比例的に上昇してそれぞれトランジスタＱＩ
Ｉ０３及びＱＩＩ０５のベース極１１２４及び１１２８
への電流を生ずる電圧を上昇させる。したがってトラン
ジスタＱＩＩ０３及びＱＩＩ０５の各ェミツタ極１１１
２及び１１１６における電圧Ｚレベルが上昇する。その
結果、３個のトランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３及び
ＱＩＩ０５にわたる電圧降下は、これら３個のトランジ
スタ間に分担されたままとなる。すでに示した通り、第
８Ａ，８Ｂ及び８Ｃ図の各グラフはある程度理想化した
ものであり、実際の電圧降下はこの厳密に等しい分担値
とは多少異なるものである。第３及び第４のスイッチ兼
制御手段１１３８及び１１４０の動作は、それぞれ第１
及び第２のスイッチ制御手段１１２６及び１１３０の動
作と実質上同じであるが、第３及び第４の手段１１３８
及び１１４０‘ま入力信号の負の部分において作動する
点が異なる。 したがって手段１１３８及び１１４０の動作の詳細につ
いては説明を省略する。スイッチ制御手段１１３８のト
ランジス外まＱＩＩＩ９であり、スイッチ制御手段１１
４０の制御トランジスタはＱＩ１２１であることに注意
すべきである。制御トランジスタＱＩＩＩ９及びＱＩ１
２１は対応するトランジスタＱＩＩ１５及びＱＩＩ１７
と実質上同様に作動し、それぞれパワートランジスタＱ
ＩＩＯ９及びＱＩＩＩＩを妥当な負の電圧レベルにおい
て導通させる。トランジスタＱＩＩＩ９及びＱＩ１２１
は又、トランジスタＱＩＩＯ９及びＱＩＩＩ１のェミッ
タ極の電圧レベルを制御して、トランジスタＱＩＩ０７
，ＱＩＩＯ９及び１１１１にかかる電圧降下を分配する
ものである。第９図を参照すると、第７図に示した形式
のオーディオ増幅器において用いるための出力ステ−ジ
トランジスタ及びトランジスタ制御手段における選択的
な構成が図解されている。 特に第９図において、第７図の要素と等しい要素は同一
の参照数字を付すこととする。分圧抵抗ＲＩ Ｉ １５
及びＲＩＩ１３は結節点１１５６における電圧が約３８
Ｖに達したとき、それらの結節点１ １５２の電圧が３
７．５Ｖとなり、これによってトランジスタＱＩＩ１５
が導適状態となるように選択される。これは又、トラン
ジスタＱＩＩ０３のェミツタを３７．５Ｖのレベルまで
跳躍させ、トランジスタＱＩＩＯＩへの入力電圧を３７
．５Ｖまで上昇させる。ここでダイオードＤＩ ＩＯＩ
は２５Ｖ電源を遮断するように動作する。ライン１１５
８の出力信号が５０Ｖに向かって上昇すると、１ １５
６における電圧はこの５０Ｖレベルに向かって上昇する
。この場合、オーディオ信号が５０Ｖレベルに到達する
までに、１ １５６における電圧はやはり５０Ｖに達し
、したがってＱＩＩＯＩのコレクタ１１１川こ印加され
る電圧は５０Ｖに上昇する。第９図の動作はこの点まで
第７図の回路と同様である。 しかしながら入力信号電圧が５０Ｖ以上まで上昇すると
、トランジスタ制御手段１１３０はトランジスタＱＩＩ
０５をオンに切換え、したがってＱＩＩ０５のェミッタ
１１１６に現われる電位はダイオードＤ１３０３を介し
てトランジスタＱＩＩＯＩのコレクタに直接印加される
。この時点で１１５６ａに印加されるバイアスに基づき
、ＱＩ Ｉ ＯＩのコレクタに印加される電位は６７．
５Ｖとなる。これは逆バイアスダイオードＤ１３０３が
電源Ｅ３からの電圧をトランジスタＱＩＩ０５を介して
トランジスタＱＩ１０１に直接印加する効果を生じる。
第１０図は第９図の回路の動作を表わすグラフであり、
ライン１４０１は第７図のライン１１５８における出力
電圧を示し、ライン１４０２はトランジスタＱＩＩＯＩ
のコレクタ１１１０‘こ印加される電圧を表わしている
。本発明によって構成されたステレオ増幅器の左側及び
右側チャネルの好ましい実施例は第１１Ａ，１１Ｂ及び
１２図に図解されている。 まず第１１Ａ及び１１Ｂ図に示された左側チャネル回路
１５００を参照すると、左側チャネル入力信号は端子１
５０２に受け取られ、オーディオ信号を２０ＫＨｚ以上
で遮断する役目を果たす高周波フィル夕１５０４におい
て予め調整される。このフィル夕は相互変調歪みを阻止
するものである。入力信号はフィル夕１５０４を通過す
ると、演算増幅器１５０６に流入し、その後トランジス
タＱ１５０１及びＱ１５０３に送られる。これらのトラ
ンジスタは入力信号を正及び負の各半分に分割するもの
である。信号の正の半分は左側チャネル増幅器の上半部
に供給され、信号の負の半分は左側チャネル増幅器の下
半部に供給される。左側チャネル増幅器の上半部及び下
半部は対称的であり、したがって詳細な説明は上半部に
ついてのみ行なうこととする。トランジスタＱ１５０１
の出力はトランジスタＱ１５０５のベースに対する抵抗
Ｒ１５１２及びＲ１５１３の作用を介して上向きにレベ
ルシフトされる。トランジスタＱ１５０５の出力コレク
タに現れる信号はトランジスタＱ１５０９に伝達される
。きわめて低い電力要求においてトランジスタＱ１５０
９からのェミツタ電流は１５０８で示す直列ダイオード
を介して出力トランジスタＱ１５１３のベースに流入し
、その結果、トランジスタＱ１５１ ３は導電を開始す
る。次に２５Ｖ電源１５１２からの電流は出力トランジ
スタＱ１５１３を介して出力ィンダクタンス１５１０に
導かれ、ラウドスピーカーに流入する。約２５Ｖ以上の
出力電圧が要求されるとき、増幅器の出力電流は５０Ｖ
電源１ ５１ ４から出力トランジスタＱ１５１７を介
して引き出される。 これと同様に出力電圧が約５０Ｖ以上であることを要求
されるとき、トランジスタＱ１５０９は出力トランジス
タＱ１５２１を付勢して７５Ｖ電源１５１６から電流を
引き出す。トランジスタＱ１５２４及びＱ１５２７を含
むスイッチング回路１５１８は、パワートランジスタＱ
１５１３，Ｑ１５１７及びＱ１５２１にかかる電圧降下
を分担させるように作用する。左側チャネル増幅器は過
電流保護回路１５２０を有する。 出力トランジスタにまたがる短絡が生じた場合、増幅器
には過大な電流が流れ、その結果、出力トランジスタＱ
１５１３のェミツタ抵抗Ｒ１５７１に電圧降下が生じる
。この電圧降下は過電流保護トランジスター５３３をオ
ンに転じ、通常はトランジスタＱ１５０５を介してトラ
ンジスタＱ１５０９のベースに流入する電流はここで方
向を転じて流れることとなる。したがってその４駆動電
流の欠乏によりトランジスタＱ１５０９はターンオンし
なくなり、出力トランジスタは導通しなくなる。この結
果、通常の条件下で短絡した場合に生じるであろう高い
電力消費が阻止される。クロスオーバー歪みはクロース
オーバー保護回路１５２２におけるトランジスタＱ１５
３７及びＱ１５３９の作用により最小にされる。トラン
ジスタＱ１５３７及びＱ１５３９は１一２−３一４５
の直列ダイオード１５２４、抵抗Ｒ１５２０及びＲ１５
２１、並びにコンデンサＣＩ５１３とともにバイアス回
路を構成する。このバイアス回路は左側チャネル増幅器
の上半部におけるトランジスタＱ１５０９とその下半部
におけるトランジスタＯＱ１５１１の各ベース間にわず
かな順方向の電圧降下を生じるものである。この順方向
電圧降下はトランジスタＱ１５０９及びＱ１５１１を導
通の限度状態に置くものである。オーディオ信号が増幅
器に受信されるとき、Ｑ１５０９及びＱ１５１５ １は
直ちに導通し、増幅器出力波形における不連続を生ぜず
、したがってオーディオ信号のきわめて４・さし、歪み
状態を可能にする。説明の便宜上、第１１Ａ図及び１１
Ｂ図の回路に用いられたコンデンサ及び抵抗のすべての
値は０表ロ以下において示したものとする。 第１２図は右チャネル増幅器のための回路の入力部分を
示すものである。 この右側チャネル増幅器は増幅器電源をよりよく利用す
るために、入来するオーディオ信号を１８００だけ相シ
フトするための回路を有する。他のすべての事項におい
ては、この右側チャネル増幅回路は第１１Ａ及び１ＩＢ
図に示した左側チャネル増幅器と同機である。ステレオ
放送の統計的分析によれば、このような放送の１つのチ
ャネルに関連するオーディオ信号の大部分は、他方のチ
ャネルのオーディオ信号と同相関係にあるということが
示されている。 従来の高忠実度増幅器は、一般的にチャネル間において
何らの位相の変更を行なうことなく、入来するステレオ
信号を処理し、いわゆるシングルエンド方式として知ら
れるように動作する。シングルエンド方式において動作
するステレオ増幅器の要素は、電源から付加的なエネル
ギーを引き出す傾向にある。増幅器出力電圧が高くなる
と、電源の正の側は両方のチャネルに電力を供給し、一
方、電源の負の側は働かない状態となる。これに反し、
増幅器出力電圧が低い場合、電源の負の側が増幅器への
電力を提供し、正の側は作動しない状態となる。電源の
両方が連続的に作動すれば、増幅器の効率はより大きく
なる。 このような状況において、電源はいわゆるブリッジ回路
として作動するようになっている。電力はブリッジモー
ド‘こおいて増幅器チャネルの一方において入釆信号を
反転し、その後、両方のチャネルを位相はずれ（アウト
オブ フェイズ）において処理することにより、２つの
チャネル増幅器にブリッジモードーこおいて供給される
。一般には同相関係にある２つのステレオ信号の同相関
係を変化すれば、２つの増幅器チャネルの一方により、
常に正の電力が要求され、残りのチャネルはいずれか与
えられた電力サイクル中において負の電力を要求するこ
ととなる。したがって増幅器出力電圧の値に関係なく、
各電源サイクル中において電源の正及び負のはずれがい
ずれも採用されるところとなる。電源がより効率的に用
いられるという事実に基づいて、増幅器出力に、より多
く許容される電力は約１５〜２０％だけ出力パワーを増
大させ得ることとなる。再び第１２図を参照すると、右
チャネル増幅器が概括して１６００で示されている。こ
の右側チャネルへのオーディオ入力信号は端子１６０１
において受信され、反転回路１６０２に供給される。こ
の反転回路は抵抗Ｒ１６０１，Ｒ１６０３及びＲ１６０
５と結合されたコンデンサＣＩ６０１及び１６０３から
なり、演算増幅器１６０４の反転端子を付勢するもので
ある。この回路要素の値は表ｍ以下に示す通りである。
演算増幅器１６０４の反転端子を駆動すると、入力信号
と１８００ずれた同相の出力信号が生成される。すでに
述べた通り、ステレオ放送の各チャネルにおけるオーデ
ィオ信号の主要な部分は同相関係にある。その結果、反
転回路の使用は一般に増幅器の左側チャネルの動作及び
右側チャネルの動作との間で１８００の位相差を生じる
。第１３図はそれぞれ第１１Ａ，１１Ｂ及び１２図に示
された左側及び右側チャネル増幅器のための好ましい電
源の実施例を示すものである。 第１３図を参照すると、スイッチ１７００が閉じられた
とき、ＡＣ電源ライン１７０２から発する電流は、相シ
フト回路１７０４を介してダイアツク１７０６及びトラ
イアック１７０８に流れ始める。トライアック１７０８
がオンに転ずると、トランス１７１０の一次巻線１７１
０ａを通る電流が許客される。一次巻線１７１０ａにお
いて磁界が成長すると、トランス二次巻線１７１０ｂに
エネルギーが伝達され、さらにエネルギー貯蔵用コンデ
ンサバンク１７１６，１７１８及び１７２川こも伝達さ
れる。コンデンサバンク１７１６は２別電源において２
５Ｖの一定出力を維持し、コンデンサバンク１７１８は
５０Ｖ電源において５０Ｖの一定出力を維持し、さらに
コンデンサバンク１７２０は７５Ｖ電源において７５Ｖ
の一定出力を維持するようにそれぞれ設計されている。
それらのコンデンサバンクにおける各コンデンサは電源
がオンに転じられた後、最初の１００ミリ秒間において
完全に充電される。３つの電源における電圧がそれぞれ
２５ ５０及び７５Ｖからなる好ましい電圧レベルに達
すると、制御トランジスタＱ１７０１は導適状態となり
、Ｑ１ ７０１へのェミッタ電流はＬＥＤダイオード１
７１２を流れることとなる。 このェミッ夕電流に応答してＬＥＤ１７１２はホト抵抗
１７１４を照射する赤色光を発するとともに、そのホト
抵抗値を低下する。ホト抵抗１７１４の抵抗値の低下は
相シフト回路１７０４を通ずる電流のある種の分路とな
り、その結果ＡＣライン信号の位相をシフトしてダイア
ック１７０６及びトライアック１７０８を入釆するＡＣ
ライン正弦波のより遅い点において付勢することとなる
。ダイアツク及びトライアックの付勢点における変化は
、導通角における変動と増幅器出力電圧における対応し
た変動とを生じることとなる。 このような変動はオーディオ信号の周波数が電源ライン
の繰返し速度以下、すなわち１２０ＨＺ（２×６０Ｈｚ
）の周波数以下である限り、オーディオ信号をトラッキ
ングするための手段を提供するものである。入来するオ
ーディオ信号は抵抗Ｒ１７６５及びＲ１７６７の結節点
において合成され、抵抗Ｒ１７６５，Ｒ１７６７及びコ
ンデンサＣＩ７３３の並列結合からなる時定数によって
低域櫨波される。その結果、信号はダイオードＤ１７０
９によって整流され、ＤＣ電圧を形成する。このＤＣ電
圧は電力増幅器の出力に比例する。この比例ＤＣ電圧は
コンデンサＣＩ７３５に印加される。印加された電圧は
ここからトランジスタＱ１７０１に供給される。Ｑ１７
０１は制御トランジスタであり、ＬＥＤ１７１２の動作
を制御して上述したような相シフト回路１７０４の時定
数を変化し、高い信号状態において比較的大きい増幅出
力電圧を発生するとともに、比較的低い信号状態におい
てより低い出力電圧を発生するものである。この電源の
出力はしたがつて低いオーディオの範囲にある周波数を
有するオーディオ信号を効果的に追跡するものである。
この追跡（トラッキング）能力はさらに増幅器状暦のコ
スト、サイズ及び重量を減少するものである。過電流状
態の結果として、第１３図の電源が自動的に遮断される
ことは演算増幅器１７２２及びトランジスタＱ１７０３
及びＱ１７０５の使用を通じて蓮せられる。 誤動作状態であれば、オーディオ増幅器にそのまま過電
流が供給され、第１ １Ａ図の回路からの過電流トリッ
プ信号がトランジスタＱ１７０７のベースに供給される
。トランジスタＱ１７０７はオンにスイッチこれ、演算
増幅器１７２２の入力部分を高レベルに移行させる。演
算増幅器１７２２の出力は同様に高レベルとなり、スイ
ッチングトランジスタＱ１７０３及びＱ１７０５がオン
となる。トランジスタＱ１７０５のェミッタは２５Ｖ電
源に接続され、Ｑ１ ７０５のコレクタはコンデンサＣ
Ｉ７２３及びＣＩ７２５に接続される。トランジスタＱ
１７０５がオンに転ずると２５Ｖ電源からコンデンサＣ
１７２３及び１７２５へ充電電流が供給される。電流は
ＬＥＤ１７１２を介して流通し、ＬＥＤはホトレジスタ
１７１４を照射する。ホトレジスタ１７１４の抵抗値は
これにより相シフト回路１７０４からの電流のすべてを
分路とするに十分な値まで低下し、したがって電源は遮
断される。電源が遮断されると、ＬＥＤ１７１２はコン
デンサＣＩ７２３及び１７２５に蓄えられた電荷によっ
て発光条件に維持される。 短時間周期（すなわち１′２〜１分間）が過ぎると、コ
ンデンサＣ１７２３及び１ ７２５の電荷はＬＥＤによ
って消費され、このＬＥＤの発光は衰滅し始める。ホト
抵抗１７１４の抵抗値は、その結果上昇し始め、電源は
復帰する。誤動作条件が除去されたならば、電源はオン
状態にとどまり、オーディオ増幅器はチ以前の通り作動
する。しかしながら誤動作がなお存在する場合、過電流
トリップラィンがトランジスタＱ１７０７を付勢し、電
源の遮断シーケンスが繰り返される。過電圧トリップ回
路は１７２４で示されている。 オーディオ増幅器の出力からのオーディオ信号は、この
回路を駆動する。この回路は抵抗Ｒ１７５１，Ｒ１７５
３，Ｒ１７５５，Ｒ１７５７及びＲ１７５９、コンデン
サＣＩ７３１及びダイオード○１７０１とＤ１７０３と
を含み、時間平均の半波整流オーディオ信号を表わすＤ
Ｃ信号を形成するものである。ダイオードＤ１７０１及
びＤ１７０３はオアゲ−トとして、並びに整流器とし０
て作用することに注意しなければならない。抵抗Ｒ１７
５１及びＲ１７５３の結節点における出力（すなわち時
間平均オーディオ電圧）はコンデンサＣＩ７３１を充電
する。コンデンサＣＩ７３１は予め選択された過電圧を
表わすある値が、そのコンデンサＣ１７３１に充電され
た時、それが演算増幅器１７２２をトリップし、しかる
後、トランジスタＱ１７０３及び１７０６をオンに転じ
て電源を遮断するような値に選択される。この電源が遮
断される態様は、過電流条件における場合も同様である
。何らかの理由（すなわち増幅器が誤動作するかトーン
アームが降下したような場合）が生じて増幅器出力にあ
るＤＣ成分が現われるような場合、抵抗Ｒ１７６１及び
Ｒ１７６３の結節点にはあるＤＣ電圧が現れる。 この電圧はＤＣ誤動作トリップラィン１７２６を介して
演算増幅器１７２２に伝達これ、演算増幅器をトリップ
する。このＤＣ成分が正の値である場合、ダイオードＤ
１７０５は演算増幅器１７２２の正の入口に向かって導
通し「演算増幅器は高レベル状態に移行する。ＤＣ成分
が負の値であれば、ダイオードＤ１７０７は演算増幅器
１７２２の負、すなわち反転入力部分に向かって導通し
、演算増幅器の出力はやはり／・ィレベルに移行する。
この双方の場合において、電源はトランジスタＱ１７０
３及びＱ１７０５のスイッチング並びにＬＥＤ１７１２
の付勢に従って遮断される。第１１Ａ，１ＩＢ，１２及
び１３図に示された種々の抵抗及びコンデンサの値は次
の通りである。 すでに述べた通り、表川ま第１１Ａ及び１１Ｂ図の回路
のための数値表である。表ｍは第１２図の反転回路の要
素値を示し、表Ｗは第１３図の抵抗及びコンデンサのた
めの好ましい値を示している。表０ 第１１Ａ及びｌＩＢ図の左側チャネル増幅器において用
いられる抵抗及びコンデンサの値抵抗Ｒ１５０１−１５
ＫＱ Ｒ１５２６−３９ＫＱ Ｒ１５５１−２２ＫＱＲ
１５０２− ２ＫＱ Ｒ１５２７‐１０００ Ｒ１５５
２一１８ＫＯＲ１５０３−６２ＫＱ Ｒ１５２８‐１０
００ Ｒ１５５３−４．７ＫＱＲ１５０４−３９００
Ｒ１５２９−ＩＫＱＲ１５５４− ８９０Ｒ１５０５一
２．７ ０ Ｒ１５３０−５．６ＫＱ Ｒ１５５一５−
２７ＫＱＲ１５０６−９．１ＫＯ Ｒ１５３１一１２０
０ Ｒ１５５６−４．７ ０Ｒ１５０７一１．５ＫＱ
Ｒ１５３２− ＩＫＱ Ｒ１５５７−３．８ＫＯＲ１５
０８−１．５ＫＱ Ｒ１５３３−５．６ＫＱ Ｒ１５５
８−２．２ＫＱＲ１５０９−９．１ＫＱ Ｒ１５３４‐
１２００ Ｒ１５５９−３．３ＫＱＲ１５１０−１．５
ＫＱ Ｒ１５３５一１．５ＫＱ Ｒ１５６０−８３ ０
Ｒ１５１１−１．５ＫＱ Ｒ１５３６一１．５ＫＱ Ｒ
１５６１一２．７ＫＱＲ１５１２一４．７ＫＱ Ｒ１５
３７−２．４ＫＱ Ｒ１５６２一２．７ＫＱＲ１５１３
一９１００ Ｒ１５３８−２２ＫＱ Ｒ１５６３−１０
ＫＱＲ１５１４一 ４７０ Ｒ１５３９−２２ＫＱ Ｒ
１５６４−２２００Ｒ１５１５− ＩＫＱ Ｒ１５４０
−１８ＫＯ Ｒ１５６５−２２００Ｒ１５１６一４．７
ＫＯ Ｒ１５４１−４．７ＫＱ Ｒ１５６６− ６２Ｑ
Ｒ１５１７−９１００ Ｒ１５４２一 ３９０Ｒ１５６
７−２２００Ｒ１５１８− ４７０ Ｒ１５４３−２７
ＫＱ Ｒ１５６８−２２００Ｒ１５１９− ＩＫＱ Ｒ
１５４４一４．７ＫＱ Ｒ１５６９− ５６０Ｒ１５２
０−１２ＫＱ Ｒ１５４５一３．３ＫＱ Ｒ１５７０‐
６２０Ｒ１５２１−５．６ＫＱ Ｒ１５４６−２．２
ＫＯ Ｒ１５７１−．１ ０Ｒ１５２２− ５ＫＱ Ｒ
１５４７−３．３ＫＯ Ｒ１５７２−．Ｉ ＱＲ１５２
３− １００ Ｒ１５４８一 ３３０ Ｒ１５７８−２
．７ ０Ｒ１５２４− １００ Ｒ１５４９−２．４Ｋ
Ｏ Ｒ１５７４−２．７ ０Ｒ１５２５−１２ＫＱ Ｒ
１５５０−２２ＫＱコンテンサＣＩ５０１−２００Ｐｆ
ＣＩ５１７−．０１ｆ ＣＩ５８１−１８０ＰｆＣ１
５０３−．００１ｆ ＣＩ５１９−．０１ｆ ＣＩ５８
３一．０３９ｆＣ１５０５一４７０ムｆ Ｃ１５２１−
２２ムｆ Ｃ１５３５一．０３９ｆＣ１５０７一１００
Ｐｆ ＣＩ５２３−．００３３ｆＣ１５３７− ．ｌｆ
Ｃ１５０９−１００Ｐｆ Ｃ１５２５一２２ムｆ ＣＩ
５３９− ．ｌｆＣ１５１１一２００Ｐｆ ＣＩ５２７
一．００３３ｆＣ１５４１−。 ３３ｆＣ１５１３一４．７〃ｆ ＣＩ５２９−１８０Ｐ
ｆＣ１５４３一．３３ｆＣ１５１５一ｌＯＰｆ表ｍ 第１２図の右側チャネル増幅器の反転 回路において用いられる抵抗及びコン デンサの値 抵抗 コンデンサ Ｒ１６０１− ３ＫＱ Ｏ１６０１−２００ｐｆＲ
１６０３−１２ＫＱ ０１６０３− ３３ｐｆＲ１
６０５−１５ＫＱ表 Ｗ 第１３図の電源において用いられた 抵抗及びコンデンサの値 抵抗 Ｒ１７０１−１２ＫＱ Ｒ１７２５−９．１ｍｅｇＱ
Ｒ１７４９−１．６ｍｅｇＲ１７０３一１５０ＫＯ Ｒ
１７２７−５１０ＫＱ Ｒ１７５１−１９９ＫＯＲ１
７０５一１８０ＫＱ Ｒ１７２９一５．６ＫＱ Ｒ１
７５３−３．３ＫＯＲ１７０７− ２７ＫＱ Ｒ１７３
１−６．８ＫＱ Ｒ１７５５−３．３ＫＱＲ１７０
９− ２７ＫＱ Ｒ１７３３−２２ＫＱ Ｒ１７５７
−４．７ＫＯＲ１７１１−１５０ＫＱ Ｒ１７３５一
ＩＱ Ｒ１７５９−４．７ＫＱＲ１７１３−１．
５ＫＱ Ｒ１７３７−３．６ＫＱ Ｒ１７６１一３
．３ＫＱＲ１７１５一３９０Ｑ Ｒ１７３９一２０Ｋ
Ｑ Ｒ１７６３−６．８ＫＯＲ１７１７−６８０Ｑ
Ｒ１７４１−１００ＫＯ Ｒ１７６５−８０ＫＯＲ
１７１９一２０瓜○ Ｒ１７４３一２００ＫＱ Ｒ
１７６７一６０ＫＱＲ１７２１−６８００ Ｒ１７４
５一 ２０ＫＱＲ１７２３−１０ＫＱＱ Ｒ１７４７−
ａｍｅｇＱコンテンサＣ１７０１−．・ ｆ Ｃ１
７１９一３０００△ｆＣ１７０３一．０１３ｆ
ＣＩ７２１・３０００〃ｆＣ１７０５− ．０１ｆ
ＣＩ７２３一２２００〃ｆＣ１７０７−２２００〃ｆ
ＣＩ７２５−２２００〃ｆＣ１７０９一２２０
０〃ｆ Ｃ１７２７一 ２２ムｆＣ１７１１一２
２００ムｆ Ｃ１７２９− ４７ムｆＣ１７１３
一２２００ムｆ Ｃ１７３１一．〇３３ ｆＣ１
７１５−２２００〃ｆ ＣＩ？３３一 ２．２ム
ｆＣ１７１７−２２００ムｆ ＣＩ７３５− ２
．２ムｆ産業上の利用可能性以上に述べた増幅回路及び
増幅の方法は、オーディオ増幅器の分野において特別の
経済性を提供するものである。 ここで開示する概念は高忠実度のオーディオ増幅器のた
めの適当な電源及びパワートランジスタを提供すること
により重量及びコストにおいて飛躍的な減少をもたらす
ものであり、特にステレオシステムに好ましく適用され
る。この発明の概念を具体化することにより蓮せられた
飛躍的な重量の減少の一例として、４００Ｗの定格とし
た電源及び増幅器の完全に商業的な実施例において、全
重量は単に４ｋ９であった。 これに反し、比較的大電力の従来技術における最も軽量
な増幅器であっても約１６ｋ９の重量である。〃Ｇ．７
リンＧＺ４． 力７ＧＺａ 石７６２Ｃ ＾ンＧ夕４． 〃Ｇ．３８ （ンＧ．うＣ ｔンＧヂＡ． り７６４８ 打）Ｇ々Ｃ （ンＧ‐５４− 万７６．３８ （７０５Ｃ． 〃Ｇグ４． （）Ｇ．グａ 〃６．６Ｃ 〃Ｇ．６０ 〃Ｇ７． ‘給タイ． ‘〆Ｇａ８ ‘ンＧグＣ ‘ンＧ／ひ− 上／Ｇ夕． ‘ンＧ．／／イ． （ンＧ−／′８１ 行ね・／′Ｇ ‘ノＧイ２ 〃Ｇね Ｆノ年 枠
回路図、第２Ａ，２Ｂ及び２Ｃ図は第１図の電源におけ
る一次巻線を流通する種々の電流サイクル波形を示す図
、第３Ａ図は本発明に従って構成されたステップ電圧電
源の選択的な実施例を示す図、第３Ｂ図は第３Ａ図のス
テップ電圧電源の動作を制御するためのスイッチング回
路の第１の変形例を示す図、第３Ｃ図は第３Ａ図のステ
ップ電圧電源の動作を制御するためのスイッチング回路
における第２の変形例を示す図、第４Ａ図〜４Ｃ図は第
３Ａ図の電源における一次巻線を流通する種々の電流サ
イクル波形を示す波形図、第５Ａ図〜５Ｃ図は第３Ｂ図
又は３Ｃ図の回路に従ってスイッチされる電源の一次巻
線を流通する種々の電流のサイクル波形図、第６Ａ図は
通常の電源及びオーディオ増幅器の回路図、第６Ｂ図は
第６Ａ図に示された形式の常套的なトランス二次巻線の
典型的な導通周期を示す図、第６Ｃ図は本発明に従って
構成されたトランス二次巻線の典型的な導通周期を示す
線図、第６Ｄ図は本発明に従って構成されたトランス二
次巻線のピーク負荷導通周期を示す線図、第７図は本発
明に従って構成され、本発明の電源からステップ電圧を
受けるようにしたプッシュブル増幅器の選択的な実施例
を示す図、第８Ａ，８Ｂ及び８Ｃ図は第７図の増幅器に
おいて採用されたプッシュブルトランジスタにわたる電
圧降下を示す線図、第９図は本発明に従って構成された
増幅器の別の実施例を示す図、第１０図は第９図に示さ
れた増幅器の電圧出力を示す線図、第１１Ａ及び１１Ｂ
図は本発明に従って構成された増幅器の左側チャネルの
好ましい実施例を示す回路図、第１１Ｃ図はそれらの合
成図、第１２図は本発明に従って構成された増幅器の右
側チャネル部分を示す図、第１３図は本発明の好ましい
実施例における電源であって、種々の安全制御構成が取
り入れられたものの回路図、第１４図は本発明の基本概
念を図解する略図である。 発明を実施するための最良の形態 第１４図を参照すると、本発明に従って設計された増幅
回路２及び電源回路４のきわめて簡略化した線図が示さ
れている。 電気エネルギーは電源６によりシステムに供給される。
この電源は、通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルの
交流電源からなっている。特別に設計された軽量のトラ
ンスー０１こおける一次コイル８は、デューティサィク
ル制御回路１２により電源６に接続される。このデュー
ティサィクル制御回路は一次コイル８に供給されるエネ
ルギー量をスピーカ１４により音響に変換されるための
、このシステムで増幅されるべきオーディオ信号の特性
に、少なくとも部分的に従うように変調される。オーデ
ィオ信号の特性はオーディオ入力信号導体１６により直
接的に供給されるか、又はオーディオ増幅器出力２川こ
接続された帰還ライン１８を介して提供されることがで
きる。後に詳述することであるが、一次コイル８への電
源供給回路にデューテイサィクル制御回路１２を設ける
ことは今日までに用いられたものよりもより軽量のトラ
ンスを用い得ることを可能とするものである。トランス
の二次コイル２２は増幅器２に直流の電源電圧を提供す
るように設計された整流器及び増幅器電源２４に接続さ
れる。 この直流電源電圧は入力オーディオ信号の振幅変化にか
かわらず比較的一定な出力電圧となるものである。した
がって、デューティサィクル制御回路１２には一次コイ
ル８に供給される電力量が増幅器電源回路２４からの出
力電圧を一定に維持できるように調整するための電圧レ
ベル帰還ライン２６が接続される。以下に詳述すること
であるが、増幅器２は低コスィ低電力定格のトランジス
タ要素を使用できるように特別に設計されている。 この発明に従って設計された増幅器は、増幅器の出力段
において放熱器により放散されるべき熱量を極小化する
ように作動するものである。この動作はまた、比較的電
力出力の大きい従来型の増幅器において要求されたより
も小型で軽量の放熱手段を用いることができるため、増
幅器及び電源システムの重量を減少させるものである。
特にＢ級のブッシュプル型の増幅器の場合、ライン１６
に供給され、各ベース電極に送られるオーディオ信号を
増幅するために、少なくとも一対の出力トランジスタ３
０及び３２を有する。この発明の一実施例において増幅
器２はそれぞれトランジスタ３０及び３２と直列に接続
された付加的なトランジスタ３４及び３６を有し、これ
により必要なときに増幅器出力２０に対し比較的高い絶
対供給電圧レベルを提供する。これらの高電圧が不必要
であるときにはトランジスタ３４及び３６はそれぞれ供
給電圧制御手段３８及び４０により非導適状態に維持さ
れる。トランジスタ３４及び３６が非導適状態であれば
、電圧はそれぞれダイオード４２及び４４を介してトラ
ンジスタ３０及び３２のコレクタに供給される。これら
のダイオードはそれぞれ増幅器電源２４の低電圧レベル
アップ４６及び４８に接続される。トランジスタ３０〜
３６のための電力定格の要求をさらに減少するために制
御手段３８及び４０は、トランジスタの対３０，３４及
び３２，３６にわたる電圧降下をトランジスタ３４又は
３６がそれぞれ導適している限り、これらに等しく分担
させるように設計される。このことが達成され、好まし
い結果を得るための態様は後に詳述する。本発明の実施
例においては、オーディオ入力信号の大きさに応答する
トランスの一次及び二次巻線間におけるエネルギー伝達
を制御するために、オーディオ増幅器トランスに電力出
力帰還回路を用いるという基本概念が、二次巻線にわた
る固定的な電力出力を生成しようとするトランスにおい
て効果的に採用され得る。 更に固定的な出力のトランスを含む場合、電力出力帰還
回路は電圧出力を一定に維持するための補助にも用いら
れる。第１図は本発明のこのようなシステムの実施例を
示すものである。主電力トランス５００（すなわち磁界
コイル）は、それぞれ一次及び二次巻線５００ａ及び５
００ｂを有する。第７図以下に関連してより完全に説明
するため、二次巻線５００ｂは２５〜７５Ｖの範囲で２
５Ｖのインクリメントにおいてステップされた複数の正
及び負の電圧を提供すべくタップされているものとする
。 正の端子はそれぞれＥＩ〜Ｅ３で指示され、負の端子は
それぞれＥ４〜Ｅ６で指示されている。一次巻線５００
ａの両端は整流ダイオードを介して５０２で示す通常型
の電源の両端子に接続される。 この電源は６０ＨＺ、１２０Ｖからなる電流を提供する
壁ソケットでよい。電源５０２からの２本のりード線５
０４及び５０６はそれぞれ整流ダイオードＤ５０１及び
Ｄ５０３を介して接続され、シリコン制御整流器５０８
と直列にトランス一次巻線５００ａの上端５１川こ導び
かれる。リード線５０４及び５０６はそれぞれ関連する
第二の整縦ダイオードＤ５０５及びＤ５０７を介して一
次巻線５００ａの下端５１２に接続される。ダイオード
Ｄ５０１，Ｄ５０３，Ｄ５０５及び○５０７は整流ブリ
ッジ回路として配列され、したがって電源の各半サイク
ルにおいてシリコン制御整流器５０８には正の電圧が導
びかれ、同様にトランスの一次巻線５００ａの上端５１
０に正の電圧が印加される。シリコン制御整流器５０８
は後に完全に説明する通り、オーディオ入力信号によっ
て制御される。 このオーディオ入力信号は入力端子５１４したがって結
節点５１６に導びかれる。抵抗Ｒ５０１及びＲ５０３は
結節点５１６及び適当な電圧源（すなわち７５Ｖ電源）
との間に接続され、例えば０．７Ｖのレベルのベース電
圧を提供する。この電圧はＲ５０３及びＲ５０１の結節
点から接地電位に接続されたダイオードＤ５０９により
生成される。この電圧は演算増幅器５１８に導びかれる
。演算増幅器への帰還はトランス二次巻線におけるコン
デンサ５２２及びダイオードＤ５１５の結節点５２０か
ら行われる。結節点５２０は２個の分圧抵抗Ｒ５０５及
びＲ５０７を介して後地電位に接続される。２個の抵抗
Ｒ５０５及びＲ５０７の結節点５２６において演算増幅
器５１８への帰還接続が形成される。 演算増幅器５１８の出力は５２８で示す適宜の制御装置
に導びかれる。この制御装置５２８はシリコン制御整流
器５０８の制御端子に接続される。この接続の態様は演
算増幅器５１８からの比較的高い出力レベルにおいて整
流器５０８が各半サイクルの後方の部分における比較的
高い電圧レベルにおいて導適するようになっている。同
様に演算増幅器５１８の出力が比較的低い場合シリコン
制御整流器５０８は比較的低い電圧レベルにおいて初動
する。二次巻線５００ｂの中央は、５３０で示すように
接地電位にタップ接続され、巻線５００ｂの上半分は２
つの中間位置５３２及び５３４１こおいてタップを形成
され、それぞれパワー端子Ｅ，及びＥ２のための正の２
５Ｖ及び５０Ｖの出力を提供し、巻線５００ｂの上部端
子５２４は端子Ｅ３のための正の７５Ｖ出力を提供する
。同様にして二次巻線５００ｂの下半部は中間位置５３
６及び５３８においてタップを形成され、端子Ｅ４及び
Ｅ５においてそれぞれ−２５及び−５０Ｖの中間電圧レ
ベルを提供する。また二次巻線の下端５４０の端子Ｅ６
のための−７５Ｖ出力を提供する。これら３つの点５３
２，５３４及び５２４は各々ブロックダイオードＤ５１
１，Ｄ５１３及びＤ５１５を介してそれぞれの出力端子
に接続される。 接地電位と低電圧出力端子（すなわち正の２５Ｖ端子）
との間には第１のコンデンサ５４２が接続される。また
正の２５Ｖ出力端子及び正の５０Ｖ出力端子との間には
第２のコンデンサ５４４が接続される。更に正の５０Ｖ
出力端子と正の７５Ｖ出力端子との間には同様に第３の
コンデンサ５２２が接続される。コンデンサ５４２，５
４４及び５２２は関連する出力端子からの何らかの急激
な電力要求を補償し、出力電圧端子を比較的一定の電圧
レベルに維持するに十分な容量を有する。二次巻線５０
０ｂの下半部は３個のブロックダイオード○５１７，Ｄ
５１９及び○５２１を介してその負出力端子Ｅ４，Ｅ５
，Ｅ６に接続される。 コンデンサ５４６，５４８及び５５０はそれぞれ一次巻
線の上半部のための対応する要素と同じ態様で実質的に
負の出力端子間に接続される。しかしながらブロックダ
イオードＤ５１７〜〇５２１は負の電流のみを出力端子
Ｅ４〜Ｅ６に流通させるように反転される。第１図の電
源の動作において巻線５００ｂにおける出力電圧はシリ
コン制御整流器５０８を制御する回路により完全に調整
される。 このＳＣＲ制御回路５０８はオーディオ入力信号に支配
される。その態様は入力信号が比較的大きい振幅を有す
る場合、シリコン制御整流器５０８が各電源の半サイク
ルの比較的大きい部分の間に導通して、より大きい電流
を一次巻線５００ａに伝達するものである。この動作モ
−ド‘ま第２ａ，２ｂ及び２ｃ図に関して最もよく図解
されている。第２Ａ図において電源５０２から２個のダ
イオードＤ５０１及びＤ５０３を介してシリコン制御整
流器５０８に供給される電圧の代表例が示されている。 この図から明らかな通り、ダイオードＤ５０１〜Ｄ５０
７の作用に基づいて各半サイクルの正の正弦波電圧パル
スがシリコン制御整流器５０８に供給される。増幅器へ
のオーディオ入力信号が比較的低い振幅であれば、増幅
回路の電力要求は全く低いものとなる。この条件におい
てシリコン制御整流器５０８は各半サイクルのきわめて
後方においてのみ導適する各半サイクルの導通点６００
で示され、整流器５０８は電流が点６０２で示すゼロの
値に達するまで導通する。したがって電流はきわめて短
時間において低い電圧レベルで一次巻線に供給される。
オーディオ入力信号がより大きい振幅に達すると、シリ
コン制御整流器５０８は第２Ｂ図に示す通り各半キィク
ルの後半部分において比較的高い電圧レベルで導適する
。 この導通点は６０４で生じ、各遮断される点は６０６で
示されている。これは電圧がより高いだけでなく各電流
パルスの時間増分（タイムインクリメント）がより長く
、従って一次巻線５００ａにより大きい電力が供給され
る。最後に第２Ｃ図においてはオーディオ入力信号が最
大の振幅を有し、したがってトランスからの最大電力の
要求に見合う条件が示されている。 この状況においてシリコン制御整流器５０８は第２Ｃ図
において６０８で示す各半サイクルの後半部分の開始時
におけるピーク電圧の付近で導通し、点６０１において
遮断される。したがって電流はより高い電圧において各
半サイクルのより長い期間にわたり供給されることが明
らかである。電流の各半サイクルの後部中において一次
巻線５００ａに流れる電流が増大するとき、二次巻線５
００ｂには何らの電流も流れない。これはブロックダイ
オードＤ５１１〜Ｄ５２１の配列があるからである。し
かしながら一次巻線５００ａを通る電流の各半サイクル
の終りにおいて電流が遮断された後、一次巻線５００ａ
の周りにおける磁界は二次巻線５００ｂに電圧降下を生
ずるように衰滅し、これにより二次巻線から電源への電
流を６個のコンデンサ５２２及び５４２〜５５０と６個
の出力端子ＥＩ〜Ｅ６に向かって流通させる。すでに指
摘した通り、オーディオ入力信号の振幅がより高いレベ
ルにあれば、トランス５００１こおける電力要求はより
大きくなる。これらの周期中において電流はより長いイ
ンクリメント時間を通じて一次巻線５００ａを流通し、
一次巻線５００ａの磁界においてより多くのエネルギー
を貯える。各半サイクルの終端において一次巻線電流が
遮断されると一次巻線における磁界は衰滅し、これによ
り、二次巻線５００ｂにフライバック電圧を誘起する。
ダイオードＤ５１１〜Ｄ５２１は、二次巻線を通る電流
がコンデンサ５４２，５４４，５２２，５４６，５４８
及び５５０を充電し、パワー端子ＥＩ〜Ｅ６に妥当なし
ベルにおける電圧を維持するように配置される。第３Ａ
図は本発明に従って構成されたステップ電圧源の別の実
施例を示している。 第１図における実施例と同様２本のりード線７０４及び
７０６を含む壁面プラグ７０２のような電源装置が配置
されている。リード線７０４はトライアック７０８に接
続される。トライアツク７０８の池端はトランス７００
の一次巻線７００ａにおける上端７１川こ接続される。
電源７０２の他方のリード線７０６は一次巻線７００ａ
の下端７１２に接続される。トライアック７０８はシリ
コン制御整流器すなわちＳＣＲ５０８の機能と同様の機
能を有するが、これは電源７０２からの電流における正
、負各半サイクルのいずれにおいても導通するものであ
る。スイッチング回路はトライアック７０８を制御する
が、その態様は電流の各半サイクルの後部においてトラ
イアツク７０８が増幅器の電力要求に応じてより長くあ
るいはより短い時間周期の間導適するようにさせるもの
である。このスイッチング回路は実質上本発明の第１図
のＳＣＲ５０８のスイッチング回路と同様に作動するも
のであり、したがって回路要素についてはこれ以上の説
明を省略する。トランス７００の二次巻線７００ｂはそ
の中間点７１４において、接地電位に接続されたタップ
を有する。 二次巻線７００ｂの上半分は２つの中間位置７１６及び
７１８においてタップを有し、パワー端子ＥＩ及びＥ２
のための正の２５Ｖ及び５０Ｖの出力を提供する。二次
巻線７００ｂの上端への接続７２０はパワー端子Ｅ３の
ための正の７５Ｖ出力を提供する。同様に二次巻線の下
半分は３個の異なった位置７２２，７２４及び７２６に
おいてタップを有し、それぞれ負の２５、５０及び７５
Ｖの出力を端子Ｅ４，Ｅ５及びＥ６のために提供する。
正及び負の７５Ｖリード線７２０及び７２６は概括して
７２８で示す第１のブリッジ整流器の両端に接続される
。 このブリッジ整流器７２８の正の出力はＩＪ−ド線７３
川こより、正の７５Ｖパワー端子Ｅ３に後続され、負の
出力はリード線７３２により負の７５Ｖパワー出力端子
Ｂ６に、正及び負の５０Ｖリード線７１８及び７２４は
第２のブリッジ整流器７３４の両端に接続される。ブリ
ッジ整流器７３４の正の出力端子はリード線７３６によ
り正の５０Ｖパワー端子Ｅ２に接続され、負の出力端子
はリード線７３８を介して負の５０Ｖパワー端子Ｅ５に
接続される。更に正及び負の２５Ｖリード線７１６及び
７２２は第３のブリッジ整流器７４０の両端に接続され
る。このブリッジ整流器７４０の出力リード線７４２及
び７４４は、それぞれ正及び負の２５Ｖパワー端子Ｅ１
及びＢ４に接続される。第１図の実施例におけると同様
、６個のコンデンサ７４６〜７５６がパワー出力端子Ｅ
Ｉ〜Ｅ６の間に配列され、関連する出力端子における何
らかの突発的な電力要求を補償して出力電圧端子を比較
的一定な電圧レベルに維持するものである。 第３Ａ図の実施例の動作を説明するために第４Ａ，４Ｂ
及び４Ｃ図をも参照する。一次巻線７００ａを通ずる電
流は整流されず、したがって交流のままである。トライ
アツク７０８は正又は負のいずれかの各半サイクルの後
部において導適するようになっている。増幅器の電力要
求が低いときには制御装置はトライアック７０８を各半
サイクルの終端部におけるきわめて短い時間周期の間の
み導通させるように作動する。これは第４Ａ図に示して
あり、各半サイクルの導通点は８００で示す通りである
。トライアック７０８は電圧が点８０２においてゼロに
達するまで導適する。したがって電流は比較的短い時間
インクリメントの間のみ一次巻線に供給され、電圧レベ
ルは低いものとなつている。制御信号が比較的大きい振
幅に達するとトライアック７０８は各半サイクルの後部
において比較的高い電圧レベルで導適する。 ここでその導通点は８０４で示され、各遮断点は８０６
で示されている。この場合電圧がより高いだけでなく各
電流パルスの時間インクリメント（増分）が長くなり、
したがって一次巻線７００ａにはより多くの電力が供給
される。更に第４Ｃ図においては入力信号が最大の振幅
となり、したがって最大電力要求に応ずる状況が示され
ている。 このような状況においてトライアック７０８は各半サイ
クルの後半部が開始するピーク電圧の付近において導適
する。すなわち導通点は８０８で示し、遮断点は８１０
で示してある。二次巻線７００ｂにおける電流は一次巻
線７００ａにおける電流と同時に流れ、この二次巻線電
流は交流となる。 ２つの７５Ｖリード線７２０及び７２６を流れる電流に
注目すると、この電流はブリッジ整流器７２８を流れる
ため、パワー端子Ｅ３への出力は常に正となり、端子Ｅ
６への出力は常に負となる。 同様に中間端子７１６，７１８，７２２及び７２４から
２つのブリッジ整流器７３４及び７４川こ導びかれる電
流は正の５０及び２５Ｖレベルにある出力端子Ｅ２及び
ＥＩには正の電流を、また負の５０及び２５Ｖレベルに
ある出力端子Ｅ５及びＢ４には負の電流を提供する。本
発明の電源回路を利用することにより、トランスは比較
的小型であって適当な電力を提供し得ることが発見され
た。 例えば本発明におけるトランスは比較的大きい電力定格
の従来型のオーディオ増幅器におけるトランスの１′４
〜１′１０のサイズで形成され、一次巻線の巻線数は１
７５本、二次巻線の巻線数は２００本とすることができ
た。トランスについて場合によっては一次巻線７００ａ
を流れる電流の遮断点を調整し、電源からの電流の各半
サイクル中においてトランスの巻線間におけるエネルギ
ー伝達特性をより厳格に制御することが要求される。例
えば電流波形におけるゼロクロスオーバー電圧点に先立
つ一次電流の遮断は、電流波形の半サイクルの残り部分
中における一次巻線の浪費電流を除去するものである。
すなわち、第３Ｂ及び３Ｃ図は第３Ａ図のスイッチング
回路に対する２つの変形例を示しており、これらの変形
例はトランスの一次巻線７００ａが電力サイクルのより
狭い限られた部分中において電流を受け入れるものであ
る。第３Ｂ図において第２のトライアック７５８がトラ
イアック７０８と並列に接続される。 第１図に関してすでに述べたような制御装置はリード線
７６０及び７６２を介してそれぞれトライアツク７０８
及び７５８の動作を制御するものである。コンデンサ７
６４はトライアツク７５８と直列に接続され、トライア
ック７０８に対する周期的な分路となるものである。第
３Ｂ図の回路は次の通り作動する。制御装置からの出力
はオ−ディオ入力信号に応答して、トライアック７０８
を電源７０２の電流における各正及び負の半サイクル中
のいずれかの時点において導通させる。より遅い所定の
時′則こおいて制御装置からの出力はトライアック７５
８を導通させ、その結果電流はトライアック７０８から
転流してコンデンサ７６４への流入を開始する。トライ
アック７０８は遮断状態となるがトライアツク７５８及
びコンデンサ７６４を介してトランスの一次巻線７００
ａに流れる電流はコンデンサ７６４における電圧上昇が
トライアック７５８をオフに転ずるに十分なしベルに達
するまで継続する。したがってこの時点でトランスの一
次巻線を通る電流が終了する。コンデンサ７６４はトラ
イァック７５８の導通状態を短時間周期に制限するため
、きわめて小さい容量値でしかない。第３Ｃ図は第３Ａ
図の実施例の第２の変形例を示すものである。 ここでは単一のトライアック７０８が概括して７６６で
示されたスイッチング装置と置換されている。一対のＧ
ＴＯＳＣＲが並列に接続されている。一方のＧＴＯすな
わちＧＴ○ｂは正の半サイクルにおいて導通し、第２の
ＧＴＯすなわちＧＴ○ａは負の半サイクルにおいて導通
するものである。ブロックダイオードはＤ７０１及びＤ
７０３として示されている。各ＧＴＯは制御手段により
提供されるべき所定の電圧において導適状態となり、か
つ非導適状態となる。これらについての所定の制御時間
周期はなるべくなら１の秒であることが望ましい。第５
Ａ，５Ｂ及び５Ｃ図は第３Ｂ及び３Ｃ図の変形例に共通
するスイッチングの態様を図解するものである。 低い電力要求において電流は点９００で開始すると共に
各半サイクルの下半部における終部に近い点９０２で終
了する。中間的な電力要求において、ＯＮ−ＯＦＦスイ
ッチングは第５Ｂ図に示す点９０４及び９０６、すなわ
ち各半サイクルの後部における初期で行われる。更にピ
ーク電力の要求においてスイッチングは第５Ｃ図の点９
０８及び９１０１こおいて示す通り各半サイクルのピー
ク付近において生ずる。この構成によりトランスは更に
小型化することができる。上述した種々のデューティサ
ィクル制御を伴う電源の実施例における利益を明確に示
すために第６Ａ図を参照する。 第６Ａ図には通常の増幅器電源の基本的構成が図解され
ている。通常の１１７〜１２５Ｖ、６０サイクルＡＣ電
流はＰＳからトランス１０００の一次巻線１０００ａに
供給される。トランス１０００の二次巻線１０００ｂは
ダイオードＤＩＯＯＩを介して増幅器１００２の上部端
子に接続された上端を有する。二次巻線１０００ｂの下
部端子は第２のダイオードＤＩＯ０３を介して増幅器１
００２の下部端子に接続される。上部及び下部コンデン
サ１００４及び１００６は、それぞれ増幅器１００２に
かかる電圧を実質上一定値に維持するものである。電源
電圧は通常的に約１６９Ｖのピーク電圧入力を有する。
増幅器１ ００２の上部端子に印加された入力電圧は十
７５Ｖであって下部端子における電圧は−７５Ｖである
とする。こ次巻線１０００ｂの中央は普通に接地電位に
導びかれたタップを有する。オーディオサウンドは典型
的に比較的短い期間のピーク電力要求及びより長い期間
の平均電力要求を有し、後者の電力要求はピーク電力要
求の多分１／２０となっている。 したがって、増幅器は大部分の時間において、全電力の
単に、１／１０〜１／２０で作動するにすぎない。この
事実関係を理解するために、第６Ｂ図を参照する。第６
Ｂ図は通常の１１７〜１２５ＶのＡＣ電流を受けるよう
に接続された通常のオーディオ増幅器トランスの一次巻
線に印加される入力電圧の正弦波を示すものである。こ
の通常型のトランスの一次及び二次巻線比は、一次巻線
が印加電圧の全正弦波形を通じて少なくとも幾分かの電
流を流し、二次巻線に発生するピーク電圧が通常のオー
ディオ増幅器に要求される十７５Ｖ及び−７５Ｖレベル
よりわずかに大きくなるような比率になっている。増幅
器の増幅要素が単に平均的な電力を要求するとき二次巻
線における電流は入力電圧の正弦波のきわめて短いピー
ク期間における短時間周期の間のみ流通する。この時間
周期は第６Ｂ図において１００８で示されている。ピー
ク電力要求が存在するとき、電源の通常のストレージコ
ンデンサ１００４及び１００６からそれらのより低い電
圧レベルに対し中間的な放電が生じ、その結果二次巻線
は比較的長い時間の間導通し、したがって第６Ｂ図の正
弦波の導通部分は例えばライン１０１０ａ及び１０１０
ｂまで広げられる。２本のライン、１０１０ａ及び１０
１０ｂは更に隔たっているため、二次巻線１００ｏｂに
生じた電圧は、１００８‘こおいて供給されたピーク電
圧からゆるやかに降下する。 上述した通常型の増幅器電力システムにおいて使用する
にふさわしいトランスの設計においては、一次巻線にお
ける浪費電流についての注意深い考察が必要である。 浪費電流とは二次巻線に電流が流れないときに一次巻線
に流れる電流である。一次巻線における巻線数が小さい
、すなわちィンダクタンスの小さいトランスにおいて一
次浪費電流は、トランスを好ましくない範囲まで過熱さ
せるような値となる。この事実は巻線数の多い一次コイ
ルの使用を強制するものである。通常型の設計による適
当なオーディオ増幅器トランスはまた、ピーク電力要求
を処理するため、一次及び二次コイルに流れる比較的大
きい電流を許容しなければならない。 したがってコイルを形成するワイヤ一は、トランスが大
きい内部抵抗ないこピーク負荷において大電流を流せる
よう十分な直径を有しなければならない。その結果、ト
ランスは十分な大きさの一次ィンダクタンスを保持すべ
く巻線数を多くするとともに、その長い巻線長にかかわ
らず、比較的低い抵抗値を保持するために太い巻線とし
なければならないため、きわめて大型で大重量のものと
なる。常套的な電力トランスに反し、本発明のデューテ
ィサィクル制御型電源を用いるように設計されたトラン
スは、通常の増幅器電源回路において採用された従来型
のデューティサィクル制御を伴なわないトランスにおけ
るよりも二次対一次巻線比を高くすることができる。 このような巻線比により一次巻線への正弦波入力におい
て二次巻線中の電流を停止させる点は、第６Ｃ図の点１
０１２において示したような後方スロープの十分下方に
おいて生ずる。デューテイサィクル制御がない場合、そ
のようなトランスを有する電源装置は通常のオーディオ
増幅器に要求される十７５及び−７５Ｖレベルより実質
上大きい電圧を供給するであろう。デューテイサイクル
を伴なう場合、デューナィサィクルスィツチング素子が
開放したとき、トランスの一次巻線には電流は流れない
。ただし、この開放状態において、ソリッドステートス
ィッチング素子によりきわめてわずかな漏れ電流は流通
する。これらの漏れ電流は、この議論の目的においては
無視することができる。スイッチング素子は一次巻線に
おける電圧が１０１２のレベルよりやや上の点１０１４
に降下するまで非導適状態にとどまる。その後、電流は
二次巻線中を点１０１４及び１０１２間において流通す
る。スイッチング素子が自己整流型のＳＣＲであれば、
このスイッチング素子は電圧がゼロクロスオーバ点１０
１６に下がるまで導適状態にとどまるが、電源装置にお
いてストレージコンデンサをトランスの一次巻線に接続
するダイオードが逆バイアス状態になるため、二次巻線
には点１０１２から点１０１６まで何らの電流も流れな
い。デューティサィクル制御型電源の二次巻線において
、第６Ｃ図の点１０１４及び１０１２の間で電流を流す
ことは最初の観察において第６Ｂ図の点１００８で表わ
した通常の増幅器における二次巻線電流を流すことより
もやや非効率であるかにみえる。 これはコンデンサ１００４及び１００６が７５Ｖレベル
において電流を受けようとするからである。したがって
デューティサィクル制御型トランスにおいてはいく分か
の抵抗損が発生し、これらは第６Ｃ図において点１０１
２，１０１４及び１０１８間の影線を付した三角形で表
わされている。しかしながらデューティサィクル制御型
トランスはきわめて少ない巻線数（通常のトランスにお
ける巻線数の、小さい分数程度）によって形成すること
ができ、そのためトランスの巻線長さは減少する。これ
はトランスの内部抵抗を比較的に減少させるものである
。比較的小さいデューナィサィクル制御トランスは第６
Ｄ図において示されたようなピーク電力要求において作
動するものとする。この状況においてスイッチング素子
はその正弦波の上部における“スイッチオン”点を有す
る。この作動点は最大値で正弦波のピークにほぼ近い点
１０２０となる。さらにコンデンサ１００４及び１００
６は十分大きく、これによりそのレベルにおいて十分な
十７５及び−７５Ｖを維持することができるものとする
。点１０２川こおいて二次巻線に発生する電圧は十７５
Ｖレベルより十分に高く（９０Ｖ）、トランスにおける
損失を無視することができる。したがって電位差はトラ
ンスそれ自体における損失を表わすものである。これら
の損失は第６Ｄ図における点１０１２，１０２０及び１
０２２間の影線を付した三角形において表示される。オ
ーディオ増幅器により、まれにごく短時間よりも長い時
間にわたってピーク電力が要求されるという事実に基づ
き、第６Ｄ図により表わされたい〈分大きい損失は、通
常のＡＣ入力正弦波の各サイクルの最初の部分中におけ
る浪費電流をカットオフする補償ゲインを得るために許
容されるものである。一次コイルにおけるスイッチング
素子が一次コイルに流れる電流を、波形がゼロ電圧に復
帰する前に遮断するための手段を含む場合（第５Ａ〜５
Ｃ図に示す通り）、浪費電流損失におけるかなりの減少
が達成される。要するに、大部分の時間において増幅器
電源は第６Ｃ図に示すように低電力モード‘こおいて作
動している。 したがって本発明の比較的小さいデューティサィクル制
御を行なったトランスは、従来型の比較的大きいトラン
スと同様の効率において作動するものである。これは部
分的には、実質上削減される一次及び二次巻線数に基づ
くものである。したがってトランスのワイヤ一はより短
〈なり、トランスそれ自体における抵抗値は小さくなる
。この小さくされた抵抗値は各半サイクルの後方部分に
おける無効電流の発生を許容し得る程度の値とする。よ
り高い電力レベルが要求される場合、それに伴う電位は
より大きい効率の悪化を招くものである。しかしながら
、これはトランスの低い内部抵抗により補制され、何ら
かの場合において短時間周期の間、これらのより高い非
能率性と共存することがありうる。というのは、それら
がトランスの過熱を生ずるほどには大きくならないから
である。次の表は二次巻線の５０Ｖ出力端子を２個の１
５０Ｗ電球に接続することによりトランスをテストした
場合について、その結果を示すものである。 二次巻線の出力は３００Ｗに維持され、温度はトランス
の頂上中央部において測定されたものである。表 １ これらのテスト結果はこの発明に従って構成された電源
における好ましいデューティサィクルトランスが１以下
の二次一次巻線比を有し、一次ィンダクタンスは３０肌
日以上であり、コイルワイヤ−のゲージは１頚蚤以上で
あり、その場合、トランスは通常の１１７〜１１６Ｖ６
０サイクルのＡＣ電源より最大士７５ＶＤＣの出力を発
生するのに用いたものである。 第７図は第１図及び第３Ａ〜３Ｃ図に示したステップ電
圧源を利用すべく設計された増幅装置１１００を示すも
のである。 信号電圧１１０２において提供され、増幅器の出力は負
荷（ここではスピーカ１１０４として示す）を介して接
地電位に接続される。この装置はプッシュブル関係にお
いて配列された２組のトランジスタを採用し、各セット
は直列に接続されている。第１のセットＱＩＩＯ１，Ｑ
Ｉ Ｉ０３及びＱ１ １０５はＮＰＮトランジスタであ
り、入力信号の正の部分を増幅するのに用いられる。ト
ランジスタの他のセットＱＩＩ０７，ＱＩＩＯ９及びＱ
Ｉ１１１はＰＮＰトランジスタであり、これらは入力信
号の負の部分を増幅するのに用いられる。次の記述にお
いて、トランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３，ＱＩＩ０
５からなる第１セットの全体の動作は詳細に説明される
ので、この説明は信号の負の部分に関するトランジスタ
ＱＩＩ０７，ＱＩ１０９及びＱＩＩＩＩに対しても同機
に適用されることが理解されよつｏＱＩＩＯＩのェミツ
タ極１１０６は負荷１１０４のパワー出力端子１１０８
に接続され、ＱＩＩＯＩのコレクタ極１１１０はダイオ
ードＤＩＩＯＩを介して十２５ＶのレベルにされるＤＣ
電圧源ＥＩに接続される。 第２のトランジスタＱＩＩ０３のヱミッタ極はＱＩＩＯ
Ｉのコレクタ極１１１０に接続され、同じくＱＩＩ０３
のコレクタ極１１１４は第２のダイオードＤＩＩ０３を
介して十５０Ｖの大きさを有する中間ＤＣ電圧源Ｅ２に
接続される。さらに第３のトランジスタＱＩＩ０５のェ
ミッタ極１１１６はＱＩＩ０３のコレクタ極１１１４に
接続され、さらにＱＩＩ０５のコレクタ極１ １ １８
はより高いＤＣ電源Ｅ３に直結される。これは十７５Ｖ
の大きさを有するものとして示されている。すでに「背
景技術」の項で述べた通り、直列トランジスタの種々の
機構は、より高められた大きさのステップ電圧源ととも
に、従来技術において教示されている。 本発明の動作特性におけるよりよい理解は、本発明の詳
細な説明に先立ってステップ電圧源とともに、直列接続
されたトランジスタの機構を用いる従来技術装置の動作
の一般的モードを説明することにより蓮せられるものと
考えられる。この動作の従来技術モードを一般的に説明
するため、信号電圧が比較的低い（たとえば２５Ｖ以下
）場合において第１のトランジスタＱＩＩＯＩのみが導
通し、すべてのパワーは２５Ｖ電源ＥＩから引き出され
るものとする。 この明白な利益はトランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下が
４・さく、したがって効率が上昇することである。信号
電圧が第１の電圧レベルの値に接近するとき、従来技術
の装置において信号電圧は何らかの方法でトランジスタ
ＱＩＩ０３のベースに印加されて、それを導通させ、し
たがって５０Ｖ電源Ｅ２から電力が引き出され、２５Ｖ
電源はダイオードＤＩ ＩＯＩにより遮断される。 信号は２５Ｖ及び５０Ｖのレベルの間で変動するが、電
圧降下における実質上すべての、又は少なくとも主要な
部分は第２のトランジスタＱＩＩ０３が受け持つもので
ある。同様に、信号電圧が５０Ｖのレベル以上に上昇す
ると、この電圧信号はトランジスタＱＩ Ｉ０５のベー
スに加えられ、これを導通させ、したがって７５Ｖ電源
Ｅ３から電力が引き出される。 又、５０Ｖ及び７Ｗのレベル間で信号電圧が変動するこ
とに伴い、電圧降下の実質上全部又は少なくとも主要な
部分は第３のトランジスタＱＩＩ０５が分担することと
なる。したがって、従来技術装置に関してはトランジス
タの各々は種々の電圧レベルにおいて存在する電流レベ
ルでトランジスタが負担する電圧降下に対向する能力を
有しなければならない。ここで再び第７図を参照する。 特に本発明を説明するため、信号入力端子１１０２は演
算増幅器１１２０を介してバイアストランジスタＱＩＩ
１３に接続されていることに注意しなければならない。
トランジスタＱＩＩ１３のコレクタ極は抵抗ＲＩ ＩＯ
Ｉを介して十７５Ｖ電源に接続される。トランジスタＱ
ＩＩＯＩのベース極１１２２は抵抗ＲＩＩＯＩ及びトラ
ンジスタＱＩＩ１３間の結節点において藤緩され、トラ
ンジスタＱＩＩＯＩに対し”頂バイアスを提供する。第
２トランジスタＱＩＩ０３のベース極は１１２６で示す
第１のスイッチ兼制御手段に接続され、第３のトランジ
スタＱＩＩ０５のベース電極１１２８は１１３０で概括
する第２のスイッチ兼制御手段に接続される。トランジ
スタＱＩＩ０７，ＱＩＩＯ９及びＱＩＩＩＩからなる第
２セットも同様に接続される。したがってバイアストラ
ンジスタＱＩＩ１３は、抵抗ＲＩ Ｉ ０３と直列に−
７５Ｖ電源に接続され、トランジスタＱＩＩ０７のベー
ス極１１３２は、トランジスタＱＩＩ１３及び抵抗ＲＩ
Ｉ０３間の端子に接続される。トランジスタＱＩＩＯ９
及びＱＩＩＩＩの各ベース極１１３４及び１１３６はそ
れぞれ第３のスイッチ兼制御手段１１３８及び第４のス
イッチ兼制御手段１１４川こ接続される。負のステップ
電圧源Ｅ４，Ｅ５及びＥ６は電源Ｅ１，Ｅ２及びＥ３と
同様に構成される。ここに示す通り、１１０２からの入
力は演算増幅器１１２０を介してバイアストランジスタ
ＱＩＩ１８のベース極１１４２に接続される。トランジ
スタＱＩＩＯＩ及びＱＩ１０７間の出力結節点１１４４
からの帰還出力は抵抗ＲＩＩ０５及びＲ１１０７を介し
て接地電位に導びかれる。抵抗ＲＩＩ０５及びＲＩＩ０
７の中間結節点１１４６からは演算増幅器１１２０への
帰還接続が構成される。抵抗ＲＩＩＯ９及びＲＩＩＩＩ
はトランジスタＱＩＩＯＩ及びＱＩＩ０７にそれぞれ初
期バイアス電圧を提供するものである。スイッチ兼制御
手段１１２６，１１３０，１１３８及び１１４０の各一
般的な機能は関連するトランジスタを適当な時間に導通
させ、いずれかのトランジスタによっていずれか特定の
時間に消費される電力を最小にするように関連するトラ
ンジスタへの電圧降下を分配する。 これが達成される態様は第８Ａ図、８Ｂ及び８Ｃ図のグ
ラフにおいて最もよく図解されている。第８Ａ図におい
て、第１トランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下は出力電圧
に対するものとして示されている。 信号電圧は５Ｖの低レベルになっているものとする。こ
の電圧はトランジスタＱＩＩＯＩに加えられ、それを流
通状態にして正の２５Ｖ電源ＥＩからの電源をトランジ
スタＱＩＩＯＩを介して出力端子１１０８もこ伝達する
ものである。したがって出力端子１ １０８における電
圧は約５Ｖとなり、トランジスタＱＩ１０１の電圧降下
は約２０Ｖとなる。信号電流が２５Ｖレベルに近い値ま
で増大すると、出力端子１１０８における電圧レベルが
上昇し、トランジスタＱＩＩＯＩの電圧降下は低下する
。信号電圧が２５Ｖレベルにおける１又は２Ｖの範囲内
に達すると、第１のスイッチ兼制御手段１１２６が作動
状態となり、出力電圧と正の５０Ｖ電源Ｅ２の値との中
間の電圧レベルにおいて、トランジスタＱＩＩ０３のベ
ース極１１２４に電流を導く。 第８Ａ及び８Ｂ図のグラフは、ある程度理想化した状態
において、この関係を示しており、ここで第１のスイッ
チ兼制御手段１１２６はベース極１ １２４に対し出力
電圧とＥ２における十５０Ｖレベルとの間の電圧を一貫
して印加する機能を果し、これにより２個のトランジス
タＱＩＩＯＩ及びＱＩ Ｉ０３にかかる電圧降下は、２
５及び５０Ｖの間にすべての出力電圧に対し、実質上均
等に維持される。ここに示した実際的な実施例において
、トランジスタＱＩ ＩＯＩ及びＱＩ Ｉ０３に分担さ
れる電圧降下は、この理想状態からは多少離れたものと
なる。信号電圧が５０Ｖレベルにきわめて近くなると、
第２のスイッチ兼制御手段１１３０が第３のトランジス
タＱＩＩ０５を導適状態にし、十分な高電圧レベルにあ
るＱＩＩ０５のベース極、１１２８にベース電流を伝達
する。 したがって全電圧降下の一部分のみがトランジスタＱＩ
Ｉ０５に分担される。同様に第１のスイッチ兼制御手段
１１２６はトランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４
への電流の供給を続行し、したがってＱＩＩ０３におけ
る電圧降下は３個のトランジスタＱＩＩ０５，ＱＩＩ０
３及びＱＩＩ０１にかかる全電圧降下の分担値の範囲と
なる。再び第８Ａ，８８及び８Ｃ図を参照すると、出力
電圧が５０及び７５Ｖの間にあり、電圧降下が３個のト
ランジスタのすべてに等しく分担された理想状態が示さ
れている。 実際上、電圧降下の分担はこのように正確な状態とはな
らない。４個のスイッチ兼制御手段１１２６，１１３０
，１１３８及び１１４０が作動する態様について次に説
明する。 ４個のスイッチ熊制御手段は実質上互いに等しいため、
説明は第１のスイッチ兼制御手段１１２６についてのみ
行なうこととする。第１のスイッチ兼制御手段１１２６
において制御トランジスタＱＩＩ１５は、第２の電力ト
ランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４に接続された
コレクタ極１１４８を有する。 トランジスタＱＩＩ１５のベース極１１５川ま、２つの
分圧抵抗ＲＩＩ１３及び１１１５の中間結節点１１５２
に接続されている。抵抗Ｒ１１１３の池端は正の７５Ｖ
端子に接続され、抵抗ＲＩ Ｉ １５の他端は接地電位
に接続される。トランジスタＱＩＩ１５のェミッタ極１
１５４は抵抗ＲＩＩ１７を介して２つの分圧抵抗ＲＩＩ
Ｉ９及びＲＩ１２１の中間結節点１１５６に接続される
。 抵抗ＲＩ １２１の他端は正の７５Ｖ電源に接続され、
抵抗ＲＩＩＩ９の他端は出力端子１１００１こ導かれた
主出力線１１５８に接続される。抵抗ＲＩＩＩ９と並列
に接続されたコンデンサ１１６０は抵抗ＲＩＩＩ９及び
ＲＩ１２１にかかる急激な電圧変化を緩和するものであ
る。すでに述べた通り、トランジスタＱＩＩ０３は信号
電圧（したがってこの信号電圧に実質的に等しくなけれ
ばならない出力電圧）が２５Ｖレベル以下になったとき
導適するものであることが望ましい。 又、トランジスタＱＩＩＱ３のベース極１１２４には出
力電圧と５０Ｖ電源Ｅ２からなる電源における次のステ
ップ電圧とのほぼ中間的な電圧レベルにおいて電流を供
給することが望ましい。したがって、出力電圧が約２５
Ｖのレベルに到達すると、トランジスタＱＩＩ０３のベ
ース極１１２４は２５Ｖと５０Ｖとのほぼ中間の電圧（
すなわち約３をＶ）において電流を通すことが望ましい
。抵抗ＲＩＩ１３及びＲＩ１１５の値はトランジスタＱ
ＩＩ１５のベース極１１５０への電流がほとんどないか
、又はゼロであるときに、結節点１１ ５２の電圧が約
３７．５Ｖとなるように選択される。 ２つの抵抗ＲＩＩＩ９及びＲＩＩ１２の値は出力電圧が
最低のパワー端子の電圧（すなわち２５Ｖ）の１又は２
Ｖの差の範囲内になったとき、結節点１ １５６におけ
る電圧が約３８．２Ｖとなり、トランジスタＱＩＩ１５
のェミッタ極１１５４に日頃バイアスが加わり、これに
よってトランジスタＱＩＩ１５が導通し、トランジスタ
ＱＩＩ０３のベース極１１２４のベース電流を伝達する
ように選択される。 トランジスタＱＩＩ０３のコレク夕極１１１４はＩＶの
分数値の範囲内においてのみベース極１１２４の電圧に
追随する傾向があるため、その直接的な効果はＱＩＩ０
３のェミッタ極１ １ １２における電圧を約３７．５
Ｖにもたらすことである。したがって約２５Ｖの出力電
圧によりトランジスタＱＩ Ｉ ０３の電圧降下は約１
２．５Ｖとなり、トランジスタＱＩ ＩＯＩの電圧降下
は１２．５Ｖとなる。これにより消費電力はＱＩＩＯＩ
及びＱＩ Ｉ０３に等しく分担される。信号電圧が２５
Ｖ〜５０Ｖの範囲において上昇すると、結節点１ １５
６における電圧は同様に上昇してトランジスタＱＩＩ１
５のェミツタ極１１５４における電圧を高めるように作
用する。これはＱＩＩ１５のベース極１１５０への電流
の増大を生じ、したがって結節点１ １５２の電圧はェ
ミッタ極１ １５４の電圧に近いレベルまで上昇し、又
、トランジスタＱＩＩ１５はさらに導通してトランジス
タＱＩＩ０３のベース極１１２４にはなお高い電圧にお
いてより大きい電流が供給される。この効果はトランジ
スタＱＩＩ０３のェミツタ極１１１２における電圧をよ
り高く（すなわち５０Ｖレベル近くまで）上昇させるこ
ととなる。したがって出力電圧が２５Ｖレベルから５０
Ｖレベルに向かって上昇すると、電圧降下はトランジス
タＱＩＩ０３及び１１０１間に分配されるため、トラン
ジスタＱＩ Ｉ０３自体の電圧降下は減少する。信号電
圧が第２電源のインクリメントレベル（すなわち５０Ｖ
レベル）に到達するまでに、負荷には実質上電圧降下の
全体がかかり、２個のトランジスタＱＩＩＯＩ及びＱＩ
Ｉ０３にはきわめて小さい電圧降下しか生じなくなる。 このときにおいて、第２のスイッチ兼制御手段１１３０
は作動状態となり、第３のトランジスタＱＩＩ０５を導
適状態にもたらす。これは第１のスイッチ兼制御手段１
１２６におけると同様に達せられるため、手段１１３０
の動作は簡単に述べることとする。図から明らかな通り
、制御トランジスタＱＩＩ１７はトランジスタＱＩＩ０
５の、ベース極１１２８に接続されたコレクタ１１４８
ａを有する。一対の分圧抵抗ＲＩＩ１３ａ及び１１１５
ａは結節点１ １５２ａにおいて約６２．５Ｖの電圧レ
ベルを生じる。さらに２つの分圧抵抗ＲＩ Ｉ Ｉ９ａ
及びＲＩ １２１ａは出力電圧が５０Ｖレベルの直下の
レベルに達したとき、結節点１１５６ａの電圧が約６３
．２Ｖとなるように配列されている。したがって、出力
電圧が５０Ｖレベルにきわめて近くなると、トランジス
タＱＩＩ１７のェミッタ極１１５４ａ及びベース極１１
５０ａの間には順バイアスが印力０されて、トランジス
タＱＩＩ１７を導通させ、これによりトランジスタＱＩ
Ｉ０５のベース極１１２８にはべ−ス電流が供給され、
トランジスタＱＩＩ０５の導通が生じる。 ＱＩＩ０５が導適状態になると、ＱＩＩ０５のェミッ夕
極１１１６における電圧はＱＩＩ０５のベース極１ １
２８の電圧レベル（すなわち６３．２Ｖ）にきわめて近
いレベルまで上昇する。これはダイオード・ＤＩ Ｉ０
３が５０Ｖ電源を遮断する原因となり、その結果、電力
のすべては十７５Ｖ電源から引き出される。出力電圧が
５０Ｖよりわずかに大きくなると、トランジスタＱＩＩ
１５からトランジスタＱＩＩ０３のベース極１１２４に
流入する電流を生ずる電圧は、出力電圧と、トランジス
タＱＩＩ０５のベース極１１２８への電流を生ずる電圧
との中間の値となる。 したがって７５Ｖ電源から、出力端子Ｉ１０８に加えら
れている５０Ｖよりやや高いレベルまでの電圧降下は３
個のトランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３及びＱＩ１０
５の間で分担される。出力電圧がさらに７５Ｖレベルに
向って上昇すると、結節点１１５６及び１１５６ａにお
ける電圧が比例的に上昇してそれぞれトランジスタＱＩ
Ｉ０３及びＱＩＩ０５のベース極１１２４及び１１２８
への電流を生ずる電圧を上昇させる。したがってトラン
ジスタＱＩＩ０３及びＱＩＩ０５の各ェミツタ極１１１
２及び１１１６における電圧Ｚレベルが上昇する。その
結果、３個のトランジスタＱＩＩＯ１，ＱＩＩ０３及び
ＱＩＩ０５にわたる電圧降下は、これら３個のトランジ
スタ間に分担されたままとなる。すでに示した通り、第
８Ａ，８Ｂ及び８Ｃ図の各グラフはある程度理想化した
ものであり、実際の電圧降下はこの厳密に等しい分担値
とは多少異なるものである。第３及び第４のスイッチ兼
制御手段１１３８及び１１４０の動作は、それぞれ第１
及び第２のスイッチ制御手段１１２６及び１１３０の動
作と実質上同じであるが、第３及び第４の手段１１３８
及び１１４０‘ま入力信号の負の部分において作動する
点が異なる。 したがって手段１１３８及び１１４０の動作の詳細につ
いては説明を省略する。スイッチ制御手段１１３８のト
ランジス外まＱＩＩＩ９であり、スイッチ制御手段１１
４０の制御トランジスタはＱＩ１２１であることに注意
すべきである。制御トランジスタＱＩＩＩ９及びＱＩ１
２１は対応するトランジスタＱＩＩ１５及びＱＩＩ１７
と実質上同様に作動し、それぞれパワートランジスタＱ
ＩＩＯ９及びＱＩＩＩＩを妥当な負の電圧レベルにおい
て導通させる。トランジスタＱＩＩＩ９及びＱＩ１２１
は又、トランジスタＱＩＩＯ９及びＱＩＩＩ１のェミッ
タ極の電圧レベルを制御して、トランジスタＱＩＩ０７
，ＱＩＩＯ９及び１１１１にかかる電圧降下を分配する
ものである。第９図を参照すると、第７図に示した形式
のオーディオ増幅器において用いるための出力ステ−ジ
トランジスタ及びトランジスタ制御手段における選択的
な構成が図解されている。 特に第９図において、第７図の要素と等しい要素は同一
の参照数字を付すこととする。分圧抵抗ＲＩ Ｉ １５
及びＲＩＩ１３は結節点１１５６における電圧が約３８
Ｖに達したとき、それらの結節点１ １５２の電圧が３
７．５Ｖとなり、これによってトランジスタＱＩＩ１５
が導適状態となるように選択される。これは又、トラン
ジスタＱＩＩ０３のェミツタを３７．５Ｖのレベルまで
跳躍させ、トランジスタＱＩＩＯＩへの入力電圧を３７
．５Ｖまで上昇させる。ここでダイオードＤＩ ＩＯＩ
は２５Ｖ電源を遮断するように動作する。ライン１１５
８の出力信号が５０Ｖに向かって上昇すると、１ １５
６における電圧はこの５０Ｖレベルに向かって上昇する
。この場合、オーディオ信号が５０Ｖレベルに到達する
までに、１ １５６における電圧はやはり５０Ｖに達し
、したがってＱＩＩＯＩのコレクタ１１１川こ印加され
る電圧は５０Ｖに上昇する。第９図の動作はこの点まで
第７図の回路と同様である。 しかしながら入力信号電圧が５０Ｖ以上まで上昇すると
、トランジスタ制御手段１１３０はトランジスタＱＩＩ
０５をオンに切換え、したがってＱＩＩ０５のェミッタ
１１１６に現われる電位はダイオードＤ１３０３を介し
てトランジスタＱＩＩＯＩのコレクタに直接印加される
。この時点で１１５６ａに印加されるバイアスに基づき
、ＱＩ Ｉ ＯＩのコレクタに印加される電位は６７．
５Ｖとなる。これは逆バイアスダイオードＤ１３０３が
電源Ｅ３からの電圧をトランジスタＱＩＩ０５を介して
トランジスタＱＩ１０１に直接印加する効果を生じる。
第１０図は第９図の回路の動作を表わすグラフであり、
ライン１４０１は第７図のライン１１５８における出力
電圧を示し、ライン１４０２はトランジスタＱＩＩＯＩ
のコレクタ１１１０‘こ印加される電圧を表わしている
。本発明によって構成されたステレオ増幅器の左側及び
右側チャネルの好ましい実施例は第１１Ａ，１１Ｂ及び
１２図に図解されている。 まず第１１Ａ及び１１Ｂ図に示された左側チャネル回路
１５００を参照すると、左側チャネル入力信号は端子１
５０２に受け取られ、オーディオ信号を２０ＫＨｚ以上
で遮断する役目を果たす高周波フィル夕１５０４におい
て予め調整される。このフィル夕は相互変調歪みを阻止
するものである。入力信号はフィル夕１５０４を通過す
ると、演算増幅器１５０６に流入し、その後トランジス
タＱ１５０１及びＱ１５０３に送られる。これらのトラ
ンジスタは入力信号を正及び負の各半分に分割するもの
である。信号の正の半分は左側チャネル増幅器の上半部
に供給され、信号の負の半分は左側チャネル増幅器の下
半部に供給される。左側チャネル増幅器の上半部及び下
半部は対称的であり、したがって詳細な説明は上半部に
ついてのみ行なうこととする。トランジスタＱ１５０１
の出力はトランジスタＱ１５０５のベースに対する抵抗
Ｒ１５１２及びＲ１５１３の作用を介して上向きにレベ
ルシフトされる。トランジスタＱ１５０５の出力コレク
タに現れる信号はトランジスタＱ１５０９に伝達される
。きわめて低い電力要求においてトランジスタＱ１５０
９からのェミツタ電流は１５０８で示す直列ダイオード
を介して出力トランジスタＱ１５１３のベースに流入し
、その結果、トランジスタＱ１５１ ３は導電を開始す
る。次に２５Ｖ電源１５１２からの電流は出力トランジ
スタＱ１５１３を介して出力ィンダクタンス１５１０に
導かれ、ラウドスピーカーに流入する。約２５Ｖ以上の
出力電圧が要求されるとき、増幅器の出力電流は５０Ｖ
電源１ ５１ ４から出力トランジスタＱ１５１７を介
して引き出される。 これと同様に出力電圧が約５０Ｖ以上であることを要求
されるとき、トランジスタＱ１５０９は出力トランジス
タＱ１５２１を付勢して７５Ｖ電源１５１６から電流を
引き出す。トランジスタＱ１５２４及びＱ１５２７を含
むスイッチング回路１５１８は、パワートランジスタＱ
１５１３，Ｑ１５１７及びＱ１５２１にかかる電圧降下
を分担させるように作用する。左側チャネル増幅器は過
電流保護回路１５２０を有する。 出力トランジスタにまたがる短絡が生じた場合、増幅器
には過大な電流が流れ、その結果、出力トランジスタＱ
１５１３のェミツタ抵抗Ｒ１５７１に電圧降下が生じる
。この電圧降下は過電流保護トランジスター５３３をオ
ンに転じ、通常はトランジスタＱ１５０５を介してトラ
ンジスタＱ１５０９のベースに流入する電流はここで方
向を転じて流れることとなる。したがってその４駆動電
流の欠乏によりトランジスタＱ１５０９はターンオンし
なくなり、出力トランジスタは導通しなくなる。この結
果、通常の条件下で短絡した場合に生じるであろう高い
電力消費が阻止される。クロスオーバー歪みはクロース
オーバー保護回路１５２２におけるトランジスタＱ１５
３７及びＱ１５３９の作用により最小にされる。トラン
ジスタＱ１５３７及びＱ１５３９は１一２−３一４５
の直列ダイオード１５２４、抵抗Ｒ１５２０及びＲ１５
２１、並びにコンデンサＣＩ５１３とともにバイアス回
路を構成する。このバイアス回路は左側チャネル増幅器
の上半部におけるトランジスタＱ１５０９とその下半部
におけるトランジスタＯＱ１５１１の各ベース間にわず
かな順方向の電圧降下を生じるものである。この順方向
電圧降下はトランジスタＱ１５０９及びＱ１５１１を導
通の限度状態に置くものである。オーディオ信号が増幅
器に受信されるとき、Ｑ１５０９及びＱ１５１５ １は
直ちに導通し、増幅器出力波形における不連続を生ぜず
、したがってオーディオ信号のきわめて４・さし、歪み
状態を可能にする。説明の便宜上、第１１Ａ図及び１１
Ｂ図の回路に用いられたコンデンサ及び抵抗のすべての
値は０表ロ以下において示したものとする。 第１２図は右チャネル増幅器のための回路の入力部分を
示すものである。 この右側チャネル増幅器は増幅器電源をよりよく利用す
るために、入来するオーディオ信号を１８００だけ相シ
フトするための回路を有する。他のすべての事項におい
ては、この右側チャネル増幅回路は第１１Ａ及び１ＩＢ
図に示した左側チャネル増幅器と同機である。ステレオ
放送の統計的分析によれば、このような放送の１つのチ
ャネルに関連するオーディオ信号の大部分は、他方のチ
ャネルのオーディオ信号と同相関係にあるということが
示されている。 従来の高忠実度増幅器は、一般的にチャネル間において
何らの位相の変更を行なうことなく、入来するステレオ
信号を処理し、いわゆるシングルエンド方式として知ら
れるように動作する。シングルエンド方式において動作
するステレオ増幅器の要素は、電源から付加的なエネル
ギーを引き出す傾向にある。増幅器出力電圧が高くなる
と、電源の正の側は両方のチャネルに電力を供給し、一
方、電源の負の側は働かない状態となる。これに反し、
増幅器出力電圧が低い場合、電源の負の側が増幅器への
電力を提供し、正の側は作動しない状態となる。電源の
両方が連続的に作動すれば、増幅器の効率はより大きく
なる。 このような状況において、電源はいわゆるブリッジ回路
として作動するようになっている。電力はブリッジモー
ド‘こおいて増幅器チャネルの一方において入釆信号を
反転し、その後、両方のチャネルを位相はずれ（アウト
オブ フェイズ）において処理することにより、２つの
チャネル増幅器にブリッジモードーこおいて供給される
。一般には同相関係にある２つのステレオ信号の同相関
係を変化すれば、２つの増幅器チャネルの一方により、
常に正の電力が要求され、残りのチャネルはいずれか与
えられた電力サイクル中において負の電力を要求するこ
ととなる。したがって増幅器出力電圧の値に関係なく、
各電源サイクル中において電源の正及び負のはずれがい
ずれも採用されるところとなる。電源がより効率的に用
いられるという事実に基づいて、増幅器出力に、より多
く許容される電力は約１５〜２０％だけ出力パワーを増
大させ得ることとなる。再び第１２図を参照すると、右
チャネル増幅器が概括して１６００で示されている。こ
の右側チャネルへのオーディオ入力信号は端子１６０１
において受信され、反転回路１６０２に供給される。こ
の反転回路は抵抗Ｒ１６０１，Ｒ１６０３及びＲ１６０
５と結合されたコンデンサＣＩ６０１及び１６０３から
なり、演算増幅器１６０４の反転端子を付勢するもので
ある。この回路要素の値は表ｍ以下に示す通りである。
演算増幅器１６０４の反転端子を駆動すると、入力信号
と１８００ずれた同相の出力信号が生成される。すでに
述べた通り、ステレオ放送の各チャネルにおけるオーデ
ィオ信号の主要な部分は同相関係にある。その結果、反
転回路の使用は一般に増幅器の左側チャネルの動作及び
右側チャネルの動作との間で１８００の位相差を生じる
。第１３図はそれぞれ第１１Ａ，１１Ｂ及び１２図に示
された左側及び右側チャネル増幅器のための好ましい電
源の実施例を示すものである。 第１３図を参照すると、スイッチ１７００が閉じられた
とき、ＡＣ電源ライン１７０２から発する電流は、相シ
フト回路１７０４を介してダイアツク１７０６及びトラ
イアック１７０８に流れ始める。トライアック１７０８
がオンに転ずると、トランス１７１０の一次巻線１７１
０ａを通る電流が許客される。一次巻線１７１０ａにお
いて磁界が成長すると、トランス二次巻線１７１０ｂに
エネルギーが伝達され、さらにエネルギー貯蔵用コンデ
ンサバンク１７１６，１７１８及び１７２川こも伝達さ
れる。コンデンサバンク１７１６は２別電源において２
５Ｖの一定出力を維持し、コンデンサバンク１７１８は
５０Ｖ電源において５０Ｖの一定出力を維持し、さらに
コンデンサバンク１７２０は７５Ｖ電源において７５Ｖ
の一定出力を維持するようにそれぞれ設計されている。
それらのコンデンサバンクにおける各コンデンサは電源
がオンに転じられた後、最初の１００ミリ秒間において
完全に充電される。３つの電源における電圧がそれぞれ
２５ ５０及び７５Ｖからなる好ましい電圧レベルに達
すると、制御トランジスタＱ１７０１は導適状態となり
、Ｑ１ ７０１へのェミッタ電流はＬＥＤダイオード１
７１２を流れることとなる。 このェミッ夕電流に応答してＬＥＤ１７１２はホト抵抗
１７１４を照射する赤色光を発するとともに、そのホト
抵抗値を低下する。ホト抵抗１７１４の抵抗値の低下は
相シフト回路１７０４を通ずる電流のある種の分路とな
り、その結果ＡＣライン信号の位相をシフトしてダイア
ック１７０６及びトライアック１７０８を入釆するＡＣ
ライン正弦波のより遅い点において付勢することとなる
。ダイアツク及びトライアックの付勢点における変化は
、導通角における変動と増幅器出力電圧における対応し
た変動とを生じることとなる。 このような変動はオーディオ信号の周波数が電源ライン
の繰返し速度以下、すなわち１２０ＨＺ（２×６０Ｈｚ
）の周波数以下である限り、オーディオ信号をトラッキ
ングするための手段を提供するものである。入来するオ
ーディオ信号は抵抗Ｒ１７６５及びＲ１７６７の結節点
において合成され、抵抗Ｒ１７６５，Ｒ１７６７及びコ
ンデンサＣＩ７３３の並列結合からなる時定数によって
低域櫨波される。その結果、信号はダイオードＤ１７０
９によって整流され、ＤＣ電圧を形成する。このＤＣ電
圧は電力増幅器の出力に比例する。この比例ＤＣ電圧は
コンデンサＣＩ７３５に印加される。印加された電圧は
ここからトランジスタＱ１７０１に供給される。Ｑ１７
０１は制御トランジスタであり、ＬＥＤ１７１２の動作
を制御して上述したような相シフト回路１７０４の時定
数を変化し、高い信号状態において比較的大きい増幅出
力電圧を発生するとともに、比較的低い信号状態におい
てより低い出力電圧を発生するものである。この電源の
出力はしたがつて低いオーディオの範囲にある周波数を
有するオーディオ信号を効果的に追跡するものである。
この追跡（トラッキング）能力はさらに増幅器状暦のコ
スト、サイズ及び重量を減少するものである。過電流状
態の結果として、第１３図の電源が自動的に遮断される
ことは演算増幅器１７２２及びトランジスタＱ１７０３
及びＱ１７０５の使用を通じて蓮せられる。 誤動作状態であれば、オーディオ増幅器にそのまま過電
流が供給され、第１ １Ａ図の回路からの過電流トリッ
プ信号がトランジスタＱ１７０７のベースに供給される
。トランジスタＱ１７０７はオンにスイッチこれ、演算
増幅器１７２２の入力部分を高レベルに移行させる。演
算増幅器１７２２の出力は同様に高レベルとなり、スイ
ッチングトランジスタＱ１７０３及びＱ１７０５がオン
となる。トランジスタＱ１７０５のェミッタは２５Ｖ電
源に接続され、Ｑ１ ７０５のコレクタはコンデンサＣ
Ｉ７２３及びＣＩ７２５に接続される。トランジスタＱ
１７０５がオンに転ずると２５Ｖ電源からコンデンサＣ
１７２３及び１７２５へ充電電流が供給される。電流は
ＬＥＤ１７１２を介して流通し、ＬＥＤはホトレジスタ
１７１４を照射する。ホトレジスタ１７１４の抵抗値は
これにより相シフト回路１７０４からの電流のすべてを
分路とするに十分な値まで低下し、したがって電源は遮
断される。電源が遮断されると、ＬＥＤ１７１２はコン
デンサＣＩ７２３及び１７２５に蓄えられた電荷によっ
て発光条件に維持される。 短時間周期（すなわち１′２〜１分間）が過ぎると、コ
ンデンサＣ１７２３及び１ ７２５の電荷はＬＥＤによ
って消費され、このＬＥＤの発光は衰滅し始める。ホト
抵抗１７１４の抵抗値は、その結果上昇し始め、電源は
復帰する。誤動作条件が除去されたならば、電源はオン
状態にとどまり、オーディオ増幅器はチ以前の通り作動
する。しかしながら誤動作がなお存在する場合、過電流
トリップラィンがトランジスタＱ１７０７を付勢し、電
源の遮断シーケンスが繰り返される。過電圧トリップ回
路は１７２４で示されている。 オーディオ増幅器の出力からのオーディオ信号は、この
回路を駆動する。この回路は抵抗Ｒ１７５１，Ｒ１７５
３，Ｒ１７５５，Ｒ１７５７及びＲ１７５９、コンデン
サＣＩ７３１及びダイオード○１７０１とＤ１７０３と
を含み、時間平均の半波整流オーディオ信号を表わすＤ
Ｃ信号を形成するものである。ダイオードＤ１７０１及
びＤ１７０３はオアゲ−トとして、並びに整流器とし０
て作用することに注意しなければならない。抵抗Ｒ１７
５１及びＲ１７５３の結節点における出力（すなわち時
間平均オーディオ電圧）はコンデンサＣＩ７３１を充電
する。コンデンサＣＩ７３１は予め選択された過電圧を
表わすある値が、そのコンデンサＣ１７３１に充電され
た時、それが演算増幅器１７２２をトリップし、しかる
後、トランジスタＱ１７０３及び１７０６をオンに転じ
て電源を遮断するような値に選択される。この電源が遮
断される態様は、過電流条件における場合も同様である
。何らかの理由（すなわち増幅器が誤動作するかトーン
アームが降下したような場合）が生じて増幅器出力にあ
るＤＣ成分が現われるような場合、抵抗Ｒ１７６１及び
Ｒ１７６３の結節点にはあるＤＣ電圧が現れる。 この電圧はＤＣ誤動作トリップラィン１７２６を介して
演算増幅器１７２２に伝達これ、演算増幅器をトリップ
する。このＤＣ成分が正の値である場合、ダイオードＤ
１７０５は演算増幅器１７２２の正の入口に向かって導
通し「演算増幅器は高レベル状態に移行する。ＤＣ成分
が負の値であれば、ダイオードＤ１７０７は演算増幅器
１７２２の負、すなわち反転入力部分に向かって導通し
、演算増幅器の出力はやはり／・ィレベルに移行する。
この双方の場合において、電源はトランジスタＱ１７０
３及びＱ１７０５のスイッチング並びにＬＥＤ１７１２
の付勢に従って遮断される。第１１Ａ，１ＩＢ，１２及
び１３図に示された種々の抵抗及びコンデンサの値は次
の通りである。 すでに述べた通り、表川ま第１１Ａ及び１１Ｂ図の回路
のための数値表である。表ｍは第１２図の反転回路の要
素値を示し、表Ｗは第１３図の抵抗及びコンデンサのた
めの好ましい値を示している。表０ 第１１Ａ及びｌＩＢ図の左側チャネル増幅器において用
いられる抵抗及びコンデンサの値抵抗Ｒ１５０１−１５
ＫＱ Ｒ１５２６−３９ＫＱ Ｒ１５５１−２２ＫＱＲ
１５０２− ２ＫＱ Ｒ１５２７‐１０００ Ｒ１５５
２一１８ＫＯＲ１５０３−６２ＫＱ Ｒ１５２８‐１０
００ Ｒ１５５３−４．７ＫＱＲ１５０４−３９００
Ｒ１５２９−ＩＫＱＲ１５５４− ８９０Ｒ１５０５一
２．７ ０ Ｒ１５３０−５．６ＫＱ Ｒ１５５一５−
２７ＫＱＲ１５０６−９．１ＫＯ Ｒ１５３１一１２０
０ Ｒ１５５６−４．７ ０Ｒ１５０７一１．５ＫＱ
Ｒ１５３２− ＩＫＱ Ｒ１５５７−３．８ＫＯＲ１５
０８−１．５ＫＱ Ｒ１５３３−５．６ＫＱ Ｒ１５５
８−２．２ＫＱＲ１５０９−９．１ＫＱ Ｒ１５３４‐
１２００ Ｒ１５５９−３．３ＫＱＲ１５１０−１．５
ＫＱ Ｒ１５３５一１．５ＫＱ Ｒ１５６０−８３ ０
Ｒ１５１１−１．５ＫＱ Ｒ１５３６一１．５ＫＱ Ｒ
１５６１一２．７ＫＱＲ１５１２一４．７ＫＱ Ｒ１５
３７−２．４ＫＱ Ｒ１５６２一２．７ＫＱＲ１５１３
一９１００ Ｒ１５３８−２２ＫＱ Ｒ１５６３−１０
ＫＱＲ１５１４一 ４７０ Ｒ１５３９−２２ＫＱ Ｒ
１５６４−２２００Ｒ１５１５− ＩＫＱ Ｒ１５４０
−１８ＫＯ Ｒ１５６５−２２００Ｒ１５１６一４．７
ＫＯ Ｒ１５４１−４．７ＫＱ Ｒ１５６６− ６２Ｑ
Ｒ１５１７−９１００ Ｒ１５４２一 ３９０Ｒ１５６
７−２２００Ｒ１５１８− ４７０ Ｒ１５４３−２７
ＫＱ Ｒ１５６８−２２００Ｒ１５１９− ＩＫＱ Ｒ
１５４４一４．７ＫＱ Ｒ１５６９− ５６０Ｒ１５２
０−１２ＫＱ Ｒ１５４５一３．３ＫＱ Ｒ１５７０‐
６２０Ｒ１５２１−５．６ＫＱ Ｒ１５４６−２．２
ＫＯ Ｒ１５７１−．１ ０Ｒ１５２２− ５ＫＱ Ｒ
１５４７−３．３ＫＯ Ｒ１５７２−．Ｉ ＱＲ１５２
３− １００ Ｒ１５４８一 ３３０ Ｒ１５７８−２
．７ ０Ｒ１５２４− １００ Ｒ１５４９−２．４Ｋ
Ｏ Ｒ１５７４−２．７ ０Ｒ１５２５−１２ＫＱ Ｒ
１５５０−２２ＫＱコンテンサＣＩ５０１−２００Ｐｆ
ＣＩ５１７−．０１ｆ ＣＩ５８１−１８０ＰｆＣ１
５０３−．００１ｆ ＣＩ５１９−．０１ｆ ＣＩ５８
３一．０３９ｆＣ１５０５一４７０ムｆ Ｃ１５２１−
２２ムｆ Ｃ１５３５一．０３９ｆＣ１５０７一１００
Ｐｆ ＣＩ５２３−．００３３ｆＣ１５３７− ．ｌｆ
Ｃ１５０９−１００Ｐｆ Ｃ１５２５一２２ムｆ ＣＩ
５３９− ．ｌｆＣ１５１１一２００Ｐｆ ＣＩ５２７
一．００３３ｆＣ１５４１−。 ３３ｆＣ１５１３一４．７〃ｆ ＣＩ５２９−１８０Ｐ
ｆＣ１５４３一．３３ｆＣ１５１５一ｌＯＰｆ表ｍ 第１２図の右側チャネル増幅器の反転 回路において用いられる抵抗及びコン デンサの値 抵抗 コンデンサ Ｒ１６０１− ３ＫＱ Ｏ１６０１−２００ｐｆＲ
１６０３−１２ＫＱ ０１６０３− ３３ｐｆＲ１
６０５−１５ＫＱ表 Ｗ 第１３図の電源において用いられた 抵抗及びコンデンサの値 抵抗 Ｒ１７０１−１２ＫＱ Ｒ１７２５−９．１ｍｅｇＱ
Ｒ１７４９−１．６ｍｅｇＲ１７０３一１５０ＫＯ Ｒ
１７２７−５１０ＫＱ Ｒ１７５１−１９９ＫＯＲ１
７０５一１８０ＫＱ Ｒ１７２９一５．６ＫＱ Ｒ１
７５３−３．３ＫＯＲ１７０７− ２７ＫＱ Ｒ１７３
１−６．８ＫＱ Ｒ１７５５−３．３ＫＱＲ１７０
９− ２７ＫＱ Ｒ１７３３−２２ＫＱ Ｒ１７５７
−４．７ＫＯＲ１７１１−１５０ＫＱ Ｒ１７３５一
ＩＱ Ｒ１７５９−４．７ＫＱＲ１７１３−１．
５ＫＱ Ｒ１７３７−３．６ＫＱ Ｒ１７６１一３
．３ＫＱＲ１７１５一３９０Ｑ Ｒ１７３９一２０Ｋ
Ｑ Ｒ１７６３−６．８ＫＯＲ１７１７−６８０Ｑ
Ｒ１７４１−１００ＫＯ Ｒ１７６５−８０ＫＯＲ
１７１９一２０瓜○ Ｒ１７４３一２００ＫＱ Ｒ
１７６７一６０ＫＱＲ１７２１−６８００ Ｒ１７４
５一 ２０ＫＱＲ１７２３−１０ＫＱＱ Ｒ１７４７−
ａｍｅｇＱコンテンサＣ１７０１−．・ ｆ Ｃ１
７１９一３０００△ｆＣ１７０３一．０１３ｆ
ＣＩ７２１・３０００〃ｆＣ１７０５− ．０１ｆ
ＣＩ７２３一２２００〃ｆＣ１７０７−２２００〃ｆ
ＣＩ７２５−２２００〃ｆＣ１７０９一２２０
０〃ｆ Ｃ１７２７一 ２２ムｆＣ１７１１一２
２００ムｆ Ｃ１７２９− ４７ムｆＣ１７１３
一２２００ムｆ Ｃ１７３１一．〇３３ ｆＣ１
７１５−２２００〃ｆ ＣＩ？３３一 ２．２ム
ｆＣ１７１７−２２００ムｆ ＣＩ７３５− ２
．２ムｆ産業上の利用可能性以上に述べた増幅回路及び
増幅の方法は、オーディオ増幅器の分野において特別の
経済性を提供するものである。 ここで開示する概念は高忠実度のオーディオ増幅器のた
めの適当な電源及びパワートランジスタを提供すること
により重量及びコストにおいて飛躍的な減少をもたらす
ものであり、特にステレオシステムに好ましく適用され
る。この発明の概念を具体化することにより蓮せられた
飛躍的な重量の減少の一例として、４００Ｗの定格とし
た電源及び増幅器の完全に商業的な実施例において、全
重量は単に４ｋ９であった。 これに反し、比較的大電力の従来技術における最も軽量
な増幅器であっても約１６ｋ９の重量である。〃Ｇ．７
リンＧＺ４． 力７ＧＺａ 石７６２Ｃ ＾ンＧ夕４． 〃Ｇ．３８ （ンＧ．うＣ ｔンＧヂＡ． り７６４８ 打）Ｇ々Ｃ （ンＧ‐５４− 万７６．３８ （７０５Ｃ． 〃Ｇグ４． （）Ｇ．グａ 〃６．６Ｃ 〃Ｇ．６０ 〃Ｇ７． ‘給タイ． ‘〆Ｇａ８ ‘ンＧグＣ ‘ンＧ／ひ− 上／Ｇ夕． ‘ンＧ．／／イ． （ンＧ−／′８１ 行ね・／′Ｇ ‘ノＧイ２ 〃Ｇね Ｆノ年 枠
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 比較的短時間持続する比較的高振幅のピーク期間と
、比較的長時間持続する比較的低振幅の期間とが存在す
る実質的な振幅変化を有するオーデイオ信号を増幅する
ための増幅器であつて、（ａ）前記オーデイオ信号を増
幅してその信号に対応する増幅出力信号を発生するため
に、前記オーデイオ信号の高振幅ピーク期間に対応する
比較的大電力の出力信号部分を生成すべく比較的高い入
力レベルを有するパワー入力及び前記オーデイオ信号の
低振幅期間に対応する比較的小電力の出力信号部分を生
成すべく比較的低い入力レベルを有するパワー入力を要
求する増幅手段であつて、実質上一定の動作電圧レベル
まで充電されるようにしたパワーキヤパシタ手段を有す
るパワー入力受容手段を含み、前記パワーキヤパシタ手
段は、それが前記動作電圧レベルまで充電されたとき前
記高振幅ピーク期間中のオーデイオ信号を増幅するため
の突発的な電力要求に対し、実質上の最大電力を提供す
るに十分を容量をもつようにしたものからなるオーデイ
オ増幅手段と、（ｂ）オーデイオ域内の一定周波数を有
する正弦波電圧のための商用電源に接続するようにした
パワー入力端子手段と、（ｃ）前記正弦波電圧よりその
電源周波数における電圧入力を受けとるために前記パワ
ー入力端子手段に接続された一次巻線、及び前記増幅手
段のパワー入力受容手段に接続されたことにより前記キ
ヤパシタ手段を充電することができる二次巻線を有し、
前記電源の周波数において動作するように設計され、前
記一次及び二次巻線の巻数及びワイヤーサイズが、前記
オーデイオ増幅手段に対するパワー入力を生成するにあ
たり、限定された時間内のみ比較的高レベルのパワー入
力とし、比較的長時間にわたつて比較低レベルのパワー
入力とするように選択されたトランスと、（ｄ）前記一
次巻線と前記パワー入力端子手段に接続され、後者から
前者への電流を遮断するとともに、ある時間周期内だけ
導通させることにより前記一次巻線に前記正弦波電圧の
選択部分を印加させるためのスイツチ手段、及び（ｅ）
前記スイツチ手段に動作的に接続され、前記パワーキヤ
パシタ手段に蓄積された電荷に応答して前記スイツチ手
段を、一方では前記正弦波電圧の比較的大電力を提供す
る部分において導通状態とすることにより前記正弦波電
圧における前記比較的大電力提供部分を前記パワー入力
端子手段から前記一次巻線に印加して前記増幅手段の大
電力要求中に前記パワーキヤパシタ手段の電圧を前記一
定の動作電圧レベルに回復させるべく充電し、他方では
前記正弦波電圧の比較的小電力を提供する部分において
導通状態とすることにより前記正弦波電圧における比較
的小電力提供部分を前記パワー入力端子手段から前記一
次巻線に印加することにより前記増幅手段の小電力要求
中において前記パワーキヤパシタ手段の電圧が前記動作
電圧レベルを上まわつて充電されないように制御し、こ
れにより前記キヤパシタ手段が前記増幅手段による前記
オーデイオ信号の長時間の増幅において適当なパワー入
力を提供するようにした制御手段を備えたことを特徴と
するオーデイオ信号増幅装置。 ２ 前記スイツチ手段が前記パワー入力端子及び前記一
次巻線との間に接続されたソリツドステートスイツチを
備え、前記制御手段は前記正弦波電圧の各サイクル中の
、任意に選択できる異なつた時点において可変の制御信
号を前記ソリツドステートスイツチに供給することによ
り、前記ソリツドステートスイツチが前記オーデイオ信
号の時間的に変化する振幅に応じて異なつた時点におい
て導通を開始するようにしたことを特徴とする請求の範
囲第１項記載の装置。 ３ 前記スイツチ手段がさらに前記一次巻線に流れる電
流を遮断するための遮断制御信号に応答する手段を有し
、前記制御手段が前記オーデイオ信号の時間変化特性に
関連する時間中において変化する大きさを持つた電力を
許容すべく前記一次巻線を流れる十分な電流を許容する
ように遮断制御信号を発生することにより前記一次巻線
に流れる無効電流を極小化するための手段を備えたこと
を特徴とする請求の範囲第２項記載の装置。 ４ 前記制御手段が前記二次巻線によつて誘起された電
圧レベルを代表する電気信号であつて、前記パワーキヤ
パシタ手段によつて生成された出力電圧の変動に応答し
て生ずる制御信号を、前記スイツチ手段に送るための制
御リンクを含むことを特徴とする請求の範囲第２項記載
の装置。 ５ 前記制御リンクが前記制御リンクを越えて前記一次
巻線及び二次巻線の間に実質的な電気エネルギーの伝達
が行なわれることを阻止するための光電リンクを含むこ
とを特徴とする請求の範囲第４項記載の装置。 ６ 請求の範囲第２項記載の装置において、前記オーデ
イオ増幅手段の誤動作を検知するための誤動作状態検知
手段を有し、これによつて誤動作の信号を発生するとと
もに、前記制御手段が前記誤動作状態検知手段に接続さ
れた誤動作応答手段を含むことにより、前記可変制御信
号が前記ソリツドステートスイツチの導通デユーテイサ
イクルを減少するようにしたことを特徴とする装置。 ７ 請求の範囲第１項記載の装置において、オーデイオ
信号における低周波の変動を表わすオーデイオトラツキ
ング信号を発生するためのオーデイオ信号フイルタ手段
を備え、前記制御手段がオーデイオ信号応答手段を有す
ることにより、前記スイツチ制御手段が前記一次巻線に
伝達されるべきパルスの電力を前記オーデイオ信号の振
幅における低周波の変動に応答して変調するようにした
ことを特徴とする装置。 ８ 前記オーデイオ増幅手段が直列接続されたエミツタ
ー−コレクタ回路を有する第１及び第２のトランジスタ
を含み、前記第１トランジスタは前記オーデイオ信号を
受けるように配列されたベース極と、前記オーデイオ増
幅手段の出力信号における少なくとも一部分を発生する
ように配列されたエミツターとを有し、前記パワーキヤ
パシタ手段は前記第１及び第２のトランジスタ間の接続
に対し第１のレベルにある電圧の供給源となる第１キヤ
パシタ手段、並びに前記第２トランジスタのエミツター
−コレクタ回路に対し、前記第１レベルより高い第２の
レベルにある電圧の供給源を提供する第２キヤパシタ手
段とを含み、前記パワーキヤパシタ手段は更に前記オー
デイオ信号の振幅が第１の所定のレベルより低いときに
前記第２トランジスタを非導通状態に維持すると共に、
前記第２トランジスタを前記オーデイオ信号の振幅が前
記第１の所定のレベルより高いときに導通させるための
トランジスタ制御手段を含むことを特徴とする請求の範
囲第１項記載の装置。 ９ 前記トランジスタ制御手段が前記第１の所定レベル
を前記第１レベルに等しくさせると共に、前記トランジ
スタ制御手段が更に前記第１及び第２トランジスタをし
て前記オーデイオ信号の振幅が前記第１の所定レベルよ
り高いときにそれらのトランジスタにかかる全電圧降下
を実質上均等に分担支持させるようにしたことを特徴と
する請求の範囲第８項記載の装置。 １０ 前記パワーキヤパシタ手段が前記第２レベルより
高い第３のレベルにおける電圧の供給源を供給するため
の第３のキヤパシタ手段を有すると共に、前記増幅手段
が前記第１及び第２トランジス外こ接続されたエミツタ
−を有する第３のトランジスタを備え、前記第３のトラ
ンジスタのコレクタは前記第３のキヤパシタ手段に接続
されており、前記増幅手段は更に前記第３トランジスタ
のベースに接続された第２のトランジスタ制御手段を含
むことにより前記オーデイオ信号の振幅が前記第１の所
定レベルを上まわる第２の所定のレベルより低いときに
前記第３のトランジスタを非導通状態に維持するととも
に、前記オーデイオ信号の振幅が前記第２の所定レベル
より高いときに前記第３トランジスタの増幅度を制御し
て前記第１及び第３のトランジスタがそれらのトランジ
スタにかかる全電圧降下の実質的な部分を各々支持する
ようにしたことを特徴とする請求の範囲第８項記載の装
置。 １１ 前記第３トランジスタのエミツターは前記第１ト
ランジスタのコレクタに接続され、前記増幅手段は前記
第１及び第２のトランジスタ間に接続されたダイオード
を含むことにより前記第２トランジスタを前記第３トラ
ンジスタが導通状態であるときに、前記第１トランジス
タから分離するようにしたことを特徴とする請求の範囲
第１０項記載の装置。 １２ 前記第３のトランジスタのエミツターは前記第２
トランジスタのコレクタに接続され前記第１及び第２の
トランジスタ制御手段は前記第３トランジスタが導通状
態にあるとき前記第１、第２及び第３のトランジスタが
それらにかかる電圧降下を均等に分担するようにし、更
に前記オーデイオ増幅手段は前記第１及び第２のトラン
ジスタのコレクタと前記第１及び第２のキヤパシタ手段
との間の１対のダイオードを有し、前記第１対のダイオ
ードは前記第３のトランジスタが導通状態にあるとき、
前記第１及び第２のキヤパシタ手段を分離するように配
列されたことを特徴とする請求の範囲第１０項記載の装
置。 １３ 前記制御手段が前記正弦波電圧から各電圧の半周
期の後方部分の間において、前記スイツチ手段を導通さ
せるものであることを特徴とする請求の範囲第１項記載
の装置。 １４ 前記正弦波電圧のパワー入力端子手段と前記一次
巻線との間に整流手段を動作的に接続したことにより前
記一次巻線には正の電流パルスのみ導びかれるようにす
ると共に、前記スイツチ手段が前記供給電圧の所定の電
圧レベルにおいて導通状態となる電圧応答スイツチ手段
を含むことを特徴とする請求の範囲第１３項記載の装置
。 １５ 前記スイツチ手段が前記パワー入力端子手段及び
前記トランスの一次巻線の間に直列接続されたシリコン
制御整流器からなることを特徴とする請求の範囲第１４
項記載の装置。 １６ 前記パワー入力端子手段が前記一次巻線に接続さ
れたことにより前記一次巻線に交流を供給し、前記スイ
ツチ手段が前記供給電圧の各半周期後方部分への所定の
電圧レベルにおいて導通することができる電圧応答スイ
ツチ手段からなることを特徴とする請求の範囲第１３項
記載の装置。 １７ 前記スイツチ手段が前記一次巻線に直列接続され
たトライアツクからなることを特徴とする請求の範囲第
１６項記載の装置。 １８ 前記トランスの二次／一次巻線比が１．０以下で
あり、一次インダクタンスは３０μＨ以上であり、コイ
ル導体の直径が１８番以上であることを特徴とする請求
の範囲第１項記載の装置。 １９ 前記制御手段が自身と前記パワーキヤパシタ手段
との間に接続された帰還手段を含むことにより、前記正
弦波電圧の各サイクル中における前記スイツチ手段の導
通周期を変えて、前記パワーキヤパシタ手段の蓄積電荷
による電圧を実質上一定に維持するようにし、前記パワ
ーキヤパシタ手段が複数の直列接続されたキヤパシタを
含むことを特徴とする請求の範囲第１項記載の装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/958,141 US4218660A (en) | 1978-11-06 | 1978-11-06 | Audio amplifier and method of operating the same |
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| US27471 | 1979-04-05 |
Publications (2)
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|---|---|
| JPS55501164A JPS55501164A (ja) | 1980-12-18 |
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-
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