DE2953289A1 - High efficiency,light weight audio amplifier and power supply - Google Patents

Description

hoeger₁ stellrecht & partner

UHLANDSTRASSE 14 c · D 7000 STUTTGART t fc V V V *- V * ;

A 44 218 m Anmelder: Robert Weir Carver

k - 176 33o Avenue A

. 26. Juni 198o Snohomish, Washington 9829o

USA

Obersetzuna

der internationalen Anmeldung mit dem internationalen Aktenzeichen PCT/US 79/oo952

Beschreibung

Audioverstärker mit Netzteil (mit hohem Wirkungsgrad und geringem Gewicht

Technisches Gebiet

Die Erfindung befasst sich mit Verfahren zur Verstärkung von Audiosignalen und mit Audioverstärkerschaltungen und Netzteilen für dieselben.

Stand der Technik

Festkörperschaltungskomponenten haben eine unglaubliche Verringerung in der Größe, dem Gewicht und den Kosten von Audioverstärkerschaltungen mit sich gebracht und

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zu einer erhöhten Wiedergabetreue bei der Klangwiecergabe im Vergleich zu der unter Verwendung von Röhren aufgebauten früheren (Verstärker-)Generation geführt.

Bei dem Versuch, die Möglichkeiten von Festkörperschaltungen bis zum Äußersten auszunutzen, haben sich die Audio-Ingenieure (d.h. die Ingenieure für akustische Aufzeichnungs- und Wiedergabegeräte) bemüht, dem renutzer erhöhte Nennleistungen zur Verfügung zu stellen und gleichzeitig verringerte Verzerrungspegel zu erreichen. Diese Bemühungen haben einen bemerkenswerten Erfolg gehabt, andererseits jedoch zu einigen unerwünschten Nebenwirkungen geführt, und zv/ar in erster Linie hinsichtlich einer Erhöhung des Gewichts, der Kosten und des Energieverbrauchs. Beispielsweise wiegt ein handelsüblicher 4oo Watt-Verstärker gemäß dem derzeitigen Stand der Technik typischerweise zwischen etwa 16 und mehr als 38 kg, je nach der Ausführung und der Wahl der Materialien im Einzelfall. Derartige Verstärker enthalten normalerweise teuere Bauteile, die aufgrund der Spitzenbelastung, die sie aushalten müssen, benötigt werden und erzeugen beträchtliche Wärmemengen, die abgeführt werden müssen, um eine Schädigung der Bauteile zu vermeiden.

Hinsichtlich des Gewichtsproblems mit dem Transformator würde der Versuch auf der Hand liegen, die Anzahl der Windungen und/oder die Drahtstärke der Transformatorwicklungen zu verringern. Eine Verringerung der Anzahl

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der Windungen führt jedoch gleichzeitig zu einer Peduzierung der Induktivität der Primärwicklung, wo die Leerlaufströme durch die Wicklung erhöht werden und wodurch sowohl zur Wärmeerzeugung als auch zu einem erhöhten Leistungsverbrauch ein Beitrag geleistet wird. Das übliche Verfahren zur Erreichuna niedriger Leerlaufströme in der Primärwicklung bestand in der Verwendung von (Wicklungen mit) einer aroßen Anzahl von Windungen. Bei diesem Lösungsversuch wird ebenfalls eine große Anzahl von Windungen in der Sekundärwicklung benötigt, um die Spannung auf der Sekundärseite auf dem richtigen Pegel zu halten. Die andere, naheliegende Alternative für eine Gewichtsreduzierung, nämlich eine Verringerung der Drahtstärke, ist keine akzeptable Lösung, da hierdurch der Innenwiderstand jeder Wicklung erhöht würde, was zu einer übermäßigen Wärmeerzeucung und zu einem Leistungsverlust bei einer Belastung des Transformators mit hoher Leistung führen müsste. Die konventionellen Erfahrungen haben also gelehrt, daß die Notwendigkeit besteht, die Größe und das Gewicht des Transformators zu erhöhen, wann immer ein über einen Transformator gespeister Verstärker für eine erhöhte Nennleistung neu ausgelegt wird.

Ein alternativer Lösungsversuch für die Verringerung des Gesamtgewichts, der Größe und der Kosten von Audioverstärkern bestand darin, den Gesamtbedarf an Eingangsleistung abzusenken, ohne die Leistungsfähigkeit hinsichtlich der Ausgangsleistung zu verringern. Derartice

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Verbesserungen im Verstärkerwirkungsgrad gestatten den Einsatz billigerer und leichterer Netzteile und können erreicht werden, indem man die Verlustleistung reduziert, welche normalerweise die übliche Benutzung der Ausgangstransistoren in der Ausgangsstufe des Verstärkers begleitet. Wenn eine derartige Verringeruna der Verlustleistung erreicht wird, dann werden über die Gewichts- und Kostenersparnisse, die im Netzteil verwirklicht werden, hinaus zusätzliche Gewichts- und Kostenersparnisse erreicht, da auch Gewicht, Größe und Kosten der Kühleinrichtungen bzw. Kühlbleche, die normalerweise für die Ausgangstransistoren des Verstärkers benötigt werden, verringert werden können.

Das US-Patent Nr. 3 426 29o (Jensen) ist repräsentativ für einen bekannten Lösungsversuch, den Verstärkerwirkungsgrad dadurch zu verbessern, daß man die dem Ausgangstransistor des Verstärkers zugeführte Spannung " sehr nahe bei dem Pegel der Ausgangsspannurig hält, so daß der Ausgangstransistor in einem Betriebszustand betrieben werden kann, der jederzeit nur leicht außerhalb der Sättigung liegt. Wenn der Ausgangstransistor unter diesen Betriebsbedingungen betrieben wird, dann wird der tatsächliche Spannungsabfall über dem Ausgangstransistor ziemlich niedrig gehalten, wodurch die Verlustleistung des Transistors (die gleich der Spannung über dem Transistor mal dem Strom durch den Transistor ist) entsprechend reduziert wird. In der von Jensen angegebenen Schaltung wird ein ziemlich

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komplizierter Regler verwendet, um die gewünschte Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor aufrechtzuerhalten, wobei Energie in einer induktiven, kapazitiven Schaltung mit Hilfe eines Schalttransistors gespeichert wird, der mit hoher Geschwindiakeit ir, Abhängigkeit von einem Steuersignal betätiat wird, welches von dem Audio-Eingangssignal abgeleitet wird. Dadurch, daß man den Schalttransistor'zwischen der. voll eingeschalteten Zustand und dem voll ausgeschalteten Zustand schaltet, um die gewünschte Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor des Verstärkers zu erhalten, wird der Leistungsverbrauch der Schaltungskombination von Regler und Ausgangstransistor gegenüber dem Leistungsverbrauch abgesenkt, der sich für einen Ausgangstransistor ergibt, der mit der üblichen festen Speisespannung betrieben wird. Obwohl die von Jensen angegebene Schaltung einen deutlichen Vorteil hinsichtlich des Verstärkerwirkungsgrades mit· sich bringt, ist sie nur dann wirklich wirksam, wenn der Schalttransistor mit hohen Frequenzen betätigt wird, was wiederum im Verstärkerausgangssignal zu einer Interferenzverzerrung aufgrund von Einschwingvorgängen führen kann. Die US-Patentschrift Nr. 4 054 843 (Hanada) beschreibt eine ähnliche Schaltung wie die von Jensen vorgeschlagene.

Ein alternativer Lösungsversuch zur Erzielung eines verbesserten Verstärkerwirkungsgrades ist in dem (US-) Patent 3 319 175 (Dryden) beschrieben, welche eine

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Spannungsversorgung mit abgestufter Ausgangsspannunc beschreibt, die in Abhängigkeit vom Spannungspegel ar\ Verstärkerausgang betätigt wird, wobei die kleinste Spannung der am Netzteil verfügbaren Spannungen, die ausreicht, um die gewünschte Verstärkung zu erreicher., an das Leistungsverstärkungselement angelegt wird. Während (diese Lösung) für die angegebenen Zwecke nützlich ist, verwendet Dryden nur einen einzigen Transistor als Leistungsverstärkungselement für jede Polarität der Ausgangsspannung, so daß über dem Ausgancstransistor die gesamte Differenz zwischen der Spannung an der Last und der zugeführten Versorgungsspanmmcr erscheint. Somit treten beträchtliche Verlustleistungen auf, wenn die Netzschaltung nicht eine große Anzahl von diskreten Versorgungsspannungen liefert. Für jede dieser diskreten Spannungen ist (jedoch) ein besonderer Amplitudenkomparator mit zugeordneter Schalteinrichtung erforderlich, wodurch die Kosten für den Netzteil beträchtlich erhöht werden.

Ein weiterer bekannter Lösungsversuch ist in dem US-Patent Nr. 3 622 899 (Elsenberg) gezeigt. Dieses Patent offenbart eine Verstärkerschaltung mit niedriger Verlustleistung, welche mehrere Transistoren enthält, die in Serie zu einem Lastanschluß geschaltet sind, wobei die Transistoren aus zugeordneten Spannungsquellen versorgt werden, welche unterschiedliche Größen haben und wobei die Transistoren so vorgespannt sind, daß

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sie in Abhängigkeit von einem Eingangssignal mit zunehmender Größe als Verstärker in Folge arbeiten. Eei diesem Schaltungstyp wird jeder Ausgangstransistor in die Sättigung getrieben, wenn der Ausgangstransistor für die nächsthöhere Spannung in Betrieb genommen wird, so daß im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall in der Verstärkerausgangsstufe, d.h. die Differenz zwischen der Speisespannung und der Last- oder Ausgangsspannung zu jedem Zeitpunkt nur über einem einzigen Ausgangstransistor auftritt. Bei dieser Schaltungsanordnung werden also Ausgangstransistoren mit beträchtlicher Nennleistung benötigt, solange nicht eine relativ große Anzahl von Ausaangstransistoren und von diskreten Versorgungsspannungen vorgesehen sind. Beide Lösungen führen somit zu erhöhten Kosten für den Verstärker. Die (US-)Patente Nr. 3 772 606 (Woehner) und 3 961 28o (Sampei) beschreiben ähnliche Schaitungsanordnungen, wie sie vorstehend unter Bezugnahme auf das Elsenberg-Patent beschrieben wurden.

Das (US-)Patent Nr. 3 887 878 (Schade, Jr.) offenbart einen Transistor-Serienverstärker, bei dem mehrere in Serie geschaltete Transistoren in der Ausgangsstufe so vorgespannt sind, daß sich der gesamte Spannungsabfall in der Ausgangsstufe auf sie aufteilt, so daß billigere Bauteile verwendet werden können. Das genannte Patent offenbart jedoch keine Technik für die Verringerung der Gesamtverlustleistung bei solchen Transistoren.

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Noch eine andere Technik zur Verringerung der Kosten für Verstärkernetzteile ist im Stand der Technik beschrieben worden. Beispielsweise offenbart das (US-) Patent Nr. 3 542 953 (Munch, Jr.) eine Technik, gemäß welcher ein einziges Netzteil für zwei Verstärkerteile der Klasse B vorgesehen ist, die dafür bestimmt sind, dasselbe Audio-Signal unter Phasenumkehr des Eingangssignals für den einen Verstärker zu verstärken, damit die Verstärker jeweils abwechselnd den Spitzenstrom aus dem Netzteil ziehen. Munch liefert jedoch keine Anregung, wie diese Technik bei einem System mit zwei Verstärkern, wie z.B> in einem Stereophoniesystem, zum Verstärken von zwei getrennten Signalen angewandt werden kann. Keines der vorstehend diskutierten, vorbekannten Systeme befasst sich direkt mit dem Problem, Gewicht und Kosten des Netzteils dadurch zu verringern, daß das Netzteil selbst in der Weise abgewandelt wird, daß billigere, leichtere Korn- ' ponenten eingesetzt werden können, während die Fähigkeit zur Lieferung der Leistung für die Verstärkerschaltung aufrechterhalten wird.

Das (US-)Patent Nr. 3 466 527 (Chun) beschreibt eine Schaltung zur Reduzierung der Kosten und der Größe einer auf einem Transformator basierenden Spannungsversorgungsschaltung mit einem in Abhängigkeit vom Lastzyklus gesteuerten Schalter in der Wechselspannungs-Versorgungsschaltung auf der Primärseite des Transformators. Der Schalter dient dabei der Regelung der

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Ausgangsspannung auf der Sekundärseite. Die Möglichkeiten für Kosten- und Gewichtsersparnisse bei de~ von Chun angegebenen Konzept werden jedoch dadurch erhalten, daß man den in Abhängigkeit vom Lastzyklus gesteuerten Schalter nur während eines Viertelzyklus-Spannungs-Zeit-Integrals betreibt, wobei keinerlei Hinweis darauf gegeben wird, wie eine solche Schaltkreisgestaltung in einer Audioverstärkerschaltunc so verwendet werden könnte, daß, bezogen auf die charak-' teristischen Eigenschaften des eintreffenden Audiosignals, eine Reduzierung von Gewicht und Kosten für den Netzteil erreichbar wäre. ^r

Offenbarung der Erfindung

Es ist ein allgemeines Ziel der Erfindung, die Mangel des Standes der Technik dadurch zu überwinden, daß eine Verstärkerschaltung mit Netzteil angegeben wird, bei der Gewicht * und Kosten beträchtlich reduziert sind, was dadurch erreicht wird, daß gleichzeitig der Wirkungsgrad der Verstärkerausgangsstufe verbessert und die Speisung des Verstärkernetzteils in Abhängigkeit von einer charakteristischen Eigenschaft des zu verstärkenden Signals moduliert wird.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, ein Verstärkernetzteil mit Transformator anzugeben, bei dem die Primärwicklung des Transformators mit einer

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gepulsten Speisespannung gespeist wird, deren Last- oder Arbeitszyklen bzw. deren Tastverhältnis teilweise in Abhängigkeit von dem zu verstärkenden Signal moduliert wird. Der Lastzyklus wird dabei so gesteuert, daß gewährleistet ist, daß an dem von der Sekundärseite des Transfomators gespeisten Ausgang des Netzteils eine angemessene Leistung zur Verfügung steht, während gleichzeitio diejenige Zeit in jedem Zyklus,während der Leerlaufströme durch die Primärwicklung des Transformators fließen, auf ein Minimum reduziert wird.

Die angestrebten Ziele werden bei einem speziellen Ausführungsbeispiel dadurch erreicht, daß man Einrichtungen vorsieht, die bewirken, daß Stromimpulse zu der Primärwicklung des Transformators übertragen werden und daß man Schaltungseinrichtungen vorsieht, die derart auf das zu verstärkende Signal ansprechen, daß sie die Leistung der Impulse, die zur Primärwicklung übertragen werden, regeln. Dies geschieht, um die Leistung der Impulse zu erhöhen und zu verringern, wenn die Signalamplitude zunimmt und abnimmt, so daß die Leistungseinrichtungen den Verstärkereinrichtungen eine Leistung liefern, deren Größe mit dem Leistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen verknüpft ist, um so ein dem Signal entsprechendes Ausgangssignal zu erhalten. Bei einer Ausführungsform können die Impulse mittels eines Impulsgenerators geformt werden, während die Schaltungseinrichtungen Schaltereinrichtungen enthalten,

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die betriebsmäßig mit der Primärwicklung des Transformators verbunden sind, um den Strom zu der Primärwicklung zu unterbrechen. Weitere Einrichtungen sind vorgesehen, um die Schaltereinrichtungen in periodischen Intervallen nicht-leitend zu steuern, um die Stromimpulse zu veranlassen, durch den Transformator zu fließen.

Die Schaltungseinrichtungen umfassen ferner Modulationseinrichtungen zur Steuerung der Leistung der Stromimpulse für die Primärwicklung des Transformators. Dies erfolgt in wünschenswerter Weise durch Steuerung der Dauer der Öffnungszeiten der Schaltereinrichtungen, in der Weise, daß Impulse kürzerer Dauer die Primärwicklung passieren, wenn die Amplitude des Signals relativ klein ist und daß Impulse größerer Dauer durch die Primärwicklung des Transformators geliefert werden, wenn die Amplitude des Signals relativ groß ist.

Bei dem Ausführungsbeispiel mit Impulsgenerator können auch Komparatoreinrichtungen vorgesehen sein, welche auf einen ersten Wert anspreche'n, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist und auf einen zweiten Wert, der mit der Leistung "verknüpft ist, die dann von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen zur Verfügung steht. Der Komparator ist so ausgebildet, daß er ein Steuersignal mit einem Wert liefert, der mit einer Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten

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Wert verknüpft ist, damit ein Ausgangssignal einer Größe erhalten wird, welches im wesentlichen der Amplitude des Signals entspricht. Der erste Viert ist eine Spannung, deren Größe mit der Molitude des Signals zunimmt und abnimmt. Der zweite Wert ist eine Spannung, welche mit der Spannung an einem ausqangsseitigen Ende des Transformators verknüpft ist. Wünschenswerterweise ist ein Absolutwert-Detektor vorgesehen, der so ausgebildet ist, daß er das Signal empfängt und ein GleichstroirHAusgangssignal erzeugt, welches eine Größe hat, die mit der Amplitude des Signals verknüpft ist. Der Absolutwert-Detektor ist so ausgebildet, daß er sein Gleichstrom-Ausgangssignal als besagten ersten Wert an den Komparator liefert. Vorzugsweise ist auch ein nicht-linearer Spitzendetektor vorgesehen, der so ausgebildet ist, daß er die Gleichspannung vom Absolutwert-Detektor empfängt und eine Ausgangsspannung für den Komparator erzeugt. Die Ausgangsspannung des nicht-linearen Spitzendetektors entspricht dabei dem Ausgangssignal des Absolutwert-Detektors. Der nicht-lineare Spitzendetektor spricht stärker auf relativ schnelle Änderungen dex Signalamplitude an und weniger stark auf relativ kleine Änderungen der Signalamplitude. Weitere Vergleichseinrichtungen sind betriebsmäßig mit den zwei Enden der Sekundärwicklung des Transformators verbunden, um einen Summierwert zu erhalten, der mit einer Differenz in der absoluten Größe der Spannungen an den Enden der Sekundärwicklung des Transformators

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verknüpft ist. Diese weiteren Vergleichseinrichtungen sind so ausgebildet, daß sie eine zweite Steuerspannung erzeugen, die mit dem Summierwert verknüpft ist. Die Komparatoreinrichtungen und die weiteren Vergleichseinrichtungen sind so ausgebildet, daß sie ein Steuerausgangssignal übertragen, welches von der relativen Größe des ersten Steuersignals vom Ausgang der Komparatoreinrichtungen und des zweiten Steuersignals von den weiteren Vergleichseinrichtungen abhängig ist. Dieses Ausgangssignal dient der Steuerung der Leistuno der Stromimpulse in der Primärwicklung des Transformators.

Der Impuls-Generator des Ausführungsbeispiels erzeugt Steuerimpulse mit einer Impulsfolge-Frequenz, welche ausreichend ist, damit jeder Impulszyklus eine Dauer hat, die nicht größer ist als die Mindestansprechzeit des Verstärkers. Die Impulse werden zu Schaltereinrichtungen übertragen, um diese mit der Impulsfolge-Frequenz ein- und auszuschalten, damit das Fließen von Stromimpulsen durch die Primärwicklung des Transformators veranlasst wird. Auf diese Weise kann die Ausgangsleistung des Transformators besser an die größeren Amplitudenschwankungen des Signals angepasst werden.

Bei einem anderen Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Netzgeräts mit Transformator kann die Primärseite des Transformators mit einer Wechselstromquelle

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verbunden sein, die mit Schaltereinrichtungen kombiniert ist, welche so ausgebildet sind, daß sie den Wechselstrom zyklisch in Abhängigkeit von einem Steuersignal unterbrechen, welches von Steuereinrichtungen erzeugt wird, die betriebsmäßig mit den Schaltereinrichtungen verbunden sind, um diese dazu zu veranlassen, während ausgewählter Teile der Stromzyklen an den Leistungseingangseinrichtungen leitend zu sein. Die Steuereinrichtungen veranlassen die Schaltereinrichtungen, bei niedrigerem Leistungsbedarf des Verstärkerapparates für kürzere Zeitintervalle leitend zu sein und bei höherem Leistungsbedarf des Verstä.rkerapparates für längere Zeitintervalle. Wünschenswerterweise veranlassen die Steuereinrichtungen die Schaltereinrichtungen, während eines späteren Teils jedes Stromimpulses von dem Leistungseingängsanschluß leitend zu sein. Bei einem Ausführungsbeispiel sind Gleichrichtereinrichtungen betriebsmäßig mit den Leistungseingangsanschlußeinrichtungen und der Primärwicklung verbunden, um zu bewirken, daß nur positive Stromimpulse zu der Primärwicklung gelenkt v/erden. Die Schaltereinrichtungen umfassen dabei spannungsempfindliche Schaltereinrichtungen, die bei vorgegebenen Spannungspegeln der Stromimpulse leitend werden. Eei einer bevorzugten Ausführungsform dieses Ausführungsbeispiels umfassen die Schaltereinrichtungen einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter, der in Serie zwischen den Leistungseingangsanschlußeinrichtungen und der Primärwicklung des Transformators liegt.

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Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel des einen Transformator enthaltenden Netzgeräts sind die Leistunaseingangsanschlußeinrichtungen mit der Primärwicklung zu verbunden, um zu bewirken, daß an die Primärwicklung ein Wechselstrom angelegt wird. Die Schaltereinrichtungen sind dabei spannungsempfindliche Einrichtungen, welche bewirken, daß die Schaltereinrichtungen bei vorgegebenen Spannungspegeln während späterer Teile der Stromimpulse leitfähig sind. Bei einer bevorzugten Form dieses Ausführungsbeispiels eines Netzgeräts umfassen die Schaltereinrichtungen einen ersten Triak, der in Serie zu der Primärwicklung liegt. Die Betätigung des ersten Triaks wird dabei durch eine Schaltung gesteuert, welche sowohl auf die Größe des zu verstärkenden Signals anspricht als auch auf den Wert der Ausgangsspannung der Sekundärwicklung des Transformators. Der Triak wird veranlasst, während exakt vorgegebener Teile des Lastzyklus zu zünden und ' regelt so den Stromfluß durch die Primärwicklung des Transformators und die entsprechende Energieübertragung auf die Sekundärwicklung des Transformators.

Bei einer weiteren Ausführungsform eines einen Transformator aufweisenden Netzgeräts weisen die oben diskutierten Triakschaltereinrichtungen außerdem eine Sperrschaltung auf, mit deren Hilfe der Stromfluß durch die Primärwicklung des Transformators gesperrt werden kann, ehe die normale Halbwelle des speisenden Wechselstroms auf Null abgesunken ist. Eine derartige

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Sperrschaltung kann einen zweiten Triak enthalten, der wirksam wird, um den ersten Triak in einen nichtleitenden Zustand umzuschalten.

Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird eine Serie von Stromimpulsen durch eine Primärwicklung eines Transformators geleitet, um zu bewirken, daß Spannunrsimpulse an die Sekundärwicklung des Transformators angelegt werden. Diese Spannungsimpulse werden wieder an die Leistungseingangsanschlüsse von Verstärkereinrichtungen angelegt. Das weitere Verfahren besteht darin, daß die Leistung der zu der Primärwicklung übertragenen Impulse so gesteuert wird, daß die Leistting der Impulse erhöht und abgesenkt wird, wenn die Sianalamplitude zunimmt bzw. abnimmt. Auf diese Weise wird die an die Verstärkereinrichtung gelieferte Leistung dem Leistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen angepasst, so daß ein Ausgangssignal erhalten wird, welches den Signalen entspricht, die verstärkt werden. Vorzugsweise erfolgt dies· ;durch Steuerung der Dauer der Impulse, die der Primärwicklung zugeführt werden. Ein Steuersignal wird erzeugt, indem man einen ersten Wert, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist, und einen zweiten Wert, der mit dem zu diesem Zeitpunkt von dem Transformator erhältlichen Leistung verknüpft ist, miteinander vergleicht.

Bei einer Form der Durchführung des Verfahrens wird die Leistung dem Verstärkerapparat mit einer relativ

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konstanten Spannung zugeführt. Bei einer Form dieses Verfahrens wird eine Serie von ersten Gleichstromimpulsen durch die Primärwicklung des Transformators geschickt. Die Primärwicklung des Transformators wird dabei veranlasst, während vorgegebener Zeitintervalle während des späteren Teils jedes Impulses leitend zu sein, um so die Stromimpulse zu veranlassen, durch die Primärwicklung zu fließen und den Aufbau eines Magnet-' feldes um den Transformator herum zu bewirken. Während sich das magnetische Feld aufbaut, wird ein wesentlicher Stromfluß in der Sekundärwicklung des Transformators verhindert. Die Sekundärwicklung des Transformators wird veranlasst, nach jedem ersten Stromimpuls in der Primärwicklung leitend zu sein, um so zu bewirken, daß sekundäre Stromimpulse in der Sekundärwicklung fließen. Diese zweiten Stromimpulse werden Leistungsausgangsanschlußeinrichtungen zugeführt. Die ersten Stromimpulse werden in Abhängigkeit von dem Leistungsbedarf an den Ausgangsanschlußeinrichtungen derart gesteuert, daß das Fließen erster Stromimpulse größerer Leistung während der Zeiten des höheren Leistungsbedarfs an den Ausgangsanschlußeinrichtungen bewirkt wird und das Fließen erster Stromimpulse mit niedrigerer Leistung während der Zeitintervalle niedrigeren Leistungsbedarfs an den Ausgangsanschlußeinrichtungen. Die Leistung der ersten Stromimpulse wird durch Verwendung eines gesteuerten Silizium-Gleichrichters in Serie mit der Primärwicklung gesteuert.

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Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter wird bei höheren Spannungspegeln leitend gesteuert, wenn eine größere Leistung benötigt wird und bei niedrigeren Spannungspegeln, wenn weniger Leistung benötigt wird.

Gemäß einer zweiten Form des Verfahrens wird die Leistung mit einer im wesentlichen konstanten Spannung mittels Wechselstromimpulsen zugeführt, die zur Primärwicklung des Transformators übertragen werden. Die Primärwicklung des Transformators wird dabei veranlasst, während der späteren Teile jedes Halbzyklus der Impulse leitend zu sein, so daß durch die Primärwicklung des Transformators positive und negative Stromimpulse fließen^· um zu bewirken, daß entsprechende positive und negative Stromimpulse durch die Sekundärwicklung des Transformators fließen. Bei dieser Form der Durchführung des Verfahrens werden die positiven und negativen Stromimpulse von dem Transformator außerdem gleichgerichtet, um einen positiven Strom zu einem positiven Ausgangsanschluß und negative Stromimpulse zu einem negativen Ausgangsanschluß zu übertragen. Ferner werden die Perioden der Leitfähigkeit für die Primär-· wicklung derart gesteuert, daß die Primärwicklung bei höheren und niedrigeren Spannungspegeln der dem Transformator zugeführten Wechselstromimpulse leitend wird, wodurch veranlasst wird, daß Stromimpulse größerer bzw. geringerer Leistung durch die Primärwicklung übertragen werden, und zwar in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf

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der Ausgangsanschlüsse. Ein Triak kann verwendet werden, indem man ihn in Serie mit der Primärwicklung schaltet. Wenn er benutzt wird, dann wird der Triak veranlasst, in Abhängigkeit von einem größeren Leistungsbedarf an den Ausgangsklemmen bei höheren Spannungspegeln leitend zu sein und während der Perioden niedrigeren Leistungsbedarfs an den Ausgangsklemmen bei niedrigeren Spannungspegeln leitend zu werden.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, einen Audioverstärker mit hohem Wirkungsgrad anzugeben, der in Serie geschaltete Transistoren enthält, die mit entsprechenden abgestuften Spannungspegeln verbunden sind, wobei die Transistoren in einer Weise gesteuert werden, um den Spannungsabfall gleichmäßiger über.die miteinander verbundenen Transistoren zu verteilen und auf diese Weise die Nennleistungsforderungen zu verringern und eine geringere Verzerrung im Verstärkerausgangssignal zu erzielen.

Bei einer Ausführungsform des Audioverstärkers sind mehrere in Serie geschaltete Ausgangstransistoren als Emitterfolger geschaltet und mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden. Derjenige Transistor, der aim nächsten beim Ausgang liegt, ist mit seiner Basis mit Signaleingabeeinrichtungen verbunden. Die übrigen Transistoren werden über ihre Basiselektroden durch Transistorsteuereinrichtungen gesteuert, die so ausgebildet sind, daß

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sie bewirken, daß die in Serie geschalteten Transistoren unter den Bedingungen nicht-leitend sind, bei denen der Verstärkerapparat ein Signal verstärkt, welches eine Amplitude unterhalb einer vorgegebenen Größe hat. Die Transistorsteuereinrichtunqen bewirken, daß der zweite Transistor unter Bedingungen leitfähig wird, bei denen das Eingangssignal eine höhere Größe hat, so daß Strom mit einer höheren Spannung an den Ausgangsanschluß geliefert wird, mit dem Ergebnis, daß Strom von einem Punkt höherer Spannung zu dem zweiten und dem ersten Transistor und zu dem Ausgangs-.anschluß fließt. Bei der bevorzugten Ausführungsform sprechen die Transistorsteuereinrichtungen auf die Ausgangsspannung von dem ersten Transistor zu dem Lastanschluß an. Weiterhin sind die Transistorsteuereinrichtungen betriebsmäßig mit einer Basiselektrode eines zweiten Transistors derart verbunden, daß der Steuerstrom zur Basiselektrode des zweiten Transistors. zu fließen beginnt, wenn die Ausgangsspannung einen vorgegebenen Spannungspegel erreicht, so daß der zweite Transistor veranlasst wird, leitend zu sein und einen Strom von dem Punkt höherer Spannung durch den ersten und den zweiten Transistor hindurch zu dem Ausgangsanschluß fließen zu lassen.

Wünschenswerterweise sind die Transistorsteuereinrichtungen weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Steuereinrichtungen einen Basisstrom zur Basiselektrode

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des zweiten Transistors gemäß einer funktionalen Verknüpfung mit der Ausgangsspannung am Ausgangsanschluß liefern. Dies geschieht in der Weise, daß die Spannung des der Basiselektrode des zweiten Transistors zugeführten Stroms sich als Funktion der Größe der Ausgangsspannung ändert, wobei die Spannung des Basisstroms für den zweiten Transistor auf einem Spannungspegel zwischen der Spannung an dem Punkt höherer Spannung und der Ausgangsspannung liegt, mit dem Ergebnis, daß der Spannungsabfall über dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor auf den zweiten Transistor und den ersten Transistor aufgeteilt wird.

im einzelnen umfassen die Transistorsteuereinrichtüngen einen Steuertransistor, der eine erste Elektrode aufweist, die einen Hauptstrom führt und mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist und eine zweite Elektrode, die einen Hauptstrom führt . ' Und mit Spannungsteileeinrichtungen verbunden ist, die zwischen dem Ausgangsanschluß und einer zugeordneten Quelle höherer Spannung liegt. Die Basiselektrode des Steuertransistors ist mit einem Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen eines Spannungsteilers verbunden, die ihrerseits zwischen Spannungsquellen höherer und niedrigerer Spannung liegen.

Es sind Diodeneinrichtungen vorgesehen, welche den Punkt niedrigerer Spannung mit der zweiten Elektrode

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des ersten Transistors verbinden, so daß bei einer Signalspannung, die auf einem höheren Pegel liegt als der Spannungspegel des Punktes niedrigerer Spannung, der Punkt niedrigerer Spannung gegenüber dem Punkt höherer Spannung blockiert wird.

Bei der bevorzugten Ausgestaltung sind zwei Sätze von Transistoren zu einer Gegentaktanordnung geschaltet, wobei jeder Satz zumindest zwei Transistoren umfasst. Ein Satz von Transistoren leitet während der positiven Teile der Signalspannung,und der andere Satz leitet während der negativen Zyklusteile der Signalspannung. Der erste Satz ist mit Punkten größerer und kleinerer positiver Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators verbunden, während der andere Satz von Transistoren mit Punkten größerer und kleinerer negativer Spannung an der Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist. Die ersten und die zweiten Steuereinrichtungen arbeiten im wesentlichen in der gleichen Weise, wie dies vorstehend beschrieben wurde.

Bei dem Verfahren gemäß der Erfindung wird ein Signal verstärkt, indem man das Signal zu der Basiselektrode eines ersten Transistors lenkt, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit einem Lastanschluß verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer Quelle niedrigerer Spannung verbunden ist. Der Strom wird veranlasst,

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von der Quelle niedrigerer Spannung durch den ersten Transistor während der Zeiten zu fließen, in denen die Amplitude des Signals in einem niedrigeren vorgegebenen Bereich liegt.

Während der Perioden, in denen das Signal in einer, höheren vorgegebenen Bereich liegt, wird ein Steuerstrom zu einer Basiselektrode eines zweiten Transistors gelenkt. Dieser zweite Transistor hat eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit der zweiten, einen Hauptstrom führenden Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer „, Quelle höherer Spannung verbunden ist. Besagtes Verfahren ist weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Basisstrom,der zur-Basiselektrode des zweiten Transistors gelenkt wird, auf einem Spannungspegel zwischen einer Spannung an dem Anschluß höherer Spannung und einer Spannung an dem Lastanschluß liegt. Auf diese Weise wird der Spannungsabfall über dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor auf den zweiten Transistor und den ersten Transistor aufgeteilt. Bei noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung umfasst der Audioverstärker einen primären Ausgangstransistor, dessen Basis auf das Audiosignal anspricht und dessen Emitter-Kollektor-Kreis zwischen eine erste Speisespannung und den Verstärkerausgang geschaltet ist. Ein zweiter und ein dritter Transistor

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sind mit ihren Emittern über Dioden mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden, während ihre Kollektoren mit einer zweiten bzw. einer dritten Speisespannung verbunden sind, die höher sind als die erste Speisespannung. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind Steuerschaltungseinrichtungen vorgesehen, die auf das Ausgangssignal des Verstärkers ansprechen, um den zweiten Transistor und den dritten Transistor zu veranlassen, nacheinander in den leitfähigen Zustand überzugehen, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers die erste bzw. die zweite Speisespannung übersteigt. Aufgrund dieser Ausgestaltung erfolgt der Spannungsabfall in der Ausgangsstufe des Verstärkers auf eine der drei folgenden Arten:

a) allein über den ersten Transistor,.

b) allein über den ersten und den zweiten Transistor oder

c) allein über den ersten und dritten Transistor.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung besteht darin, ein einen Transformator enthaltendes Netzteil für einen Audioverstärker anzugeben, bei dem die Primärwicklung des Transformators durch einen Wechselstrom-Lastzyklus gespeist wird, der durch einen Festkörperschalter moduliert wird, welcher seinerseits durch ein Phasenschiebernetzwerk gesteuert wird, bei dem der Betrag der Phasenverschiebung eine Funktion der Ausgangsspannung

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des Netzteils und des Audiosignals ist, welches verstärkt wird. Das Phasenschiebernetzwerk kann mittels' eines durch Lichtphotonen angekoppelten Verbindungselementes mit dem Steuerkreis verbunden sein, welches auf die Ausgangsspannung des Netzteils und auf ein Signal anspricht, welches dem Audiosignal folgt, das verstärkt wird. Auf diese Weise kann der Lastzyklus des Wechselstromsignals, welches an die Primärwicklung des Transformators angelegt wird, moduliert werden, um zu bewirken, daß die Größe des Stromflusses¹ durch die Primärwicklung so eingestellt wird, daß sie gerade ausreicht, um den Leistungsbedarf des Verstärkers zu decken, wodurch die Leerlaufströme in der Primärwicklung beträchtlich reduziert werden. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann die Netzteilschaltung mit Möglichkeiten zum automatischen Abschalten in Abhängigkeit vom Auftreten einer der folgenden Bedingungen ausgestattet sein: bei einem überstrom oder · einer überspannung am Verstärkerausgang oder bei einem Gleichstromfehler in der Verstärkerschaltung.

Bei noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es erwünscht, wenn die in ihren Lastzyklen gesteuerte Netzteilschaltung mit einem Transformator ausgestattet ist, bei dem das Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung unter l,o liegt, wobei eine Primärinduktion von über 3o mH vorgesehen ist, und wobei die Wicklung mit einer Drahtstärke gewickelt

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wird, deren Drahtnummer über der Nummer 18 liegt, wenn der Transformator verwendet wird, um aus einem üblichen Wechselstrom mit einer Spannung von 117 bis 7 25 V und einer Frequenz von 6o Hz einer Ausgangsleistung von etwa looo W bei einer maximalen Ausgangsgleichspannung von — 75 V zu erzeugen.

Weitere und speziellere Ziele der Erfindung werden
aus einer Betrachtung der nachfolgenden Kurzbeschreibung der Figuren und (dem Kapitel) "Beste Art der Ausführung der Erfindung" deutlich werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm, welches
das Grundkonzept der vorliegenden Erfindung zeigt;

Fig. 2 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Netzteils und eines Verstärkers, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgebildet sind;

Fig. 3 ist ein Schaltbild des Netzteils und des Verstärkers gemäß Fig. 2;

Fig. 4 eine Abwandlung der Schalterschaltung zur Steuerung des Betriebs des Netzteils gemäß Fig. 3;

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Fig. 5 ist ein Schaltbild eines abgestufte Spannungen liefernden Netzteils welches gemäß der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 6A, 6B und 6C zeigen verschiedene Stromzyklus-Wellenformen, die durch die Primärwicklung des Netzteils gemäß Fig. 5 fließen;

Fig. 7A ist eine abgewandelte Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen, welches gemäß der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 7B ist eine erste Abwandlung der Schalterschaltung zur Steuerung des Eetriebs des für abgestufte Spannungen vorgesehenen Netzteils gemäß Fig. 7A;

Fig. 7C ist eine zweite Abwandlung der Schalterschaltung für die Steuerung des Betriebs des Netzteils für abgestufte Spannungen gemäß Fig. 7A;

Fig. 8A bis 8C zeigen verschiedene Stromzyklus-Wellenformen, welche durch die Primärwicklung des Netzteils gemäß Fig. 7A fließen;

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Fig. 9A bis 9C zeigen verschiedene Stromzykluswellen formen, welche durch die Primärwicklung eines mit den Schaltungen gemäß Fig. 7B oder 7C geschalteten Netzteils fließen;

Fig.1OA ist ein Schaltbild eines üblichen Netzteils und eines Audioverstärkers;

Fig.lOB ist ein Diagramm der typischen Perioden des leitenden Zustands einer konventionellen Transformator-Sekundärwicklung des in Fig. 1OA gezeigten Typs;

Fig.IOC ist ein Diagramm der typischen Perioden des

leitenden Zustands einer Transformator-. Sekundärwicklung gemäß der Erfindung;

Fig.IOD ist ein Diagramm der Spitzenlast während der Perioden des leitfähigen Zustandes einer Transformator-Sekundärwicklung gemäß der Erfindung;

Fig. 11 ist eine abgewandelte Ausführungsform eines Gegentaktverstärkers welcher gemäß der Frfindung aufgebaut und geeignet ist, abgestufte Spannungen von einem Netzteil gemäß der Erfindung zu empfangen;

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Fig. 12A, 12B und 12C sind Diagramme der Spannungsabfälle über den Gegentakttransistcren, die bei dem Verstärker gemäß Fig. 11 verwendet werden;

Fig. 13 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Verstärkers gemäß vorliegender Erfindung.;

Fig. 14 ist ein Diagramm der Ausgangsspannung des Verstärkers, der in Fig. 13 gezeigt ist;

Fig. 15A und 15B sind Schaltbilder einer bevorzugten Ausführungsform des linken Kanals eines Verstärkers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 16 zeigt einen Teil des rechten Kanals eines Verstärkers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist und

Fig. 17 zeigt ein Schaltbild eines Netzteils für die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der verschiedene Sicherheitssteuerungsmaßnahmen in die Schaltung eingebaut sind.

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Beste Art der Verwirklichung der Frfindung

Unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein extrem schematisches Schaltbild eines Verstärkerkreises 2 und eines Netzteils 4 dargestellt, die gemäß der Erfindung ausgebildet sind. Die elektrische Energie wird dem System mittels einer oszillierenden Leistungsversorgung 6 zugeführt, welche die Form eines ImDulsgenerators oder einer Quelle handelsüblichen Stroms annehmen kann, wie z.B. eines üblichen 117 bis 125 V, 6o Hz Wechselstroms. Die Primärwicklung 8 eines,, in spezieller Weise ausgebildeten Transformators Io geringen Gewichts ist mit der oszillierenden Leistungsversorgung 6 über einen Lastzyklus-Steuerkreis 12 verbunden, der so ausgebildet ist, daß er die der Primärwicklung 8 zugeführte Energie zumindest in teilweiser Abhängigkeit von einem charakteristischen Merkmal des Audiosignals moduliert, welches von dem System verstärkt werden soll, um mittels eines Lautsprechers 14 in Schall umgewandelt zu werden. Das charakteristische Merkmal bzw. die Kenngröße des Audiosignals kann direkt über den Audioeingangssignalleiter 16 zugeführt werden oder über eine Rückkopplungsleitung 18 geliefert werden, die mit dem Audioverstärkerausgang 2o verbunden ist. Wie weiter unten noch detaillierter erläutert werden wird, eröffnet das Vorsehen der Lastzyklussteuerung 12 im Versorgungskreis der Primärwicklung 8 die Möglichkeit, wesentlich leichtere Transformatoren zu verwenden, als dies bisher für erforderlich gehalten wurde.

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Die Sekundärwicklung 22 des Transformators ist mit einem Gleichrichter- und Verstärker-Netzteil 24 verbunden, welches so ausgebildet ist, daß es an den Verstärker 2 eine Gleichspannung als Versorgunass^annung liefert, welche die Form einer Spannung annehmen kann, die sich in ihrer Amplitude stark in Abhängigkeit von Amplitudenänderungen des eingangsseitigen Audiosignals ändert oder die in Form einer relativ konstanten Ausgangsspannung vorliegen kann. Wenn der letztgenannte Typ eines Verstärkernetzteils verwendet wird, dann kann eine Spannungsrückkopplungsleitunc 26 verwendet werden, um die Lastzyklussteuerung 12 zu veranlassen, die der Primärwicklung 8 zugeführte Leistung in ihrer Größe einzustellen, um das Aufrechterhalten' einer konstanten Ausgangsspannung der Verstärkernetzteilschaltung 24 zu unterstützen.

Wie weiter unten ebenfalls noch mehr ins einzelne gehend' erläutert wird, ist der Verstärker 2 speziell so ausgebildet, daß er den Einsatz billiger Transistorkcnnonenten niedriger Nennleistung ermöglicht. Wenn der Verstärker gemäß der Erfindung ausgebildet ist, kann er derart betrieben werden, daß die Wärmemenge, die von den Kühlblechen in der Ausgangsstufe des Verstärkers abgeleitet werden muß, auf ein Minimum reduziert wird. Diese Betriebsweise ermöglicht ferner eine Reduzierung des Gewichts des Systems aus Verstärker und Netzteil, weil kleinere und leichtere Kühlbleche verwendet werden können, als sie bisher für Verstärker

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mit vergleichbarer Ausgangsleistung benötigt wurden. Im einzelnen enthält der Verstärker, der ein Gegentaktverstärker der Klasse B sein kann, mindestens ein Paar von Ausgangstransistoren 3o und 32 zum Verstärken des Audiosignals, welches auf der Leitung 16 den betreffenden Basiselektroden derselben zugeführt wird. Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Verstärker 2 zusätzliche Transistoren 34 und 36, die in Serie mit dem Transistor 3o bzw. dem Transistor 32 geschaltet sind, um, falls erforderlich, dem Verstärkerausgang 2o höhere absolute Speisespannungspegel zuzuführen. Wenn diese höheren Spannungen nicht erforderlich sind, bleiben die Transistoren 3o und nicht-leitend, was durch Speisespannungssteuereinrichtungen 38 bzw. 4o bestimmt wird. Wenn die Transistoren 34 und 36 nicht-leitend sind, wird die Spannung den Kollektoren der Transistoren 3o und 32 über Dioden 42 bzw. 44 zugeführt, die ihrerseits mit Anzapfungen 46 bzw. 48 niedrigerer Spannung des Verstärkernetzteils 24 verbunden sind. Um die Anforderungen an die Nennleistung der Transistoren 3o bis noch weiter zu verringern, sind die Steuereinrichtungen 38 und 4o so ausgebildet, daß sie dafür sorgen, daß der Spannungsabfall auf die Transistorpaare 3o, 34 und 32, 36 gleichmäßig aufgeteilt wird, wenn die Transistoren 34 bzw. 36 leitend si nd. Die Art und Weise, in der dies erreicht wird, und die günstigen Ergebnisse, die sich daraus ergeben, werden weiter unten noch näher diskutiert.

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Nunmehr wird auf Fig. 2 bezug genommen, die in Blockdiagramm darstellt, welches ein Ausführungsbeisniel der vorliegenden Erfindung zeigt. Es ist ein Lautsprecher loo vorgesehen/ v/elcher von einem VerstSrVer Io2 getrieben wird, der seinerseits seine Leistunr von einem Transformator Io4 ableitet, welcher eine Primärwicklung Io4a und eine Sekundärwicklung Io4b besitzt. Der Lautsprecher loo und der Verstärker Ic2 sind in üblicher Weise ausgebildet oder können in üblicher Weise ausgebildet sein. Wie die Zeichnung zeigt, enthält der Verstärker ein Paar von Transistoren Io6 und Iö8, welche Signaleingangsanschlüsse Ho bzw. 112 besitzen, über die ein Audiosignal in den Verstärker Io2 eingeleitet wird. Die nositiven' Teile des Audiosignals bewirken, daß der Transistor Io6 leitend wird, während die negativen Teile des Audiosignals bewirken, daß der Transistor Io8 leitend wird, derart, daß ein Ausgangsstroir., der dem Audiösigrial ent- · spricht, dem Lautsprecher loo zugeführt wird. Speziell bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel ist der Verstärker Io2 so ausgebildet, daß er mit maximaler Ausgangsleistung arbeitet, wenn an dem Transistor Io6 eine Spannung von +80 V angelegt wird und an den Transistor I08 eine Spannung von -80 V.

Damit die Bedeutung der vorliegenden Erfindung gewürdigt werden kann, wird die Aufmerksamkeit nunmehr auf den Transformator Io4 gerichtet. In einem üblichen Leistungsverstärker, beispielsweise einem 4oo W-

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Verstärker, würde der Leistungstransformator mindestens 9 kg wiegen. Der Grund hierfür ist folgender: Der Ftrcrnfluß in der Primärwicklung ist gleich der Eingangss->?.nnung multipliziert mit der Zeit, für die die Spannung angelegt wird, und geteilt durch die Induktivität des Transformators. Für eine zeitlich variable Eingangsspannung, beispielsweise einen Netzstrom mit 117 V und 6o Hz, enthüllt die Analyse, daß die Induktivität zierlich groß gemacht werden muß, wenn man den Strom in der Primärwicklung, d.h. den Magnetisierungsstrom, auf einem angemessenen Wert halten möchte. DJLes bedingt aber, daß in einem üblichen Hochleistungsverstärker ein großer, schwerer Transformator verwendet wird.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 kann ein Leistungstransformator Io4 mit einer Größe verwendet werden, die nur ein sehr kleiner Bruchteil der Größe eines Transformators eines konventionellen Verstärkers mit vergleichbarer Ausgangsleistung ist. Speziell beim Ausführungsbeispiel wiegt der Transformator Io4 nur etwa o,2 kg bzw. l/4o des Gewichts des Transformators eines typischen bekannten Verstärkers mit derselben Nennleistung. Der Grund für diese phänomenale Reduzierung der Transformatorgröße besteht darin, daß es die vorliegende Erfindung gestattet, die Induktivität . des Transformators Io4 gemäß der Erfindung relativ klein zu machen. Wenn eine Spannung über der Primärwicklung Io4a des Transformators angelegt wird, steigt

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der Magnetisierungsstrom ranide an. Innerhalb einiaer Mikro-Sekunden hat der Strom einen hohen Wert von näherungsweise 2o A oder dergleichen erreicht, uni zu diesem Zeitpunkt wird ein elektronisch gesteuerter Schalter 116 geöffnet. Zu diesem Zeitpunkt ist eine Energiemenge in dem magnetischen Feld gespeichert, welches die Primärwicklung umgibt. Diese gespeicherte Energie kann als analog zu der in dem· elektrischen Feld eines Kondensators gespeicherten Energie angesehen werden. Das öffnen des Schalters 116 hat zur Folge/daß das Feld damit beginnt, zusammenzubrechen, was zur Folge hat, daß die Energie zu der Sekundärwicklung übertragen wird, damit diese die Energie an den Verstärker Io2 liefert. Durch Aus- und Einschalten des Schalters 116 mit einer relativ hohen Freauenz, d.h. 2o kHz, werden jede Sekunde an den Verstärker Io2 2o.ooo V-Impulse geliefert.

Die von dem Transformator Io4 gelieferte Leistung wird gesteuert, indem man die Zeit steuert, in der der Schalter 116 für jeden Stromimpuls offen ist. Dies wird erreicht, indem man das Audiosignal verfolgt, welches von dem Verstärker Io2 zu verstärken ist und dann dieses Verfolgungssignal mit der Spannung vergleicht, die, über dem Verstärker Io2 angelegt ist. Auf diese Weise wird ein Steuer- bzw. Regelsignal erhalten, welches dazu dient, die Dauer jedes einzelnen Stromimpulses zu regeln, der an die Primärwicklung des Transformators Io4 geliefert wird. Mit anderen

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Worten würde also unter der Annahme, daß der Schalter 116 mit einer Frequenz von 2o kHz geöffnet und geschlossen wird, die Dauer jeder Periode 50 us betra-.gen. Während der Zeitintervalle, in denen der Leistungsbedarf des Verstärkers Io2 niedrig ist, wäre der Schalter 116 während jeder 5o us-Periode für einen relativ langen Bruchteil dieser Zeit offen, beispielsweise 25 bis 35 us. Wenn der Leistungsbedarf des Verstärkers Io2 relativ hoch ist, würde der Schalter 116 in jeder Periode für eine wesentlich kürzere Zeitdauer offen sein.

Das Audiosignal, welches zu verstärken ist, wird eignem Absolutwert-Detektor 118 zugeführt. Dieses Signal kann sowohl positive als auch negative Teile aufweisen. Der Absolutwert-Detektor 118 liefert ein Ausganqssignal, wenn die negativen Teile des Audiosignals positiv werden, während er diese negativen Teile bei der gleichen Größe, bezogen auf eine Null-Linie, aufrechterhält. Der Ausgang des Absolutwert-Detektors 118 bewirkt eine Invertierung der negativen Teile des Audiosignals.

Das Ausgangssignal des Absolutwert-Detektors 118 wird dann einem nicht-linearen Spitzendetektor 12o zugeführt, der dadurch gekennzeichnet ist, daß er eine kurze Ansprechzeit für sich schnell ändernde große Signale hat, daß er weniger stark auf sich langsam ändernde Signale anspricht und daß er tatsächlich

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nicht auf kleine Signale anspricht, die um einen v:illkürlich gewählten Durchschnittspegel pendeln.

Das Ausgangssignal des nicht-linearen Spitzendete^tors 12o wird einem Komparator 122 zuoeführt. Außerdem ist eine Ausgangsleistungsrückkonolung 124 vorgesehen, welche auf die Spannung anspricht, die an den Leistunaseingangsklemmen des Verstärkers Io2 eingeprägt wirr¹. Die Ausgangsleistungsrückkopplung 124 überträgt an den Komparator 122 eine Spannung, die im wesentlichen proportional zu der Spannung an den Leistungseingansanschlüssen des Verstärkers Io2 ist. Der Komnarätor "vergleicht" dann das Eingangssignal von dem nichtlinearen Spitzendetektor 12o und das Eingangssignal von der Ausgangsleistungsrückkopplung 124, um ein Pegelsignal zu erzeugen, welches im wesentlichen proportional zu den beiden Eingangssignalen ist.

Dieses Regelsignal entspricht im wesentlichen dem Schritt, um den die Differenz zwischen den beiden Eingangssignalen angewachsen oder abgesunken ist und dient dazu, die Dauer der gleichmäßig getakteten Stromimpulse in der Primärwicklung Io4a des Transformators Io4 zu regeln.

Es ist ein Impulsgenerator 126 vorgesehen, der dazu dient, eine Impulsfolge konstanter Spannung zu erzeugen, bei der die Pausen zwischen den Impulsen etwa die gleiche Dauer haben wie die Impulse selbst. Die

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Impulse haben die gleiche Frequenz wie die gewünschten Stromimpulse für den Transformator Io4. Bei den betrachteten speziellen Ausführungsbeispiel, bei der die Impuls-Folgefrequenz der Stromimpulse im Transformator bei 2o kHz liegt, würde das Ausgangssignal des Impulsgenerators 126 die gleiche Impulsfolgefrequenz haben.

Das Ausgangssignal des Impulsgenerators 126 wird einem Umsetzer 128 zum Umsetzen von Rechteck-Impulsen in Dreieck-Impulse zugeführt. Dieser wandelt die P.echteck-Impulse der Impulsfolge vom Ausgang des Impulsgenerators 126 in ein Signal um, dessen einzelne Impulse die Form gleichschenkliger Dreiecke haben, wobei während d'er Dauer jedes Impulses die Spannung nit einer im wesentlichen konstanten Geschwindigkeit auf einen Spitzenwert in der Mitte des Impulses ansteigt und dann mit einer konstanten Geschwindigkeit während der zweiten Hälfte des Impulses abfällt.

Das Ausgangssignal des Rechteck-Dreieck-Impulsumsetzers 128 wird einem Anstiegszeitmodulator 13o zugeführt, dem außerdem das Regelsignal von dem Komparator 122 zugeführt wird. Der Modulator 13o kappt tatsächlich den oberen Teil der Dreieck-Impulse, die von dem Rechteck-Dreieck-Impulsumsetzer 128 erzeugt wurden.

Das Ausgangssignal des Rampen- bzw. Anstiegszeitmodulators 13o ist ein Impulssignal mit Impulsen konstanter

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- ΜSpannung und mit derselben ImpulsfolgefrequehzV' die Impulsfolge des Impulsgeneratorsl^e-besitz-ti- Die Dauer jedes Impulses ist der Dauer des ri'icht: ^;bes^[ehnit.-tenen Bodenteils der dreieckigen Impulse des Umsetzers 128 direkt proportional. Es kann folglich erkannt werden, daß die Dauer der Impulse von dem Modulator'"13ο proportional zur Größe des Hegelsignals vom Komparator 122 ist. ' " - "-^{: :} ' .·>■.-v: .-'■.:-.■". -^c

Die Impulse von den Anstiegszeitmodulator 136 werden zum öffnen und Schließen des Schalters 116^kverwendet, derart, daß der Schalter 116 während der Dauer'·jedes Impulses von dem Anstiegszeitmodulator 13b·'geschlossen ist. Folglich führt ein Impuls -relativ kurzer Dauer zu einem entsprechenden Stromimpuls mit einer relativ geringen Größe, da dem Strom auf diese Weise hur ein sehr kurzes Zeitintervall zur Verfügung steht, ¹Um sich aufzubauen bzw. um "rampenförmig anzusteigen". "Eswird. deutlich, daß bei ansteigender Dauer der Spannungsinpulse von dem Modulator 13o die Größe der Stromimpiilse in der Primärwicklung Io4a des Transformators entsprechend ansteigt, derart, daß die längsten Impulse von dem Uodulator 13o zu einem Stromimpuls in der Primärwicklung des Transformators führen, welcher die größte^; Größe besitzt. ^;;

Die Leistung kann der Primärwicklung über einen- ¹Ubliehen Stecker 132 und einen Brückengleichrichter 134 zugeführt v/erden, der dazu dient, den üblichen Strom mit

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Ho bis 12o V und βο Hz in einen Gleichstrom umzuwandeln. Der Erückengleichrichter 134 ist mit dem oberen Anschluß 136 der Primärwicklung Io4a des Transformators verbunden. Der untere Anschluß 133 der Primärwicklung Io4a des Transformators ist mit dem oben erwähnten Schalter 116 verbunden, der seinerseits mit Erde verbunden ist. Wenn der Schalter.116 leitend ist, fließt Gleichstrom durch die Primärwicklung Io4a.

Die Sekundärwicklung Io4b des Transformators Io4 besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 14o. Der obere Anschluß 14 2 der Sekundärwicklung Io4b ist mit einer oberen, positiven Ausgangsanschluß 144 über eine Diode 146 verbunden, die lediglich erlaubt, daß ein positiver Strom zu dem Ausgangsanschluß 144 geleitet wird. In einer ähnlichen Weise ist der untere Anschluß 148 der Sekundärwicklung Io4b mit einem unteren, negativen Ausgangsanschluß 15o über eine zweite Diode 152 verbunden, welche nur die übertragung negativer Stromimpulse zu dem Ausgangsanschluß 15o zulässt. Es ist ein Paar von Ableitkondensatoren 154, 156 vorgesehen, von denen der eine mit dem positiven Ausgangsanschluß 144 an einer Stelle zwischen diesem Anschluß 144 und der Diode 146 verbunden ist und von denen der andere Kondensator 156 mit dem negativen Ausgangsanschluß 15o an einer Stelle zwischen diesem Anschluß 15o und der Diode 152 verbunden ist. Die anderen Platten der beiden Kondensatoren 154 und 156 sind beide mit Erde verbunden .

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Im Hinblick auf die vorstehende Beschreibung versteht man die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung ir. Γ«- zug auf die Verstärkung eines typischen Audiosign?.!=, beispielsweise des Audiosignals einer musikalischen Komposition. Dieses Signal besteht aus einigen Schwingungen niedrigerer Frequenz (Grundtöne) , welchen eine beliebige Zahl von Schwingungen höherer Frequenz (Obertöne) überlagert ist, wobei die Amplitude dieser Schwingungen über einen breiten Bereich schwankt, beispielsweise von dem Schall, der vom vollen Orchester erzeugt wird bis zu dem ruhigen Ton eines einzigen Holzblasinstruments, welches ein melodisches Their.a spielt. Was die Amplitudenschwankungen des Signal? εη-belangt, so spielen sich diese, obwohl solche Amplitudenschwankungen dem Zuhörer in einigen Fällen sehr abrupt erscheinen könnten, in Wirklichkeit, selbst wenn es sich um sehr scharfe Amplitudenänderüngeh mit irgendeiner großen Amplitude handelt, im allgemeinen . ■ in einem Zeitintervall ab, welches nicht kurzer ist als etwa l/looo s. Beispielsweise ist die Anstiegszeit eines Geräusches, welches durch einen sehr scharfen Schlag erzeugt wird, wie z.B. bei dem Geräusch, welches erzeugt wird, wenn man zwei Holzklötze gegeneinander schlägt, im allgemeinen größer als l/looo s.

Es soll angenommen werden, daß ein Audiosignal von der Schaltung gemäß Fig. 2 verstärkt werden soll. Dieses Signal würden den beiden Signaleingangsanschlüssen Ho und 112 des Verstärkers Io2 zugeführt und außerdem dem

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Absolutwert-Detektor 118. Wie oben angedeutet,wird dieses Audiosignal von dem Absolutwert-Detektor 11° in ein Gleichstrom-Signal verwandelt, welches wiederum dem nicht-linearen Spitzendetektor 12o zugeführt wird, um ein "geglättetes" Signal für den Komparator 122 zu liefern.

Da beim ersten Einschalten keine erzeugte Spannung an den Ausgangsanschlussen 144 und 15o vorhanden ist, wäre das Rückkopplungssignal, welches von der Leistungsausgangsrückkopplung 124 geliefert wird, Null oder im wesentlichen Null. Demgemäß würde der.Komparator 122 ein ziemlich starkes Ausgangssignal für den Anstieoszeitmodulator 13o erzeugen. Der Anstiegszeitmodulator 13o würde seinerseits Impulse der gewünschten Frequenz zu dem elektronischen Schalter 116 übertragen, wobei diese Impulse die Kaximal-Dauer hätten. Mit anderen Worten würde der Schalter 116 fortfahren, mit der gleichen' Frequenz ein- und auszuschalten, aber die Dauer der Einschaltperioden wäre auf einem Maximum. Dementsprechend würden die Stromimpulse, die die Primärwicklung Io4a passieren, auf einen Maximalstrom ansteigen und somit die volle Leistung an. die Ausgangsanschlüsse und 15o liefern. Innerhalb eines sehr kurzen Zeitintervalls, d.h. innerhalb von etwa 2oo us, würden die . Spannungen, die an die Leistungseingangsanschlüsse und 16o des Verstärkers Io2 angelegt werden, sich dann bis auf den richtigen Betriebspegel aufbauen.

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Zu diesem Zeitpunkt würde die Leistungsausgangsrückkopplung 124 an den Komparator 122 ein Auscangssirna] übertragen, welches mit dem Spannungspegel an den Leistungseingangsanschlüssen des Verstärkers Io2 verknüpft wäre. Danach würde der Komparator 122 fortfahren, dem Anstiegszeitmodulator 13o ein Regelsi^nal zu liefern, welches mit dem Leistungsbedarf des Verstärkers Io2 verknüpft wäre. Mit anderen Worten ergibt sich dann, wenn der Komparator 122 ein Eingangssignal von dem nicht-linearen Spitzendetektor 12o empfängt, welches anzeigt, daß die Amplitude des Audiosignals ansteigt, eine größere Ungleichheit zwischen diesen mit dem Audiosignal verknüpften Signal und dem existierenden Signal der Leistungsausgangsrückkopplunc 124, so daß die Spannung des Regelsignals für den Anstiegszeitmodulator 13o ansteigt. Dies wird wiederum bewirken, daß die Stromimpulse durch die Primärwicklung Io4a in der Dauer ansteigen, &o daß menr Leistuno an den Verstärker Io2 geliefert wird und folglich die an den Ausgangsanschlüssen 14 4 und Bo bereitgestellten Spannungen ansteigen. Andererseits stellt der Komparator 122, wenn die Amplitude des Audiosignals absinkt, fest, daß die Differenz in dem Signal von dem nichtlinearen Spitzendetektor 12ο und demjenigen von der Leistungsausgangsrückkopplung 124 kleiner ist, so daß das von dem Komparator 122 zu dem Modulator 13o übertragene Regelsignal eine niedrigere Spannung hätte. Dies würde wiederum die Dauer der Stromimpulse durch die Primärwicklung Io4a verkürzen, so daß weniger

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Leistung an den Verstärker Io2 qeliefert würde. Aus der vorstehenden Beschreibung wird ohne weiteres deutlich, daß der Komparator 122 dem Audiosignal effektiv "auf der Spur ist", um die Spannung aufrechtzuerhalten, die auf die Leistungseingangsanschlüsse 158 und 1^o des Verstärkers Io2 eingeprägt ist, so daß diese Spannungspegel in der Weise verändert werden, daß sie nur mäßig über dem Leistungsbedarf des Verstärkers Io2 bleiben. In der tatsächlichen Praxis würde sich im allgemeinen ein Spannungsabfall von etwa 5 V über jedem der Transistoren Io6 und Io8 ergeben. Bei dem speziellen, hier gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Betriebskomponenten der Erfindung so gewählt, daß die Maximal-Spannung, welche über den Anschlüssen 158 und 16o des Verstärkers Io2 liegen würde, +80 V und -Ro V betragen würde.

Hinsichtlich eines weiteren vorteilhaften Merkmals der vorliegenden Erfindung wird die Aufmerksamkeit auf die beiden, als Shunt geschalteten Kondensatoren 154 und 156 gelenkt. Für die Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung ist das Merkmal eigentümlich, daß zu jedem bestimmten Zeitpunkt nur eine relativ kleine Leistungsmenge in den beiden Kondensatoren 154 und 156 gespeichert werden braucht, um auf einen schnellen Anstieg im Leistungsbedarf des Verstärkers Io2 reagieren zu können. Der Grund hierfür besteht darin, daß die Leistungsimpulse durch die Primärwicklung Io4a eine so hohe Frequenz haben und daß die Ansprechzeit zum

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Erhöhen der Dauer und damit zum Erhöhen der Leistlira dieser Stfoinimpulse in dem Transformator 14 sehr V"rz gehalten werden kann, so daß der Transformator 14 in Bruchteilen einer ms dam.it beginnen kann, die voll° Leistung an den Verstärker Io2 zu liefern. Folcrlic'"¹ können für die Kondensatoren 154 und 15 6 vernünfti" kleine Kapazitätswerte gewählt werden, wodurch weitere Einsparungen sowohl hinsichtlich des Gewichts als auch hinsichtlich der Kosten erreicht werden.

Ein weiteres wünschenswertes Ferkmal der Frfinduna hesteht in dem Wirkungsgrad der erreicht wird. Es soll angenommen werden,'daß die Schaltkreis^onstanten so gewählt wurden, daß eine konstante Spannuna von 5 V über jedem, der Verstärkertransistoren Io6 und loS hervorgerufen wird. Es soll weiter anaenommen werden, daß der Widerstand der Last, d.h. des Lautsprechers loo 8 Ohm beträgt. Es sollen nun (unter diesen Voraussetzungen) drei Situationen geprüft werden:

1. Wenn die Spannung, die an den Verstärker Io2 anaelegt wird, +25 V und -25 V beträgt,

2. wenn die an den Verstärker angelegte Spannung +35 V und -35 V beträgt und

3. wenn die angelegte Spannung +45 V und -45 ν beträgt.

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Die Ausgangsleistung ist gleich der quadrierten Spannung geteilt durch den Widerstand. Für den ersten Fall, in dem +25 V und -25 V angelegt sind, würde sich ein Spannungsabfall von 5 V über jeden Transistor Io6 und Io8 ergeben, wenn jeder leitend ist und ein Spannungsabfall von 2o V über der Last von 8 Ohi". Die tats-^ch-

liehe Ausgangsleistung würde dann 2o :8 = 5o W betragen. Der Verlust an jedem Transistor Io6 und Io8 würde 12,5 W betragen. Es wurden also von der insgesamt benötigten Leistung von 62,5 W (5o W + 12,5 W) 5o W tatsächlich in dem Lautsprecher genutzt, mit einem Wirkungsgrad von 8o%.

Im zweiten Fall, in dem die über dem Verstärker Io2 angelegte Spannung zwischen +35 V und -35 V liegt, w':rde für die an den Lautsprecher gelieferte Leistung

folgendes gelten: 3o :8 = 112 W. Die Verlustleistung in den Transistoren Io6 und Io8 würde 18,75 W betragen," was einen Wirkungsgrad von 85,7 % ergibt.

In dem dritten Fall, in dem die an dem Verstärker Io2 angelegte Spannung +45 V und -4 5 V beträgt, würden 2oo W tatsächlich in dem Lautsprecher loo genutzt, während nur 25 W als Verlustleistung in den Transistoren Io6 und Io8 verbraucht würden, was einen Wirkungsgrad von 88,8% ergibt.

Bei einem konventionellen Verstärker, bei dem in jedem Augenblick die volle Spannung von +80 V und -80 V an

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Verstärkerleistungseingangsanschlüssen eingeprägt wird, würde der Wirkungsgrad für die drei oben beschriebenen Situationen bei 25%, 37% bzw. 5o% liegen. Da der ^T'irkungsgrad des Apparates gemäß vorliegender Erfindung ziemlich hoch ist, wird nur eine vergleichsv;eise aeringe Energienenge in den Transistoren Io6 und lo!" verbraucht. Aus diesem Grund können die Kühlbleche für diese Transistoren Io6 und Io8 ziemlich klein aemaoht ' werden. Es hat sich gezeigt, daß aufgrund dieser verschiedenen Gewichtsersparnisse erfindungsgemäß ein Leistungsverstärker mit einer Nennleistuna von 4oo \-. und mit einem Gesamtgewicht des Apparats von nur 5,5 kg gebaut werden kann.

Unter Bezugnahme auf Fig. 3 soll die Schaltung der-Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung, welches in Fig. 2 gezeigt ist, nun detaillierter beschrieben werden. Der Stecker 132 kann mit einer üblichen Wandsteckdose verbunden werden, welche eine· Spannung von Ho bis 12o V bei 6o Hz liefert. Der Stecker ist mit dem Brückengleichrichter verbunden, der aus vier Dioden D lol, D Io3, D Io5 und D Io7 aufgebaut und.so ausgebildet ist, daß er einen positiven Gleichstrom zu der Primärwicklung Io4a liefert. Ein kleiner Kondensator 162 mit einer Kapazität von 52.ooo uF liegt zwischen dem Ausgang des Brückengleichrichters 134 und Erde, um zu verhindern, daß das Gleichstromausgangssignal des Brückengleichrichters 134 auf Null geht.

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Der Absolutwert-Detektor 118 besitzt zwei Einqangsr.nschlüsse 164 und 166, welche so angeordnet sind, r>..? sie ein Eingangssignal von einer Stereo-Plattenspielereinheit empfangen. Die zu den Anschlüssen 164 und IfG übertragenen Signale werden anschließend über ein^r. Satz von vier Dioden D Io9, D 111, Π 113 und D 115 zu einem Operationsverstärker 168 übertragen. Pie Dioden D Io9 bis D 115 sind so geschaltet, daß immer dam, wenn ein relativ starkes Signal an einen der Eingänge 164 und 166 vorhanden ist, ein relativ schwaches Fignal an dem anderen Eingang 164 und 3 66 vorbanden ist, wobei der höchste Wert zu dem Operationsverstärker 168 übertragen wird. Der höchste negative Wert wird dabei die Dioden D Io9 und 113 passieren,.während der höchste positive Wert die. Dioden D 111 und D 115 passieren wird. Wie oben angedeutet, ist das Ausoangssignal des Operationsverstärkers. 168 ein Ausgangssignal, bei dem die negativen Teile des Audiosignals positiv gemacht wor- ' den sind.

Dieses Signal fließt durch eine Diode 117 des nichtlinearen Spitzendetektors 12o. Signale mit hohem Wert liegen innerhalb der Betriebsenveloppe der Dioden 119 und 121 und werden somit sofort durchgelassen, wobei der Kondensator 17o eine konstantere Ausgangsspannung liefert. Kleinere Signaländerungen werden größtenteils von dem Widerstand R lol und den Dioden D 119 und D blockiert.

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Das Ausgangssignal von dem nicht-linearen Spitzendetektor fließt durch einen Widerstand R Io3 hindurch zu einem Eingangsanschluß eines Or>erationsverstär^!:prs 172 des Komparators 122. Das Eingangssignal für der. anderen Anschluß des Operationsverstärkers stammt von der Leistungsausgangsrückkopplung 124. Die Leistunqsausgangsrückkopplung enthält zwei Widerstünde R Ic5 und R Io7, die in Serie zu dem positiven Eingangsanschluß 158 des Verstärkers Io2 geschaltet sind und einen dritten Widerstand R Io9, der zwischen Erde und einem Punkt zwischen den Widerständen R Io5 und Io7 liegt. Die Widerstände R Io5 bis R Io9 setzen die Spannung von dem Pegel an dem Anschluß 158 um eine Stufe auf weniger als 15 V herab, was eine Spannung ist, die der Operationsverstärker 172 verarbeiten kann, Der Operationsverstärker besitzt einen Widerstand R 111 zum Liefern einer Rückkopplungsspannung.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 172 wird über einen Widerstand R 113 zu dem Anstiegszeitmodulator 13o übertragen. Zwischen dem Ort des Widerstandes R 113 und dem Modulator 13o ist eine Diode 123 ge-, schaltet, welche Signale von dem Verstärker 172 durchlässt, die über einem gewissen Wert bezogen auf Erde liegen.

Der Impulsgenerator 126 kann als einer aus einer Anzahl von handelsüblichen Impulsgeneratoren,beispielsweise vom Typ Fairchild US 7854o vorgesehen werden.

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Wie hier gezeigt, enthält dieser Impulsgenerator einen Operationsverstärker 174 mit zwei Widerständen P 13 5 und R 117, die als Rückkopplungsschleifen vorgesehen sind. Ein Eingangsanschluß 176 des Operationsverstärkers ist mit der einen Platte eines Kondensators 178 verbunden, während die andere Platte des Kondensators 178 mit Erde verbunden ist. Der andere Anschluß des Operationsverstärkers 176 ist über einen Widerstand R 119 mit Erde verbunden.

Der Rechteck-Dreieck-Impulsumsetzer 12R enthält einen Widerstand R 121, dem die Spannungsimpulse von dem Impulsgenerator 126 zugeführt werden. Der Widerstand R 121 ist mit einer Platte eines Kondensators 18o verbunden, dessen andere Platte mit· Erde verbunden ist. Der Kondensator 18o wandelt die Rechteck-Impulse r'es Signals von dem Generator 126 in dreieckig geformte Impulse um. Die dreieckig geformten Impulse werden über einen Eingangsanschluß eines Verstärkers 182 übertragen, welcher die dreieckigen Impulse einfach verstärkt und sie zu dem Anstiegszeitmodulator 13o überträgt. Der Verstärker 182 besitzt einen Rückkopr»lungs widerstand R 123, der mit dem anderen Eingangsanschluß desselben verbunden ist und außerdem einen Widerstand R 125, der zwischen dem anderen Eingangsanschluß und Erde liegt.

Der Anschlußzeitmodulator 13o kann ein Differentialverstärker üblicher Bauart, beispielsweise vom Typ

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TL oo74 der Firma Texas Instruments Corporation e°.v\ Wie hier gezeigt, enthält dieser Modulator 13o zv.*2i Transistoren Q lol und Q Io3, die die beiden Spanner.rten vergleichen, die den beiden Basisanschlüssen der Transistoren Q lol und Q Io3 zugeführt werden, wobei der Transistor, dem das niedrigere Eingangssignal zugeführt wird, leiten wird. Die Emitter der zwei Transistoren Q lol und Q Io3 sind über den '''iderstar.c " 1?~ mit einer positiven Spannungsquelle verbunden. Also soll zum Zwecke der Illustration angenommen v/erden, daß das Signal von dem Dreieck-Impuls-Umsetzer 12? ar. den Transistor Q lol angelegt wird und das Regelsier.äl von dem Operationsverstärker 172 in dem Komparator an den Transistor Q Io3. In diesem Fall werden die Teile der dreieckigen Impulse, die über der Regelsignalspannung liegen, den Transistor Q Io3 veranlassen, zu leiten. Der Kollektor des Transistors Q Io3 ist über einen Widerstand R 129 mit einem Anschluß für eine negative Spannung verbunden, wobei der Widerstandswert von R 127 beträchtlich größer ist als der Widerstandswert von R 129. Folglich geht der Punkt 184 zwischen dem Transistor Q Io3 und dem Widerstand R 129,· wenn der Transistor Q Io3 nicht leitend ist, nach minus, und bewirkt, daß ein Transistor Q Io5 leitend wird, der seinerseits bewirkt, daß der Transistor Q Io7 leitend wird und daß der Transistor Q Io9 nicht leitend ist. Folglich ist das Ausgangssignal des Anstiegszeitmoculators 13o eine Folge von Impulsen, wobei die Dauer jedes Impulses mit dem Teil des dreieckförmigen Signals

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von dem Umsetzer 128 zusammenfällt, welches unter der Spannung des Regelsignals liegt.

Der Schalter 116 weist einen ersten Transistor 0 Hl auf, dessen Ausgang mit den Basisanschlüssen zweier parallel geschalteter Transistoren Q 113 und 0 115 verbunden ist. Wenn also der Transistor Q 111 leitend wird, veranlasst er die zwei Transistoren Q 113 und Q 115 zu leiten und ermöglicht dadurch, daß ein.Stromimpuls durch die Primärwicklung Io4 a des Transformators Io4 fließt..Wenn der Transistor Q Hl in Abhängigkeit von der Beendigung des Imnulses von dem Anstiecrszeitmodulator nicht leitend wird, werden auch die Transistoren Q 113 und Q 115 nicht leitend, und der Schalter 116 öffnet. Das magnetische Feld, welches in der Primärwicklung Io4a durch den Stromimpuls geschaffen wurde, bricht anschließend zusammen und bewirkt dadurch einen Energietransport zwischen der Primärwicklung Io4a und der Sekundärwicklung Io4b. Auf diese Weise wird die Leistung an den Verstärker Io2 geliefert.

Eine Abwandlung der Schaltung gemäß Fig. 3 ist in Fig.4 gezeigt. In Fig. 4 sind nur diejenigen Teile der Schaltung gemäß Fig. 3 gezeigt, die für eine richtige Orientierung der in Fig. 4 gezeigten Bauteile gegenüber den anderen Bauteilen gemäß vorliegender Erfindung erforderlich sind.

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Der Grund für die .Modifikation gemäß Fig. 4 besteht darin, daß in einigen Fällen die Spannung a". negativen Eingangsanschluß 16o des Verstärkers Io2 eine absolute Größe haben kann, welche zu niedrig, bezogen auf fi.r> Spannung am positiven Anschluß 158 an. In diesem Tall wäre es wünschenswert, das von den Operationsverstärker 172 des Komparator^ 122 erzeugte Sional zu überlaufen und ein Korrektursignal größerer Größe an den Anstierczeitmodulator 13σ· anzulegen. Dies wird in der Schaltung gemäß Fig. 4 auf folgende Weise erreicht: die Leistungseingangsanschlüsse 158 und 16o des Verstärkers Io2 werden jeweils durch einen zugeordneten Widerstand P. 4ol und P. 4o3 mit einem Rtircmierpunkt 4oo verbunden. Das Ausgangssignal von dem Summierpunkt 4or ist eine Spannung, welche gleich der algebraischen Summe der Spannungen an den Verstärkereingangsanschl/i'ssen 158 und 16o ist. Wenn also die absolute Größe der negativen Spannung größer ist als die absolute Größe der positiven Spannung (-4o V und +3o V), dann· wäre das Ausgangssignal am Summierpunkt ·4οο ein negativer Wert (beispielsweise -Io V). Wenn im Gegensatz die positive Spannung an dem Anschluß 158 eine absolute Größe besitzt, die größer ist als diejenige der neoativen Spannung an dem Anschluß 16o, dann ist die Ausgangsspannung an dem Summierpunkt 4oo positiv.

Der Summierpunkt 4oo besitzt eine erste Verbindung über eine Diode D 4ol und einen Widerstand R 4o5 zu dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers 4o2.

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Der Summierpunkt 4oo besitzt eine zweite Verbindung über eine weitere Diode D 4o3 mit dem positiven Anschluß des Operationsverstärkers 4o2. Die Diode D 4ol läßt nur einen negativen Strom passieren, während die Diode D 4o3 nur einen positiven Strom passieren lässt. Am Verbindungspunkt der Diode D 4o3 mit dem Operationsverstärker 4o2 ist ein Widerstand R 4o7 mit Frde verbunden. Es ist auch ein Widerstand R 4o9 vorgesehen, um eine Rückkopplung zu dem negativen Anschluß des Operationsverstärkers zu liefern. Der Ausgang des Operationsverstärkers 4o2 führt über eine Diode D 4o5, welche nur einen positiven Strom zu dem Widerstand R 113 fließen lässt. Es ist auch eine Diode D 4o7 vorgesehen, welche positive Signale von dem Operationsverstärker 172 des Komparators zu dem Widerstand R 113 fließen lässt.

Wenn die Spannungen an den Anschlüssen 15? und 16o gleich sind, dann ist das Ausgangssignal vom Summierpunkt 4oö Null. Unter diesen Voraussetzungen würde sich, wenn die negative Spannung am Anschluß 16o größer als die positive Spannung am Anschluß 158, ein negatives Ausgangssignal vom Summierpunkt 4oo ergeben, welches über die Diode D 4ol zu dem Verstärker 4o2 übertragen würde, welcher dann ein Ausgangssignal über die Diode D 4o5 erzeugen würde. Wenn die Differenz zwischen den Spannungen an den Anschlüssen 158 und 16o ausreichend groß ist, dann überläuft dieses Signal das Signals von dem Operationsverstärker 172, welches durch

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die Diode D 4o7 zugeführt wird und veranlasst den Anstiegszeitmodulator 13o, die Leistung der Stromimpulse zu erhöhen und so die Differenz zwischen den absoluten Größen der Spannungen an den Anschlüssen 158 und 16o zu korrigieren.

In den Fällen, in denen die positive Spannung an dem Anschluß 158 höher ist als die negative Spannung an dem Anschluß 16o, ist das Ausgangssignal von dem Surmierpunkt 4oo positiv und folglich wird über die Diode 4o3 eine positive Spannung zu dem Verstärker 4o2 übertragen, welcher daraufhin ein Ausgangssignal erzeugt. Da jedoch die Spannung an dem Anschluß 158 bereits relativ hoch ist, ist das Signal von dem Verstärker 172 in den meisten Fällen ausreichend groß, um das Signal von dem Operationsverstärker 4o2 zu beherrschen und ein Regelsignal ausreichender Stärke zu liefern, welches den Anstiegszeitmodulator 13o veranlasst, die Dauer der Leistungsimpulse zu dem Transformator Io4 zu erhöhen und so die Ungleichheit in der absoluten Größe der Spannungen an den Anschlüssen 158 und 16o zu korrigieren.

Wie oben ausgeführt, treten die größeren Amplitudenänderungen, wenn der Verstärker gemäß vorliegender Erfindung als Audioverstärker arbeitet, in den zu verstärkenden Signalen in einem Zeitintervall auf, welches nicht kürzer ist als etwa l/looo s. Daher sollte der Apparat in der Lage sein, innerhalb dieses Zeit-

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Intervalls anzusprechen und seine Ausgangsleistung von einem niedrigen Pegel, auf einen relativ hohen Pegel anzuheben. Aus diesem Grund wird die Frequenz der Regelirapulse, welche ihrerseits die Frequenz der Stromimpulse durch die Primärwicklung Io4a des Transformators steuert, mindestens looo Hz und vorzugsweise mindestens 2ooo Hz betragen. Es gibt jedoch weitere Vorteile, wenn man Stromimpulse mit einer wesentlich höheren Frequenz in dem Bereich zwischen 15 und 25 kHz verwendet, vorzugsweise eine Frequenz von etwa 2o kHz. Zunächst ermöglicht dies/die Größe des Transformators ziemlich klein zu machen. Außerdem ist die Frequenz auf einem ausreichend hohen Pegel, so daß sie keine unerwünschten Geräusche in dem normalen Hörbereich erzeugt, der normalerweise unter 2o kHz liegt. Außerdem ist diese Frequenz nicht so hoch, daß sie jenseits der Möglichkeiten der verwendeten Schalterkreise liegt.

Das Grundkonzept der Verwendung einer Ausgangssleistungsrückkopplung in einem Audioverstärker-Transformator zur Steuerung der Energieübertragung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators in Abhängigkeit von der Größe des Audiosignals kann wirksam bei einem Transformator genutzt werden, der über der Sekundärwicklung eine feste Ausgangsspannung erzeugt. Außerdem kann die Ausgangsleistungsrückkopplung bei einem Transformator mit fester Ausgangsspannung auch angewandt werden, um das Konstanthalten der Ausgangsspannung zu fördern. Das erfindungsgemäße Ausführungs-

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beispiel gemäß Fig. 5 zeigt ein solches System. Ein Hauptleistungstransformator 5oo, d.h. eine magnetische Feldwicklung, besitzt eine Primärwicklung 5ooa und eine Sekundärwicklung 5oob. Aus Gründen, die weiter unten in Verbindung mit Fig. 11 vollständig erläutert werden, ist die Sekundärwicklung 5oob angezapft, um mehrere positive und negative Spannungen zu liefern, die in Schritten von 25 V zwischen 25 und 75 V liegen. Die positiven Anschlüsse sind dabei mit E 1 bis E 3 bezeichnet, während die negativen Anschlüsse mit F 4 und E 6 bezeichnet sind.

Die beiden äußeren Anschlüsse der Primärwicklung 5ooa sind über Gleichrichterdioden für den Strom mit zwei Anschlüssen einer üblichen Leistungsquelle, verbunden, die mit 5o2 bezeichnet ist und die eine Wandsteckdose sein kann, die einen Strom mit 6o Hz und 12o V liefert. Zwei Leitungen 5o4 vnd 5o6 von der Leistungsquelle 5o2 sind über zugeordnete Gleichrichterdioden D 5ol bzw. D 5o3 verbunden und dann in Serie mit einem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 5o8 mit dem oberen Ende 51o der Primärwicklung 5ooa des Transformators verbunden. Die Leitungen 5o4 und 5o6 sind außerdem über zweite zugeordnete Gleichrichterdioden D 5o5 bzw. D 5o7 mit dem unteren Ende 512 der Primärwicklung 5ooa verbunden. Eine Prüfung der Dioden D 5öl, D 5o3, D 5o5 und D 5o7 macht ohne weiteres deutlich, daß diese vier Dioden derart zu einer Gleichrichterbrücke geschaltet sind, daß bei jeder Halbwelle von der

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Leistungsquelle eine positive Spannung an den gesteuerten Silizium-Gleichrichter 5o8 und über diesen an das obere Ende 5Io der Primärwicklung 5ooa des Transformators angelegt wird.

Der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 5o8 wird durch ein Audioeingangssignal gesteuert, wie dies weiter unten noch näher erläutert wird. Das Audioeingangssignal wird einem Eingangsanschlu3 514 und von dort einem Verbindungspunkt 516 zugeführt. Die Widerstände R 5ol und R 5o3 liegen zwischen dem Verbindungspunkt 516 und einer geeigneten Spannungsquelle, beispielsweise einer 75 V-Quelle zum Liefern einer Basisspannung mit einem Pegel von beispielsweise o,7 V. Diese Spannung wird von der Diode D 5o9 entwickelt, die zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände R 5o3 und R 5ol und Erde liegt. Die Spannung wird wiederum einem Operationsverstärker 518 zugeführt. Eine Rückkopplung für den Operationsverstärker wird von dem Verbindungspunkt 52o einer Diode D 515 und eines Kondensators im Sekundärkreis des Transformators erhalten. Der Punkt 5 2o ist über zwei Spannungsteilerwiderstände R 5o5 und R 5o7 mit Erde verbunden. An einem Verbindungspunkt 526 zwischen den beiden Widerständen R 5o5 und R 5o7 befindet sich eine Rückkopplungsverbindung zu dem Operationsverstärker 518. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 518 wird einem geeigneten RegeLapparat,der mit 528 bezeichnet ist, zugeführt. Dieser Regelapparat 528 ist mit dem Steueranschluß

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des gesteuerten Silizium-Gleichrichters 5o8 in der Weise verbunden, daß bei höheren Ausgangspegeln vor\ Operationsverstärker 518 der Gleichrichter 5o8 veranlasst wird, bei höheren Spannungspegeln im hinteren Teil jeder Halbwelle zu leiten. In gleicher Weise wird der gesteuerte Silizium-Gleichrichter 5oS zuti Zünden bei niedrigeren Spannungspegeln veranlasst, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers niedriger ist.

Die Sekundärwicklung 5oob besitzt eine, geerdeten *i'ittelanzapfung 53o. Die obere Hälfte der,Sekundärwicklung 5oob ist an zwei Zwischenpunkten 532 und 534 angezapft, um positive,Ausgangsspannungn von 25 V und 5o V für die Leistungsanschlüsse E 1 und E 2 zu erhalten, während der obere Anschluß 524 der Wicklung 5oo b die positive 75 V-Ausgangsspannung für den Anschluß E liefert. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung 5oo b an Zwischenpunkten 536 und angezapft, um Zwischenspannungspegel von -25 V und -5o V an den Anschlüssen E 4 bzw. E 5 zu liefern, während das untere Ende 54o der Sekundärwicklung die -75 V-Ausgangsspannung für den Anschluß E 6 liefert.

Von den drei Punkten 5 32, 5 34 und 524 ist jeder über eine zugeordnete Blockierdiode D 511, D 513 bzw. D mit dem zugeordneten Ausgangsanschluß verbunden. Ein erster Kondensator 542 liegt zwischen Erde und dem niedrigeren Ausgangsspannungsanschluß, d.h. dem Anschluß

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/^! für +25 V. Ein zweiter Kondensator 544 liegt zwischen dem +25 V-Ausgangsanschluß und dem +25 V-Ausgangsanschluß, und der dritte Kondensator 522 ist in gleicher Weise zwischen den +5o V-Ausgangsanschluß und den +75 V-Ausgangsanschluß geschaltet. Die Kondensatoren 542, 544 und 522 besitzen eine ausreichende Kapazität, um jede abrupte Leistungsbedarfsänderung an dem zugehörigen Ausgangsanschluß zu kompensieren und so die ■- Ausgangsspannungsanschlüsse auf einem nahezu konstant . ten Spannungspegel zu halten.

Die untere Hälfte der Sekundärwicklung 5oo b ist mit ihren negativen Ausgangsanschlüssen E 4, E 5, E 6 über drei Blockierdioden D 517, D 519 und D 521 verbunden. Kondensatoren 546, 548 bzw. 55o sind zwischen die negativen Ausgangsanschlüsse im wesentlichen in derselben Weise geschaltet wie die entsprechenden Bauelemente für die obere Hälfte der Primärwicklung. Die Blockierdioden D 517 bis D 521 sind jedoch entgegengesetzt gepolt, so daß sie nur negativen Strom zu den Ausgangsanschlüssen E 4 bis E 6 passieren lassen.

Beim Arbeiten des Netzteils gemäß Fig. 5 wird die Äusgangsspannung in der Wicklung 5oo b vollständig von der Schaltung geregelt, die den steuerbaren Silizium-Gleichrichter 5o8 steuert. Die Schaltung 5o8 zur Steuerung des steuerbaren Silizium-Gleichrichters wird ihrerseits durch das Audioeingangssignal in der Weise gesteuert, daß beim Vorliegen eines Eingangssignals größerer

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Amplitude der steuerbare Silizium-Gleichrichter 5o8 veranlasst wird, während größerer Teile jedes Halbzyklus zu leiten, um mehr Strom durch die Primärwicklung 5oo a zu senden. Diese Betriebsart kann am besten unter Bezugnahme auf Fig. 6 A, 6 B und 6 C verwirklicht werden.

Fig. 6 A zeigt eine Darstellung der Spannung, die von , der Leistungsquelle 5o2 über die zwei Dioden D 5ol und D 5o3 zu dem gesteuerten Silizium-Gleichrichter 5o8 geliefert wird. Man sieht, daß aufgrund der Wirkung der Dioden D 5ol bis D 5o7 während jeder HaIb- : welle ein positiver sinusförmiger Spannungsimpuls an den steuerbaren Silizium-Gleichrichter 5o8 gelegt wird. Es soll angenommen werden, daß das Audioeingangssignal für den Verstärker eine relativ niedrige Amplitude hat, so daß der Leistungsbedarf der Verstärkerschaltung ziemlich niedrig ist. Unter diesen Bedingungen wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 5o8 veranlasst, nur unmittelbar am Ende jeder Halbwelle zu leiten. Der Punkt, an dem der Gleichrichter in jeder Halbwelle zu leiten beginnt, ist mit 6oo bezeichnet und der Gleichrichter 5 08 bleibt leitend, bis der Strom am Punkt 6o2 den Wert Null erreicht hat. Man sieht also, daß der Strom an die Primärwicklung 5oo a innerhalb ziemlich kurzer Zeitintervalle und mit einem niedrigeren Spännungspegel geliefert wird.

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Wenn das Audioeingangssignal eine größere Amplitude erreicht, wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 5o8 veranlasst, bei einem höheren Spannungspegel für den späteren Teil jeder Halbwelle zu leiten, wie dies in Fig. 6 B gezeigt ist. Der Punkt, an dem der Gleichrichter leitend wird, ist mit 6o4 bezeichnet, und jeder Abschaltpunkt ist mit 606 bezeichnet. Man sieht, daß nicht nur die Spannung höher ist, sondern daß auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls langer ist, so daß der Primärwicklung 5oo a eine größere Leistung zugeführt wird.

Schließlich zeigt Fig. 6 C den Fall, in dem das Audioeingangssignal seine maximale Amplitude besitzt, vas also zu einem maximalen Leistungsbedarf für den Transformator führt. In dieser Situation wird der steuerbare Silizium-Gleichrichter 5o8 veranlasst, in der Nähe des Spitzenwertes der Spannung am Beginn des zweiten Teils jeder Halbwelle leitend zu werden, wie dies bei 608 in Fig. 6 C gezeigt, ist, wobei der Abschaltpunkt mit 61o bezeichnet ist. Man sieht also, daß der Strom mit einer noch höheren Spannung und für ein längeres Zeitintervall während jeder Halbwelle geliefert wird.

Wenn sich der Strom in der Primärwicklung 5oo a während des späteren Teils jeder Halbwelle des Stroms aufbaut, fließt kein Strom in der Sekundärwicklung 5oo b wegen der Anordnung der Blockierdioden D 511 bis D 521. Am Ende jeder Halbwelle des Stroms durch die Primärwicklung

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5oo a bricht jedoch nach dem Abschalten des Stroms das Feld um 5oo a zusammen, wobei ein Spannungsahfall über der Sekundärwicklung 5oo b geschaffen wird und das Fließen eines Stroms durch die Sekundärwickluna veranlasst wird, um den sechs Kondensatoren 5 22 und 542 bis 55o und den sechs Ausgangsanschlüssen E 1 bis E 6 Leistung zuzuführen.

Wie früher angedeutet, ist dann, wenn die Amplitude des Audioeingangssignals auf einem höheren Pegel liegt, der Leistungsbedarf des Transformators 5oo größer. Während dieser Zeiten fließt der Strom durch die Primärwicklung 5oo a für längere Zeitintervalle, um mehr Energie im magnetischen Feld der Primärwicklung 5oo a zu speichern. Wenn der Strom in der Primärwicklung am Ende jeder Halbwelle abgeschaltet wird, bricht das magnetische Feld in der Primärwicklung zusammen und induziert eine Rücklaufspfmnung über der Sekundärwicklung 5oo b. Die Dioden D 511 bis D 521 sind so angeordnet, daß der Strom durch die Sekundärwicklung fließt, um die Kondensatoren 542, 544, 522, 546, 548 und 55o aufzuladen, um die Spannung an den Leistungsanschlüssen E 1 bis E 6 auf dem richtigen Pegel zu halten.

Fig. 7 A zeigt eine weitere Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen, welches gemäß vorliegender Erfindung gebaut ist. Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 ist eine Leistungsquelle

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wie z.B. ein Wandstecker 7o2 mit zwei Leitungen 7o4 und 7o6 vorgesehen. Die Leitung 7o4 ist mit einem Triac 7o8 verbunden. Die entgegengesetzte Seite des. Triacs 7o8 ist mit dem oberen Ende 71o der Primärwicklung 7oo a „des Transformators 7oo verbunden. Die andere Leitung 7o6 der Leistungsquelle 7o2 ist mit dem unteren Ende 712 der Primärwicklung 7oo a verbunden.

Der Triac 7o8 dient einem ähnlichen Zweck wie der ' gesteuerte Silizium-Gleichrichter 5o8, mit der Ausnahme, daß der Triac 7o8 sowohl positive als auch negative Halbwellen des Stroms aus der Leistungsquelle 7o2 lei-; tet. Eine Schalterschaltung steuert den Triac 7o8, derart, daß er während des späteren Teils jeder Halbvrelle: für ein längeres oder kürzeres Zeitintervall leitet, in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf des Verstärkers. Die Schalterschaltung ist im wesentlichen dieselbe wie die Schaltung, welche bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 der Erfindung den steuerbaren Siliuzium-Gleichrichter 5o8 schaltet, so daß die Schaltkreiskomponenten nicht näher erläutert werden. ;

Die Sekundärwicklung 7oo b des Transformators 7oo besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 714. Die obere Hälfte der Sekundärwicklung 7oo b ist an zwei Zwischenpunkten 716 und 718 angezapft, um positive Ausgangsspannungen von +25 V und +5o V für die Leistungsan- j Schlüsse E 1 bzw. E 2 zu liefern. Eine Verbindung

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mit dem oberen Ende der Wicklung 7oo b liefert die positive Ausgangsspannung von +75 V für den Leistungsanschluß E 3. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung an drei, gleiche Abstände voneinander aufweisenden Stellen 722, 724 und 726 angezapft, um die Ausgangsspannungen von -25 V, -5o V bzw. -75 V an E 4, E 5 und E 6 zu liefern.

Die Leitungen 72o und 726 für +75 V und -75 V sind an entgegengesetzten Enden eines Brückengleichrichters befestigt, der insgesamt mit 728 bezeichnet ist. Der dositive Ausgang des Brückengleichrichters 728 ist über' eine Leitung 73o mit dem Leistungsanschluß E 3 für +75 V verbunden, und der negative Ausgang des Brückengleichrichters 728 ist mit dem Leistungsausgang E 6 für -75 V über eine Leitung 732 verbunden. Leitungen 718 und 724 für +5o V und -5o V sind mit entgegengesetzten Enden eines zweiten Brückengleichrichters 734 verbunden. Der positive Ausgangsanschluß des Brückengleichrichters 734 ist über die Leitung 736 mit dem Leistungsanschluß E 2 für +5o V verbunden, während der negative Ausgang des Brückengleichrichters 734 über die Leitung 738 mit dem Leistungsanschluß E 5 für -5o V"verbunden wird. Schließlich sind Leitungen 716 und 722 für +25 V bzw. -25 V mit gegenüberliegenden Enden eines dritten Brückengleichrichters 74o verbunden. Die Ausgangsleitungen 742 und 744 des Brückengleichrichters 74o sind mit den Leistungsanschlüssen E 1 und E 4 für +25 V bzw. -25 V verbunden.

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Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 5 sind zwischen den Leistungsausgangsanschlüssen E 1 bis E 6 sechs Kondensatoren vorgesehen, die mit 746 bis 756 bezeichnet sind, um eine Kompensation für jeglichen abrupten Leistungsbedarf an dem zugeordneten Ausgangsanschluß zu bewirken und so die Ausgangsspannungsanschlüsse auf einem nahezu konstanten Spannungspegel zu halten. ^;

Zur Beschreibung der Arbeitsweise des Äusführungsbeispiels gemäß Fig. 7 A wird auf Fig. 8 A, 8 B und 8 C bezug genommen. Der Strom durch die Primärwicklung 7oo a ist nicht gleichgerichtet und somit ein Wechselstrom. Der Triac 7o8 wird veranlasst, in der späteren Hälfte jeder Halbwelle zu leiten, unabhängig davon, ob diese eine negative oder eine positive Halbwelle ist. Wenn der Leistungsbedarf des Verstärkers niedrig ist, dann arbeitet der Regelapparat so, daß er den Triac 7o8 veranlasst, nur für ein sehr kurzes Zeitintervall am Ende jeder Halbwelle zu leiten. Dies ist in Fig. 8 A gezeigt, wo der Zündpunkt in jeder Halbwelle mit 8oo bezeichnet ist. Der Triac 7o8 bleibt leitend, bis die Spannung am Punkt 8o2 den Wert Null erreicht. Man sieht also, daß Strom zu der Primärwicklung während ziemlich kurzer Zeitintervalle und mit einem niedrigeren Spannungspegel geliefert wird.

j Wenn das Regelsignal eine größere Amplitude erreicht,

wird der Triac 7o8 veranlasst, bei einem höheren

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Spannungspegel für den späteren Teil jeder Halbwelle zu leiten, wie dies in Fig. 8 B gezeigt ist, in der der Zündpunkt mit 8o4 bezeichnet ist und jeder Abschaltpunkt mit 8o6. Man erkennt, daß nicht nur die Spannung höher ist, sondern daß auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls langer ist, so daß eine größere Leistung an die Primärwicklung 7oo a geliefert wird. Schließlich ist in Fig. 8 C die Situation gezeigt, in der das Eingangssignal eine maximale Amplitude hat, was folglich zu einem maximalen Leistungsbedärf führt. In diesem Fall zündet der Triac 7o8 in der Nähe der'Höchstspannung am Beginn der zweiten Hälfte jeder Halbwelle, wie dies bei 808 gezeigt ist, während der Abschaltpunkt mit 81o bezeichnet ist. In der Sekundärwicklung 7oo b fließt gleichzeitig mit dem Strcmfluß in 7oo a Strom, wobei der Strom in 7oo b ebenfalls ein Wechselstrom ist. Bezüglich des Stromflusses durch die beiden +75 V-Leitv.ngen 72o und 726 ist das Ausgangssignal an dem Leistungsanschluß E 3 stets positiv, während das Ausgangssignal an dem Anschluß E 6 stets negativ ist, da dieser Strom durch die Gleichrichterbrücke 728 fließt. In gleicher Weise fließt der Strom von den Anzapfungen 716, 718, 722 und 724 durch die beiden Brückengleichrichter 734 und 74o, so daß sich ein positiver Strom an den Ausgangsanschlüssen E 2 und E 1 mit den positiven Spannungspegeln +5o V und +25 V ergibt, während sich ein negativer Strom für die Leistungsausgangsanschlüsse E 5 und E 4 mit den negativen Spannungspegeln -5o V bzw. -25 V ergibt.

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Es hat sich gezeigt, daß bei Verwendung der Netzteilschaltung gemäß vorliegender Erfinduna der Transfornstor relativ klein ausgebildet sein kann und dennoch eine angemessene Leistung liefert. Beispielsweise kann ein Transformator gemäß der Erfindung 1/4 bis l/lo der Größe des Transformators in einem konventionellen 7^ucioverstärker mit vergleichbarer Nennleistung haben, wobei die Primärwicklung 175 Windungen und die Sekundärwicklung 2oo Windungen aufweist.

Es ist in einigen Fällen wünschenswert, den Abschaltpunkt für den Strom durch die Primärwicklung 7oo a des Transformators einzustellen, um die Charakteristik der Energieübertragung über die V7icklungen des Transformaftors während jeder Halbwelle des Stromes von der Leistungsquelle genauer zu regeln. Beispielsweise verhindert das Abschalten des Primärstroms vor dem Nulldurchgang der Spannung des Stromsignals das Auftreten von Leerlaufströmen während des restlichen Teils der Halbwelle des Signals. Demgemäß zeigen Fig. 7 B und 7;C zwei Abwandlungen der Schalterschaltung gemäß Fig. 7 A, wobei beide Abwandlungen die Möglichkeit schaffen, daß die Primärwicklung 7oo a des Transformators Strom während enger definierter Teile des Leistungszyklus empfängt.

In Fig. 7 B ist ein zweiter Triac 758 zu dem Triac 7o8 parallel geschaltet. Ein Regelapparat, wie er vorstehend in Verbindung mit Fig. 5 beschrieben wurde, regelt den Betrieb der Triacs 7o8 und 758 über Leitungen 76o bzw.

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762. Ein Kondensator 764 ist in Serie mit dem Triac 758 geschaltet und bewirkt periodisch eine Uberbrückunq des Triacs 7o8. Die Schaltung gemäß Fig. 7 B arbeitet wie folgt: in Abhängigkeit von einem Audioeinganassicnäl steuert ein Ausgangssignal von dem Regelannarat den Triac 7o8 an einem Punkt während jeder positiven und negativen Halbwelle des Stroms aus der Leistungsquelle 7o2 leitend. Zu einem späteren, vorgegebenen Zeitpunkt steuert das Ausgangssignal des Regelapparatas den Triac 758 leitend, woraufhin der Strom'von dem Triac 7o8 abgezogen wird und durch den Kondensator 764 zu fließen beginnt. Der Triac 7o8 sperrt, aber der Strom fließt weiter durch den Triac 758 und den Kondensator 764 zu der Primärwicklung 7oo a des Transformators, bis der Spannungsaufbau in dem Kondensator 764 einen Pegel erreicht, der ausreicht, um den Triac 758 abzuschalten und damit den Stromfluß durch die Primärwicklung des Transformators zu beenden. Der Kor.densator 764 ist sehr klein, um den Zustand der Leitfähigkeit des Triacs 758 auf ein kurzes Zeitintervall zu begrenzen. "

Fig. 7 C zeigt eine zweite Abwandlung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 7 A, bei der der eine Triac 7o8 durch einen Schaltapparat ersetzt ist, der mit 766 bezeichnet ist. Zwei Paare von steuerbaren Halbleitergleichrichtern in Form von über eine Gateelektrode abschaltbaren Schaltern - nachstehend als GTO (Gateturn-

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off Switch) bezeichnet - sind zueinander parallel geschaltet. Ein GTO,der als GTO b bezeichnet ist, leitet während der positiven Halbwellen, und ein zweiter GTO, der als GTO a bezeichnet ist, leitet während der negativen Halbwellen. Blockierdioden sind bei D 7ol und D 7o3 vorgesehen. Jeder GTO wird bei einer vorgegebenen Spannung leitend, welche von den Steuereinrichtungen geliefert wird und nicht leitend, wie von den Steuereinrichtungen vorgegeben, innerhalb eines vorgegebener. Steuerzeitintervalls, vorzugsweise 1 ms..

Fig. 9 A, 9 B und 9 C zeigen die Art des Schaltens, welche den beiden Abwandlungen gemäß Fig. 7 B und 7 C gemeinsam ist. Bei niedrigem Leistungsbedarf beginnt der Stromfluß bei 9oo und endet bei 9o2 in der Nähe des späteren Teils des letzten Teils jeder Halbwelle. Bei mittlerem Leistungsbedarf erfolgt das Ein-Aus-Schalten früher in der späteren Hälfte jeder Halbwello.. wie dies in Fig. 9 B bei 9o4 und 9o6 gezeigt ist. Bei Spitzenleistungsbedarf erfolgt das Schalten in der Nähe der Spitze jeder Halbwelle, wie dies in Fig. 9 C bei 9o8 und 91o gezeigt ist. Mit dieser Anordnung kann der Transformator noch kleiner gemacht werden.

Zum Zwecke einer noch klareren Erläuterung der Vorteile der verschiedenen, in ihren Lastzyklen geregelten Ausführungsbeispiele der oben beschriebenen Netzteile wird auf Fig, Io A bezug genommen, welche den Grundaufbau eines üblichen Verstärkernetzteils zeigt. Die

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übliche Wechselspannung mit 117 bis 125 V und 6o Hz wird von PS (Power Source) zu der Primärwicklung looo a eines Transformators looo geliefert. Die Sekundärwicklung looo b des Transformators looo ist an ihren oberen Ende über eine Diode D lool mit den oberen Anschluß des Verstärkers Ioo2 verbunden. Das untere Fncie der Sekundärwicklung looo b ist über eine zweite Diode D Ioo3 mit dem unteren Anschluß des Verstärkers Ioo2 verbunden. Ein oberer Kondensator Ioo4 und ein unterer Kondensator Ioo6 halten die Spannung, mit der der Verstärker Ioo2 beaufschlagt wird, auf einem im wesentlichen konstanten Wert. Normalerweise hat die Spannungsversorgung eine Spitzeneingangsspannung von etwa 169 V. Es soll nun angenommen werden, daß die Eingangsspennung, welche an den oberen Anschluß des Verstärkers Io2 angelegt wird, so gewählt ist, daß sie +75 V beträgt und daß die Spannung an dem unteren Anschluß -75 V beträgt. Die Kitte der Sekundärwicklung looo b ist normalerweise angezapft und mit Erde verbunden.

Ein höher frequenter Ton besitzt typischerweise einen Spitzenleistungsbedarf von relativ kurzer Dauer und einen Durchschnittsleistungsbedarf von längerer Dauer, der möglicherweise l/2o des Spitzenleistungsbedarfs beträgt. Während der meisten Zeit arbeitet der Verstärker nur mit l/lo bis l/2o der vollen Leistung. Zum Verständnis der Bedeutung dieser Tatsache wird auf Fig. Io B bezug genommen, welche die Sinuswelle der ankommenden Versorgungsspannung für die Primärwicklung des Trans-

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fofmators eines konventionellen Audioverstärkers zeigt, die so geschaltet ist, daß ihr die übliche Wechselspannung von 117 bis 125 V zugeführt wird. Das Windungsverhältnis von Primär- und Sekundärwicklung ces konventionellen Transformators ist derart, daß die in der Sekundärwicklung erzeugte Spitzenspannung,während die Primärwicklung während der gesamten Sinuswelle der ankommenden Spannung zumindest etwas Strom führt, gerade geringfügig über dem +75 V- und dem -75 V-Pegel liegt, der von einem konventionellen Audioverstärker benötigt wird. Wenn die Verstärkungskomponente (der Verstärker-Baustein) nur eine durchschnittliche Leistung anfordert, fließt der Strom in der Sekundarwicklung nur für ein sehr kurzes Zeitintervall unmittelbar während des Spitzenwertes der Sinuswelle der Eingangsspannung. Dieses Zeitintervall ist bei Ioo8 in Fig. Io B eingezeichnet. Wenn ein Spitzenleistungsbedarf vorliegt, ergibt sich ein sofortiger Abfluß von den übli- · chen Speicherkondensatoren Ioo4 und Ioo6 des Hetzteils, wobei dermSpannungspegel geringfügig abgesenkt werden, und das Ergebnis besteht darin, daß die Sekundärwicklung für ein längeres Zeitintervall leitet, so daß der Bereich der leitenden Phase der Sinusweile gemäß Fig. Io b erweitert wird, beispielsweise bis zu den Linien lolo a und lolo b. Es sollte beachtet werden, daß aufgrund der Tatsache, daß die beiden Linien lolo a und lolo b einen größeren Abstand voneinander haben, die in der Sekundärwicklung 1ooo a erzeugte Spannung gegenüber der Spitzenspannung, die bei 1oo8 geliefert wird, mäßig erniedrigt .ist.

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Beim Entwurf eines Transformators, der zur Verwendung in einem Netzteil eines üblichen Verstärkersystems geeignet ist, wie es vorstehend beschrieben wird, nuß man sorgfältig darauf achten, wie die Leerlaufströr.e in der Primärwicklung beherrscht werden. Ein Leerlaufstrom ist ein Strom, der in der Primärwicklung fließt, wenn in der Sekundärwicklung kein Strom fließt. In einem Transformator mit einer geringen Anzahl von Windungen in der Primärwicklung und damit mit einer geringen Induktivität kann der primärseitige Leerlaufstrom groß genug werden, um eine Aufheizung des Transformators in einem unerwünschten Ausmaß zu bewirken. Diese Tatsache erzwingt den Einsatz einer Primärwicklung mit einer großen Anzahl von Windungen.

Ein geeigneter Transformator üblicher Bauart für einen Audioverstärker muß auch in der Lage sein, einen relativ hohen Stromfluß durch die Primärwicklung und die Sekundärwicklung zu- verkraften, damit der Spitzenleistungsbedarf gedeckt ;*erden kann. Folglich muß der Draht, aus dem die Wicklungen gewickelt sind, einen ausreichenden Durchmesser haben, damit der Transformator bei hohen Spitzenbelastungen ohne einen ,zu großen Innenwiderstand einen hohen Strom.liefern kann. Im Ergebnis erhält man einen sehr großen, schweren Transformator mit relativ vielen Windungen, um die Induktivität der Primärwicklung ausreichend hoch zu halten und mit relativ dickem Draht, um den.Widerstand trotz der ziemlich großen Drahtlänge in dem Transformator klein zu halten.

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Im Gegensatz zu einem Transformator eines konventionellen Netzteils wird bei einem Transformator der zur Verwendung in einem in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteil gemäß der Erfindung verwendet werden soll, normalerweise mit einem höheren Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung gearbeitet, als dies bei Transformatoren üblich ist, deren Lastzyklen nicht gesteuert werden und die in Netzteilen handelsüblicher Verstärker eingesetzt v/erden. Mit einem solchen Windungsverhältnis kann erreicht werden, daß der Punkt, an dem der Strom durch die Sekundärwicklung aufhören würde zu fließen, bezüglich des sinusförmigen Eingangssignals für die Primärwicklung deutlich an der Rückflanke auftritt, wie dies für den Punkt Iol2 in Fig. Io C gilt. Ohne eine Lastzyklussteuerung würde das mit einem solchen Transformator ausgestattete Netzteil eine Spannung liefern, die beträchtlich über den angestrebten +75 V- und -75 V-Pegeln liegsn würde, die · normalerweise von konventionellen Audioverstärkern benötigt werden. Mit Lastzyklussteuerung fließt in der Primärwicklung des Transformators kein Strom, wenn das Lastzyklusschaltelement offen ist, mit Ausnahme sehr kleiner Leckströme, die von dem Festkörperschaltelement durchgelassen werden, wenn dieses im offenen Zustand ist. Diese Leckströme können für die Zwecke dieser Diskussion ausser Acht gelassen werden. Das Schaltelement bleibt in einem nicht leitenden Zustand, bis die Spannung in der Primärwicklung bis auf einen Punkt Iol4 unmittelbar oberhalb des Pegels Iol2. Dann fließt der

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Strom in der Sekundärwicklung zwischen den Punkten Iol4 und Iol2. Wenn das Schaltelement ein selbstkommutierende'r Silizium-Gleichrichter ist, dann bleibt das Schaltelement in einem leitenden Zustand bis herunter zu dem Punkt Iol6, aber es wird in der Sekundärwicklung von dem Punkt Iol2 bis zu dem Punkt lolS kein Strom fließen, da die Dioden, die die Speicharkondensatoren im Netzteil mit der Sekundärwicklung des Transformators verbinden, in Sperrichturig vorgespannt werden.

Auf den ersten Blick könnte es als etwas wirksamer erscheinen, wenn man einen Stromfluß in der Sekundärwicklung eines in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteils während der Zeit zwisehen den Punkten Iol4 und Iol2 in Fig. Io C herbeiführen würde, anstatt einen Stromfluß in der Sekundärwicklung in einem üblichen Verstärker zu veranlassen, wie dies bei Ioo8 in Fig. Io b dargestellt ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Kondensatoren Ioo4 und Ioo6 nur Strom auf dem 75 V-Pegel annehmen wollen. Folglich gibt es einige Widerstandsverluste, die in dem in seinen Lastzyklen gesteuerten Transformator auftreten und die durch das schraffierte Dreieck zwischen den Punkten Iol2, Iol4 und Iol8 in Fig. Io C dargestellt sind. Ein in seinen Lastzyklen gesteuerter Transformator kann jedoch mit viel weniger Windungen auskommen -..nur ein kleiner Bruchteil der Windungen in einem konventionellen Transformator - so daß die Länge des Drahtes in dem Trans-

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formator verringert ist. Hierdurch verringert sich der Innenwiderstand des Transformators proportional.

Es soll nun angenommen werden, daß der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator bei Spitzenleistungsbedarf betrieben "wird, wie dies in Fig. Io D gezeigt ist. In diesem Fall bewegt das Schaltelement den Einschaltpunkt längst der Sinuswelle weiter aufwärts, wobei ein Maximum, etwa bei dem Punkt Io2o in der Nähe der Spitze der Sinuswelle liegen würde. Es soll ferner angenommen werden, daß die. Kondensatoren Ioo4 und Ioo6 ausreichend groß sind, so daß sie Soannungen von +75 V und -75 V ziemlich gut auf diesen. Pegel halten. Die in der Sekundärwicklung am Punkt Io2o erzeugte Spannung läge nun wesentlich höher als der 75 V-Pegel - möglicherweise bei 9o V - unter Vernachlässigung der Verluste im Transformator. Daher entspricht die Spannungsdifferenz den Verlusten im Transformator selbst. Diese Verluste sind in Fig. Io D in dem schraffierten Dreieck zwischen den Punkten Iol2, Io2o und Io22 dargestellt. Aufgrund der Tatsache, daß die Spitzenleistung von Audioverstärkern selten länger als *für ein kurzes Zeitintervall benötigt wird, können die etwas größeren Verluste, die in Fig. Io D dargestellt sind, toleriert werden, um die kompensierenden Vorteile des "Abschneidens" der Leerlaufströme während des ersten Teils jedes Zyklus des konventionellen Wechselspannungs-Sinuseingangssignals zu erreichen. Wenn das Schaltelement in der Primärwicklung Einrich-

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tungen aufweist, um den Stromfluß in der Primärwicklung vor der Rückkehr des Signals auf die Spannung Null zu schalten - wie dies in Fig. 9 A bis 9 C gezeigt ist kann sogar noch eine größere Reduzierung der Leerlaufstromverluste erreicht werden.

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß ein Verstärkernetzteil die meiste Zeit in einer Betriebsart mit niedriger Leistung arbeitet, wie dies Fig. Io C zeigt. Folglich kann der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator gemäß der Erfindung mit etwa demselben Wirkungsgrad arbeiten wie der wesentlich größere Transformator gemäß dem Stande der Technik. Dies liegt teilweise an der Zahl der Primär- und £ekundärwindungen, die beträchtlich verringert ist, so daß der Draht in dem Transformator viel kürzer ist und somit im Transformator selbst einen geringeren Widerstand bietet. Dieser verringerte Widerstand macht das Vorhandensein von Leerlaufströmen im hinteren Teil jeder Halbwelle erträglicher. Wenn höhere Leistungspegel benötigt werden, besteht die potentielle Möglichkeit eines geringeren Wirkungsgrades. Dies wird jedoch durch den niedrigen Innenwiderstand des Transformators vermieden, und es ist in jedem Fall möglich, für ein kürzeres Zeitintervall mit diesem geringeren Wirkungsgrad zu leben, da die Verringerung des Wirkungsgrades nicht groß genug ist, um den Transformator zu überhitzen.

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Die nachfolgende Tabelle I enthält die Ergebnisse der Untersuchung verschiedener, unterschiedlich ausgebildeter Transformatoren, wobei die Transformatoren geprüft wurden, indem man die +5ο V-Ausgangsanschlüsse der Sekundärwicklung mit zwei 15o W-Glühbirnen verband. Die Ausgangsleistung der Sekundärwicklung wurde auf 3oo V7 gehalten. Die Temperatur wurde am Transformator oben in der Mitte aemessen.

!TABELLE I

Trafo- Windungs- Windungs- Draht Primär- Widerstand Temp. Nr. zahl zahlverhältn. No.· Indukti- prim./see. nach Primär Sec./Prim. *) vität . 21 min.

9	149	0,66	#18&#17	58,6	485/733	31°	C
8	131	0f 82	#18&#17	52,7	400/789	45°	C
7 .	113	1,03	#18&#17	32,2	335/812	62°	C
ι ·	90	1,14	#18	33,7	330/888	64°	C
4	•113	1,14	#18	32,3	330/993	67°	C
6	113	1,14	#18&#17	33,7	330/888	71°	C
3	141	1,14	#20	58,1	538/1560 '	75°	C
2	113	1,14	#19	43	452/1470	84°	C
5	177	1,14	#20	97	800/2340	107

(Angabe der Draht-Nr. nach US-Norm)

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Die Ergebnisse dieser Versuche zeigen, daß ein bevorzugter Lastzyklus-Transformator, der für den Betrieb in einem Netzteil ausgebildet ist, welches erfindungsgemäß ausgestaltet ist, ein Transformator mit einer Sekundär-Primär-Windungsverhältnis unter l,o, mit einer primären Induktivität über 3o mH und mit einen Spulendrahtdurchmesser über der Drahtnummer 18 wäre, wenn der Transformator verwendet wird, um aus einem üblichen Wechselstrom mit 117 bis 125 V und 6o Hz eine maximale Ausgangsgleichspannung von — 75 V zu erzeugen.

Fig. 11 zeigt einen Verstärkerapparat lloo,der so ausgebildet ist, daß er einen Netzteil mit abgestufter Spannung verwendet, wie er in Fig. 5 und 7 A bis 7 C gezeigt ist. Eine Signalspannung wird bei Ilo2 zugeführt, und der Ausgang des Verstärkers ist über eine Last, die hier als Lautsprecher Ilo4 gezeigt ist, mit Erde verbunden. Der Apparat verwendet zwei Sätze von Transistoren, die zu einem Gegentaktverstärker geschaltet sind, wobei jeder Satz in Serie geschaltet ist. Der erste Satz Q Hol, Q Ho3 und Q Ho5 weist NPN-Transistoren auf, und diese werden verwendet, um die positiven Teile des Eingangssignals zu verstärken. Der andere Satz von Transistoren O Ho7, Q Ho9 und Q 1111 umfasst PNP-Transistoren, und diese werden verwendet, um die negativen Teile des Eingangssignals zu verstärken. In der nachfolgenden Beschreibung wird die Arbeitsweise des ersten Satzes von Transistoren Q Hol, Q Ilo3, Q Ho5 insgesamt detailliert beschrieben,

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wobei das Verständnis dieser Beschreibung auch auf die Arbeitsweise von Q Ilo7,. Q Ilo9 und Q 1111 bezüglich der negativen Signalteile anzuwenden wäre.

Man erkennt, daß die Emitterelektrode Ilo6 von Q Hol mit einem Leistungsausgangsanschluß Ho8 der Last Ho4 verbunden ist und daß die Kollektorelektrode lllo von Q Hol über eine Diode D Hol mit einer Gleichspannungsquelle E 1 verbpnden ist, die eine Größe von +25 V hat. Die Emitterelektrode 1112 des zweiten Transistors Q Ilo3 ist mit der Kollektorelektrode lllo von Q Hol verbunden, und die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q Ilo3 ist durch eine zweite Diode D Ilo3 mit einer mittleren Gleichspannungsquelle E 2 verbunden, die eine Größe von +5o V hat. Schließlich ist die Emitterelektrode 1116 des dritten Transistors Q Ho5 mit der Kollektorelektrode 1114 von Q Ho3 verbunden, während die Kollektorelektrode 1118 des dritten Tran- ' sistors Ilo5 direkt mit einer höheren Gleichspannungsquelle E 3 verbunden ist, welche gemäß der Darstellung eine Größe von +75 W besitzt.

Wie oben unter der Überschrift "Stand der Technik" erläutert wurde, offenbart der Stand der Technik verschiedene Anordnungen mit in Serie geschaltete Transistoren mit den abgestuften Spannungsquellen zunehmender Größe. Es wird angenommen, daß ein besseres Verständnis der Betriebsmerkmale der vorliegenden Erfindung erreicht wird, wenn einer detaillierten Beschreibung

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der vorliegenden Erfindung eine allgemeine Diskussion der allgemeinen Betriebsweise der vorbekannten Einrichtungen vorangestellt wird, die eine Anordnung vcn in Serie geschalteten Transistoren mit gestuften Sr>annungsquellen verwenden.

Im Zuge der allgemeinen Diskussion der vorbekannten Betriebsarten (sei davon ausgegangen, daß dann) , v.'enn -die Signalspannung relativ klein ist, beispielsweise unter 25 V, nur der erste Transistor Q Hol leitend wäre und die gesamte Leistung von der 25 V-Leistuncsquelle E 1 abgeleitet würde. Der offensichtliche Vorteil besteht darin, daß ein geringerer Spannungsabfall über dem Transistor Q Hol eintritt und damit eine Verbesserung des Wirkungsgrades vorliegt.

Wenn sich die Signalspannung dem Wert des ersten Spannungspegels dicht annähert, wird in den vorbekannten Anordnungen die Signalspannung dann auf irgendeine Weise an die Basis des Transistors Q Ho3 angelegt, un diesen leitend zu machen, so daß die Leistung nunmehr von der 5o V-Quelle E 2 abgeleitet wird, wobei die 25 V-Quelle durch die Diode D Hol blockiert wird. Während das Signal zwischen dem 25 V- und dem 5o V-Pegel fluktuiert, ergibt sich im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest ein größerer Teil desselben über dem zweiten Transistor Q Ho3.

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In entsprechender Weise wird dann, wenn die Signalspannung über den 5o V-Pegel ansteigt, das Spannunassignal an die Basis des Transistors Q Ilo5 angeleat, um diesen leitend zu machen und folglich die Leistung von der 75 V-Leistungsquelle E 3 abzuziehen. Außerdem wird bei Fluktuieren der Signalspannung zwischen dem 5o V- und dem 75 V-Pegel im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest der größere Teil desselben über dem dritten Transistor Q Ilo5 wirksam. Was die vorbekannten Anordnungen anbelangt, so muß also jeder der Transistoren die Fähigkeit haben, dem Spannungsabfall Stand zu halten, mit dem der Transistor bei den Strompegeln belastet wird, die bei den verschiedenen Spannungspegeln vorhanden sind.

Es wird erneut auf Fig. 11 bezug genommen. Um nun speziell die vorliegende Erfindung- zu diskutieren, ist zu beachten, daß der Signaleingangsanschluß Ilo2 über ei- ■ nen Operationsverstärker 112o mit einem Vorspannungstransistor Q 1113 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors Q1113 ist über einen Widerstand R Hol mit einer +75 V-Quelle verbunden. Die Basiselektrode 1122 des Transistors Q Hol ist an einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R Hol und dem Transistor Q 1113 angeschlossen, um an den Transistor Q Hol eine Vorspannung in Leitrichtung zu liefern. Die Basiselektrode 1124 des zweiten Transistors Q Ho3 ist mit einem ersten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1126 verbunden, und die Basiselektrode 1128 des dritten

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Transistors Q Ilo5 ist mit einem zweiten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 113o verbunden.

Der zweite Satz von Transistoren Q Ilo7_r Q Ilo9 und Q 1111 ist in ähnlicher Weise geschaltet. Der Vorspannungstransistor Q 1113 ist also in Serie mit einem Widerstand R Ilo3 mit einer -75 V-Quelle verbunden, während die Basiselektrode 1132 des Transistors Q Ilo7 mit einem Anschluß zwischen dem Transistor Q 1113 und dem Widerstand R Ilo3 verbunden ist. Die entsprechenden Basiselektroden 1134 und 1136 der Transistoren Q Ilo9 und Q 1111 sind mit einem dritten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1138 bzw. einem vierten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 114o verbunden. Die abgestuften negativen Spannungsquellen E 4, E 5 und E 6 sind in der gleichen Weise vorgesehen wie die Quellen E 1, E 2 und E 3.

Wie hier gezeigt wird, gelangt das Eingangssignal von Ilo2 über einen Operationsverstärker 1*12ο zur Basis 1142 des Vorspannungstransistors Q 1113. Es besteht eine Rückkopplung von dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 1144 zwischen den Transistoren Q Hol und Q Ho7 über die Widerstände R Ho5 und R Ho7 nach Erde. Von dem Verbindungspunkt 1146 zwischen den Widerständen R Ilo5 und R Ho7 besteht eine Rückkopplungsverbindung zurück zum Operationsverstärker 112o. Die Widerstände R Ilo9 und R 1111 liefern eine Anfangsvorspannung für die Transistoren Q Hol bzw. Q Ho7.

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Die allgemeine Funktion jeder der Schalt- und Steuereinrichtungen 1126, 113o, 1138 und 114o besteht darin, einen zugeordneten Transistor zu einem geeigneten Zeitpunkt leitend zu steuern und dann darin den Soannungsabfall über dem zugeordneten Transistor so zu "portionieren", daß die Leistung, die von dem jeweiligen Transistor zu jedem bestimmten Zeitpunkt als Verlustleistung verkraftet werden muß, zu einem Minimum wird. Die Art, in. der dies erreicht wird, kann am besten unter Bezugnahme auf die grafischen Darstellungen gemäß Fig. 11 A, 11 B und 11 C beschrieben werden. .·.... . j

In Fig. 12 A ist der Spannungsabfall über dem ersten ; Transistor Q Hol über der Ausgangsspannung aufgetragen. Es soll angenommen werden, daß die Signalspannung bis auf einen niedrigen Pegel von 5 V angestiegen ist. Diese Spannung wird an dem Transistor Q Hol angelegt und veranlasst diesen, leitend zu werden, um Strom von der +25 V-Quelle E 1 durch den Transistor Q Hol zu , dem Ausgangs ans chluß Ho8 zu liefern. Somit wird die Spannung am Aus gangs ans chluß Ho8 etwa 5 V betragen '< und der Spannungsabfall über dem Transistor Q Hol wird etwa 2o V betragen. Wenn der Signalstrom auf ei-¹ nen Wert ansteigt, der näher an den 25 V-Pegel heranreicht, dann steigt der Spannungspegel am Ausgangsanschluß Ilo8 an, während der Spannungsabfall über dem Transistor Q Hol abnimmt.

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Wenn sich die Signalspannung bis auf 1'oder 2 V an den 25 V-Pegel genähert hat, wird die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 wirksam und lenkt einen Strom der Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 mit einem Spannungspegel, der zwischen dem Pegel der Ausgangsspannung und dem Wert der +5o V-Quelle E 2 liegt. Die grafischen Darstellungen gemäß Fig. 11 k und 11 B zeigen diesen Zusammenhang auf etwas idealisierte Weise, wobei die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 derart arbeitet, daß sie an die Basiselektrode 1124 eine Spannung anlegt, die im wesentlichen in der Mitte zwischen der Ausgangsspannung und und dem +5o V-Pegel an E 2 liegt, so daß der Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q Hol und Q Ho3 für alle Ausgangsspannungen zwischen 25 und 5o V im wesentlichen gleich bleibt. Bei dem tatsächlichen Ausführungsbeispiel, welches hier gezeigt ist, würde die Aufteilung des Spannungsabfalls über den Transistoren Q Hol und Q Ho3 mäßig von dieser idealisierten Situation abweichen.

Wenn die Signalspannung sehr dicht an den 5o V-Pegel herankommt, dann steuert die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 113o den dritten Transistor Q Ho5 leitend und liefert außerdem an die Basiselektrode 1128 von Q Ilo5 einen Basisstrom mit einer ausreichend hohen Spannung, so daß nur ein Teil des gesamten Spannungsabfalls über dem Transistor Q Ho5 auftritt. In gleicher Weise fährt die erste Schalt- und Steuereinrichtung

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1126 fort, Strom an die Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 zu liefern/ so daß der Spannungsabfall
über Q Ilo3 innerhalb des diesem zugewiesenen Anteils
des gesamten Spannungsabfalls über den drei Transistoren Q Ilo5, Q Ilo3, Q Hol liegt.

Die Situation ist in Fig. 12 A, 12 B und 12 C insofern wieder etwas idealisiert dargestellt, als bei einer
Ausgangsspannung zwischen 5o und 75 V der Spannunosabfall gleichmäßig auf alle drei Transistoren aufgeteilt ist. In der tatsächlichen Praxis wäre die Aufteilung
nicht derart präzise.

Die Art, in der die vier Schalt- und Steuereinrichtungen 1126, 113o, 1138 und 114o arbeiten, wird nunmehr
beschrieben werden. Da jede der vier Schalt- und Steuereinrichtungen im wesentlichen gleich ist, wird nur die erste Einrichtung 1126 detailliert beschrieben werden.

In der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 ist
ein Steuertransistor Q 1115 vorgesehen, dessen Kollektorelektrode 1148 mit der Basiselektrode 1124 des zweiten Leistungstransistors Q Ho3 verbunden ist. Die Basiselektrode 115o des Transistors Q 1115 ist an den
Verbindungspunkt 1152 zwischen den beiden Spannungsteilerwiderständen R 1113 und R 1115 angeschlossen.
Das andere Ende des Widerstands R 1113 ist mit dem
+75 V-Anschluß verbunden, während das andere Ende des
Widerstandes R 1115 mit Erde verbunden ist.

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Die Emitterelektrode 1154 des Transistors Q 1115 ist über einen Widerstand R 1117 mit einem Verbinduncppunkt 1156 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen R 1119 und R 1121 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R 1121 ist mit einer +75 V-Quelle Verbunden, während das andere Ende des Widerstandes R 1119 mit der Hauptausgangsleit.ung 1158 verbunden ist, die zum Ausgangsanschluß Ilo8 führt. Ein Kondensator 116o ist parallel zu dem Widerstand R 1119 geschaltet, um schnelle Spannungsanderungeη über den Widerständen R 1119 und R 1121 zu mildern.

Wie oben diskutiert, ist es wünschenswert, wenn dafür gesorgt ist, daß der Transistor Q Ilo3 leitend wird, wenn die Signalspannung - und damit die Ausgangsspannung, die im wesentlichen mit der Signalspannung identisch sein sollte - einen Pegel unmittelbar unterhalb des 25 V-Pegels erreicht. Es ist auch wünschenswert, daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 ein Strom zugeführt wird, bei einem Spannungspegel, der etwa zwischen der Ausgangsspannung und der nächsten abgestuften Spannung im Netzteil liegt, wobei diese Spannung die 5o V-Leistungsquelle E 2 ist. Wenn also die Ausgangsspannung einen Pegel von etwa 25 V erreicht, ist erwünscht, daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 ein Strom mit einer Spannung zugeführt wird, die etwa in der Mitte zwischen 25 und 5o V liegt, beispielsweise etwa bei 37,5 V.

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Der Widerstandwert der Widerstände R 1113 und R 1115 wird so gewählt, daß dann, wenn ein kleiner oder car kein Basisstrom zur Basiselektrode 115o des Transistors Q 1115 fließt, die Spannung am Verbindungspunkt 1152 etwa 37,5 V beträgt. Die Widerstandswerte der zwei Widerstände R 1119 und R 1112 werden so gewählt, daß dann, wenn sich die Ausgangsspannung bis auf 1 oder 2 V an die Spannung des untersten Leistungsanschlusses, d.h. 25 V,. angenähert hat, die Spannung am Verbindur.espunkt 1156 etwa 38,2 V beträgt, so daß an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q 1115 eine Vorspannung in Leitrichtung anliegt, die den Transistor Q 1115 .leitend steuert und veranlasst, einen Basisstrom für die Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 zu liefern. Da die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q Ilo3 die Tendenz hat, der Spannung der Basiselektrode 1124 bis auf einen Bruchteil von 1 V zu folgen, wäre der unmittelbare Effekt, daß <?ie Spannung eine der Emitterelektrode 1112 von Q Ilo3 auf etwa 37,5 V gebracht würde. Kit einer Ausgangsspannung von etwa 25 V ergäbe sich also über dem Transistor Q Ilo3 ein Spannungsabfall von etwa 12,5 V und der Spannungsabfall über dein Transistor Q Hol würde 12,5 V betragen, wodurch die Verlustleistung gleichmäßig von Q Hol und Q Ilo3 übernommen würde.:

Wenn die Signalspannung in dem Bereich zwischen 25 V und 5o V ansteigt, steigt auch die Spannung am Verbindungspunkt 1156 mit der Tendenz an, die Spannung

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an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q 1115 nach oben zu treiben. Dies führt zu einem Anwachsen des Stroms zur Basiselektrode 115o von O 1115 und somit zum Anheben der Spannung am Verbindungspunkt 1152 auf einen Pegel/ der dichter bei der Spannung der Emitterelektrode 1154 liegt, wodurch.auch der Transistor Q 1115 stärker leitend gesteuert wird, so daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 ein crrößerer Strom mit einer noch höheren Spannung zugeführt wird. Der Effekt dieser Vorgänge besteht darin, die Spannung an der Emitterelektrode 1112 des Transistors Q Ilo3 noch stärker anzuheben, d.h. näher an den 5o V-Pegel heran. Wenn also die Ausgangsspannung von dem 25 V-Pegel in Pichtung auf den 5o V-Pegel ansteigt,· dann verringert sich der Spannungsabfall über dem Transistor Q Ilo3, sobald der Spannungsabfall zwischen den Transistoren Q Ilo3 und Q Hol aufgeteilt wird.

Zu dem Zeitpunkt, an dem die Signalspannüng den Pegel des zweiten Spannungsschrittes des Netzteils erreicht, also den 5o V-Pegel, liegt im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall über der Last, während ein sehr kleiner Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q Hol und Q Ilo3 liegt. Zu diesem Zeitpunkt wird die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 113o wirksam und steuert den dritten Transistor Q Ho5 leitend. Da dies im wesentlichen in derselben Weise erreicht wird wie in der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126, wird die Arbeitsweise der Einrichtung 113o nur kurz zusammengefasst.

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Man sieht, daß ein Steuertransistor Q 1117 vorgesehen ist, dessen Kollektorelektrode 1148 a mit der Basiselektrode 1128 des Transistors Q Ilo5 verbunden ist. Es sind zwei Spannungsteilerwiderstände R 1113 a und R 1115 a vorgesehen, die am Verbindungspunkt 1152 a einen Spannungspegel von etwa 62,5 V erzeugen. Außerdem sind die beiden Spannungsteilerwiderstände R 1119 a und R 1121 a so angeordnet, daß die Spannung am Verbindungspunkt 1156 a etwa 63,2 V beträgt, wenn die Ausgangsspannung einen Pegel unmittelbar unterhalb des 5o V-Pegels erreicht. Wenn also die Ausgangsspannung ziemlich nahe an den 5o V-Pegel herankommt, wird zwischen der Emitterelektrode 1154 a des Transistors Q 1117 und der Basiselektrode 115o a eine Vorspannung in Leitrichtung angelegt, die den Transistor Q 1117 leitend steuert, so daß dieser einen Basisstrom an die Basiselektrode 1128 des Transistors Q Ilo5 liefert, durch den dieser Transistor leitend wird. Sobald Q Ilo5 lei- ■ tend wird, steigt die Spannung an der Emitterelektrode 1116 von Q Ilo5 auf einen Pegel, der dicht bei dem Pegel der Basiselektrode 1128 von Q Ilo5 liegt, d.h. auf annähernd 63,2 V. Dies bewirkt, daß die Diode D Ilp3 die 5o V-Leistungsquelle blockiert, so daß die gesamte Leistung aus der +75 V-Leistungsquelle gezogen wird.

Wenn die Ausgangsspannung etwas über 5o V liegt, dann liegt die Spannung, mit der der Strom durch den Transistor Q 1115 zur Basiselektrode 1124 des Transistors Q Ilo3 geliefert wird, zwischen der Ausgangsspannung

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und der Spannung des Stroms zur Basiselektrode 1128 des Transistors Q Ilo5. Folglich wird der Spannungsabfall von der 75 VrQuelle auf den unmittelbar über 5o V liegenden Pegel, der am Aus gangs an Schluß Ilo3 geliefert wird, zwischen den drei Transistoren Q Hol, Q Ilo3 und Q Ho5 aufgeteilt. Wenn die Ausgangsspannung weiter in Richtung des 75 V-Pegels ansteigt, steigen die Spannungen an den Verbindungspunkten 1156 und 1156 a proportional dazu an und heben die Spannungen der den Basiselektroden 1124 und 1128 der Transistoren Q Ilo3 und 0 Ilo5 zugeführten Ströme an, wodurch der Spannungspegel an den Emitterelektroden 1112 und 1116 der Transistoren Q Ho3 bzw. Q Ilo5 angehoben wird. Folglich wird der Spannungsabfall über den drei Transistoren Q Hol, Q Ho3 und Q Ho5 weiterhin auf diese drei Transistoren aufgeteilt. Wie oben angedeutet, ist die Aufteilung, die in den grafischen Darstellungen gemäß Fig. 12 A, 12 B und 12 C dargestellt ist, etwas idealisiert, und die Werte des Spannungsabfalls weichen in Wirklichkeit etwas von der exakt gleichmäßigen Aufteilung ab.

Die Arbeitsweise der dritten und der vierten Schalt- und Steuereinrichtung 1138 bzw. 114o ist im wesentlichen dieselbe wie die Arbeitsweise der ersten und der zweiten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 bzw. 113o, mit der Ausnahme, daß die Einrichtungen 1138 und 114o bei den negativen Teilen des Eingangssignals arbeiten. ' Demgemäß wird der Betrieb der Einrichtungen 1138 und 114o nicht detailliert beschrieben.

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Es ist ausreichend, zu bemerken, daß der Transistor der Schaltsteuereinrichtung 1138 mit Q 1119 bezeichnet ist, während der Steuertransistor der Schaltsteuereinrichtung 114o mit Q 1121 bezeichnet ist. Die Steuertransistoren Q 1119 und Q 1121 arbeiten im wesentlichen in derselben Weise wie die entsprechenden Transistoren Q1115 und Q 1117, um die Leistungstransistoren Q Ilo9 bzw. Q 1111 bei den richtigen, negativen Spannuncsnegeln leitend zu steuern. Die Transistoren Q 1119 und Q 1121 steuern auch den Spannungspegel an den Emitterelektroden der Transistoren Q Ilo9 und Q 1111, um den Spannungsabfall über den drei Transistoren 0 Ilo7, Q Ilo9 und Q 1111 aufzuteilen.

Nunmehr wird auf Fig. 13 bezug genommen, die eine alternative Anordnung der Ausgangsstufentransistoren und der Transistorsteuereinrichtungen für die Verwendung in einem Audioverstärker der in Fig. 11 gezeigten Art zeigt. Im einzelnen sind die Komponenten in Fig. 13, welche mit den Komponenten in Fig. 11 identisch sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die Spannungsteilerwiderstände R 1115 und R 1113 sind so gewählt, daß die Spannung an 1152 37,5 V beträgt, wenn die Spannung an 1156, wie oben beschrieben, etwa 38 V erreicht, wodurch der Transistor Q 1115 leitend gesteuert wird. Dieser bewirkt seinerseits, daß der Emitter des Transistors Q Ilo3 auf den 37,5 V-Pegel springt, wodurch die Eingangsspannung für den Transistor Q Hol auf 37,5 V angehoben wird. Die Diode D Hol bewirkt

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nun, daß die 25 V-Leistungsquelle blockiert wird. Venn das Ausgangssignal auf der Leitung 1158 in Richtung auf 5o V ansteigt, steigt auch die Spannung bei 115C nach oben in Richtung auf den 5o V-Pegel. Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Audiosignal den 5o V-Pegel erreicht, wird auch die Spannung bei 1156 5o V erreicht haben und dadurch die Spannung, die dem Kollektor lllo des Transistors Q Hol zugeführt wird, auf 5o V anheben.

Die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 13 ist dieselbe wie derjenigen gemäß Fig. 11 bis zu diesem Punkt. Wenn die Eingangssignalspannung jedoch noch weiter über 5o V ansteigt, dann bewirkt die Transistorsteuerung 113o, daß der Transistor Q Ho5 eingeschaltet wird, wodurch das Potential, welches am Emitter 1116 von Q Ilo5 erscheint, direkt über die Diode D Ho3 an den Kollektor des Transistors Q Hol angelegt wird. Aufgrund der zu diesem Zeitpunkt bei 1156 a herrschenden Vorspannung wird das an den Kollektor von Q Hol angelegte Potential 67,5 V betragen. Dies hat die Wirkung, daß die Diode D 13ol in Sperrichtung vorgespannt v/ird und bewirkt, daß die Spannung von der Quelle E 3 über den Transistor Q Ilo5 direkt an den Transistor Q llol angelegt wird.

Fig. 14 zeigt eine grafische Darstellung, die die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 13 darstellt, wobei die Linie 14ol der Ausgangsspannung auf der Leitung 1158 in Fig. 11 entspricht, während die Linie 14o2

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die Spannung darstellt, die an den Kollektor lllo des Transistors Q Hol angelegt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform für den linken Kanal und den rechten Kanal eines Stereoverstärkers, welcher gemäß vorliegender Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig. 15 A, 15 B und 16 dargestellt. 3etrachtet man zunächst die Schaltung 15oo für den linken Kanal, die in Fig. 15 A und 15 B dargestellt ist, so erkennt man, daß ein Eingangssignal für den linken Kanal an einem Anschluß 15o2 empfangen wird und in einem Hochfrequenzfilter 15o4 vorbereitet wird, welches das Audiosianal oberhalb von 2o kHz abschneidet. Dieses Filter dient dazu, vorübergehende Intermodulationsverzerrun-gen zu verhindern. Nach Verlassen des Filters 15o4 tritt das Eingangssignal.in den Operationsverstärker 15o6 ein und passiert danach die Transistoren Q 15ol und Q 15o3, die das Eingangssignal in eine positive und in eino negative Hälfte aufspalten. Die positive Hälfte des Signals wird der oberen Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt, während die negative Hälfte des Signals der unteren Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt wird. Da die obere Hälfte und die untere Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal symmetrisch sind, wird nur die obere Hälfte detailliert beschrieben werden.

Für das Ausgangssignal des Transistors Q 15ol erfolgt durch den Einfluß der Widerstände R 1512 und R 1513

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eine Pegelverschiebung nach oben zur Basis des Transistors Q I5o5. Das Signal, welches am ausgangsseitigen Kollektor des Transistors Q 15o5 erscheint, wird zu dem Transistor Q 15o9 übertragen. Bei sehr niedrigem Ausgangsleistungsbedarf fließt der Emitterstrom von dem Transistor Q 15o9 durch in Serie geschaltete Dioden, die bei 15o8 gezeigt sind, zur Basis des Ausgangstransistors Q 1513, woraufhin dieser zu leiten beginnt.- Der Strom von der 25 V-Leistungsquelle 1512 fließt dann durch den Ausgang des Transistors Q 1513 zu einer ausgangsseitigen Induktivität 151o und in den Lautsprecher.

Wenn Ausgangsspannungen über etwa 25 V benötigt werden, wird der Verstärkerausgangsstrom von der 5o V-Leistungsquelle 1514 über den Äusgangstransistor Q 1517 abgeleitet. In ähnlicher Weise treibt der Transistor Q 15o9 dann, wenn Ausgangsspannungen über 5o V benötigt werden, den Ausgangstransistor Q 1521, um Strom von der 75 V-Leistungsquelle 1516 abzuziehen. Der Schalterkreis 1518 mit den Transistoren Q 1525 und Q 1527 bewirkt die Aufteilung des Spannungsabfalls auf die Leistungstransistoren Q 1513, Q 1517 und Q 1521.

Der Verstärker für den linken Kanal enthält eine Überstromschutzschaltung 152o. Für den Fall eines Kurzschlusses über die Ausgangstransistoren werden starke Ströme durch den Verstärker gezogen, wodurch ein Spannungsabfall über dem Emitterwiderstand R 1571 des

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Ausgangstransistors Q 1513 entsteht. Dieser Spannungsabfall schaltet wiederum einen überstromschutztransistor Q 15 33 leitend, und der Strom, der normalerweise durch den Transistor 0 15o5 zur Basis des Transistors Q 15o9 fließt, wird stattdessen abgeleitet, so daß er über den Kollektor des überstromschutztransistors Q 1533 fließt. Wenn der Transistor Q 15o9 auf diese Weise seines Treiberstroms beraubt ist, schaltet er nicht ein, und die Ausgangstransistoren werden nicht leiten. Folglich werden hohe Verlustleistungen, wie sie andernfalls unter Kurzschlußbedingungen auftreten, verhindert.

Die Uberdeckungsverzerrung wird durch die Wirkung von Transistoren Q 1537 und Q 1539 in einer Schaltung 1522 zum Unterdrücken des Übersprechens auf ein Minimum reduziert. Die Transistoren Q 1537 und Q 15 39 bilden zusammen mit den 1-2-3-4 in Serie geschalteten Dioden 1524, den Widerständen R 152o und R 1521 und dem Kondensator C 1513 ein Vorspannungsnetzwerk, welches einen leichten Spannungsabfall in Leitrichtung zwischen den Basen des Transistors Q 15o9 in der oberen HSIfte des Verstärkers für den linken Kanal und des Tran-* sistors Q 1511 in der unteren Hälfte des Verstärkers entwickelt. Dieser Spannungsabfall in Leitrichtung bringt die Transistoren Q 15o9 und Q 1511 an den Rand des leitenden Zustandes. Wenn von dem Verstärker ein Audiosignal empfangen wird, dann leiten Q 15o9 und Q 1511 sofort und ohne eine Diskontinuität in der

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Signalform am Verstärkerausgang, was folglich zu einer sehr niedrigen Verzerrung des Audiosignals führt. Eier Einfachheit halber sind die Werte aller Kondensatoren und Widerstände, die in der Schaltung gemäß Fig. 15 A und 15 B verwendet werden, weiter hinten listenförmig in der Tabelle II zusammengefasst.

Fig. 16 zeigt den Eingangsteil der Schaltung des Verstärkers für den rechten Kanal. Der Verstärker für den rechten Kanal enthält ein Netzwerk zum Verschieben der Phase des ankommenden Audiosignals um 18o°, mit dem Ziel, den Netzteil des Verstärkers besser nutzen zu können. Im Hinblick auf alle anderen Einzelheiten ist die Verstärkerschaltung für den rechten Kanal mit derjenigen für den linken Kanal, die in Fig. 15 A und Fig. 15 B gezeigt ist, identisch.

Eine statistische Analyse von Stereo-Rundfunksendungen zeigt, daß die überwiegende Mehrzahl der Audiosignale, die bei einer solchen Rundfunksendung einem Kanal zugeordnet ist, in Phase mit den Audiosignalen auf dem anderen Kanal liegt. Vorbekannte HiFi-Verstärker verarbeiten die ankommenden Stereosignale im allgemeinen ohne irgendwelche Änderungen der Phasenlage zwischen den Kanälen und arbeiten somit im sogenannten "single ended-Betrieb", d.h. als Eintakt-Verstärker. Die Bauelemente eines Stereoverstärkers, der im Eintakt-Betrieb arbeitet, haben aber die Tendenz, zusätzliche Energie aus dem Netzteil zu ziehen. Wenn die Ausgangsspannung des

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Verstärkers hoch ist, liefert die positive Seite des Netzteils Energie an beide Kanäle, während die negative Seite des Netzteils nicht arbeitet..Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers niedrig ist, liefert die negative Seite des Netzteils Leistung an den Verstärker, aber die positive Seite arbeitet nicht.

Ein verbesserter Wirkungsgrad kann für den Verstärker erreicht werden, wenn beide Seiten des Netzteils kontinuierlich arbeiten. Für diesen Fall spricht man davon, daß das Netzteil als Biückenschaltung (in bridge) betrieben wird. Die Leistung kann bei dem "in bridge-Betrieb" einem Zwei-Kanal-Stereoverstärker dadurch zugeführt werden, daß man die ankommenden Signale .in einem der Verstärkerkanäle invertiert und anschließend beide Kanäle phasenverschoben verarbeitet. Aufgrund der Änderung der gegenseitigen Phasenlage zwischen den sonst normalerweise gleichphasigen Stereosignalen wird von einem der zwei Verstärkerkanäle stets positive Leistung benötigt, während der verbleibende Kanal während jedes Leistungszyklus negative Leistung benötigt» Somit werden,unabhängig vom Wert der Verstärkerausgangsspannung, die positiven und negativen Anschlüsse des Netzteils während jedes LeistungsZyklus beide benötigt. Die größere Leistung, die am Verstärkerauscang aufgrund der Tatsache.verfügbar ist, daß das Netzteil effektiver genutzt wird, kann die Ausgangsleistung um etwa 15 bis 2o% erhöhen. Betrachtet man erneut Fig. 16, so wird deutlich, daß der Verstärker für den rechten

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Kanal allgemein mit 16oo bezeichnet ist. Das Audioeingangssignal für den rechten Kanal wird an dem Anschluß 16ol empfangen und dem invertierenden Netzwerk 16o2 zugeführt. Das invertierende Netzwerk, welches aus Kondensatoren C 16ol und C 16o3 in Verbindung mit widerständen R 16ol, R 16o3 und R 16o5 besteht, treibt den invertierenden Anschluß des Operationsverstärkers 16o4. Die Werte der Bauelemente des Netzteils sind in Tabelle III weiter hinten listenmäßig zusammengestellt. Das Treiben der invertierenden Anschlüsse des Operationsverstärkers 16o4 erzeugt ein Ausgangssignal, welches gegenüber dem Eingangssignal um 18o° phasenverschoben ist. Wie oben diskutiert, ist die Mehrzahl der Audiosignale in jedem Kanal eines Stereorundfunksignals in Phase. Folglich führt die Verwendung des invertierenden Netzwerks im allgemeinen zu einer 18o° Phasendifferenz zwischen dem Betrieb des linken Kanals und dem Betrieb d^s rechten Kanals des Verstärkers.

Fig. 17 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Netzteils für Verstärker mit einem linken und einem rechten Kanal, wie sie in Fig. 15 A, 15 B und 16 gezeigt sind. Betrachtet man nunmehr Fig. 17, so wird deutlich, daß beim Schließen des Schalters 17oo Strom aus der Wechselspannungsleistungsleitung 17o2 durch ein Phasenschiebernetzwerk 17o4 zu dem Diac 17o6 und dem Triac 17o8 zu fließen beginnt. Der Triac 17o8 schaltet ein und ermöglicht einen Stromfluß durch die Primärwicklung 171o a des Transformators 171o. Das

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Magnetfeld in der Primärwicklung 171o a baut sich auf, w obei Energie zu der Sekundärseite 171ö b des Transformators und anschließend zu den energiespeichernden Elektrolyt-Kodensatorbänken 1716, 1718 und 172o übertragen wird. Die Speicherkondensatorbank 1716 ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 25 V-Ausgangsspannung an der 25 V-Leistungsquelle aufrecht erhält. Die Kondensatorbank 1718 ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 5o V-Ausgangsspannung an der 5o V-Leistungsquelle aufrechterhält,und die Kondensatorbank 172o ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 75 V-Ausgangsspannung an der 75 V-Leistungsquelle aufrechterhält. Die Kondensatoren in den Kondensatorbänken werden innerhalb der ersten loo ms voll aufgeladen, nachdem das Netzteil eingeschaltet ist.

Wenn die Spannungen an den drei Energieversorgungen ihre bevorzugten flpannungspegel von 25, 5o bzw. 75 V erreichen, wird der Steuertransistor Q 17ol in den leitenden Zustand gezwungen und der Emitterstrom von Q 17ol fließt durch eine Leuchtdiode 1712. In Abhängigkeit vom Emitterstrom sendet die Leuchtdiode 1712 rotes Licht aus, welches auf einen Fotowiderstand 1714 trifft und den Fotowiderstandswert desselben absenkt. Das Absenken des Widerstandswertes des Fotowiderstandes 1714 bewirkt eine Verzweigung eines Teils des Stroms, der durch das Phasenschiebernetzwerk 17o4 fließt, wodurch" die Phase des Wechselspannungsleitungssignals verschoben und ein Zünden des Diacs 17o6 und des Triacs

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17o8 zu einem späteren Zeitpunkt der von der Wechselspannungleitung eintreffenden Sinuswelle bewirkt wird.

Änderungen in den Zündpunkten des Diacs und des Tri?.cs führen zu Änderungen in dem Winkelbereich, in dem cer leitende Zustand vorliegt und zu entsprechenden Änderungen in der Verstärkerausgangsspannung. Diese Änderungen bilden ein Mittel zum Verfolgen des Audiosignals, wann immer.die Frequenz des Audiosignals unter der Wiederholfrequenz der Energieversorgungsleitung liegt, c. h. unter einer Frequenz von 12o Hz (2 χ 6o Hz). Das ankommende Audiosignal wird am Verbindungspunkt von Widerständen R 1765 und R 1767 summiert und einer Tiefbassfilterung mit einer Zeitkonstante unterworfen, die sich aufgrund der Parallelschaltung der Widerstände R 1765, R 1767 mit dem Kondensator C 1733 ergibt. Das resultierende Signal wird dann von der Diode 17o9 gleichgerichtet, um eine Gleichspannung zu erhalten, welche proportional zum Ausgangssignal des Leistungsverstärkers ist. Diese proportionale Gleichspannuna wird an den Kondensator C 1735 angelegt, von wo sie dem Steuertransistor Q 17ol zugeführt wird. Der Steuertransistor Q 17ol steuert anschließend den Betrieb der Leuchtdiode 1712, um die Zeitkonstante des Phasenschiebernetzwerks 17o4 in der oben beschriebenen Weise zu variieren. Dabei werden bei Vorliegen hoher Signale größere Verstärkerausgangsspannungen erzeugt und bei Vorliegen niedrigerer Signale niedrigere Ausgangsspannungen. Die Ausgangsspannung des Netzteils folgt somit

-Io2-

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tatsächlich den ankommenden Audiosignalen, die Frequenzen im unteren Querfrequenzbereich haben. Diese Möglichkeit, den Signalen zu folgen, ermöglicht es, Kosten, Größe und Gewicht der Verstärkereinheit weiter zu reduzieren.

Eine automatische Abschaltung des Netzteils gemäß Fig. 17 infolge einer überstrombedingung wird durch die Verwendung des Operationsverstärkers 1722 und der Transistoren Q 17o3 und Q 17o5 erreicht. Wenn eine Fehlerbedingung dazu führt, daß dem Audioverstärker ein Überstrom geliefert wird, dann wird ein Überstrom-Auslösesignal von der Schaltung gemäß Fig. 15 A der Basis des Transistors Q 17o7 zugeführt. Der Transistor Q 17o7 schaltet ein und bewirkt, daß der Eingang des Operationsverstärkers 1722 auf einen hohen Pegel geht. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1722 geht damit ebenfalls auf einen hohen Pegel, wodurch die Transistoren Q 17o3 und Q 17o5 eingeschaltet werden. Der Emitter des Transistors Q 17o5 ist mit der 25 V-Quelle verbunden, und der Kollektor von Q 17o5 ist mit den Kondensatoren Q 1723 und Q 1725 verbunden. Wenn der Transistor Q 17o5 einschaltet, wird die Ladung von der 25 V-Versorgung zu den Kondensatoren C 1723 und C 1725 übertragen. Der Strom fließt dann durch die Leuchtdiode 1712 und veranlasst diese, den Fotowiderstand 1714 hell zu beleuchten. Der Widerstandswert des Fotowiderstandes 1714 wird dementsprechend auf einen Wert abgesenkt, der ausreichend gering ist,

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um tatsächlich den gesamten Strom von dem Phasenschiebernetzwerk 17o4 abzuleiten und damit den Netzteil abzuschalten.

Wenn der Netzteil abgeschaltet ist, wird die Leuchtdiode 1712 durch die auf den Kondensatoren C 1723 und C 1725 gespeicherte Ladung am Leuchten gehalten. Nach. einem kurzen Zeitintervall - irgendwo zwischen o,5 und 1 min - ist die Ladung der Kondensatoren C 1723 und C 1725 über die Leuchtdiode abgeflossen und diese beginnt wieder dunkel zu werden. Der Widerstandswert des Fotowiderstandes 1714 beginnt folglich zu steigen und das Netzteil kehrt wieder in den:eingeschalteten Zustand zurück. Wenn die FehJarbedingung zwischenzeitlich beseitigt ist, bleibt das Netzteil eingeschaltet und der Audioverstärker arbeitet wie zuvor. Wenn jedoch der Fehler immer noch vorhanden ist, aktiviert die Oberstrom-Schaltleitung den Transistor 17o7 und die Leistungsabschaltfolge wird wiederholt.

Ein Uberspannungs-Schaltnetzwerk ist bei 1724 gezeigt. Das Audiosignal vom Ausgang des Audioverstärkers 'treibt das Netzwerk mit den Widerständen R 1751, R 1753, R 1755, R 1757 und R 1759, dem Kondensator C 1731 und den Dioden D 17ol und D 17o3, um ein Gleichstromsignal zu erzeugen, welches dem zeitlichen Mittelwert des durch Halbwellen-Gleich'richten gleichgerichteten Audiosignals entspricht. Es ist zu beachten, daß die Dioden D 17ol und D 17o3 außer als Gleichrichter auch als Odergatter

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dienen. Das Ausgangssignal am Verbindungspunkt der Widerstände R 1751 und R 1753/ beispielsweise die zeitlich gemittelte Audiospannung, lädt den Kondensator C 1731. Der Kondensator C 1731 ist so gewählt/ daß ein Wert/ der einem vorgegebenen übersoannungswert entspricht, den Kondensator C 1731 veranlasst, den Operationsverstärker 1722 abzuschalten und danach die Transistoren Q 17o3 und Q 17o5 einzuschalten, un das Netzteil in einer Weise abzuschalten, die derjenigen analog ist, die während überstrombedingungeri auftritt.

Wönn aus irgendeinem Grund, beispielsweise wegen eines Versagens des Verstärkers oder des Herabfallens eines Tonarms, am Verstärkerausgang eine Gleichstromkomponente erscheinen sollte, dann erscheint eine Gleichspannung am Verbindungspunkt der. Widerstände R 1761 und R 1763. Diese Spannung wird über die Gleich-. strom-Fehler-Abschaltleitung 1726 zu dem Operationsverstärker 1722 übertragen und veranlasst diesen, abzuschalten. Wenn die Gleichspannungskomponente positiv ist/ dann leitet die Diode D 17o5 zum positiven Eingang des Operationsverstärkers 1722, so daß der Operationsverstärker auf den Pegel "hoch" geht. Wenn die Gleichstromkomponente negativ ist, dann leitet die Diode D 17o7 zu dem negativen oder invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 1722, und der Pegel am Ausgang des Operationsverstärkers geht ebenfalls "hoch". In beiden Fällen wird das Netzteil im Anschluß an das

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Schalten der Transistoren Q 17o3 und Q 17o5 und an die Energiezufuhr zu der Leuchtdiode 1712 abgeschaltet. Die Werte der verschiedenen Widerstände und Kondensatoren in den Figuren 15 A, 15 B, 16 und 17 sind in Tabellen zusammengefasst. Wie oben erwähnt, enthält .. die Tabelle II eine Liste für die Schaltung gemäß Fig. 15 A und 15 B. Die Tabelle III enthält eine Liste der Bauteile der Schaltung gemäß Fig. 16, während die Tabelle IV bevorzugte Werte für die Widerstände und Kondensatoren von Fig. 15 offenbart.

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TABELLE II

WERTE DER WIDERSTÄNDE UND KONDENSATOREN IM VERSTÄRKER FÜR DEN LINKEN KANAL IN FIG. 15 A UND 15 B

Widerstände	- 15kn	R1526 -	39k XL	R1551	- 2 2k Λ
R1501	- 2kn	R1527 -	100X1	R1552	- ISkXL
R1502	- 6r2kxi	R1528 -	100X1	R1553	4, 7k Λ
R1503	-390Λ	R1529 -	Ikfl	R1554	- 39X1
R1504	- 2;7ΓΖ	R1530 -	5,6kn	R1555	- 27kn
R1505	- 9;lki2.	R1531 -	120 η	R1556	4,7XL
R1506	- l,5kn.	R1532 -	IkXI	R1557	2,3kil
R1507	- lf5kfl	R1533 -	5, 6kΛ	R1558 ■	2f2kXi
R1508	- 9,IkXl	R1534 -	120X1	R1559 -	3T3kil
R1509	- lf5k£l	R1535 -	l,5kfl	R1560 -	- 33 a
R1510	- lr5kii	R1536 -	l,5kXl	R1561 -	- '2f7kIL
R1511	- 4,7kXl	R1537 -	2,4kXl	R1562 -	- '2^kXl
R1512	-910Λ	R1538 -	22kXl	R1563 -	f ■ ICkXL
R1513	- 47Λ	. R1539 -	22kXl	R1564 -	220X1
R1514	- IkXl	R1540 -	18kXl	R1565 -	220XL
R1515	- 4r7kiL	R1541 -	4f7k&	R1566 -	6,2XL
R1516	-910 JO.	- R1542 -	39X1	R1567 -	220X2.
R1517	- 47X2	R1543 -	27kil	R1568 -	220X1
R1518 "	- IkXI	R1544 -	4r7kXl	R1569 -	56X1
R1519	- 12kXI	R1545 -	3;3ka	R1570 -	62X1 ;
R1520 ■	- 5;6kXl	R1546 -	2T2kXL	R1571 -	0rlXl
R1521 ■	- 5kXl	R1547 -	3,3kll	R1572 -	0.1Xi
R1522 -	-10X2.	R1548 -	33X1	' R1573 -	2,7XL
R1523 -	- 10X1	R1549 -	2r4kXl	R1574 -	2,7XL
R1524 -	■ 12kXl	R1550 - -	22k O
R1525 -

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-Io7-

A 44 218 k - 176 26. Juni	m 198o	200 pF	- 1<3	i7 -	tv:	- 180 FF
		O1OOl	TABELLE II	(Fortsetzung)		: ,039-
Kondens atoren	47OyUF				- C, 039
C1501 -	100 pF	C1517	Ot0lF	C1531	- C,l F
C1503 -	100 pF	F C1519	O1OlF	C1533	- Cl :?
C1505 -	200 Pf	C1521	- 22 /UF	C1535	:-,33.p
C1507 -	4y7jui	C1523	£,0033 F	C1537	c, 33V
C1509 -	10 DF	C1525	22 /UF 0,0033 F	C1539
CIS11 -	C1527	- ISO pF	C1541
Clf513 -	C1529		C1543
C1515 -

TABELLE III

WERTE DER WIDERSTÄNDE WJD KONDENSATOREN IN DEM INVERTIERENDEN NETZWERK DES VERSTÄRKERS FÜR DEN RECHTEN KANAL IN FIG.

Widerstände R1601 - 3k &,; R16O3.- 12k Λ f R1605 - 15k Λ *

^: Kondensatoren G1601 -

C1603 -

-Io8-

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TABELLE IV

WERTE DER WIDERSTÄNDE UND KONDENSATOREN IN DEM NETZTEIL

GEMÄSS FIG. 17

Widerstände	1,2k il	O7Lf-	R1725 -	9,IM il	R1747	-· 2 m £l
R1701 -	15OkXl	0,013 F	R1727 -	51OkIL	R1749	1,6 M
R1703 -	180kil	0;01 F ,	R1729 -	5,6klL	R1751	- ISSk il. ;
R1705 -	27kil	2200· uF .	R1731 -	6,8kXl	- R1753	3T3kÄ'-
R1707 -	27kIL	2200 vF	R1733 -	22k il	■ R1755	3, 3k Λ'
R1709 -	150k il	2200 uF	R1735 -	IiI	R1757	4;7kXl
R1711 -	. 1,5k a		R17 37 -	3,6k il	R17 59	4f7ka
R1713 -	390Ώ.	R1739 -	2OkIL-	R1761	3,3kIL
R1715 -	680n	R1741 -	lOOkiL	R1763	6,SkXl
R1717 -	200X1	R1743 -	20OkSL	R1765	- 3OkXl
R1719 -	680X1	R1745 -	20k XL	R1767	- :60kXL
R1721 -	lOkXL
R1723 -	Kondens atoren
C1701 -	C1713	- 2200 uF	C1725 -	220OuF
C1703 -	C1715	- 2200 uF	C1727 --	22 uF
C1705 -	C1717	- 2200 uF	C1729 -	47 uF
C1707 -	C1719	- 3000 UF	C1731 -	0,033 F
C1709 -	C1721	- 3000 uF	C1733 -	2,2. uF
C1711 -	C1723	- 2200 uF	C1735 -	2.2 uF ,

-Io9-

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	44 218	m	- /\AA
A	- 176 . Juni	198o
k 26

Industrielle Anwendbarkeit

Die vorstehend offenbarte Verstärkerschaltung und die Verfahren sind von spezieller ökonomischer Bedeutung auf dem Gebiet der Audioverstärker. Die vorstehend offenbarten Konzepte gestatten eine dramatische Reduzierung in dem Gewicht und den Kosten für die Bereitstellung geeigneter Energieversorgungen bzw. Netzteile und geeigneter Leistungstransistoren für HiFi-Audioverstärker und sind besonders gut für Stereosysteir.e geeignet.

Als ein Beispiel für die dramatische Gewichtsreduzierung, die durch die Anwendung der KonzeDte dieser Erfindung ermöglicht wird, wiegt eine vollständige, für den Handel geeignete Ausführungsform eines mit einem Netzteil ausgestatteten Verstärkers mit einer Nennleistung von 4oo W nur 4 kg. Im Gegensatz dazu wiegt der leichteste handelsübliche Verstärker gemäß dem Stande der Technik, welcher eine vergleichbare Nennleistung hat, etwa 16 kg.

-llo-

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Claims (1)

1. HOEGER, STELLRECHT &

   PATENTANWÄLTE
   UHLANDSTRASSE 14 c D 7000 STUTTGART 1

   A 44 218 m Anmelder: Robert Weir Carver
   k - 176 33ö Avenue A

   26. vJuni 198o Snohomish, Washington 9829o

   USA

   Ansprüche

   Ein Apparat zum Verstärken eines Signals, wie z.B. eines Audiosignals, mit Amplitudenänderungen, v.'slcher(folgende Elemente)aufweist:

   a) Verstärkereinrichtungen mit Energiezuführeinrichtungen, Signaleingabeeinrichtungen und Ausgabeeinrichtungen,

   b) einen Netzteil mit einem Transformator, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung besitzt, wobei die Sekundärwicklung betriebsmäßig mit den Energiezuführeinrichtungen der Verstärkereinrichtungen verbunden ist und wobei die
   Primärwicklung mit einer Spannungsquelle verbindbar ist;

   c) Einrichtungen zum Bewirken, daß Stromimpulse
   zu der Primärwicklung des Transformators übertragen werden;

   d) Schaltungseinrichtungen, die auf das Signal ansprechen, um die Energie der zu der Primärwicklung übertragenen Impulse zu regeln, derart,

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   44 218 m „/143 A - 176 k . Juni 198o - \yC 26 /

   daß die Energie der Impulse erhöht und verringert wird, wenn das Signal in der Amplitude zunimmt und abnimmt, und derart, daß daß Netzteil den Verstärkereinrichtungen Energie mit einer Größe zuführt, welche mit dem Leistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen verknüpft ist, um ein Ausgangssignal zu liefern, welches mit dem Signal verknüpft ist.

   2. Der Apparat gemäß Anspruch 1, wobei die Schaltungseinrichtungen Schaltereinrichtungen umfassen, welche betriebsmäßig mit der Primärwicklung verbunden sind, um den Strom zu der Primärwicklung zu unterbrechen, wobei die Schaltungseinrichtungen Einrichtungen umfassen, um die Schaltereinrichtungen zu periodischen Intervallen nicht leitend zu machen.

   3. Der Apparat gemäß Anspruch 2, wobei die Schaltungseinrichtungen Modulationseinrichtungen umfassen, um die Energie der Stromimpulse durch die Primärwicklung des Transformators dadurch zu regeln, daß sie die Dauer der Öffnungszeiten der Schaltereinrichtungen in einer Weise regeln, daß Impulse kürzerer Dauer durch die Primärwicklung laufen, wenn die Amplitude des Signals relativ klein ist, und daß Impulse größerer Dauer durch die Primärwicklung des Transformators geliefert werden, wenn die Amplitude des Signals relativ groß ist.

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   A 44 218 m - \yi k - 176 / 26 . Juni 198o

   4. Der Apparat nach Anspruch 1, bei dem die Schaltungseinrichtungen Regeleinrichtungen enthalten, up exe Dauer der Impulse, die zu der Primärwicklung des Transformators übertragen werden, in einer solchen Weise zu regeln, daß die Impulse kürzerer Dauer zu der Primärwicklung geliefert v/erden, wenn die 7_-r->litude des Signals relativ klein ist und daß Imriulsc größerer Dauer geliefert werden, wenn die Amplitude des Signals relativ groß ist.

   5. Der Apparat gemäß Anspruch 1, bei dem die Schaltungseinrichtungen Komparatoreinrichtungen umfassen, die auf einen ersten Wert ansprechen, der mit der AnnIitude des Signals verknüpft ist und auf einen zweiten Wert, der mit der dann von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen verfügbaren .Leistung verknüpft ist, wobei die Komparatoreinrichtungen so ausgebildet sind, daß sie ein Regelsignal mit eini3m Wert liefern, der mit der Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Wert verknüpft ist, um ein Ausgangssignal einer Größe zu liefern, welches im wesentlichen der Amplitude des Signals entspricht.

   6. Der Apparat nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Wert eine Spannung ist, deren Größe mit der Amplitude des besagten Signals ansteigt und abfällt und bei dem der zweite Wert eine Spannung ist, die mit der Spannung am ausgangsseitigen Ende des Transformators verknüpft ist.

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   295328S

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   7. Der Apparat nach Anspruch 6, welcher außerdem Absolutwert-Detektor Einrichtungen umfasst, die so ausgebildet sind, daß sie das besagte Signal emofanaen und ein Gleichstromausgangssignal erzeugen, welches eine Größe hat, die mit der Amplitude des Signals verknüpft ist, wobei die Absolutwert-Detektoreinrichtungen so ausgebildet sind, daß sie das besagte Gleichstromausgangssignal als besagten ersten V.'ert an den Komparator liefern.

   8. Der Apparat nach Anspurch 7, welcher außerdem nichtlineare Spitzendetektoreinrichtüngen umfasst, die so ausgebildet sind, daß sie besagte Gleichstromspannung von den Absolutwert-Detektoreinrichtungen empfangen und eine Ausgangsspannung für den Komparator erzeugen, wobei die Ausgangεspannung des nicht-linearen Spitzendetektors dem Ausgangssignal des Absolutwert-Detektors entspricht und wobei die nicht-linearen Spitzendetektoreinrichtungen stärker auf sehr schnelle Änderungen in der Amplitude des Signales ansprechen und weniger stark auf relativ kleine Änderungen der Amplitude des Signals.

   9. Der Apparat gemäß Anspruch 5, bei dem:

   a) die Komparatoreinrichtungen betriebsmäßig mit dem Transformator verbunden sind, um ein Transformatorspannungssignal zu empfangen, welches mit der

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   29532S9

   A 44 218 m /

   k -'176 -UA -

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   Spannung an einem Endbereich der Sekundärwicklung des Transformators verknüpft ist und bei dem cie Komparatoreinrichtungen außerdem betriebsmäßig r.it den Signaleingabeeinrichtungen verbunden sind, die eine Signaleingangsspannung liefern,welche rr.it der Amplitude des Signals verknüpft ist, wobei die Komparatoreinrichtungen ein erstes Regelsignal erzeugen, welches mit einer Differenz zwischen den Transformatorspannungssignal und der Signaleingangsspannung verknüpft ist,

   b) weitere Vergleichseinrichtungen betriebsmäßig mit dem einen Ende der Sekundärwicklung des Transformators und außerdem mit einem anderen Ende der Sekundärwicklung des Transformators verbunden sind, um einen Summierwert zu erzeugen, der mit einer Differenz in der absoluten Größe von Spannungen an den Enden der Sekundärwicklung des Trans forma-. tors verknüpft ist, wobei die weiteren Vergleichseinrichtungen so ausgebildet sind, daß sie ein zweites Regelausgangssignal erzeugen, welches mit dem Summierwert verknüpft ist;

   c) die Komparatoreinrichtungen und die weiteren Vergleichseinrichtungen so ausgebildet sind, daß sie ein Regelausgangssignal erzeugen,welches auf die relative Größe des ersten Regelausgangssignals und des zweiten Regelausgangssignals anspricht, wobei das Regelausgangssignal dazu dient, die Energie der Stromimpulse in der Primärwicklung des Transformators zu regeln.

   030602/0077 "¹¹⁵~

   A 44 218 m

   k - 176 - 1

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   10. Ein Verfahren zum Verstärken eines Signals, wie z.B. eines Audiosignals, wobei dieses Verfahren (folaende Schritte) umfasst:

   a) man richtet eine Serie von Stromimpulsen durch eine Primärwicklung eines Transformators, urr. Spannungsimpulse zu verursachen und damit eine Sekundärwicklung des Transformators zu beaufschlagen:

   b) man wandelt die Spannungsimpulse in eine zeitlich variable Gleichspannung um und überträgt sie, um den Eingangsanschlüssen von Verstärkereinrichtungen Energie zuzuführen, welche auf besagtes Signal ansprechen, um besagtes Sicrnal zu verstärken,

   c) man regelt die Energie der zu der Primärwicklung übertragenen Impulse, in der Weise, daß die Energie der Impulse erhöht und erniedrigt wird, wenn besagtes Signal in der Amplitude ansteigt und abnimmt, derart, daß die zu den Verstärkereinrichtungen gelieferte Energie mit dem Leistungsbedarf der Versjtärkereinrichtungen verknüpft ist, um ein Ausgangssignal zu liefern, welches dem Signal entspricht.

   11. Das Verfahren gemäß Anspruch Io, bei dem die Energie der Stromimpulse durch die Primärwicklung geregelt wird, indem man Schalteinrichtungen betätigt, um

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   2S53289

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   k - 176

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   Strom zu der Primärwicklung in einer solchen Weise zu unterbrechen, daß Impulse kürzerer Dauer die Primärwicklung passieren, wenn die Amplitude des Signals relativ klein ist und daß Impulse größerer Dauer durch die Primärwicklung des Transformators geliefert werden, wenn die Anrolitude des Signals relativ groß ist.

   12. Das Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem ein erster Wert vorgesehen ist, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist und ein zweiter Wert, der mit der dann von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen zur Verfügung gestellten Leistung verknüpft ist, wobei das Verfahren außerdem (die Maßnahme) umfasst, daß der erste Wert und der zweite Wert vergleichen werden, um ein Regelsignal mit einem Wert zu erzeugen, der mit der Differenz zwischen dem ersten Wert und dem zweiten Wert verknüpft ist, und daß das Regelsignal ' verwendet wird, die Energie der Stromimpulse durch den Transformator zu regeln.

   13. Das Verfahren gemäß Anspruch 12, welches weiterhin (die Maßnahme) umfasst, daß der erste Wert als eine Spannung bereitgestellt wird, deren Größe mit der Amplitude des besagten Signals ansteigt und abfällt und daß der zweite Wert als eine Spannung bereitgestellt wird, welche mit der Spannung an einem Ausgang des Transformators verknüpft ist.

   -117-030602/007 7

   A 44 218 m -AW k - 176 -yn 26 . Juni 198o

   14. Das Verfahren gemäß Anspruch 13, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß der erste Wert bereitsgestellt wird, indem man das besagte Signal durch Absolutv/ert-Detektoreinrichtungen leitet, um ein Gleichstrcrriausgangssignal zu erzeugen, welches eine Größe hat, die mit der Amplitude des Signals verknüpft ist, und daß dann das Gleichstromausgangssignal als besagter erster Wert übertragen wird, welcher mit dem besagten zweiten Wert zu vergleichen ist.

   15. Das Verfahren gemäß Anspruch 14, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß das Gleichstromausgangssional von dem Absolutwert-Detektor durch einen nicht-linearen Spitzendetektor gelenkt wird, um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die mit besagtem zweiten Wert zu vergleichen ist, wobei die Ausgangsspannung des nichtlinearen Spitzendetektors dem Ausgleichssignal von dem Absolutwert-Detektor in einer solchen Weise entspricht, daß das Ausgangssignal des nicht-linearen Spitzendetektors stärker auf große, schnelle Änderungen in der Amplitude des Signals anspricht und weniger auf relativ kleine Änderungen in der Amplitude des Signals.

   16. Das Verfahren gemäß Anspruch lo, das ferner (die Maßnahmen) umfasst:

   a) man erzeugt ein erstes Regelsignal wie folgt:

   -118-0 3060 2/00 7 7

   A 44 218 m

   k - 176

   26. Juni 198o S

   1. man liefert ein Transformatorspannungssignal,
   welches mit der Spannung an einem Endbereich
   der Sekundärwicklung des Transformators verknüpft ist,

   2. man erzeugt eine Signaleingangsspannung, welche mit der Amplitude des Signals verknüpft
   ist,

   3. man vergleicht das Transformatorspannungssignal und besagte Signaleingangsspannung, um ein
   erstes Regelausgangssignal zu erzeugen, welches mit einer Differenz zwischen dem Transformatorspannungssignal und besagter Signaleingansspannung verknüpft ist,

   b) man erzeugt einen Summierwert von den ausgangsseitigen Enden des Transformators wie folgt·:

   1. man erzeugt eine Summierspannung, die mit einer Differenz in der absoluten Größe von Spannungen an dem ersten und dem zweiten Ende der Sekundärwicklung des Transformators verknüpft ist,

   2. man erzeugt ein zweites Regelausgangssignal,
   welches mit der Größe des Summierwerts verknüpft ist,

   030602/0077

   Al /1-

   A 44 218 m

   k - 176 - VC9 -

   26. Juni 198o

   c) man wählt das größere der besagten Regelausgangssignale zur Regelung der Energie der Stromimnulse in der Primärwicklung des Transformators.

   17. Das Verfahren nach Anspruch 16, bei dem besagter Sutümierwert bereitgestellt wird, indem man einen mittleren Bereich der Sekundärwicklung des Transformators
   in einer solchen Weise mit einer Bezugsspannung verbindet, daß ein Ende der Sekundärwicklung positiv und das andere Ende der Sekundärwicklung negativ bezogen auf die Bezugsspannung ist, woraufhin dann der Smmierwert mit der Bezugsspannung verglichen wird, um
   das zweite Regelausgangssignal zu erzeugen.

   18. Das Verfahren gemäß Anspruch 17, bei dem das zweite
   Ausgangsregelsignal bereitgestellt wird, indem man
   Strom von einem Ende der Sekundärwicklung des Transformators durch einen Widerstand zu einem Summierpunkt lenkt und indem man Strom vom anderen Ende der Sekundärwicklung durch einen zweiten Widerstand zu
   dem Summierpunkt lenkt, um eine Summierspannung zu
   erzeugen, wobei besagte Summierspannung entweder
   durch eine erste Diode, welche positiven Strom blokkiert, zu einem eingangsseitigen Verbindungspunkt
   eines Verstärkers gelenkt wird oder durch eine zweite Diode, welche negativen Strom blockiert, zu einem zweiten eingangsseitigen Verbindungspunkt eines Verstärkers, und wobei man von dem Verstärker das zweite Ausgangsregelsignal erzeugt.

   030602/0077

   A 44 218 m ^

   k - 176 - 12o

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   19. Das Verfahren gemäß Anspruch lo, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß eine Serie von Regelimpulsen geliefert wird, von denen jede eine Spannung hat,.welche zwischen einem niedrigeren und einem höheren Pegel als eine Funktion der Zeit jedes Regelimpulses schwankt, wobei man die Regelimpulse moduliert, um Teile der Regelimpulse passieren zu lassen, um die Dauer der Stromimpulse durch die Primärwicklung zu regeln.

   20. Das Verfahren nach Anspruch 19, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß man Schaltereinrichtungen betätigt, die betriebsmäßig mit der Primärwicklung des Transformators verbunden sind, in einer solchen Weise, daß die Schaltereinrichtungen in Abhängigkeit von den Regelimpulsteilen, die von den Modulationseinrichtungen empfangen werden, derart ein- und ausgeschaltet werden, daß sie die Energie der Stromimpulse in " besagter Primärwicklung regeln.

   21. Das Verfahren nach Anspruch 2o, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß man Regelimpulse erzeugt, die eine Spannung haben, welche in einem relativ konstanten Ausmaß während des ersten Teils jedes Impulses ansteigt und welche während des späteren Teils des Impulses in einem relativ konstanten Ausmaß absinkt, und daß man die Impulse moduliert, indem man die durch einen Spannungspegel, welcher der Amplitude des besagten Signals abgetrennten Impulsteile passieren lässt.

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   22. Das Verfahren nach Anspruch 21, welches ferner (die Maßnahme) umfasst, daß nan einen ersten Wert erzeugt, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist und daß man einen zweiten Wert erzeugt, der mit der dann von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen verfügbaren Leistung verknüpft ist, ce.2 man den ersten Wert und den zweiten Viert vergleicht, um ein Regelsignal mit einem Wert zu liefern, der einer Differenz zwischen dem ersten Wert und dem zweiten Wert entspricht, und daß man das Reqelsignal verwendet, um die Impulsteile passieren zu lassen, die von einem Spannungspegel abgetrennt sind, welcher der Amplitude des Signals entspricht.

   23. Verfahren nach Anspruch 19,welches außerdem (die Maßnahme) umfasst, daß man einen ersten Wert erzeugt, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist, und daß man einen zweiten Wert erzeugt, der mit der dann ■ von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen verfügbaren Leistung verknüpft ist, daß man den ersten Wert und den zweiten Wert vergleicht, um ein Regelsignal zu liefern, welches einen Wert hat, der mit einer Differenz zwischen dem ersten Wert und dem zweiten Wert verknüpft ist, um ein Ausgangssignal einer Größe zu liefern, die im wesentlichen der Amplitude des besagten Signals entspricht, und daß man das besagte Ausgangssignal verwendet, um die Regelimpulse zu modulieren, die dazu dienen, die Dauer der Stromimpulse durch die Primärwicklung zu regeln.

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   24. Das Verfahren nach Anspruch lo, bei dem:

   a) die Energie der Stromimpulse durch besagte Primärwicklung geregelt wird, indem man Schaltereinrichtungen betätigt, um Strom zu der Primärwicklung in einer solchen Weise zu unterbrechen, daß Impulse kürzerer Dauer durch die Primärwicklung hindurchgehen, wenn die Amplitude des Signals relativ klein ist, und Impulse größerer Dauer durch die Primärwicklung des Transformators •geliefert werden, wenn die Amplitude des Signals relativ groß ist,

   b) ein erster Wert vorgesehen ist, der mit der Amplitude des Signals verknüpft ist und ein zweiter Wert, der mit der dann von dem Transformator für die Verstärkereinrichtungen verfügbaren Leistung verknüpft ist, wobei das Verfahren ferner (dia Maßnahme) umfasst, daß man den ersten und den zweiten Wert vergleicht, um ein Regelsignal mit einem Wert zu erzeugen, der mit einer Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Wert verknüpft ist,

   c) eine Reihe von Regelimpulsen bereitgestellt wird, von denen jeder eine Spannung hat, welche sich zwischen einem niedrigeren und einem höheren Pegel als Funktion der Zeit jedes Regelimpulses ändert,

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   d) die Regelimpulse mit Hilfe des Regelsignals moduliert werden, um Teile der Regelimpulse durchzulassen, um die Dauer der Stromimpulse durch die Primärwicklung zu regeln.

   25. Apparat zur Lieferung von Leistung für einen Verstärker, welcher ein Signal verstärkt, wie z.B. ein Audiosignal, wobei besagtes Signal größere Amplitudenschwankungen aufweist, welche in einem Zeitintervall auftreten, welches zumindest so groß ist wie eine minimale größere Amplitudenänderungsperiode, wobei der Verstärker derart ausgebildet ist, daß er innerhalb eines maximalen Verstärkerspannungspegels arbeitet, welcher an die Leistungseingangsan'schlüsse des Verstärkers angelegt ist, wobei der Verstärker ferner eine minimale Ansprechperiode hat, um innerhalb dieser auf die größeren Amplitudenänderungen in dem Signal anzusprechen, in einer solchen Weise, daß er seine Ausgangssignale in Übereinstimmung mit den Amplitudenänderungen modifiziert, und wobei besagter Apparat (folgende Einrichtungen) umfasst:

   a) einen Primärtransformator mit einer Primärwicklung, welche geeignet ist, mit einer Eingangsspannung innerhalb eines vorgegebenen Eingangsspannungsbereichs zu arbeiten, und eine Sekundärwicklung, welche geeignet ist, eine Ausgangsspannung innerhalb eines vorgegebenen Ausgangsspannungsbereichs zu erzeugen, welcher einen Maximalwert hat, der im wesentlichen dem besagten maximalen Verstärkerausgangspegel entspricht,

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   b) Schaltereinrichtungen, die betriebsmäßig mit besagter Primärwicklung verbunden sind und eine "Ein"-Position haben, in der Strom durch besagte Primärwicklung fließt und eine "Aus"-Position, in der Strom durch die Primärwicklung unterbrochen wird;

   c) Einrichtungen zum Erzeugen von Regelimpulsen mit einer Impulsfolgefrequenz, bei der jeder Impulszyklus eine Dauer hat, die nicht größer ist sls besagte minimale Ansprechperiode, und zum Übertragen besagter Impulse zu besagten Schaltereinrichtungen, um besagte Schaltereinrichtungen mit der Impulsfolgefrequenz "ein" und "aus" zu schal-; ten, und um Stromimpulse zu veranlassen, durch besagte Primärwicklung zu fließen,

   d) Regeleinrichtungen einschließlich Einrichtungen, welche auf besagtes Signal ansprechen zum Erhöhen und Verringern der Dauer besagter Regelimpulse zum Ändern der Dauer besagter Regelimpulse in Übereinstimmung mit Änderungen in der Amplitude des besagten Signals, wobei besagter Transformator während der Zeitperioden, in denen das Signal eine größere Amplitude hat, eine größere Leistung liefert, und während der Zeitperioden, in denen das Signal eine kleinere Amplitude hat, eine kleinere Leistung.

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   26. Ein Apparat zum Verstärken eines Eingangssicmals n.it einer zeitlich veränderlichen Eigenschaft, welcher (folgende Elemente) umfasst:

   a) Verstärkereinrichtungen zum Verstärken der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingancrssi^ zur Erzeugung eines Ausgangssignals, welches der Eingangssignal entspricht, wobei besagte VerstSrkereinrichtungen Eingangseinrichtungen zum Enpfancen des Eingangssignals und Leistungseingangseinrichtungen zum Empfangen elektrischer Energie zur Erzeugung des Ausgangssignals aufweisen;

   b) ein Netzteil zum Liefern von Energie an besagte Verstärkereinrichtungen, welches einen Transformator umfasst, der eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung hat, wobei besagte Sekundärwicklung betriebsmäßig mit besagten Leistungseingangseinrichtungen von besagten Verstärkereinrichtungen verbunden ist, und wobei besagte Primärwicklung mit einer Leistungsquelle verbindbar ist;

   c) Leistungsregeleinrichtungen., die bewirken, daß veränderliche elektrische Energie zu der Primärwicklung des Transformators in Abhängigkeit von einem Regelsignal übertragen wird, um entsprechende veränderliche elektrische Energie in besagter Sekundärwicklung zu induzieren; und

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   d) Regelsignalerzeugungseinrichtungen, welche auf die zeitlich veränderliche Eigenschaft des Eingangssignals ansprechen, um das Regelsignal für die Leistungsregeleinrichtungen zu erzeugen und um eine Eigenschaft der Energie, die zu besagter Primärwicklung.übertragen wird, in Abhängigkeit von der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignals zu regeln, um besagte Energieregeleinrichtungen zu veranlassen, zu besagtem Verstärker Leistung mit einer Größe zu übertragen, welche sich zeitlich in einer Weise ändert, die mit der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignals verknüpft ist.

   27. Ein Apparat zum Verstärken eines Eingangssignals mit einer zeitlich veränderlichen Eiaenschaft, welcher (folgende Elemente) umfasst:

   a) Verstärkereinrichtungen zum Verstärken der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignals zum Erzeugen eines Ausgangssignals, welches dem Eingangssignal entspricht, wobei besagte Verstärkereinrichtungen Eingangseinrichtungen zum Empfangen des Eingangssignals und Leistungseingabeeinrichtungen zum Empfangen elektrischer Energie zum Erzeugen des Ausganassignals umfassen;

   b) ein Netzteil zur Lieferung von Leistung an besagte Verstärkereinrichtungen, wobei besagtes Netzteil

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   einen Transformator enthält, der eine Primärwikklung und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei besagte Sekundärwicklung betriebsmäßig mit den Leistungseingabeeinrichtungen besagter Verstärkereinrichtungen verbunden ist, und wobei besagte Primärwicklung mit einer Energiequelle verbindbar ist;

   c) Leistungsregeleinrichtungen, um zu bewirken, daß veränderliche elektrische Energie zu der Primärwicklung des Transformators in Abhängigkeit von einem Regelsignal übertragen wird, um entsprechender veränderliche elektrische Energie in besagte Sekundärwicklung zu induzieren; und

   ä) Regelsignalerzeugungseinrichtungen, welche auf die zeitlich veränderliche Eigenschaft des Eingangssignals ansprechen, um das Regelsignal für besagte Leistungsregeleinrichtungen zu erzeugen, um eine Eigenschaft der zu besagter Primärwicklung übertragenen Energie in Abhängigkeit von der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignals zu ändern, um besagte Energierege!einrichtungen zu veranlassen, zu besagtem Verstärker Leistxing von einer Größe zu übertragen, welche sich zeitlich in einer Weise ändert, welche mit der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignal verknüpft ist.

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   28. Apparat nach Anspruch 27, bei dem besagte Leistunosregeleinrichtungen eine Quelle für eine sich sinusförmig ändernde Versorgungsspannung umfassen, sov:ie einen Festkörperschalter, der zwischen besagter Quelle und besagter Primärwicklung geschaltet ist, wobei der Festkörperschalter auf ein Steuerelektrodensignal anspricht, um leitend zu werden, wobei die Regelsirmalerzeugungseinrichtungen variable Steuerelektroöenregelsignale an die Festkörperschalter zu variablen Zeiten während jedes Zyklus der sich sinusförmig ändernden Versorgungsspannung liefern, um besägten Festkörperschalter zu veranlassen, mit dem Leiten zu unterschiedlichen Zeiten in Abhängigkeit von den zeitlich veränderlichen Eigenschaften des Eingangssignal zu beginnen.

   29. Apparat nach Anspruch 28, bei dem die Leistungsregeleinrichtungen ferner Einrichtungen einschließen, weir ehe auf ein Abschaltregelsignal ansprechen, um den Stromfluß zu besagter Primärwicklung abzuschalten, < wobei besagte Regelsignalerzeugungseinrichtungen Ein-

   i richtungen zum Erzeugen eines Abschaltregelsignals in der Weise einschließen, daß ermöglicht wird, daß genügend Strom durch besagte Primärwicklung fließt, um eine Leistung von einer Größe zu ermöglichen, welche sich zeitlich in Abhängigkeit von den zeitlich veränderlichen Eigenschaften des Eingangssignals ändert, während gleichzeitig das Fließen von Leerlaufströmen durch besagte Primärwicklung auf ein Minimum reduziert wird.

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   30. Apparat nach Anspruch 28, bei dem besagte Regelsignalerzeugungseinrichtungen eine Regelverbindung zum übertragen eines elektrischen Signals zu besagten Regelsignalerzeugungseinrichtungen einschließen, wobei das elektrische Signal repräsentativ für den von besagter Sekundärwicklung erzeugten Spannungspegel ist, um zu bewirken, daß die Steuerelektrodenregelsignale auf Änderungen in der Ausgangsspannung ansprechen, die von den Energieversorgungseinrichtunaen erzeugt wird.

   31. Apparat nach Anspruch 3o, bei dem die Regelverbindung eine elektro-optische Kopplung zum Verhindern der übertragung beträchtlicher elektrischer Energie zwischen besagter Primärwicklung und besagter Sekundärwicklung über die Regelverbindung einschließen.

   32. Apparat nach Anspruch 28, welcher außerdem Fehlerbedingungserfassungseinrichtungen zum Erfassen eines fehlerhaften Betriebes besagter Verstärkereinrichtungen und zum Erzeugen eines Fehlersignals einschließt, wobei die Regelsignalerzeugungseinrichtungen Fehleransprecheinrichtungen einschließen, die mit besagten Fehlerbedingungserfassungseinrichtungen· verbunden sind, um zu bewirken, daß das veränderliche Steuerelektrodenregelsignal die Einschaltphase des Lastzyklus des Festkörperschalters verringert.

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   33. Apparat nach Anspruch 27, welcher außerdem Audiosignalfiltereinrichtungen zum Erzeugen eines dem Audiosignal folgenden Folgesignals einschließt, velches repräsentativ für niederfrequente Änderungen des Audipsignals ist und daß die Regelsignalerzeugungseinrichtungen auf das Audiosignal ansprechende-Einrichtungen aufweisen, um die Leistungsregeleinrichtungen zu veranlassen, die Energie der zu besagter Primärwicklung übertragenen Impulse in erster Linie in Abhängigkeit von niederfrequenten Änderungen in der Amplitude des Audiosignals zu modulieren.

   34. Apparat nach Anspruch 27, bei dem besagte Verstärkereinrichtungen erste und zweite Transistoren einschließen, deren Emitter-Kollektor-Kreise in Serie geschaltet sind, wobei besagter erster Transistor eine Basiselektrode hat, die zum Empfangen des Eingangssignals geschaltet ist und einen Emitter, der zum Erzeugen zumindest eines Teils des Ausgangssignals besagter Verstärkereinrichtungen geschaltet ist, wobei die Leistungseinrichtungen erste Spannungseinrichtungen einschließen, um eine Spannungsguelle auf einem ersten Pegel für die Emitter-Kollektor-Verbindung zwischen besagtem ersten und zweiten Transistor zu liefern und zweite Spannungseinrichtungen, um eine Spannungsquelle auf einem zweiten Pegel, der höher ist als der erste Pegel, zu dem Kollektor des zweiten Transistors zu liefern, und wobei Transistorregeleinrichtungen vorgesehen sind, um besagten zweiten

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   Transistor in einem nicht leitenden Zustand zu halten, wenn die Amplitude des Eingangssignals unter einem ersten vorgegebenen Pegel lieat, und um die Verstärkung des besagten zweiten Transistors so zu regeln, daß bewirkt wird, daß die ersten und zweiten Transistoren jeweils einen beträchtlichen Anteil des gesamten Spannungsabfalls über den ersten und zweiten Transistor übernehmen, wenn die Amplitude des Eingangssignals über dem ersten vorgegebenen Pegel liegt.

   35. Apparat nach Anspruch 34, bei dem besagte Transistorregeleinrichtungen bewirken, daß der besagte erste vorgegebene Pegel mit dem ersten Pegel gleich ist und bei dem die Transistorregeleinrichtungen ferner bewirken, daß die ersten und zweiten Transistoren im wesentlichen gleichmäßig den gesamten Spannungsabfall über besagten ersten und zweiten Transistoren übernehmen, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal über besagtem ersten vorgegebenen Pegel liegt.

   36. Apparat nach Anspruch 34, bei dem besagte Leistungseinrichtungen dritte Spannungseinrichtungen aufweisen, um eine Spannungsquelle auf einem dritten Pegel vorzusehen, welcher höher liegt als besagter zweiter Pegel und bei dem die Verstärkereinrichtungen einen dritten Transistor enthalten, der einen Emitter besitzt, welcher mit den ersten und zweiten Transistoren verbunden ist und einen Kollektor, welcher mit . .

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   besagten dritten Spannungseinrichtungen verbunden ist und der ferner zv/eite Trcnsistorregeleinrich-•tungen enthält, die reit der Basis des besagten dritten Transistors verbunden sind, um besagten dritten Transistor in einem nicht leitenden Zustand zu halten, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal. unter einem zweiten vorgegebenen Pegel liegt, welcher über besagtem ersten vorgegebenen Pegel liegt und um die Verstärkung von besagtem zweiten Transistor zu regeln, um zu bewirken, da3 besagter erster und besagter dritter Transistor jeweils einen betrachte liehen Teil des Gesamtspannungsabfalls über besagtem ersten und besagten dritten Transistor übernehmen, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal über dem besagten zweiten vorgegebenen Pegel liegt.

   37. Apparat-nach Anspruch 36, bei dem der Emitter des dritten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist, und bei dem besagte Verstärkereinrichtungen eine Diode enthalten, die zwischen dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor geschaltet ist, um den zv;eiten Transistor gegenüber dem ersten Verstärker zu isolieren, wenn der dritte Transistor leitfähig ist.

   38. Apparat nach Anspruch 36, bei dem der Emitter von besagtem dritten Transistor mit dem Kollektor von besagtem zweiten Transistor verbunden ist, und bei dem

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   die Regeleinrichtungen für besagten ersten und zweiten Transistor derart arbeiten, daß sie bewirken, daß besagter erster, zweiter und dritter Transistor gleichmäßig den Spannungsabfall darüber übernehmen, wenn besagter dritter Transistor leitfähig ist und bei dem besagte Verstärkereinrichtungen ein Dicdenpaar zwischen den Kollektoren von besagtem ersten und besagtem zweiten Transistor und besagten ersten Spannungseinrichtungen bzw. besagten zweiten Spannungseinrichtungen einschließen, wobei die Dioden so angeordnet sind, daß sie die besagte erste Soannungsquelle und die besagte zweite Spannungsquelle isolieren, wenn besagter dritter Transistor leitfähig ist.

   39. Ein verstärkender Apparat, umfassend:

   a) Leistungseingangsanschlußeinrichtungen, die geeignet sind, mit einer Wechselstromquelle verbunden zu werden,

   b) einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei besagte Primärwicklung mit besagten Leistungseingangseinrichtungen verbunden ist,

   c) Schalteinrichtungen, die mit besagter Primärwicklung und besagten Leistungseingangsanschlußeiririchtungen verbunden sind, um Strom von besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen zu besagter Primärwicklung zu unterbrechen;

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   d) wobei besagte Sekundärwicklung an mindestens zwei Punkten angezapft ist, nämlich an einem Punkt höherer Spannung und an einem Punkt niedrigerer Spannung,

   e) einen Lastanschluß, der geeignet ist, mit einer Last, wie z.B. einem Lautsprecher, verbunden zu werden,

   f) einen ersten Transistor, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode besitzt, die mit dem LastanSchluß verbunden ist und einen zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit dem Punkt niedrigerer Spannung verbunden ist,

   g) einen zweiten" Transistor, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode hat, die mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors verbunden ist sowie eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, welche mit besagtem Punkt höherer Spannung verbunden ist,

   h) Signaleingangseinrichtungen, die mit einer Basiselektrode eines ersten Transistors verbunden sind, um besagten ersten Transistor in Abhängigkeit von einem Eingangssignal leitfähig zu machen.

   i) erste Regeleinrichtungen, um zu bewirken, daß besagter zweiter Transistor unter Bedingungen nicht

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   leitend ist, bei denen besagter Verstärkungsapparat ein Signal kleinerer Größe verstärkt, so daß der Ausgangsstrom auf einer niedrigeren Spannung liegt, mit den Ergebnis, daß Leistung von besagtem zweiten Punkt niedrigerer Spannung abgezogen v:ird, und um zu bewirken, daß besagter zweiter Transistor unter Umständen leitend wird, bei denen das Eingangssignal von einer höheren Größe ist, so daß Strom mit einer höheren Spannung zu besagtem Ausgangsanschluß geliefert wird, mit dem Ergebnis, daß Strom von besagtem Punkt höherer Spannung durch besagten zweiten und besagten dritten Transistor zu dem Ausgangsanschluß fließt,

   j) zweite Regeleinrichtungen, die betriebsmäßig mit den Schalteinrichtungen verbunden sind, um zu bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen während ausgewählter Teile der Stromzyklen vcn besagt3n Leistungseingangsanschiußeinrichtungen leitfähig sind, wobei besagte Regeleinrichtungen bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen für kürzere Zeitintervalle leitfähig sind, wenn der verstärkende Apparat einen niedrigeren Leistungsbedarf hat, und um zu bewirken, daß die Schaltereinrichtungen für längere Zeitintervalle leitfähig sind, wenn der verstärkende Apparat einen höheren Leistungsbedarf hat.

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   40. Der Apparat gemäß Anspruch 39, bei dem besagte zweite Regeleinrichtungen bewirken, daß die Schaltereinrichtungen während des späteren Teils jedes Strordnpulses von besagtem Leistungseingangsanschluß leitfähig sind.

   41. Der Apparat gemäß Anspruch 4o, bei dem Gleichrichtereinrichtungen betriebsmäßig mit den Leistungseincar.gsanschlußeinrichtungen und der Primärwicklung verbunden sind, um zu bewirken, daß nur positive Stromimpulse zu besagter Primärwicklung gelenkt werden, wobei besagte Schaltereinrichtungen spannungsempfind.liche Schaltereinrichtungen umfassen, welche bei einem vorgegebenen Spannungspegel der Stromimpulse leitfähig werden.

   42. Der Apparat gemäß Anspruch 41, bei dem besagte Schaltereinrichtungen einen gesteuerten Silizium-Gleich-; richter umfassen, der in Serie zwischen besagte Leistuhgseingangsanschlußeinrichtungen und die Primärwicklung des Transformators geschaltet ist.

   3. Der Apparat nach Anspruch 4o, bei dem die Leistungseingangsanschlußelnrichtungen mit der Primärwicklung verbunden sind, um zu bewirken, daß Wechselstrom an besagte Primärwicklung geliefert wird, wobei die Schaltereinrichtungen spannungsabhängige Schaltereinrich-^ tungen sind, um zu bewirken, daß die Schaltereinrichtungen bei vorgegebenen Spannungspegeln während der späteren Teile der Stromimpulse leitfähig sind.

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   44. Apparat nach Anspruch 43, bei dem die Schaltereinrichtungen einen Triac umfassen, der in Serie mit besagter Primärwicklung geschaltet ist.

   45. Apparat nach Anspruch 44, bei dem erste Gleichrichtereinrichtungen vorhanden sind, welche besagten Punkt niedrigerer Spannung mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors derart verbinden, daß zu besagtem Punkt niedrigerer Spannung Gleichstrom qelenkt wird, und bei dem zweite Gleichrichtereinrichtungen vorgesehen sind, welche den Punkt höherer Spannung mit der zweiten Elektrode des zweiten Transistors derart verbinden, daß Gleichstrom zur zweiten Elektrode des zweiten Transistors übertragen wird.

   46. Der Apparat nach Anspruch 39, bei dem besagte erste Regeleinrichtungen auf die Ausgangsspannung von besagtem ersten Transistor zu besagtem Lastanschluß ansprechen und betriebsmäßig mit einer Basiselektrode des zweiten Transistors derart verbunden sind, daß der Regelstrom zu der Basiselektrode des zweiten Transistors zu fließen beginnt, wenn besagte Ausgangsspannung einen vorgegebenen Spannungspegel erreicht, um so zu bewirken, daß besagter zweiter Transistor leitfähig ist, und um einen Stromfluß von besagtem Punkt höherer Spannung über besagten ersten und besagten zweiten Transistor zu dem Ausgangsanschiuß zu bewirken.

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   47. Der Apparat nach Anspruch 46, bei dem besagte erste Regeleinrichtungen weiter dadurch gekennzeichnet sind, daß die ersten Regeleinrichtungen einen Essisstrom zu der Basiselektrode des zweiten Transistors gemäß einer funktionellen Abhängigkeit von der Ausgangsspannung an dein Ausqangsanschluß liefern, e'erart, daß die Spannung des Stroms, der der Basiselektrode des zweiten Transistors zugeführt wird, sich als eine Funktion der Größe der Ausgangsspannung ändert, wobei die Spannung des Basisstrorr.s zu dem zweiten Transistor auf einem Spannungspegel zwischen der Spannung an dem Punkt höherer Spannung und der Ausgangsspannuhg liegt, wodurch der Spannungsabfall über dem ersten und zweiten Transistor, zwischen dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor aufgeteilt wird.

   48. Der Apparat gemäß Anspruch 47, bei dem die ersten Regeleinrichtungen einen Regeltransistor umfassen, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist, sowie eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit Spannungsteilereinrichtungen verbunden ist, welche betriebsmäßig zwischen (zugehörigen) besagten Ausgangsanschluß und eine zugehörige Quelle höherer Spannung geschaltet sind.

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   49. Der Apparat nach Anspruch 48, bei dem eine Basisele):- trode des Regeltransistors mit einem Verbindungsounkt zwischen einem Paar von Spannungsteilerwiderständen verbunden ist, die ihrerseits zwischen eine Soannungsquelle höherer Spannung und eine Spannungsquelle niedrigerer Spannung geschaltet sind.

   50. Der Apparat nach Anspruch 46, bei dem Diodeneinrichtungen vorgesehen sind, welche besagten Punkt niedrigerer Spannung mit besagter zweiter Elektrode des ersten Transistors verbinden, so daß dann, wenn besagte Signalspannung auf einem Pegel liegt, der höher ist als der Spannungspegel des Punktes niedrigerer Spannung, besagter Punkt niedrigerer Spannung geaenüber besagtem Punkt höherer Spannung blockiert wird.

   51. Ein verstärkender Apparat, umfassend:

   a) Leistungseingangsanschlußeinrichtungen, die geeignet sind, mit einer Wechselstromquelle verbunden zu werden,

   b) einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung,

   c) Gleichrichtereinrichtungen, welche betriebsmäßig mit den Leistungseingangsanschlußeinrichtungen und der Primärwicklung verbunden sind, um zu bewirken, daß nur Gleichstromimpulse zu besagter Primärwicklung gelenkt werden,

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   d) Schaltereinrichtungen, die zwischen besagte Primärwicklung und besagte Leistungseingangsanschlußeinrichtungen geschaltet sind, um Strom von besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen zu besagter Primärwicklung zu unterbrechen,

   e) Verstärkungseinrichtungen, welche derart mit besagter Sekundärwicklung verbunden sind, daß sie von dieser Strom ziehen, wobei besagte Verstärkungseinrichtungen Eingangssignalsempfangseinrichtungen aufweisen, um zu bewirken, daß besagte Verstärkungseinrichtungen höhere und niedrigere Ströme von besagter Sekundärwicklung ziehen, ι

   f) Regeleinrichtungen, welche betriebsmäßig mit besagten Schaltereinrichtungen verbunden sind, um zu bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen bei ausgewählten Teilen der Stromzyklen von b3-sagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen leitfähig sind, wobei besagte Regeleinrichtungen bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen für kürzere Zeitintervalle leitfähig sind, wenn ein niedrigerer Leistungsbedarf des verstärkenden Apparates vorliegt und für längere Zeitintervalle, wenn ein höherer Leistungsbedarf des verstärkenden Apparates vorliegt.

   52. Apparat nach Anspruch 51, welcher außerdem Diodeneinrichtungen zum Blockieren des Stromflusses von besagter Sekundärwicklung durch die Verstärkungseinrichtungen

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   aufweist, während der Strom in besagter Primärwicklung fließt, wobei die Diodeneinrichtungen einen Stromfluß durch besagte Sekundärwicklung und besagte Verstärkungseinrichtungen zulassen, wenn der Strom nicht durch besagte Primärwicklung fließt und ein magnetisches Feld in dem Transformator zusammenbricht.

   53. Der Apparat nach Anspruch 52, bei dem besagte Regeleinrichtungen und besagte Schaltereinrichtungen so ausgebildet sind, daß die Schaltereinrichtungen während eines späteren Teils jedes Stromimpulses von' be-' sagten Leistungseingarigsanschlußeinrichtungen leitfähig sind, wobei die Schaltereinrichtungen derart spannungsempfindlich sind, daß sie bei einer vorgegebenen Regelspannung leitfähig sind.

   54. Der Apparat nach Anspruch 53, bei dem besagte Schaltereinrichtungen durch einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter gebildet sind, der in Serie mit besagter Primärwicklung geschaltet ist.

   55. Ein verstärkender Apparat, umfassend:

   a) Leistungseingangsanschlußeinrichtungen, die geeignet sind, mit einer Wechselstromquelle verbunden zu werden,

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   b) einen Transformator mit Primär- und Sekundärwicklung, wobei besagte Primärwicklung mit besagten Leistungseingangseinrichtungen derart verbunden ist, daß sie Wechselstrom von besagten Leistuncseingangsanschlußeinrichtungen empfängt,

   c) Schaltereinrichtungen, die mit besagter Prinärwicklung und besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen verbunden sind, um Strom von besacten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen zu besagter Primärwicklung zu unterbrechen,

   d) Verstärkungseinrichtungen, welche betriebsmäSio mit der Sekundärwicklung des Transformators verbunden sind, um aus dieser Strom zu ziehen,

   e) Gleichrichtereinrichtungen, welche die Sekundärwicklung mit den Verstärkungseinrichtungen derart verbinden, daß an die Verstärkungseinrichtungen Gleichstrom geliefert wird,

   f) Regeleinrichtungen, welche betriebsmäßig mit den Schaltereinrichtungen verbunden sind, um zu bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen während ausgewählter Teile der Stromzyklen von besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen leitfähia sind, wobei besagte Regeleinrichtungen bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen für kürzere Zeitintervalle leitfähig sind, wenn ein niedrigerer

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   Leistungsbedarf der Verstärkunqseinrichtungen vorliegt und für längere Zeitintervalle, wenn ein höhorer Leistungsbedarf der Verstärkungseinrichtung^ vorliegt.

   56. Der Apparat nach Anspruch 55, wobei besagte Schaltereinrichtungen spannungsempfindliche Schaltereinrichtungen sind, um die Schaltereinrichtungen zu veranlassen, bei vorgegebenen Spannungsnegel während späterer Teile der Stromimpulse leitfähig zu sein.

   57. Der Apparat nach Anspruch 56, bei dem besagte Schaltereinrichtungen einen Triac umfassen, v/elcher in Serie mit besagter Primärwicklung geschaltet ist.

   58. Ein verstärkender Apparat, umfassend:

   a) einen Lastanschluß,

   b) einen ersten Leistungsanschluß, der mit einer Spannungsquelle mit einem ersten niedrigeren .Spannungspegel verbindbar ist,

   c) einen zweiten Leistungsanschluß, der mit einer Spannungsquelle mit einem zweiten höheren Spannungspegel verbindbar ist,

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   d) einen ersten Transistor, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode besitzt, die mit besagtem Lastanschluß verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die rr.it dem ersten Leistungsanschluß verbunden ist,

   e) einen zweiten Transistor, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die ηit der zweiten, einen Hauptstrom führenden Elektrode des ersten Transistors verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, welche mit besagtem zweiten LeistungsanSchluß verbunden ist,

   f) Regeleinrichtungen, um zu bewirken, daß besagter zweiter Transistor unter den Bedingungen nicht leitend ist, bei denen besagter verstärkender Apparat ein Signal niedrigerer Größe verstärkt, so daß der Ausgangsstrom auf einer niedrigeren Spannung liegt, mit dem Ergebnis, daß Leistung von besagtem ersten Leistungsanschluß abgezogen wird, und um zu bewirken, daß besagter zweiter Transistor unter Umständen leitend wird, bei denen das Eingangssignal von einer höheren Größe ist, so daß Strom mit einer höheren Spannung zu besagtem Ausgangsanschluß geliefert wird, mit dem Ergebnis, daß Strom von besagtem zweiten Leistungsanschluß durch besagten zweiten und besagten ersten Transistor zu besagtem Ausgangsanschluß fließt.

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   59. Der Apparat nach Anspruch 58, bei dem die Regeleinrichtungen auf die Ausgangsspannung von besagtem ersten Transistor zu besagtem Lastanschluß ansprechen und betriebsmäßig mit einer Basiselektrode von besagtem zweiten Transistor derart verbunden sind, daß ein Regelstrom zu der Basiselektrode von dem zweiten Transistor zu fließen beginnt, wenn besagte Ausgangsspannung einen vorgegebenen Spannungspegel erreicht, wobei besagte Regeleinrichtungen ferner dadurch gekennzeichnet sind, daß sie den Basisstrom zu der Basiselektrode von dem zweiten Transistor als _; eine funktioneile Beziehung mit besagter Ausgangsspannung liefern, derart, daß diese Spannung des der Basiselektrode des zweiten Transistors zugeführten Strom sich als Funktion der Größe der Ausgangsspannung ändert, wobei die Spannungs des Basisstroms des zweiten Transistors auf einem Spannungspegel zwischen der Spannung an der zweiten Leistungsquelle und der Ausgangsspannung liegt, so daß der Spannungsabfall über dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor zwischen dem zweiten Transistor und dem ersten Transistor aufgeteilt wird.

   60. Der Apparat nach Anspruch 49, bei dem die Regeleinrichtungen einen Regeltransistor aufweisen, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit der Basiselektrode des zweiten Transistors verbunden ist, und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit Spannungsteilerein-

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   richtungen verbunden ist, welche betriebsmäßig ζ^τ..Ί-schen besagten Ausgangsanschluß und eine zugeordnete Quelle höherer Spannung geschaltet sind.

   61. Der Apparat nach Anspruch 6o, bei dem eine Basiselektrode des Regeltransistors mit einem Verbindungspunkt zwischen einem Paar von Spannungsteilerwiderständen verbunden ist, die ihrerseits zwischen zugeordnete Spannungsquellen höherer und niedrigerer Spannung geschaltet sind.

   62. Der Apparat nach Anspruch 61, bei dem Diodeneinrichtungen den ersten Leistungsanschluß mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors verbinden, wodurch, wenn besagte Signalspannung auf einem Pegel liegt, der höher ist als ein Spannungspegel des ersten Leistungsanschlusses , besagter erster Leistungsanschluß gegenüber besagtem zweiten Leistungsanschluß blockiert wird.

   63. Der Apparat gemäß Anspruch 58, bei dem

   a) die Regeleinrichtungen einen Regeltransistor umfassen, welcher eine einen Hauptstrom führende Elektrode besitzt, die mit einer Basiselektrode von besagtem zweiten Transistor verbunden ist,

   b) ein erstes Paar von Spannungsteilerwiderständen vorgesehen ist, wobei ein Ende des besagten Paares

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   mit besagtem Ausgangsanschluß verbunden ist und ein anderes Ende von besagtem Paar mit einer Spannungsquelle, die höher als die Spannung ar. besagtem Ausgangsanschluß ist, und wobei eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode des Regeltransistors mit einem Verbindungspunkt zwischen den zwei Widerständen des ersten Paares verbunden ist,

   c) ein Kondensator, parallel mit dem Widerstand des ersten Paares geschaltet, der mit besagtem Ausgangsanschluß verbunden ist,

   d) ein zweites Paar von Spannungsteilerwiderständen vorgesehen ist, die zwischen einer Spannungsquelle höherer Spannung und einer Spannungquelle niedrigerer Spannung liegen und die einen Verbindungspunkt haben, der mit einer Basiselektrode von besagtem Regeltransistor verbunden ist,

   e) Diodeneinrichtungen vorgesehen sind, welche zwischen die zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode des ersten Transistors und den ersten Leistungsanschluß geschaltet sind.

   64. Ein Verstärkerapparat, umfassend:

   a) Leistungseingangsanschlußeinrichtungen, die geeignet sind, mit einer Wechselstromquelle verbunden zu werden,

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   b) einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei besagte Primärwicklung mit besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen verbunden ist,

   c) Schaltereinrichtungen, die mit besagter Priirärwicklung und besagten Leistungseingangsanschlußeinitichtungen verbunden sind, um den Strom von besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen zu besagter Primärwicklung zu unterbrechen,

   d) wobei besagte Sekundärwicklung an mindestens vier Punkten angezapft ist, nämlich an einem ersten Punkt größerer positiver Spannung, an einem zweiten Punkt kleinerer positiver Spannung, an einem dritten Punkt kleinerer negativer Spannung und an einem vierten Punkt größerer negativer Spannung,

   e) einen Lastanschluß, der geeignet ist, mit einer Last, wie z.B. mit einem Lautsprecher, verbunden zu werden,

   f) einen ersten Transistor, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit besagtem Lastanschluß verbunden ist, sowie eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit dem Punkt kleinerer positiver Spannung verbunden ist,

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   g) einen zweiten Transistor, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, cie mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, sowie eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit dem ersten Punkt größerer positiver Spannung verbunden ist,

   h) einen zweiten Transistor, der eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit dem Lastanschluß verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit dem · Punkt kleinerer negativer Spannung verbunden ist,

   i) einen vierten Transistor mit einer ersten, einen Hauptstrom führenden Elektrode, die mit der zweiten Elektrode des dritten Transistors verbunden ist und mit einer zweiten, einen Hauptstrom führenden Elektrode, die mit dem Punkt größerer negativer Spannung verbunden ist,

   j) Signaleingangseinrichtungen, die mit den Basiselektroden des ersten und des dritten Transistors verbunden sind, um diese in Abhängigkeit von positiven bzw. negativen Teilen des Eingangssignals leitend zu machen,

   k) erste Regeleinrichtungen, um zu bewirken, daß besagter zweiter uid besagter vierter Transistor unter den Bedingungen nicht leitend sind, unter denen

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   besagter Verstärkungsapparat ein Signal niedrigerer Größe verstärkt, so daß der Ausqangsstrcm auf einer niedrigeren Spannung liegt, mit dem Ergebnis, daß Leistung von besagtem zweiten und besagtem dritten Punkt mit niedrigerer Spannung abgezogen wird, und um zu bewirken, daß besagter zweiter und besagter vierter Transistor unter can Bedingungen leitfähig werden, unter denen das Eingangssignal eine höhere Größe hat, so daß Strom mit höheren Spannungen an besagten Ausgangsanschluß geliefert wird, mit dem Ergebnis, daß Strom von dem ersten Punkt größerer Spannung durch besagten zweiten und besagten dritten ^Transistor und von dem vierten Punkt höherer Spannung durch besagten vierten und besagten dritten Transistor fließt,

   1) zweite Regeleinrichtungen, die betriebsmäßig mit den Schaltereinrichtungen verbunden sind, um zu bewirken, daß besagte Schaltereinrichtungen während ausgewählter Teile der Stromzyklen von besagten Leistungseingangsanschlußeinrichtungen leitfähig sind, wobei besagte Regeleinrichtungen bewirken, daß die Schaltereinrichtungen bei niedrigerem Leistungsbedarf des verstärkenden Apparates für kürzere Zeitintervalle leitfähig sind und bei größerem Leistungsbedarf des verstärkenden Apparates für längere Zeitintervalle.

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   65. Der Apparat gemäß Anspruch 64, bei dem die Regeleinrichtungen bewirken, daß die Schaltereinrichtuncen während des späteren Teils jedes Stromimpulses vcn besagtem Leistungseingangsanschluß leitfähig sind.

   66. Der Apparat gemäß Anspruch 65, bei dem Gleichrichtereinrichtungen betriebsmäßig mit den Leistungseincanrsanschlußeinrichtungen und der Primärwicklung verbunden sind, um zu bewirken, daß nur positive Stromimpulse zu besagter Primärwicklung gelenkt werden, wobei besagte Schaltereinrichtungen spannungsempfindliche Schaltereinrichtungen umfassen, welche bei vorgegebenen Spannungspegeln besagter Stromimpulse leitfähig werden.

   67. Der Apparat nach Anspruch 66, bei dem besagte Schaltereinrichtungen einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter umfassen, der in Serie zwischen besagter Leistungseingangsanschlußeinrichtungen und die Primärwicklung des Transformators geschaltet ist.

   68. Der Apparat nach Anspruch 65, bei dem besagte Leistungseingangsanschlußeinrichtungen mit der Primärwicklung verbunden sind, um zu bewirken, daß zu besagter Primärwicklung Wechsel geliefert wird, wobei besagte Schaltereinrichtungen spannungsempfindliche Schaltereinrichtungen sind, um zu bewirken, daß die Schaltereinrichtungen bei vorgegebenen Spannungspegeln während der späteren Teile der Stromimpulse leitfähig sind.

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   69. Der Apparat nach Anspruch 68, bei dem die Schaltereinrichtungen einen Triac aufweisen, welcher in Serie mit besagter Primärwicklung geschaltet ist.

   70. Der Apparat nach Anspruch 69, bei dem erste Gleichrichtereinrichtungen vorgesehen sind, welche den Punkt niedrigerer Soannung mit der zweiten Elektrode des ersten Transistors verbinden, derart, daß Gleichstrom zu besagtem Punkt niedrigerer Spannung gelenkt wird, und bei dem zweite Gleichrichtereinrichtuncren vorgesehen sind, die den Punkt höherer Spannung mit der zweiten Elektrode des zweiten Transistors verbinden, derart, daß Gleichstrom zu der zweiten Elektrode des zweiten Transistors übertragen wird.

   71. Der Apparat gemäß Anspruch 64, bei dem besagte erste Regeleinrichtungen auf die von besagtem ersten Transistor zu besagtem Lastanschluß gelieferte Ausgangsspannung ansprechen und betriebsmäßig mit einer Basiselektrode des zweiten und vierten Transistors derart verbunden sind, daß der Regelstrom zu den Basiselektroden des zweiten und vierten Transistors zu fließen beginnt, wenn besagte Ausgangsspannung einen vorgegebenen Spannungspegel erreicht, um zu bewirken, daß der zweite und der vierte Transistor leitfähig sind und bewirken, daß Strom von den Punkten größerer Spannung durch besagte Transistoren zu dem Ausgangsτ anschluß fließt.

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   72. Der Apparat gemäß Anspruch 64, bei dem besagte erste Regeleinrichtungen außerdem dadurch gekennzeichnet sind, daß die ersten Regeleinrichtungen Basisstron zu den Basiselektroden des zweiten und des vierten Transistors gemäß einer funktioneilen Beziehung der Ausgangsspannung an dem Ausgangsanschluß liefern, derart, daß die Spannung des Stroms, der den Basiselektroden des zweiten und des vierten Transistors zugeführt wird, sich als Funktion der Größe der Ausgangsspannung ändert, wobei die Spannung des Basisstroms zu dem zweiten und vierten Transistor auf einem Spannungspegel liegt, der zwischen der Spannung an dem Punkt höherer Spannung und der Ausgangsspannung liegt, wodurch der Punkt höherer Spannung und die Ausgangsspannung sowie der Spannungsabfall über dem zweiten und dem ersten Transistor auf den zweiten und den ersten Transistor aufgeteilt wird und der Spannungsabfall über dem vierten und dem dritten Transistor auf den vierten und den dritten Transistor aufgeteilt wird. ,_;

   73. Der Apparat nach Anspruch 72, bei dem die ersten Re-' ge!einrichtungen für den zweiten und den vierten Transistor jeweils einen Regeltransistor aufweisen, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode aufweist, die mit zugeordneten Spannungsteilereinrichtungen verbunden ist, welche ihrerseits betriebsmäßig zwischen besagten Ausgangsanschluß und eine zugeordnete Quelle höherer Spannung geschaltet sind.

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   74. Der Apparat nach Anspruch 73, bei dem eine Basiselektrode jedes Regeltransistors mit einem Verbindungspunkt zwischen einem Paar von zugeordneten Spannungsteilerwiderständen verbunden ist, welche ihrerseits zwischen eine zugeordnete Quelle höherer Spannung und eine zugeordnete Quelle niedriaerer Spannung geschaltet sind.

   75. Der Apparat gemäß Anspruch 74, bei dem erste Dicdeneinrichtungen vorgesehen sind, welche besagten Punkt geringerer positiver Spannung mit besagter zweiter Elektrode des ersten Transistors verbinden, und zweite Diodeneinrichtungen, welche besagten Punkt geringerer negativer Spannung mit besagter zweiter Elektrode des dritten Transistors verbinden, wodurch, wenn besagte Signalspannung auf einem Pegel liegt, der größer ist als ein Spannungspegel, von den Punkten geringerer Spannung besagte Punkte geringerer Spannung ' bezüglich besagten Punkten höherer Spannung blockiert werden.

   76. Ein Verfahren zum Liefern von Leistung an eine Last, wie z.B. einen verstärkenden Apparat, welcher eine relativ konstante Spannungsquelle benötigt, wobei besagtes Verfahren (folgende Verfahrensschritte)umfasst:

   a) man überträgt eine Serie von ersten Gleichstromimpulsen durch eine Primärwicklung eines Transformators ,

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   b) man veranlasst besagten Transformator, während vorgegebener Zeitintervalle während des späteren Teils jedes Impulses leitfähig zu sein, derart, daß bewirkt wird, daß Stromimpulse durch besagte Primärwicklung fließen, und daß bewirkt wird, daß sich ein magnetisches Feld rund um besagten Transformator aufbaut, während man einen ins Gewicht fallenden Stromfluß in einer Sekundärwicklung des Transformators verhindert,

   c) man veranlasst, besagte Sekundärwicklung von besagtem Transformator nach jedem ersten Stromimpuls in besagter Primärwicklung leitfähig zu sein, um zweite Stromimpulse zu veranlassen, in der Sekundärwicklung zu fließen, und man richtet die zweiten Stromimpulse zu Leistungsanschlußausgangseinrichtungen,

   d) man regelt besagte erste Stromimpulse in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf an besagten Ausgangsanschlußeinrichtungen in einer solchen Weise, daß bewirkt wird, daß erste Stromimpulse von größerer Leistung während Zeiten höheren Leistungsbedarfs an den Ausgangsanschlußeinrichtungen fließen und erste Stromirapulse niedrigerer Leistung während der Zeiten niedrigeren Leistungsbedarfs an besagten Ausgangsanschlußeinrichtungen.

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   77. Das Verfahren nach Anspruch 76, bei dem die Energie von besagten ersten Stromimpulsen geregelt wird, indem man einen gesteuerten Silizium-Gleichrichter in Serie zu besagter Primärwicklung verwendet und indem man besagten steuerbaren Silizium-Gleichrichter während des späteren Teils von besagten ersten Strcmimpulsen einschaltet, wobei besagtes Verfahren ferner dadurch gekennzeichnet ist, daß besagter gesteuerter Silizium-Gleichrichter bei höheren Spannungspegeln leitfähig gemacht wird, wenn eine größere Leistung benötigt wird und bei niedrigeren Spannungspegeln, wenn weniger Leistung benötigt wird.

   78. Ein Verfahren zum Zuführen von Energie mit einer in wesentlichen konstanten Spannung zu einer Last, wie z.B. einen Verstärker, wobei besagtes Verfahren (folgende Verfahrensschritte) umfasst: „ία) man überträgt Wechselstromimpulse zu einer Primärwicklung eines Transformators,

   b) man bewirkt, daß besagte Primärwicklung während der späteren Teile jeder Halbwelle besagter Impulse leitfähig ist, derart, daß positive und negative Stromimpulse durch besagte Primärwicklung fließen, um zu bewirken, daß entsprechende positive und negative Stromimpulse durch besagte Primärwicklung fließen, um zu bewirken, daß entsprechenfepositive und negative Stromimpulse durch eine Sekundärwicklung von besagtem Transformator fließen.,

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   c) man richtet die positiven und negativen Stror^ir>pulse von dem Transformator gleich, um positiven Strom zu einem positiven Ausgangsanschluß zu übertragen und um negative Stromimpulse zu einem neaativen Ausgangsanschluß zu übertragen,

   d) man regelt die Perioden der Leitfähigkeit für besagte Primärwicklung in einer solchen Weise, daß bewirkt wird, daß die Primärwicklung bei hoheren und niedrigeren Spannungspegeln von den Wechselstromimpulsen, die zu besagtem Transformator geliefert werden, leitend wird, um zu bewirken, daß Impulse größerer oder geringerer Leistung in Abhängigkeit von dem Leistungsbedarf der besagten Ausgangsanschlüsse durch die Primärwicklung übertragen wird.

   79. Das Verfahren gemäß Anspruch 78, welches ferner die Verwendung eines Triacs umfasst, der in Serie mit besagter Primärwicklung geschaltet ist sowie das Bewirken, daß besagter Triac bei höheren Spannungspegeln in Abhängigkeit von einem größeren Leistungsbedarf an den Ausgangsanschlüssen leitfähig wird und während Zeiten geringeren Leistungsbedarfs an den Ausgangsklemmen bei niedrigeren Spannungspegeln.

   80. Ein Verfahren zum Verstärken eines Signals, wobei besagtes Verfahren (folgende Verfahrensschritte) umfasst:

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   a) man lenkt besagtes Signal zu einer Basiselektrode eines ersten Transistors, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode besitzt, die mit einem Lastanschluß verbunden ist und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer Quelle niedrigerer Spannung verbunden ist,

   b) man veranlasst den Strom von besagter Quelle niedrigerer Spannung,durch besagten ersten Transistor während der Perioden zu fließen, in denen die Amplitude von besagtem Signal innerhalb eines niedrigeren vorgegebenen Bereiches liegt,

   c) man lenkt während Perioden, in denen besagtes Signal in einem höheren vorgegebenen Bereich liegt, einen Regelstrom zu einer Basiselektrode eines zweiten Transistors, welcher eine erste, einen Hauptstrom führende Elektrode besitzt, die zu der . zweiten, einen Hauptstrom führenden Elektrode des ersten Transistors verbunden ist, und eine zweite, einen Hauptstrom führende Elektrode, die mit einer Quelle höherer Spannung verbunden ist,

   d) wobei besagtes Verfahren weiter dadurch gekennzeichnet ist, daß man den Basisstrom zu der Basiselektrode des zweiten Transistors mit einem Spannungspegel lenkt, der zwischen einer Spannung an besagtem Anschluß höherer Spannung und der Spannung an besagtem Lastanschluß liegt, wodurch der

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   Spannungsabfall über dem zweiten und dem ersten Transistor auf den zweiten und den ersten Transistor aufgeteilt wird.

   81. Ein Apparat zum Verstärken eines Eingangssignals, v.^Telches eine zeitlich veränderliche Eigenschaft besitzt, wobei besagter Apparat (folgende Elemente) aufweist:

   a) Verstärkereinrichtungen zum Verstärken der zeitlich veränderlichen Eigenschaft des Eingangssignals zum Erzeugen eines Ausgangssignals, welches r'en Eingangssignal entspricht, v/obei die Verstärkereinrichtungen einen ersten und einen zweiten Transistor einschließen, deren Emitter-Kollektor-Kreise in Serie geschaltet sind, wobei besagter erster Transistor eine Basiselektrode aufweist, die so geschaltet ist, daß sie das Eingangssignal errofängt und einen Emitter, der so geschaltet ist, daß er ' zumindest einen Teil des Ausgangssignals der Verstärkereinrichtungen erzeugt;

   b) Leistungseinrichtungen zum Liefern von Leistung an besagte Verstärkereinrichtungen, wobei besagte Leistungseinrichtungen erste Spannungseinrichtungen zum Bilden einer Spannungsquelle auf einem ersten Pegel für die Emitter-Kollektor-Verbindung zwischen besagtem ersten und besagtem zweiten Transistor aufweisen, sowie zweite Spannungseinrichtungen zum Bilden einer Spannungsquelle für den

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   Kollektor von besagtem zweiten Transistor, wobei die letztgenannte Spannungsquelle auf einem zweiten Pegel liegt, der höher ist als besagter erster Pegel; und

   c) Transistorregeleinrichtungen, um besagten zweiten Transistor in einem nicht leitenden Zustand zu halten, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal unter einem ersten vorgegebenen Pegel liegt, und um die Verstärkung von besagtem zweiten Transistor zu regeln, um zu bewirken, daß besagter erster und besagter zweiter Transistor jeweils einen ins Gewicht fallenden Anteil des Gesamtspannungsabfalls über dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor übernehmen, wenn die Amplitude des Eingangssignals über besagtem ersten Pegel liegt.

   82. Apparat nach Anspruch 81, bei dem besagter erster vorgegebener Pegel gleich besagtem ersten Pegel ist, und bei dem besagte Transistorregeleinrichtungen bewirken, daß besagter erster und besagter zweiter Transistor

   im wesentlichen gleichmäßig den gesamten Spannungsab-( fall über besagtem ersten und besagtem zweiten Transistor übernehmen, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal über besagtem ersten Pegel liegt.

   83. Apparat nach Anspruch 81, bei dem die Leistungsein-, richtungen dritte Spannungseinrichtungen umfassen,

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   um eine Quelle für eine Spannμηg auf einem dritten Pegel vorzusehen, welcher höher ist als besagter zweiter Pegel, und bei dem besagte Verstärkereinrichtungen einen dritten Transistor umfassen, der einen Emitter besitzt, welcher mit besagtem ersten und besagtem zweiten Transistor verbunden ist und einen Kollektor, der mit besagten dritten Spannungseinrichtungen verbunden ist, wobei außerdem zweite . Transistorregeleinrichtungen vorgesehen sind, die mit der Basis des besagten dritten Transistors verbunden sind, um diesen in. einem nicht leitfähigen Zustand zu halten, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal unterhalb eines zweiten vorgegebenen Pegels liegt, welcher oberhalb des ersten vorgegebenen Pegels liegt, und um die Verstärkung von besagtem zweiten Transistor derart zu regeln, daß bewirkt wird, daß besagter erster und besagter zweiter Transistor jeweils einen ins Gewicht fallenden Anteil des gesamten Spannungsabfalls über besagtem ersten und besagtem dritten Transistor übernehmen, wenn die Amplitude von besagtem Eingangssignal oberhalb des besagten zweiten vorgegebenen Pegels liegt.

   84. Apparat gemäß Anspruch 83, bei dem der Emitter von besagtem dritten Transistor mit dem Kollektor von besagtem ersten Transistor verbunden ist, und bei dem die Verstärkereinrichtungen eine Diode enthalten, die zwischen besagten ersten und besagten zweiten Transistor geschaltet ist, um besagten zweiten Transistor gegenüber besagtem ersten Transistor zu isolieren, wenn besagter dritter Transistor leitfähig ist.

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   85. Apparat nach Anspruch 83, bei dem der Emitter von besagtem dritten Transistor mit dem Kollektor von besagtem zweiten Transistor verbunden ist, und bei dem die besagten ersten und besagten zweiten Transistorregeleinrichtungen arbeiten, um zu bewirken, daß besagter erster, besagter zweiter und besagter dritter Transistor gleichmäßig den über ihnen liegenden Spannungsabfall aufeinander aufteilen, wenn besagter dritter Transistor leitfähig ist, und bei dem besagte Verstärkereinrichtungen ein Diodenpaar enthalten, wobei die Dioden zwischen den Kollektor von besagtem ersten Transistor und die besagten ersten Spannungseinrichtungen sowie zwischen den Kollektor von besagtem zweiten Transistor und den besagten zweiten Spannungseinrichtungen geschaltet sind, derart, daß sie besagte erste und besagte zweite Spannungsquelle isolieren, wenn besagter dritter Transistor leitfähig ist.

   86. Apparat gemäß Anspruch 27, bei dem besagter Transformator ein Sekundär:Primär-Bindungsverhältnis von unter l,o besitzt, bei einer Primärinduktivität über 3o uH und einem Spulendrahtdurchmesser oberhalb der Drahtnummer 18.

   87. Apparat nach Anspruch 27 zum Anlegen eines ersten und zweiten Audiosignals, die stereophonisch miteinander verknüpft sind und deren Amplitudenausschläge die Tendenz haben, in Phase zu liegen, bei dem die

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   Leistungseinrichtungen erste Spannungsversorgungseinrichtungen einschließen, die mit besagter Sekundärwicklung verbunden sind, um eine Spannung zu liefern, welche eine Polarität hat und eine zweite Spannungsversorgung zum Liefern einer Spannung, welche eine Polarität hat, die der von besagter erster Spannungsversorgung gelieferten Spannung entgegengesetzt ist, und bei dem besagte Verstärkereinrichtungen (folgende Elemente) einschließen:

   a) erste Verstärkereinrichtungen für einen ersten Kanal zum Verstärken des ersten Audiosignals, wobei besagte erste Verstärkereinrichtungen einen Verstärker der Klasse B umfassen, der mit besagter erster Spannungsversorgung und besagter zweiter Spannungsversorgung verbunden ist, um Leistung aus besagter erster Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplituden aus lenkungen des erster; Audiosignals die eine Polarität haben, und um Leistung aus besagter zweiter Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des ersten Audiosignals eine zweite Polarität haben;

   b) zweite Verstärkungseinrichtungen für einen zweiten Kanal zum Verstärken des zweiten Audiosignals, wobei besagte zweite Verstärkereinrichtungen einen Verstärker der Klasse B enthalten, der mit besagter erster Spannungsversorgung und besagter zweiter Spannungsversorgung verbunden ist, um Leistung aus

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   besagter erster Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des zweiten Audiosignals eine Polarität haben, und um Leistung aus besagter zweiter Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des zweiten 7udiosignals eine zweite Polarität haben;

   c) Polarität- Inversionseinrichtungen zum Invertieren die Polarität von einem der stereophonisch verknüpften Audiosignale zum Verringern des Betrages der Zeit, während welcher besagte erste und besagte zweite Verstärkereinrichtungen gleichzeitig Leistung aus besagter erster und besagter zweiter Spannungsversorung ziehen, wenn besagte Audiosicnale gleichzeitig verstärkt werden.

   88. Ein stereophonisches Verstärkersystem zum Verstärken eines ersten und eines zweiten Audiosignals, die stereophonisch miteinander verknüpft sind, und bei denen die Amplitudenauslenkungen die Tendenz haben, phasengleich zu sein, umfassend:

   a) eine erste Spannungsversorgung zum Liefern einer Spannung, welche eine Polarität hat;

   b) eine zweite Spannungsversorgung zum Liefern einer Spannung, welche eine Polarität hat, die zu der Spannung entgegengesetzt ist, die von besagter erster Spannungsversorgung geliefert wird;

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   c) erste Verstärkereinrichtungen zum Verstärken des ersten Audiosignals, wobei die ersten Verstärkereinrichtungen einen Verstärker der Klasse B umfassen, welcher mit besagter erster und besagter zweiter Spannungsversorgung verbunden ist, um Leistung von .besagter erster Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des ersten Audiosignals die eine Polarität haben und um Leistung aus besagter zweiter Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des ersten Audiosigrials eine zweite Polarität haben;

   d) zweite Verstärkereinrichtungen zum Verstärken des zweiten Audiosignals, wobei die zweiten Verstärkereinrichtungen einen Verstärker der Klasse B umfassen, der mit besagter erster und besagter zweiter Spannungsversorgung verbunden ist, um Leistung aus besagter erster Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkung des zweiten Audiosignals die eine Polarität haben und um Leistung aus besagter zweiter Spannungsversorgung zu ziehen, wenn die Amplitudenauslenkungen des des zweiten Audiosignals eine zweite Polarität haben;

   e) Polaritätinversionseinrichtungen zum Invertieren der Polarität von einem der stereophonisch miteinander verknüpften Audiosignale zum Verringern des Betrags der Zeit, während der besagte erste und besagte zweite Verstärkereinrichtungen gleichzeitig

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   Leistung aus besagter erster und besagter zweiter Spannungsversorgung ziehen, wenn besagte Audicsignale gleichzeitig verstärkt werden.

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