JP2000174560A - オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 - Google Patents
オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置Info
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- JP2000174560A JP2000174560A JP10350356A JP35035698A JP2000174560A JP 2000174560 A JP2000174560 A JP 2000174560A JP 10350356 A JP10350356 A JP 10350356A JP 35035698 A JP35035698 A JP 35035698A JP 2000174560 A JP2000174560 A JP 2000174560A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】出力回路の消費電力を低減することができるオ
ーディオ信号電力増幅回路を提供することにある。 【解決策】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出力
するアンプと、コイルと、電源ラインから電力を受けて
ＯＮしたときにコイルを介してアンプに電力を給電する
スイッチ回路と、アンプの出力信号の電圧から一定電圧
分電源ラインの電圧側にシフトした電圧を基準としてコ
イルを経てアンプに給電された電力の電圧に応じてスイ
ッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回路と
を備えていて、スイッチング制御回路がコイルを介して
帰還される信号を受けて可聴周波数を超える周波数にお
いて発振するものである。
ーディオ信号電力増幅回路を提供することにある。 【解決策】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出力
するアンプと、コイルと、電源ラインから電力を受けて
ＯＮしたときにコイルを介してアンプに電力を給電する
スイッチ回路と、アンプの出力信号の電圧から一定電圧
分電源ラインの電圧側にシフトした電圧を基準としてコ
イルを経てアンプに給電された電力の電圧に応じてスイ
ッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回路と
を備えていて、スイッチング制御回路がコイルを介して
帰還される信号を受けて可聴周波数を超える周波数にお
いて発振するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、オーディオ信号
電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関
し、詳しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号
を増幅して音響としてスピーカから出力する、ラジオや
カセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビデ
オカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーディ
オ信号を発生するような装置（これらを含めてここでは
オーディオ装置という）において、その出力回路の消費
電力を低減することができ、特に携帯用のオーディオ装
置に適する電力増幅回路に関する。
電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関
し、詳しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号
を増幅して音響としてスピーカから出力する、ラジオや
カセットテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビデ
オカメラ、コンポーネントステレオ装置などのオーディ
オ信号を発生するような装置（これらを含めてここでは
オーディオ装置という）において、その出力回路の消費
電力を低減することができ、特に携帯用のオーディオ装
置に適する電力増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４にオーディオ装置の例として従来の
ポータブルカセットテーププレーヤの信号再生系の回路
を簡単なブロック図で示す。１は読取ヘッド、２は、ヘ
ッドアンプ、イコライザ回路等を含む信号再生処理回
路、３は出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、アンプ３とスピーカ４との間に挿入された
出力用の電解コンデンサ（アウトプットコンデンサ）で
ある。
ポータブルカセットテーププレーヤの信号再生系の回路
を簡単なブロック図で示す。１は読取ヘッド、２は、ヘ
ッドアンプ、イコライザ回路等を含む信号再生処理回
路、３は出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、アンプ３とスピーカ４との間に挿入された
出力用の電解コンデンサ（アウトプットコンデンサ）で
ある。
【０００３】その動作を説明すると、再生時には、オー
ディオ信号が記録されたテープ（図示せず）から、読出
ヘッド１を介してオーディオ信号として読出信号Ａが得
られる。この読出信号Ａが信号再生処理回路２に入力さ
れて、録音時の高周波バイアス成分が除去され、イコラ
イジング処理などが施されて、オーディオ信号Ｂが再生
される。再生されたオーディオ信号Ｂは、最終的に出力
段アンプ３に加えられて増幅される。ここで、出力信号
Ｃが生成されてこれが出力用コンデンサ５を経てスピー
カ４に送出される。その結果、スピーカ４から再生音が
発生する。
ディオ信号が記録されたテープ（図示せず）から、読出
ヘッド１を介してオーディオ信号として読出信号Ａが得
られる。この読出信号Ａが信号再生処理回路２に入力さ
れて、録音時の高周波バイアス成分が除去され、イコラ
イジング処理などが施されて、オーディオ信号Ｂが再生
される。再生されたオーディオ信号Ｂは、最終的に出力
段アンプ３に加えられて増幅される。ここで、出力信号
Ｃが生成されてこれが出力用コンデンサ５を経てスピー
カ４に送出される。その結果、スピーカ４から再生音が
発生する。
【０００４】通常、トランジスタのアンプ３では、入力
段に一対の信号を生成する入力段アップ３a が設けられ
ている。オーディオ信号Ｂは、この入力段アップ３a に
より増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一対の信
号にされる。これら信号が出力段アンプを構成するトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 に加えらえて、いわゆるプッシュプ
ル増幅されることによって、オーディオ信号Ｂが出力信
号Ｃとして電力増幅される。
段に一対の信号を生成する入力段アップ３a が設けられ
ている。オーディオ信号Ｂは、この入力段アップ３a に
より増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一対の信
号にされる。これら信号が出力段アンプを構成するトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 に加えらえて、いわゆるプッシュプ
ル増幅されることによって、オーディオ信号Ｂが出力信
号Ｃとして電力増幅される。
【０００５】電力増幅について詳述すると、入力信号Ｂ
に応じて出力段アンプ３へ給電する電源ラインＶccの電
圧がＮＰＮ型のトランジスタＱ1 で出力信号Ｃの電圧ま
で降下される。言い替えれば、トランジスタＱ1 の内部
インピーダンスによる降下電圧の量がオーディオ信号Ｂ
の波形に応じて変化する結果として出力信号Ｃが生成さ
れる。ことき、トランジスタＱ1 は、電源ラインＶccの
電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧を受け持つ。その結
果として、トランジスタＱ1 は、前記差電圧分の電力を
消費する。なお、出力段アンプの構成は、説明の都合
上、図では出力トランジスタＱ1 ，ＮＰＮ型の出力トラ
ンジスタＱ2 だけの簡単な回路になっているが、実際の
回路としては、ドライブ回路等の周辺回路が加わってい
てもよい。
に応じて出力段アンプ３へ給電する電源ラインＶccの電
圧がＮＰＮ型のトランジスタＱ1 で出力信号Ｃの電圧ま
で降下される。言い替えれば、トランジスタＱ1 の内部
インピーダンスによる降下電圧の量がオーディオ信号Ｂ
の波形に応じて変化する結果として出力信号Ｃが生成さ
れる。ことき、トランジスタＱ1 は、電源ラインＶccの
電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧を受け持つ。その結
果として、トランジスタＱ1 は、前記差電圧分の電力を
消費する。なお、出力段アンプの構成は、説明の都合
上、図では出力トランジスタＱ1 ，ＮＰＮ型の出力トラ
ンジスタＱ2 だけの簡単な回路になっているが、実際の
回路としては、ドライブ回路等の周辺回路が加わってい
てもよい。
【０００６】ところで、カセットテーププレーヤは、他
のオーディオ装置と同様に、ステレオタイプのものがほ
とんどであり、この種のものは、Ｒチャンネル系に対し
てＬチャンネル系、あるいはその逆の関係でもう１つの
信号再生系（１’，２’，３’，４’，５’）を備えて
いる。そのオーディオ信号Ｂ’も同様な信号処理により
出力信号Ｃ’を発生する。したがって、前記のトランジ
スタＱ1 が受け持つ消費電力は、ステレオ装置では倍に
なる。
のオーディオ装置と同様に、ステレオタイプのものがほ
とんどであり、この種のものは、Ｒチャンネル系に対し
てＬチャンネル系、あるいはその逆の関係でもう１つの
信号再生系（１’，２’，３’，４’，５’）を備えて
いる。そのオーディオ信号Ｂ’も同様な信号処理により
出力信号Ｃ’を発生する。したがって、前記のトランジ
スタＱ1 が受け持つ消費電力は、ステレオ装置では倍に
なる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】出力トランジスタの降
下電圧による電力は、パワー増幅用のトランジスタによ
って熱として放散される。このため、電力損失が大きい
パワートランジスタが必要になる。ここで大きな電力が
消費されるので、出力信号Ｃを生成する場合の電力効率
はよくない。このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。
下電圧による電力は、パワー増幅用のトランジスタによ
って熱として放散される。このため、電力損失が大きい
パワートランジスタが必要になる。ここで大きな電力が
消費されるので、出力信号Ｃを生成する場合の電力効率
はよくない。このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。
【０００８】このような要請に応える発明として出願人
は、特開平７−２４９９４５号「オーディオ信号電力増
幅回路およびこれを用いるオーディオ装置」を出願済み
である。この発明は、いわゆるトレーシング電源と呼ば
れるものであって、スイッチングレギュレータを電源と
してスイッチングレギュレータの出力電圧を入力信号に
追従させて出力段トランジスタに供給し、出力段トラン
ジスタをＯＮ状態で動作させることで、出力段トランジ
スタにおける電力消費を低減するものである。しかし、
スイッチングレギュレータにより入力信号に追従する電
圧信号を発生させるために内部に三角波発振回路とＰＷ
Ｍ制御回路などが必要となり、回路規模が大きく、長時
間演奏の要請が高いオーディオ装置においてはさらなる
電力消費の低減を図ることの要請が強い。
は、特開平７−２４９９４５号「オーディオ信号電力増
幅回路およびこれを用いるオーディオ装置」を出願済み
である。この発明は、いわゆるトレーシング電源と呼ば
れるものであって、スイッチングレギュレータを電源と
してスイッチングレギュレータの出力電圧を入力信号に
追従させて出力段トランジスタに供給し、出力段トラン
ジスタをＯＮ状態で動作させることで、出力段トランジ
スタにおける電力消費を低減するものである。しかし、
スイッチングレギュレータにより入力信号に追従する電
圧信号を発生させるために内部に三角波発振回路とＰＷ
Ｍ制御回路などが必要となり、回路規模が大きく、長時
間演奏の要請が高いオーディオ装置においてはさらなる
電力消費の低減を図ることの要請が強い。
【０００９】この発明の目的は、このような要請に答
え、従来技術の問題点を解決するものであって、出力回
路の消費電力を低減することができるオーディオ信号電
力増幅回路を提供することにある。また、この発明の他
の目的は、オーディオ装置の出力回路の消費電力を低減
することができるオーディオ装置を提供することにあ
る。この発明のさらに他の目的は、携帯用に適したオー
ディオ装置を提供することにある。
え、従来技術の問題点を解決するものであって、出力回
路の消費電力を低減することができるオーディオ信号電
力増幅回路を提供することにある。また、この発明の他
の目的は、オーディオ装置の出力回路の消費電力を低減
することができるオーディオ装置を提供することにあ
る。この発明のさらに他の目的は、携帯用に適したオー
ディオ装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するアンプと、コイルと、電源ラ
インから電力を受けてＯＮしたときにコイルを介してア
ンプに電力を給電するスイッチ回路と、アンプの出力信
号の電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトし
た電圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電
力の電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるス
イッチング制御回路とを備えていて、スイッチング制御
回路がコイルを介して帰還される信号を受けて可聴周波
数を超える周波数においてスイッチ回路と前記スイッチ
ング制御回路とによる発振回路が形成されるものであ
る。
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するアンプと、コイルと、電源ラ
インから電力を受けてＯＮしたときにコイルを介してア
ンプに電力を給電するスイッチ回路と、アンプの出力信
号の電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトし
た電圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電
力の電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるス
イッチング制御回路とを備えていて、スイッチング制御
回路がコイルを介して帰還される信号を受けて可聴周波
数を超える周波数においてスイッチ回路と前記スイッチ
ング制御回路とによる発振回路が形成されるものであ
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】このように、アンプの出力信号の
電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトした電
圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電力の
電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるスイッ
チング制御回路を設け、かつ、このスイッチング制御回
路をコイルを介して帰還される電圧信号により駆動する
ことで発振する発振回路として構成する。このことで、
別途、三角波発振回路等を設ける必要はなくなる。しか
も、給電される電力の電流値は、同時にコイルを介して
アンプに供給されるのでアンプの内部インピーダンスに
応じて変化する。そこで、内部インピーダンスの変化に
応じた電力を出力側に得ることができる。このように、
給電された電力の電圧に応じて発振する回路になってい
るので前記の構成により給電された電力に応じて発振周
波数が制御される発振器を構成でき、アンプの出力信号
あるいはオーディオ信号の振幅に応じて振幅が大きいと
きに大きな電流が流れて高い周波数となり、振幅が小さ
いときにそれに応じた小さな電流が流れて低い周波数へ
と変化する。これによりＰＷＭのスイッチングレギュレ
ータ等の制御と同様な制御が可能となり、コイルを介し
て供給される電力の電圧は、出力信号の電圧に追従する
電圧となるので、出力段アンプで消費される電力が小さ
く抑えられる。特に、スイッチング制御回路をトランジ
スタで構成し、このトランジスタのベースおよびエミッ
タのいずれか一方に電源ライン側にシフトした電圧を受
け、いずれか他方に帰還された電圧信号を受けるように
すれば、コイルを介して供給される電力の電圧を出力端
子の電圧から、例えば、０．７Ｖ程度の一定電圧に維持
することができ、いっそうの消費電力の低減が図れる。
その結果、ＰＷＭ制御回路等が不要になり、オーディオ
信号電力増幅回路としての回路構成が簡素化でき、出力
回路の消費電力を低減することができる。
電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトした電
圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電力の
電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるスイッ
チング制御回路を設け、かつ、このスイッチング制御回
路をコイルを介して帰還される電圧信号により駆動する
ことで発振する発振回路として構成する。このことで、
別途、三角波発振回路等を設ける必要はなくなる。しか
も、給電される電力の電流値は、同時にコイルを介して
アンプに供給されるのでアンプの内部インピーダンスに
応じて変化する。そこで、内部インピーダンスの変化に
応じた電力を出力側に得ることができる。このように、
給電された電力の電圧に応じて発振する回路になってい
るので前記の構成により給電された電力に応じて発振周
波数が制御される発振器を構成でき、アンプの出力信号
あるいはオーディオ信号の振幅に応じて振幅が大きいと
きに大きな電流が流れて高い周波数となり、振幅が小さ
いときにそれに応じた小さな電流が流れて低い周波数へ
と変化する。これによりＰＷＭのスイッチングレギュレ
ータ等の制御と同様な制御が可能となり、コイルを介し
て供給される電力の電圧は、出力信号の電圧に追従する
電圧となるので、出力段アンプで消費される電力が小さ
く抑えられる。特に、スイッチング制御回路をトランジ
スタで構成し、このトランジスタのベースおよびエミッ
タのいずれか一方に電源ライン側にシフトした電圧を受
け、いずれか他方に帰還された電圧信号を受けるように
すれば、コイルを介して供給される電力の電圧を出力端
子の電圧から、例えば、０．７Ｖ程度の一定電圧に維持
することができ、いっそうの消費電力の低減が図れる。
その結果、ＰＷＭ制御回路等が不要になり、オーディオ
信号電力増幅回路としての回路構成が簡素化でき、出力
回路の消費電力を低減することができる。
【００１２】
【実施例】図１は、この発明のオーディオ信号電力増幅
回路をポータブルカセットテーププレーヤに適用した一
実施例のブロック図である。図１において、出力段回路
１１は、ポータブルカセットテーププレーヤ１０の出力
段増幅回路であって、図４のアンプ３に加えてこれに電
力を供給する可変周波数発振回路１２を有している。な
お、図４と同一の構成は同一の符号を付してある。した
がって、それらの説明は割愛する。さらに、図示はして
いないが、電源ラインＶccは、携帯用のオーディオ装置
として、電池の＋側の出力電力ラインに接続されてい
る。また、図１の実施例では、片電源の電源電圧＋Ｖcc
に対してＶcc／２を基準としてプッシュプル出力の増幅
回路において、Ｖcc／２より上側の電位で出力動作をす
るプッシュ側の回路にこの発明が適用されている。
回路をポータブルカセットテーププレーヤに適用した一
実施例のブロック図である。図１において、出力段回路
１１は、ポータブルカセットテーププレーヤ１０の出力
段増幅回路であって、図４のアンプ３に加えてこれに電
力を供給する可変周波数発振回路１２を有している。な
お、図４と同一の構成は同一の符号を付してある。した
がって、それらの説明は割愛する。さらに、図示はして
いないが、電源ラインＶccは、携帯用のオーディオ装置
として、電池の＋側の出力電力ラインに接続されてい
る。また、図１の実施例では、片電源の電源電圧＋Ｖcc
に対してＶcc／２を基準としてプッシュプル出力の増幅
回路において、Ｖcc／２より上側の電位で出力動作をす
るプッシュ側の回路にこの発明が適用されている。
【００１３】可変周波数発振回路１２は、スイッチング
トランジスタＱ3とコイルＬとが電源ライン＋Ｖccと出
力段トランジスタＱ1のコレクタとの間に直列に接続さ
れ、出力段トランジスタＱ1のコレクタの内部インピー
ダンスの変化に応じてＰＮＰ型のスイッチングトランジ
スタＱ3がＯＮ／ＯＦＦする周期が変化する発振回路で
ある。その周波数は、可聴周波数を超える範囲であり、
１００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚ程度になるように、コイル
Ｌのインダクタンスが選択されている。そのインダクタ
ンスは、５０μＨ〜３００μＨ程度である。なお、出力
段トランジスタＱ1のエミッタは、出力端子１３に接続
されている。可変周波数発振回路１２は、スイッチング
トランジスタＱ3を駆動するために発振駆動回路１４を
有している。発振駆動回路１４は、ＮＰＮ型のドライブ
トランジスタＱ4と基準電圧発生回路１５とから構成さ
れている。基準電圧発生回路１５は、電源ライン＋Ｖcc
と出力端子１３との間に直列に接続された定電流源１６
と順方向のダイオードＤ1，Ｄ2とからなり、出力端子１
３の電圧、すなわち出力信号の電圧を基準として２Ｖf
の電圧を発生する。なお、１Ｖfは、ベース・エミッタ
間順方向電圧降下であり、通常、０．７Ｖ程度である。
したがって、２Ｖｆ １．４Ｖとなる。
トランジスタＱ3とコイルＬとが電源ライン＋Ｖccと出
力段トランジスタＱ1のコレクタとの間に直列に接続さ
れ、出力段トランジスタＱ1のコレクタの内部インピー
ダンスの変化に応じてＰＮＰ型のスイッチングトランジ
スタＱ3がＯＮ／ＯＦＦする周期が変化する発振回路で
ある。その周波数は、可聴周波数を超える範囲であり、
１００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚ程度になるように、コイル
Ｌのインダクタンスが選択されている。そのインダクタ
ンスは、５０μＨ〜３００μＨ程度である。なお、出力
段トランジスタＱ1のエミッタは、出力端子１３に接続
されている。可変周波数発振回路１２は、スイッチング
トランジスタＱ3を駆動するために発振駆動回路１４を
有している。発振駆動回路１４は、ＮＰＮ型のドライブ
トランジスタＱ4と基準電圧発生回路１５とから構成さ
れている。基準電圧発生回路１５は、電源ライン＋Ｖcc
と出力端子１３との間に直列に接続された定電流源１６
と順方向のダイオードＤ1，Ｄ2とからなり、出力端子１
３の電圧、すなわち出力信号の電圧を基準として２Ｖf
の電圧を発生する。なお、１Ｖfは、ベース・エミッタ
間順方向電圧降下であり、通常、０．７Ｖ程度である。
したがって、２Ｖｆ １．４Ｖとなる。
【００１４】出力信号の電圧からこの２Ｖｆ分上にシフ
トした電圧を発生するダイオードＤ2と定電流源１６と
の接続点ＮがトランジスタＱ4のベースに接続されてい
る。トランジスタＱ4のコレクタは、トランジスタＱ3の
ベースに接続され、バイアス抵抗Ｒ1を介して電源ライ
ン＋Ｖccに接続されている。またドライブトランジスタ
Ｑ4のエミッタは、コイルＬの出力側６において出力段
トランジスタＱ1のコレクタに接続されている。これに
よりコイルＬを介してコレクタ側の出力電圧がエミッタ
に帰還され、ここに、トランジスタＱ3を介してトラン
ジスタＱ4がＯＮしたときにはこれをＯＦＦさせる電圧
信号が発生し、ＯＦＦしたときにはこれをＯＮさせる電
圧信号が発生してＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返す発振回路
が形成される。出力端子１３は、アウトプットコンデン
サ５を介してスピーカ４が接続され、これを経てグラン
ドＧＮＤに接地されている。そして、出力段トランジス
タＱ1のコレクタとグランドＧＮＤとの間にノイズキャ
ンセル用のコンデンサＣnが設けられ、スイッチングト
ランジスタＱ3とコイルＬとの接続点ＤとグランドＧＮ
Ｄとの間にフライホイールダイオードＤfが逆方向に接
続されている。
トした電圧を発生するダイオードＤ2と定電流源１６と
の接続点ＮがトランジスタＱ4のベースに接続されてい
る。トランジスタＱ4のコレクタは、トランジスタＱ3の
ベースに接続され、バイアス抵抗Ｒ1を介して電源ライ
ン＋Ｖccに接続されている。またドライブトランジスタ
Ｑ4のエミッタは、コイルＬの出力側６において出力段
トランジスタＱ1のコレクタに接続されている。これに
よりコイルＬを介してコレクタ側の出力電圧がエミッタ
に帰還され、ここに、トランジスタＱ3を介してトラン
ジスタＱ4がＯＮしたときにはこれをＯＦＦさせる電圧
信号が発生し、ＯＦＦしたときにはこれをＯＮさせる電
圧信号が発生してＯＮ／ＯＦＦ動作を繰り返す発振回路
が形成される。出力端子１３は、アウトプットコンデン
サ５を介してスピーカ４が接続され、これを経てグラン
ドＧＮＤに接地されている。そして、出力段トランジス
タＱ1のコレクタとグランドＧＮＤとの間にノイズキャ
ンセル用のコンデンサＣnが設けられ、スイッチングト
ランジスタＱ3とコイルＬとの接続点ＤとグランドＧＮ
Ｄとの間にフライホイールダイオードＤfが逆方向に接
続されている。
【００１５】次にその動作を説明すると、まず、出力段
トランジスタＱ1のコレクタに接続されたドライブトラ
ンジスタＱ4は、出力段トランジスタＱ1がアイドリング
電流（１ｍＡ〜１０ｍＡ程度）により動作状態にあると
すれば、最初はＯＮ状態になっている。ドライブトラン
ジスタＱ4がＯＮになっているとして、これによりスイ
ッチングトランジスタＱ3がＯＮしたと仮定する。ここ
で、コイルＬの過渡現象を考えてみると、コイルＬには
最初は電流がほとんど流れないのでこれからの作用はな
い。このとき、出力段トランジスタＱ1のコレクタの電
圧は、出力端子１３の電圧に対してダイオードＤ1，Ｄ2
により２Ｖｆ持ち上げられてから、ドライブトランジス
タＱ4のベース・エミッタの１Ｖf分降下した電圧が加え
られている。そこで、出力端子１３の電圧を基準として
これから１Ｖf（ ０．７Ｖ）のところに設定されてい
る。
トランジスタＱ1のコレクタに接続されたドライブトラ
ンジスタＱ4は、出力段トランジスタＱ1がアイドリング
電流（１ｍＡ〜１０ｍＡ程度）により動作状態にあると
すれば、最初はＯＮ状態になっている。ドライブトラン
ジスタＱ4がＯＮになっているとして、これによりスイ
ッチングトランジスタＱ3がＯＮしたと仮定する。ここ
で、コイルＬの過渡現象を考えてみると、コイルＬには
最初は電流がほとんど流れないのでこれからの作用はな
い。このとき、出力段トランジスタＱ1のコレクタの電
圧は、出力端子１３の電圧に対してダイオードＤ1，Ｄ2
により２Ｖｆ持ち上げられてから、ドライブトランジス
タＱ4のベース・エミッタの１Ｖf分降下した電圧が加え
られている。そこで、出力端子１３の電圧を基準として
これから１Ｖf（ ０．７Ｖ）のところに設定されてい
る。
【００１６】しかし、スイッチングトランジスタＱ3が
ＯＮしていることで、電源ライン＋ＶccからコイルＬを
経て出力段トランジスタＱ1へ供給される電流が徐々に
増加していき、出力段トランジスタＱ1のコレクタの電
圧がこの電流により持ち上げられ、出力端子１３の電圧
を基準としたときにやがてこれから１Ｖf＋αの電圧の
ところまで持ち上げられる。これによりドライブトラン
ジスタＱ4のベース・エミッタ間の電圧が１Ｖf−αとな
り、ＯＦＦになる。ドライブトランジスタＱ4がＯＦＦ
になると、スイッチングトランジスタＱ3のベースが＋
Ｖccとなって、これがＯＦＦになる。トランジスタＱ3
がＯＦＦになると、コイルＬに流れている電流は、出力
段トランジスタＱ1、出力端子１３、アウトプットコン
デンサ５、スピーカ４、グランドＧＮＤ、フライホイー
ルダイオードＤfを経てコイルＬに還流する。点線で示
すこの還流電流Ｉは、ドライブトランジスタＱ4のエミ
ッタをベースに対して持ち上げる方向になるので、この
電流が所定値以下に小さくなるまではドライブトランジ
スタＱ4のＯＦＦ状態が維持される。そしてこのＯＦＦ
状態はアイドリング電流との関係で決定される。このよ
うな還流電流の流れが所定値以下になると、あるいは終
了すると、トランジスタＱ4のエミッタは、出力端子１
３の電圧を基準としてこれから１Ｖf（０．７Ｖ）のと
ころに設定される。これによりスイッチングトランジス
タＱ3がＯＦＦでドライブトランジスタＱ4がＯＮにな
る。トランジスタＱ4がＯＮになると、これのコレクタ
電流によりスイッチングトランジスタＱ3が駆動されや
がてこれがＯＮになる。これにより最初に説明した状態
に戻る。
ＯＮしていることで、電源ライン＋ＶccからコイルＬを
経て出力段トランジスタＱ1へ供給される電流が徐々に
増加していき、出力段トランジスタＱ1のコレクタの電
圧がこの電流により持ち上げられ、出力端子１３の電圧
を基準としたときにやがてこれから１Ｖf＋αの電圧の
ところまで持ち上げられる。これによりドライブトラン
ジスタＱ4のベース・エミッタ間の電圧が１Ｖf−αとな
り、ＯＦＦになる。ドライブトランジスタＱ4がＯＦＦ
になると、スイッチングトランジスタＱ3のベースが＋
Ｖccとなって、これがＯＦＦになる。トランジスタＱ3
がＯＦＦになると、コイルＬに流れている電流は、出力
段トランジスタＱ1、出力端子１３、アウトプットコン
デンサ５、スピーカ４、グランドＧＮＤ、フライホイー
ルダイオードＤfを経てコイルＬに還流する。点線で示
すこの還流電流Ｉは、ドライブトランジスタＱ4のエミ
ッタをベースに対して持ち上げる方向になるので、この
電流が所定値以下に小さくなるまではドライブトランジ
スタＱ4のＯＦＦ状態が維持される。そしてこのＯＦＦ
状態はアイドリング電流との関係で決定される。このよ
うな還流電流の流れが所定値以下になると、あるいは終
了すると、トランジスタＱ4のエミッタは、出力端子１
３の電圧を基準としてこれから１Ｖf（０．７Ｖ）のと
ころに設定される。これによりスイッチングトランジス
タＱ3がＯＦＦでドライブトランジスタＱ4がＯＮにな
る。トランジスタＱ4がＯＮになると、これのコレクタ
電流によりスイッチングトランジスタＱ3が駆動されや
がてこれがＯＮになる。これにより最初に説明した状態
に戻る。
【００１７】以上の動作は、出力段回路１１にオーディ
オ信号が入力された状態であっても同様であり、前記の
ＯＮ／ＯＦＦを繰り返す発振動作が行われる。このと
き、オーディオ信号により出力段トランジスタＱ1の内
部インピーダンスの変化に応じてコイルＬに過渡現象と
して流れる電流値が変化する。オーディオ信号の振幅が
大きいときには、内部インピーダンスが小さくなり、よ
り電流値の大きな、多くの電流がコイルＬに流れる。そ
こで、ドライブトランジスタＱ4のＯＮからＯＦＦに移
行する期間が短くなる。その結果、スイッチングトラン
ジスタＱ3のスイッチング周波数は高くなる。逆に、オ
ーディオ信号の振幅が小さいときには、トランジスタＱ
1の内部インピーダンスが大きくなり、少ない電流がコ
イルＬに流れる。そこで、ドライブトランジスタＱ4の
ＯＮからＯＦＦに移行する期間が長くなる。その結果、
スイッチングトランジスタＱ3のスイッチング周波数は
低くなる。一方、トランジスタＱ4がＯＦＦからＯＮに
なる期間もトランジスタＱ1の内部インピーダンスが小
さい時の方が時定数が小さくなるので短くなる。このよ
うな周波数の変化によりオーディオ信号の振幅に応じた
電流値の供給とこれに応じてのオーディオ出力が可能に
なる。そして、このとき、コイルＬの出力側６の電圧
（トランジスタＱ1に対する給電電力の電圧）は、出力
端子１３よりほぼ１Ｖｆ（ ０．７）高い電圧に維持さ
れる。これによりトランジスタＱ1で消費される電力は
小さく抑えられる。この場合の出力信号の波形は、出力
信号の振幅に応じて周波数が変化するスイッチング波形
を伴った図２（ａ）に示すような波形となる。図中、１
Ｖｆは、ダイオードＤ1による電圧シフト分であって、
これによりトランジスタＱ1のコレクタ・エミッタ間に
加わる平均電圧は、０．７Ｖ程度になっている。図は単
なる説明図であるが、先に説明したようにスイッチング
周波数は、１００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの範囲で選択さ
れ、可聴周波数よりも非常に高い周波数であるのでノイ
ズは、ノイズキャンセル用のコンデンサＣnにより除去
される。また、スピーカ４の再生周波数範囲もこれの範
囲外であるので問題は生じない。
オ信号が入力された状態であっても同様であり、前記の
ＯＮ／ＯＦＦを繰り返す発振動作が行われる。このと
き、オーディオ信号により出力段トランジスタＱ1の内
部インピーダンスの変化に応じてコイルＬに過渡現象と
して流れる電流値が変化する。オーディオ信号の振幅が
大きいときには、内部インピーダンスが小さくなり、よ
り電流値の大きな、多くの電流がコイルＬに流れる。そ
こで、ドライブトランジスタＱ4のＯＮからＯＦＦに移
行する期間が短くなる。その結果、スイッチングトラン
ジスタＱ3のスイッチング周波数は高くなる。逆に、オ
ーディオ信号の振幅が小さいときには、トランジスタＱ
1の内部インピーダンスが大きくなり、少ない電流がコ
イルＬに流れる。そこで、ドライブトランジスタＱ4の
ＯＮからＯＦＦに移行する期間が長くなる。その結果、
スイッチングトランジスタＱ3のスイッチング周波数は
低くなる。一方、トランジスタＱ4がＯＦＦからＯＮに
なる期間もトランジスタＱ1の内部インピーダンスが小
さい時の方が時定数が小さくなるので短くなる。このよ
うな周波数の変化によりオーディオ信号の振幅に応じた
電流値の供給とこれに応じてのオーディオ出力が可能に
なる。そして、このとき、コイルＬの出力側６の電圧
（トランジスタＱ1に対する給電電力の電圧）は、出力
端子１３よりほぼ１Ｖｆ（ ０．７）高い電圧に維持さ
れる。これによりトランジスタＱ1で消費される電力は
小さく抑えられる。この場合の出力信号の波形は、出力
信号の振幅に応じて周波数が変化するスイッチング波形
を伴った図２（ａ）に示すような波形となる。図中、１
Ｖｆは、ダイオードＤ1による電圧シフト分であって、
これによりトランジスタＱ1のコレクタ・エミッタ間に
加わる平均電圧は、０．７Ｖ程度になっている。図は単
なる説明図であるが、先に説明したようにスイッチング
周波数は、１００ｋＨｚ〜８００ｋＨｚの範囲で選択さ
れ、可聴周波数よりも非常に高い周波数であるのでノイ
ズは、ノイズキャンセル用のコンデンサＣnにより除去
される。また、スピーカ４の再生周波数範囲もこれの範
囲外であるので問題は生じない。
【００１８】図３は、この発明の他の実施例であり、片
電源の電源電圧＋Ｖccに対してＶcc／２を基準としてプ
ッシュプル出力の増幅回路２０において、プッシュ側と
プル側とにこの発明を適用したものである。プッシュ側
の回路は図１と同様である。プル側の回路は、ＰＮＰ型
のトランジスタがＮＰＮ型に置き換わり、ＮＰＮ型のト
ランジスタがＰＮＰ型に置き換わったものであり、Ｖcc
／２を基準として対称な相補型の回路構成となってい
る。なお、対応するものについて添え字ａを付してある
ので、Ｖcc／２より下側の電位で動作する回路構成の説
明と動作の説明は割愛する。また、スピーカ４に換えて
この実施例では、ヘッドホーンスピーカ４ａが接続され
ている。また、アンプ３ａのバイアス設定がより具体的
な接続になっている。
電源の電源電圧＋Ｖccに対してＶcc／２を基準としてプ
ッシュプル出力の増幅回路２０において、プッシュ側と
プル側とにこの発明を適用したものである。プッシュ側
の回路は図１と同様である。プル側の回路は、ＰＮＰ型
のトランジスタがＮＰＮ型に置き換わり、ＮＰＮ型のト
ランジスタがＰＮＰ型に置き換わったものであり、Ｖcc
／２を基準として対称な相補型の回路構成となってい
る。なお、対応するものについて添え字ａを付してある
ので、Ｖcc／２より下側の電位で動作する回路構成の説
明と動作の説明は割愛する。また、スピーカ４に換えて
この実施例では、ヘッドホーンスピーカ４ａが接続され
ている。また、アンプ３ａのバイアス設定がより具体的
な接続になっている。
【００１９】図１と大きな相違点は、この出力段増幅回
路２０は、アウトプットコンデンサ５を削除し、その変
わりにＶcc／２の基準電圧を電源ライン＋Ｖccをコンデ
ンサで分圧することで発生させていることである。その
ため直列接続のコンデンサＣ1とＣ2とが電源ライン＋Ｖ
ccとグランドＧＮＤとの間に設けられ、その接続点Ｅと
出力端子１３との間にヘッドホーンスピーカ４ａが接続
され、接続点Ｅにノイズキャンセル用のコンデンサＣ
n，ＣnaとフライホイールダイオードＤf，Ｄfaの他端が
それぞれ接続される構成となっている点である。
路２０は、アウトプットコンデンサ５を削除し、その変
わりにＶcc／２の基準電圧を電源ライン＋Ｖccをコンデ
ンサで分圧することで発生させていることである。その
ため直列接続のコンデンサＣ1とＣ2とが電源ライン＋Ｖ
ccとグランドＧＮＤとの間に設けられ、その接続点Ｅと
出力端子１３との間にヘッドホーンスピーカ４ａが接続
され、接続点Ｅにノイズキャンセル用のコンデンサＣ
n，ＣnaとフライホイールダイオードＤf，Ｄfaの他端が
それぞれ接続される構成となっている点である。
【００２０】図中、点線で示す還流電流Ｉ1は、図１の
還流電流Ｉに対応するものであり、出力段トランジスタ
Ｑ1、出力端子１３、ヘッドホーンスピーカ４ａ、接続
点Ｅ、フライホイールダイオードＤfを経てコイルＬに
還流する。実線で示す電流Ｉ2は、スイッチングトラン
ジスタＱ3がＯＮしたときに供給される電流の流れであ
る。これは、スイッチングトランジスタＱ3，出力段ト
ランジスタＱ1、出力端子１３、ヘッドホーンスピーカ
４ａ、接続点Ｅ、コンデンサＣ2、グランドＧＮＤへと
流れる。そして、Ｖcc／２より下側の電位で動作するス
イッチングトランジスタＱ3ａがＯＮしたときには、電
源ライン＋Ｖcc、コンデンサＣ1、接続点Ｅ、ヘッドホ
ーンスピーカ４ａ、出力端子１３、出力段トランジスタ
Ｑ2、スイッチングトランジスタＱ3ａ、グランドＧＮＤ
へと流れる。また、スイッチングトランジスタＱ3ａが
ＯＦＦしたときの還流電流は、フライホイールダイオー
ドＤfａ、接続点Ｅ、ヘッドホーンスピーカ４ａ、出力
端子１３、出力段トランジスタＱ2、コイルＬａと流れ
る。これにより、出力信号の波形は、図２（ｂ）に示す
ような波形になる。なお、この実施例では、片電源の電
源電圧＋Ｖccに対してＶcc／２を基準としたものである
が、Ｖcc／２を基準とするのではなく、−Ｖcc／２の電
圧分負側に電圧をシフトさせて前記の接続点Ｅ（基準電
圧ライン）をグランドＧＮＤの電位として＋Ｖccを＋Ｖ
cc／２とし、前記のグランドＧＮＤを−Ｖcc／２として
正負両電源を用いてもよい。さらに、正側電源電圧を＋
Ｖccとし、負側電源電圧を−Ｖcc／２ではなく、−Ｖcc
としてこれに接続するようにし、グランドＧＮＤを基準
として添え字ａを付したＶcc／２より下側の電位で動作
する回路側をグランドＧＮＤと電源電圧−Ｖccとの間で
動作するようにしてもよい。これにより正，負の両電源
により駆動される回路が実現される。
還流電流Ｉに対応するものであり、出力段トランジスタ
Ｑ1、出力端子１３、ヘッドホーンスピーカ４ａ、接続
点Ｅ、フライホイールダイオードＤfを経てコイルＬに
還流する。実線で示す電流Ｉ2は、スイッチングトラン
ジスタＱ3がＯＮしたときに供給される電流の流れであ
る。これは、スイッチングトランジスタＱ3，出力段ト
ランジスタＱ1、出力端子１３、ヘッドホーンスピーカ
４ａ、接続点Ｅ、コンデンサＣ2、グランドＧＮＤへと
流れる。そして、Ｖcc／２より下側の電位で動作するス
イッチングトランジスタＱ3ａがＯＮしたときには、電
源ライン＋Ｖcc、コンデンサＣ1、接続点Ｅ、ヘッドホ
ーンスピーカ４ａ、出力端子１３、出力段トランジスタ
Ｑ2、スイッチングトランジスタＱ3ａ、グランドＧＮＤ
へと流れる。また、スイッチングトランジスタＱ3ａが
ＯＦＦしたときの還流電流は、フライホイールダイオー
ドＤfａ、接続点Ｅ、ヘッドホーンスピーカ４ａ、出力
端子１３、出力段トランジスタＱ2、コイルＬａと流れ
る。これにより、出力信号の波形は、図２（ｂ）に示す
ような波形になる。なお、この実施例では、片電源の電
源電圧＋Ｖccに対してＶcc／２を基準としたものである
が、Ｖcc／２を基準とするのではなく、−Ｖcc／２の電
圧分負側に電圧をシフトさせて前記の接続点Ｅ（基準電
圧ライン）をグランドＧＮＤの電位として＋Ｖccを＋Ｖ
cc／２とし、前記のグランドＧＮＤを−Ｖcc／２として
正負両電源を用いてもよい。さらに、正側電源電圧を＋
Ｖccとし、負側電源電圧を−Ｖcc／２ではなく、−Ｖcc
としてこれに接続するようにし、グランドＧＮＤを基準
として添え字ａを付したＶcc／２より下側の電位で動作
する回路側をグランドＧＮＤと電源電圧−Ｖccとの間で
動作するようにしてもよい。これにより正，負の両電源
により駆動される回路が実現される。
【００２１】ところで、図３の実施例では、コンデンサ
Ｃ1、Ｃ2により電源ライン＋Ｖccの電圧を分圧している
が、これらコンデンサＣ1、Ｃ2に換えて、図１に示すよ
うなアウトプットコンデンサ５を出力端子とヘッドホー
ンスピーカ４ａとの間に挿入してもよいことはもちろん
である。特に、前記したように、グランドＧＮＤ基準
で、電源電圧＋Ｖccと電源電圧−Ｖccの両電源でプッシ
ュプル動作をさせる増幅回路においては、前記のような
形でアウトプットコンデンサ５を設けるとよい。以上説
明してきたが、実施例では、発振回路をスイッチングト
ランジスタとこれを駆動するトランジスタとにより構成
しているが、この発明は、このような構成に限定される
ものではなく、スイッチ回路とこれを駆動するスイッチ
ング制御回路とから構成され、コイル側の帰還信号でス
イッチ回路がＯＮ／ＯＦＦして全体として発振するよう
な回路であればよい。
Ｃ1、Ｃ2により電源ライン＋Ｖccの電圧を分圧している
が、これらコンデンサＣ1、Ｃ2に換えて、図１に示すよ
うなアウトプットコンデンサ５を出力端子とヘッドホー
ンスピーカ４ａとの間に挿入してもよいことはもちろん
である。特に、前記したように、グランドＧＮＤ基準
で、電源電圧＋Ｖccと電源電圧−Ｖccの両電源でプッシ
ュプル動作をさせる増幅回路においては、前記のような
形でアウトプットコンデンサ５を設けるとよい。以上説
明してきたが、実施例では、発振回路をスイッチングト
ランジスタとこれを駆動するトランジスタとにより構成
しているが、この発明は、このような構成に限定される
ものではなく、スイッチ回路とこれを駆動するスイッチ
ング制御回路とから構成され、コイル側の帰還信号でス
イッチ回路がＯＮ／ＯＦＦして全体として発振するよう
な回路であればよい。
【００２２】
【発明の効果】この発明にあっては、アンプの出力信号
の電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトした
電圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電力
の電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるスイ
ッチング制御回路を設け、かつ、このスイッチング制御
回路をコイルを介して帰還される電圧信号により駆動す
ることで発振する発振回路として構成する。このこと
で、別途、三角波発振回路等を設ける必要はなくなる。
この発振回路は、給電された電力の電圧に応じて発振す
る回路になっているので前記の構成により給電された電
力に応じて発振周波数が制御される発振器を構成でき、
アンプの出力信号あるいはオーディオ信号の振幅に応じ
て振幅が大きいときに大きな電流が流れて高い周波数と
なり、振幅が小さいときにそれに応じた小さな電流が流
れて低い周波数へと変化する。これによりＰＷＭのスイ
ッチングレギュレータ等の制御と同様な制御が可能とな
り、コイルを介して供給される電力の電圧は、出力信号
の電圧に追従する電圧となるので、出力段アンプで消費
される電力が小さく抑えられる。その結果、ＰＷＭ制御
回路等が不要になり、オーディオ信号電力増幅回路とし
ての回路構成が簡素化でき、出力回路の消費電力を低減
することができる。
の電圧から一定電圧分電源ラインの電圧側にシフトした
電圧を基準としてコイルを経てアンプに給電された電力
の電圧に応じてスイッチ回路をスイッチングさせるスイ
ッチング制御回路を設け、かつ、このスイッチング制御
回路をコイルを介して帰還される電圧信号により駆動す
ることで発振する発振回路として構成する。このこと
で、別途、三角波発振回路等を設ける必要はなくなる。
この発振回路は、給電された電力の電圧に応じて発振す
る回路になっているので前記の構成により給電された電
力に応じて発振周波数が制御される発振器を構成でき、
アンプの出力信号あるいはオーディオ信号の振幅に応じ
て振幅が大きいときに大きな電流が流れて高い周波数と
なり、振幅が小さいときにそれに応じた小さな電流が流
れて低い周波数へと変化する。これによりＰＷＭのスイ
ッチングレギュレータ等の制御と同様な制御が可能とな
り、コイルを介して供給される電力の電圧は、出力信号
の電圧に追従する電圧となるので、出力段アンプで消費
される電力が小さく抑えられる。その結果、ＰＷＭ制御
回路等が不要になり、オーディオ信号電力増幅回路とし
ての回路構成が簡素化でき、出力回路の消費電力を低減
することができる。
【図１】図１は、この発明のオーディオ信号電力増幅回
路をポータブルカセットテーププレーヤに適用した一実
施例のブロック図である。
路をポータブルカセットテーププレーヤに適用した一実
施例のブロック図である。
【図２】図２は、その出力波形の説明図であり、（ａ）
は、プッシュ側のみの場合の動作波形の説明図、（ａ）
プッシュ側とプル側との動作波形の説明図である。
は、プッシュ側のみの場合の動作波形の説明図、（ａ）
プッシュ側とプル側との動作波形の説明図である。
【図３】図３は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した他の一実施例のブ
ロック図である。
ルカセットテーププレーヤに適用した他の一実施例のブ
ロック図である。
【図４】図４は、従来のステレオポータブルカセットテ
ーププレーヤのブロック図である。
ーププレーヤのブロック図である。
１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３…出力段ア
ンプ、４…スピーカ、４ａ…ヘッドホーンスピーカ、５
…出力コンデンサ（出力用の電解コンデンサ）、１０…
ポータブルカセットテーププレーヤ１１…出力段回路、
１２…出力段増幅回路１３…出力端子、１４…発振駆動
回路、１５…基準電圧発生回路、１６…定電流源１６、
Ｄ1，Ｄ2、Ｄf…ダイオード、Ｑ1 〜Ｑ4…トランジス
タ、Ｂ…オーディオ入力信号、Ｃn…コンデンサ。
ンプ、４…スピーカ、４ａ…ヘッドホーンスピーカ、５
…出力コンデンサ（出力用の電解コンデンサ）、１０…
ポータブルカセットテーププレーヤ１１…出力段回路、
１２…出力段増幅回路１３…出力端子、１４…発振駆動
回路、１５…基準電圧発生回路、１６…定電流源１６、
Ｄ1，Ｄ2、Ｄf…ダイオード、Ｑ1 〜Ｑ4…トランジス
タ、Ｂ…オーディオ入力信号、Ｃn…コンデンサ。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J091 AA02 AA17 AA41 CA36 CA92 FA17 HA08 HA19 HA25 HA29 HA33 HA39 KA05 KA11 KA18 KA32 KA62 MA11 MA21 SA05 TA06 UW10 5J092 AA02 AA17 AA41 CA36 CA92 FA17 GR02 HA08 HA19 HA25 HA29 HA33 HA39 KA05 KA11 KA18 KA32 KA62 MA11 MA21 SA05 TA06 VL08
Claims (6)
- 【請求項１】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するアンプと、 コイルと、 電源ラインから電力を受けてＯＮしたときに前記コイル
を介して前記アンプに前記電力を給電するスイッチ回路
と、 前記アンプの出力信号の電圧から一定電圧分前記電源ラ
インの電圧側にシフトした電圧を基準として前記コイル
を経て前記アンプに給電された電力の電圧に応じて前記
スイッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回
路とを備え、前記スイッチング制御回路が前記コイルを
介して帰還される信号を受けて可聴周波数を超える周波
数において前記スイッチ回路と前記スイッチング制御回
路とによる発振回路が形成されることを特徴とするオー
ディオ信号電力増幅回路。 - 【請求項２】前記帰還される信号は電圧信号であり、前
記スイッチング制御回路は、トランジスタを有し、この
トランジスタのベースおよびエミッタのいずれか一方に
前記シフトした電圧を受け、いずれか他方に前記電圧信
号を受ける請求項１記載のオーディオ信号電力増幅回
路。 - 【請求項３】前記アンプはプッシュプルアンプであり、
前記電源ラインは、正側の電源ラインと負側の電源ライ
ンとを有するものであり、前記スイッチ回路と前記コイ
ルと前記スイッチング制御回路とが前記正側の電源ライ
ンとグランドとの間、前記グランドと前記負側の電源ラ
インとの間にそれぞれ設けられ、前記グランドと前記負
側の電源ラインとの間に設けられる前記コイルは、前記
アンプから流出する電流を受け、前記スイッチ回路は前
記コイルから流出する電流をＯＮ／ＯＦＦして前記負側
の電源ラインに流すものである請求項２記載のオーディ
オ信号電力増幅回路。 - 【請求項４】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するアンプと、 コイルと、 電源ラインから電力を受けてＯＮしたときに前記コイル
を介して前記アンプに前記電力を給電するスイッチ回路
と、 前記アンプの出力信号の電圧から一定電圧分前記電源ラ
インの電圧側にシフトした電圧を基準として前記コイル
を経て前記アンプに給電された電力の電圧に応じて前記
スイッチ回路をスイッチングさせるスイッチング制御回
路とを備え、前記スイッチング制御回路が前記コイルを
介して帰還される信号を受けて可聴周波数を超える周波
数において前記スイッチ回路と前記スイッチング制御回
路とによる発振回路が形成されることを特徴とするオー
ディオ装置。 - 【請求項５】前記帰還される信号は電圧信号であり、前
記スイッチング制御回路は、トランジスタを有し、この
トランジスタのベースおよびエミッタのいずれか一方に
前記電源ラインの電圧側にシフトした電圧を受け、いず
れか他方に前記電圧信号を受ける請求項４記載のオーデ
ィオ装置。 - 【請求項６】前記アンプはプッシュプルアンプであり、
前記電源ラインは、正側の電源ラインと負側の電源ライ
ンとを有するものであり、前記スイッチ回路と前記コイ
ルと前記スイッチング制御回路とが前記正側の電源ライ
ンとグランドとの間、前記グランドと前記負側の電源ラ
インとの間にそれぞれ設けられ、前記グランドと前記負
側の電源ラインとの間に設けられる前記コイルは、前記
アンプから流出する電流を受け、前記スイッチ回路は前
記コイルから流出する電流をＯＮ／ＯＦＦして前記負側
の電源ラインに流すものである請求項５記載のオーディ
オ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10350356A JP2000174560A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10350356A JP2000174560A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000174560A true JP2000174560A (ja) | 2000-06-23 |
Family
ID=18409943
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10350356A Pending JP2000174560A (ja) | 1998-12-09 | 1998-12-09 | オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000174560A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135224A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Yamaha Corp | 電力増幅回路 |
| US8823343B2 (en) | 2009-12-22 | 2014-09-02 | Yamaha Corporation | Power amplifying circuit, DC-DC converter, peak holding circuit, and output voltage control circuit including the peak holding circuit |
-
1998
- 1998-12-09 JP JP10350356A patent/JP2000174560A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011135224A (ja) * | 2009-12-22 | 2011-07-07 | Yamaha Corp | 電力増幅回路 |
| US8823343B2 (en) | 2009-12-22 | 2014-09-02 | Yamaha Corporation | Power amplifying circuit, DC-DC converter, peak holding circuit, and output voltage control circuit including the peak holding circuit |
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