JPS5915403B2 - オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキ - Google Patents
オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキInfo
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- JPS5915403B2 JPS5915403B2 JP50127392A JP12739275A JPS5915403B2 JP S5915403 B2 JPS5915403 B2 JP S5915403B2 JP 50127392 A JP50127392 A JP 50127392A JP 12739275 A JP12739275 A JP 12739275A JP S5915403 B2 JPS5915403 B2 JP S5915403B2
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- output
- terminal
- power supply
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0244—Stepped control
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は音響信号を増幅する増幅器に関するものであ
る。
る。
従来の音響用出力増幅器には主にB級出力回路が採用さ
れている。
れている。
このB級出力回路はA級出力回路にくらべ効率が良いの
で発熱量が少なく、そのため大出力増幅器に適している
。
で発熱量が少なく、そのため大出力増幅器に適している
。
しかしB級出力回路においてもその効率は最大出力時で
約70%程度であり、小出力時においては更に効率が低
下する。
約70%程度であり、小出力時においては更に効率が低
下する。
第1図に従来のB級出力増幅器の回路図を示す。
第1図において、1はB級出力増幅器、2は入力端子、
3は出力端子、4はスピーカ、5,6は出力トランジス
タ、7,8は電源端子、9,10は電源で、以下の説明
の便宜上、最大100W出力可能な電圧を持つものとす
る。
3は出力端子、4はスピーカ、5,6は出力トランジス
タ、7,8は電源端子、9,10は電源で、以下の説明
の便宜上、最大100W出力可能な電圧を持つものとす
る。
第1図において、信号の正の半サイクルに、スピーカ4
に流れる電流は、電源9より、電源端子7、出力トラン
ジスタ5を通して供給される。
に流れる電流は、電源9より、電源端子7、出力トラン
ジスタ5を通して供給される。
負の半サイクルについては、電源10より電源端子8、
出カドランジスタロを通して供給される。
出カドランジスタロを通して供給される。
第1図のB級出力増幅器の出力対損失の特性を第2図の
Iに示す。
Iに示す。
横軸は最大出力を1とした出力レベルを示し、たて軸は
最大出力を1としたときの相対的損失を示す。
最大出力を1としたときの相対的損失を示す。
よって最大出力100WのB級出力増幅器の場合にて、
50W出力時の損失は、はぼ40W、10W出力時の損
失は30Wにもなる。
50W出力時の損失は、はぼ40W、10W出力時の損
失は30Wにもなる。
このように、小出力時は出力の割には損失が多い。
同図において最大出力が100Wの増巾器で25W出力
した場合の損失は40Wである。
した場合の損失は40Wである。
一方、同じ25Wの出力を、最大出力が25Wの増幅器
で、出力した場合の損失は8Wにすぎない。
で、出力した場合の損失は8Wにすぎない。
このことは低い出力の場合は低い最大出力の増巾器を用
い、大きい出力の場合は太きい、最大出力の増巾器を用
いると常に消費電力を低く抑えることが出来ることを意
味している。
い、大きい出力の場合は太きい、最大出力の増巾器を用
いると常に消費電力を低く抑えることが出来ることを意
味している。
第3図はすでに本願出願人によって出願されている出力
レベルに応じて最大出力レベルを自動的に切換える増巾
回路例である。
レベルに応じて最大出力レベルを自動的に切換える増巾
回路例である。
第3図において、第1図と同一符号は同一物を示し11
.12は新たに追加された低圧電源で、電源9,10の
半分の電圧で25W用である。
.12は新たに追加された低圧電源で、電源9,10の
半分の電圧で25W用である。
13は第1の増幅素子である出力トランジスタ、14は
第2の増幅素子である出力トランジスタ、15はダイオ
ード、16,17゜18は13,14,15と相補な特
性を示す出力トランジスタとダイオード、19.20は
電源端子である。
第2の増幅素子である出力トランジスタ、15はダイオ
ード、16,17゜18は13,14,15と相補な特
性を示す出力トランジスタとダイオード、19.20は
電源端子である。
第3図において、出力端子3に現れる正のピーク信号電
圧が電源11の電圧よりも低い時、すなわち、出力が2
5W以下の時は、スピーカ4に流れる電流は、電源11
より電源端子19、ダイオード15、出力トランジスタ
13を通して供給される。
圧が電源11の電圧よりも低い時、すなわち、出力が2
5W以下の時は、スピーカ4に流れる電流は、電源11
より電源端子19、ダイオード15、出力トランジスタ
13を通して供給される。
また、出力端子3に現れる正のピーク信号電圧が、電源
11の電圧よりも高い時、すなわち出力が25W以上の
時はダイオード15は逆バイアスされて遮断され、スピ
ーカ4に流れる電流は電源9より電源端子7、出力トラ
ンジスタ14、出力トランジスタ13を通して供給され
る。
11の電圧よりも高い時、すなわち出力が25W以上の
時はダイオード15は逆バイアスされて遮断され、スピ
ーカ4に流れる電流は電源9より電源端子7、出力トラ
ンジスタ14、出力トランジスタ13を通して供給され
る。
負の信号についても同様である。
第2図の■に第3図の回路の出力対損失の特性を第1図
の従来方式と比較して示す。
の従来方式と比較して示す。
明らかにB級出力増幅器より損失が少なく、特に音楽を
再生する際に使用頻度の多い低出力時の損失ははゾ1/
4に減少している。
再生する際に使用頻度の多い低出力時の損失ははゾ1/
4に減少している。
第3図の回路はこのようにB級出力増幅器にくらべ電力
効率の面で非常に優れている。
効率の面で非常に優れている。
しかし歪について弱い面を持つ。
B級出力増幅器の場合、信号を上下2分するのに対し、
第3図の回路では信号を4等分するからである。
第3図の回路では信号を4等分するからである。
これによって、B級出力増幅器の場合、信号の切り換え
点は1サイクル中2点であるが、第3図の回路では6点
の信号切り換え点を持ち、そのスイッチング歪により高
域周波数での歪特性の悪化を招く。
点は1サイクル中2点であるが、第3図の回路では6点
の信号切り換え点を持ち、そのスイッチング歪により高
域周波数での歪特性の悪化を招く。
第4図に第1図のB級出力増幅器と、第3図の出力増幅
器の20臘における歪特性を示す。
器の20臘における歪特性を示す。
第4図に示すように、第3図の出力増幅器は25W以上
で、B級出力増幅器にくらべて歪が悪い0 第5図に第3図の回路の各部の電流波形を示す。
で、B級出力増幅器にくらべて歪が悪い0 第5図に第3図の回路の各部の電流波形を示す。
第5図の回路において、出力トランジスタ14がONす
るとダイオード15が逆バイアスされ負荷に流れる電流
通路は電源11から電源9に切り換わる。
るとダイオード15が逆バイアスされ負荷に流れる電流
通路は電源11から電源9に切り換わる。
よって端子19および7より流入する電流波形はそれぞ
れ25、および26となり、負荷4に流れる電流波形は
25,26が合成されて27の如くなる。
れ25、および26となり、負荷4に流れる電流波形は
25,26が合成されて27の如くなる。
ここで、出力トランジスタ14は急峻な立上り特性を持
つ電流波形を通さねばならない。
つ電流波形を通さねばならない。
しかし一般に出力トランジスタの立上り特性は1μ秒位
なので、電源9から流れる電流波形は立上りが鈍い。
なので、電源9から流れる電流波形は立上りが鈍い。
さらにダイオード15は逆バイアスされても逆回復時間
の間は導通ずるのでトランジスタ14に流れる電流の立
上りの部分は電源11の方に流れて、負荷4には流れな
い。
の間は導通ずるのでトランジスタ14に流れる電流の立
上りの部分は電源11の方に流れて、負荷4には流れな
い。
一般に数Aの電流容量を持つダイオードの逆回復時間は
2μ〜3μ秒位もあるので、結局、負荷に流れる電流は
2μ〜3μ秒の信号欠損を生じ、歪を発生する。
2μ〜3μ秒位もあるので、結局、負荷に流れる電流は
2μ〜3μ秒の信号欠損を生じ、歪を発生する。
本発明の目的は上記した従来技術の欠点をなくし、歪が
少なく、電力効率の良い音響用出力増幅器を提供するこ
とにある。
少なく、電力効率の良い音響用出力増幅器を提供するこ
とにある。
上記の目的を達するため、本発明においては低圧電源か
らの電流通路にインダクタンス素子を挿入し、ダイオー
ドに逆回復時間の間、流れる電流を阻止することを特徴
とする。
らの電流通路にインダクタンス素子を挿入し、ダイオー
ドに逆回復時間の間、流れる電流を阻止することを特徴
とする。
第6図は本発明の一実施例である。
第6図において、第3図と同一符号は同一物を示し、2
1.23はコイル、22,24はコンデンサである。
1.23はコイル、22,24はコンデンサである。
第5図に示したように、電流通路が電源11から、電源
9に切り換わった時点でダイオードに逆方向電流が流れ
る。
9に切り換わった時点でダイオードに逆方向電流が流れ
る。
ところが第6図に示すように、コイル21があると、コ
イルは順方向電流を流し続けようと働き、逆方向電流を
阻止する。
イルは順方向電流を流し続けようと働き、逆方向電流を
阻止する。
しかしコイルだけだとコイルの自己共振周波数が高いの
で、リンギングを生じる。
で、リンギングを生じる。
そこでコンデンサ22を接続してコイルの共振周波数を
下げリンキングを押えている。
下げリンキングを押えている。
第7図にダイオード15に流れる電流波形および電圧波
形を第3図の回路と第6図の回路とを比較して示す。
形を第3図の回路と第6図の回路とを比較して示す。
第6図の回路では、コンデンサ22端の電圧波形として
わずかなリンキングは残るものの逆方向電流も流れず、
しかも、電流はゆるやかに立下がる。
わずかなリンキングは残るものの逆方向電流も流れず、
しかも、電流はゆるやかに立下がる。
このため、トランジスタ14の立上がりが遅れても、信
号欠損が少ない。
号欠損が少ない。
第8図に第3図の回路と第6図の回路の出力対歪特性を
示す。
示す。
以上説明したごとく、本発明によれば、歪少なく、電力
効率の良い音響用出力増幅器を提供出来るものである。
効率の良い音響用出力増幅器を提供出来るものである。
第1図は従来のB級出力増幅器の回路図、第2図は第1
図の回路と、第3図の回路の出力と損失の関係を示す図
、第3図は従来技術による2組の増幅素子と2組の電源
を備えた増幅器の回路図、第4図は第1図の回路と第3
図の回路の出力対歪特性を示す図、第5図は第3図の回
路の各部の電流波形を示す図、第6図は本発明の一実施
例を示す回路図、第7図は第3図と第6図の回路の電流
波形、第8図は第3図の回路と第6図の回路の出力対歪
特性を示す図である。 13.14,16,17:I−ランジスタ、15゜18
:ダイオード、2L23:コイル。
図の回路と、第3図の回路の出力と損失の関係を示す図
、第3図は従来技術による2組の増幅素子と2組の電源
を備えた増幅器の回路図、第4図は第1図の回路と第3
図の回路の出力対歪特性を示す図、第5図は第3図の回
路の各部の電流波形を示す図、第6図は本発明の一実施
例を示す回路図、第7図は第3図と第6図の回路の電流
波形、第8図は第3図の回路と第6図の回路の出力対歪
特性を示す図である。 13.14,16,17:I−ランジスタ、15゜18
:ダイオード、2L23:コイル。
Claims (1)
- 1 第1の回路と第29回路を有し、第1の回路は少な
くとも第1、第2、第3の三つの端子を備えたi個(n
は2以上の整数)の能動素子とn個の電源を具備し、回
路接続は、上記各能動素子の第1端子に入力信号を与え
、かつ第1番目の能動素子の第3端子と第2番目の能動
素子の第2端子とを接続し、この接続点には一方向性素
子とインダクタンス素子を介し第1番目の電源を接続す
ると共に該素子間の接続点をコンデンサで側路し、以下
第n番目の能動素子まで上記と同様に第3端子と第2端
子とを順次接続し、該接続点を一方向性素子とインダク
タンス素子を介して相対応する電源に接続すると共に該
素子間の接続点をコンデンサで側路し、第n番目の能動
素子の第3端子には直接に第n番目の電源を接続してな
り、第2の回路は第1の回路のn個の能動素子と相補的
な特性を示すn個の能動素子とn個の電源を具備し、回
路接続は上記第1の回路の回路接続と同じに接続し、か
つ両回路の第1番目の能動素子の第2端子間を接続し、
該接続点に負荷を接続したことを特徴とする音響用出力
増幅器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50127392A JPS5915403B2 (ja) | 1975-10-24 | 1975-10-24 | オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキ |
US05/734,602 US4045744A (en) | 1975-10-24 | 1976-10-21 | Low-frequency power amplifier |
DE2647916A DE2647916C3 (de) | 1975-10-24 | 1976-10-22 | NF-Leistungsverstärker |
CA263,920A CA1077580A (en) | 1975-10-24 | 1976-10-22 | Low-frequency power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50127392A JPS5915403B2 (ja) | 1975-10-24 | 1975-10-24 | オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5251847A JPS5251847A (en) | 1977-04-26 |
JPS5915403B2 true JPS5915403B2 (ja) | 1984-04-09 |
Family
ID=14958846
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP50127392A Expired JPS5915403B2 (ja) | 1975-10-24 | 1975-10-24 | オンキヨウヨウシユツリヨクゾウフクキ |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4045744A (ja) |
JP (1) | JPS5915403B2 (ja) |
CA (1) | CA1077580A (ja) |
DE (1) | DE2647916C3 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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DE2850177C2 (de) * | 1978-11-18 | 1982-09-09 | Blaupunkt-Werke Gmbh, 3200 Hildesheim | Niederfrequenz-Verstärker für Rundfunkempfänger, insbesondere für Autoradios |
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- 1975-10-24 JP JP50127392A patent/JPS5915403B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-10-21 US US05/734,602 patent/US4045744A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-10-22 DE DE2647916A patent/DE2647916C3/de not_active Expired
- 1976-10-22 CA CA263,920A patent/CA1077580A/en not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5045549A (ja) * | 1973-08-25 | 1975-04-23 |
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2647916C3 (de) | 1980-09-04 |
JPS5251847A (en) | 1977-04-26 |
DE2647916A1 (de) | 1977-05-05 |
DE2647916B2 (de) | 1980-01-10 |
CA1077580A (en) | 1980-05-13 |
US4045744A (en) | 1977-08-30 |
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