DE2953289C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Verstärken eines Audiosignals, welches relativ kurze Signalabschnitte mit relativ hohen Amplitudenwerten und relativ lange Signalabschnitte mit relativ niedrigen Amplitudenwerten umfaßt, mit Hilfe von Audioverstärkereinrichtungen, die einen den unterschiedlichen Amplitudenwerten entsprechenden Leistungsbedarf haben und die eingangsseitig Leistungskondensatoreinrichtungen umfassen, welche mit Hilfe eines Netzteils, das eingangsseitig mit der üblichen, niederfrequenten, sinusförmigen Netzspannung verbunden wird und mit der Netzfrequenz arbeitet, auf einen im wesentlichen konstanten Betriebsspannungspegel aufgeladen werden, wobei das Netzteil einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung umfaßt und wobei die Sekundärwicklung dem Aufladen der eingangsseitigen Kondensatoreinrichtungen dient, sowie eine Audioverstärkeranordnung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Die US-PS 33 19 175 beschreibt ein Verfahren bzw. eine Verstärkeranordnung zum Verstärken von Audiosignalen mit einer Spannungsversorgung mit abgestufter Ausgangsspannung, welche einen Netztransformator mit mehrfach angezapfter Sekundärwicklung umfassen kann. Dabei wird die Spannungsversorgung in Abhängigkeit vom Spannungspegel am Verstärkerausgang betätigt, wobei die kleinste Spannung der am Netzteil verfügbaren Spannungen, die ausreicht, um die gewünschte Verstärkung zu erreichen, an das Leistungsverstärkungselement angelegt wird. Während diese Lösung für die angegebenen Zwecke nützlich ist, wird jedoch nur ein einziger Transistor als Leistungsverstärkungselement für jede Polarität der Ausgangsspannung verwendet, so daß über dem Ausgangstransistor die gesamte Differenz zwischen der Spannung an der Last und der zugeführten Versorgungsspannung erscheint. Somit treten beträchtliche Verlustleistungen auf, wenn das Netzteil nicht eine große Anzahl von diskreten Versorgungsspannungen liefert. Für jede dieser diskreten Spannungen ist jedoch ein besonderer Amplitudenkomparator mit zugeordneter Schalteinrichtung erforderlich, wodurch die Kosten für das Netzteil beträchtlich erhöht werden.

Ferner ist in der US-Z IEEE Transactions of CE, 3/78, S. 291-299 eine Audioverstärkeranordnung mit einem sog. Schaltnetzteil beschrieben, bei dem die gleichgerichtete Netzspannung über einen elektronischen Schalter einem Transformator zugeführt wird, auf dessen Ausgangsseite erneut eine Gleichrichtung erfolgt, wobei die Steuerung des elektronischen Schalters mit einer von einem Impulsgenerator erzeugten hohen Frequenz erfolgt und wobei das Tastverhältnis der den elektronischen Schalter ansteuernden Impulse in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Hochfrequenzgleichrichters und damit vom Leistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen einer Pulsdauer-Modulation unterworfen wird.

In den beiden zitierten Druckschriften geht es im Prinzip darum, Gewicht und Kosten von Audioverstärkeranordnungen zu verringern, wobei gemäß der genannten US-PS 33 19 175 zur Realisierung dieses Ziels mit einem verbesserten Verstärkerwirkungsgrad gearbeitet wird, während gemäß der zweiten zitierten Druckschrift durch den Einsatz eines Schaltnetzteils speziell das Gewicht und der Platzbedarf des Transformators verringert werden sollen, was auch tatsächlich erreicht wird, wobei jedoch relativ komplizierte und teuere Schaltkreise erforderlich sind, unter deren Verwendung letztlich auch die Zuverlässigkeit dieses bekannten Schaltnetzteils leidet, welcher außerdem eine aufwendige Hochfrequenzabschirmung erforderlich macht, ohne daß letztlich das Auftreten hoher Frequenzen des Schaltnetzteils im Audiosignal mit absoluter Sicherheit verhindert werden könnte.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Audioverstärkeranordnung zum Verstärken eines Audiosignals anzugeben, mit dem bzw. der Gewicht und Kosten des Netzteils auf relativ einfache Weise und ohne einen besonderen zusätzlichen schaltungstechnischen Aufwand beträchtlich reduziert werden können.

Diese Aufgabe wird, was das Verfahren anbelangt, gemäß der Erfindung durch die Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 1 gelöst.

Zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens hat sich eine Audioverstärkeranordnung gemäß Patentanspruch 4 besonders bewährt.

Aus der US-PS 34 66 527 ist es zwar bekannt, die Größe des Transformators einer Spannungsversorgungsschaltung dadurch zu verringern, daß man auf der Primärseite des Transformators einen gesteuerten elektronischen Schalter einfügt, um eine Phasenwinkelsteuerung für die an der Primärseite des Transformators anliegende Netzspannung zu realisieren. Bei der bekannten Schaltung dient diese Maßnahme jedoch der einfachen Realisierung eines Überlastschutzes, und es findet sich kein Hinweis darauf, wie eine solche Schaltung in einer Audioverstärkeranordnung derart eingesetzt werden könnte, daß insgesamt eine Reduzierung von Gewicht und Kosten für das Netzteil erreichbar wäre.

Vorteilhafte Ausgestaltungen von Verfahren und Audioverstärkeranordnung gemäß der Erfindung sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild einer Audioverstärkeranordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens;

Fig. 2 ein Schaltbild eines abgestufte Spannungen liefernden Netzteils;

Fig. 3A, 3B und 3C verschiedene Signalformen für die Primärwicklung des Netzteils gemäß Fig. 2;

Fig. 4A eine abgewandelte Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen;

Fig. 4B eine erste Variante einer Steuerschaltung für das Netzteil gemäß Fig. 4A;

Fig. 4C eine zweite Variante einer Steuerschaltung für das Netzteil gemäß Fig. 4A;

Fig. 5 bis 5C verschiedene Signalformen für die Primärwicklung des Netzteils gemäß 4A;

Fig. 6A bis 6C verschiedene Signalformen für die Primärwicklung eines durch die Steuerschaltungen gemäß Fig. 4B oder 4C geschalteten Netzteils;

Fig. 7A ein Schaltbild eines üblichen Netzteils und eines Audioverstärkers;

Fig. 7B ein Diagramm der typischen Perioden des leitenden Zustands der Sekundärwicklung des in Fig. 7A gezeigten Netzteils;

Fig. 7C ein Diagramm der typischen Perioden des leitenden Zustands der Sekundärwicklung eines Netzteils gemäß der Erfindung;

Fig. 7D ein Diagramm der Spitzenlast während der Perioden des leitfähigen Zustandes in der Sekundärwicklung eines Netzteils gemäß der Erfindung;

Fig. 8 einen Gegentaktverstärker einer Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 9A, 9B und 9C Diagramme des Spannungsabfalls über den Gegentakttransistoren des Verstärkers gemäß Fig. 8;

Fig. 10 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Verstärkers für eine Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 11 ein Diagramm der Ausgangsspannung des Verstärkers gemäß Fig. 13;

Fig. 12A und 12B Schaltbilder einer bevorzugten Ausführungsform des linken Kanals eines Verstärkers einer Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung;

Fig. 13 einen Teil des rechten Kanals eines Verstärkers einer Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung; und

Fig. 14 ein Schaltbild eines Netzteils für die bevorzugte Ausführungsform einer Verstärkeranordnung gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der verschiedene Sicherheitssteuerungsmaßnahmen in die Schaltung eingebaut sind.

Im einzelnen zeigt Fig. 1 ein stark vereinfachtes Schaltbild eines Verstärkerkreises 2 und eines Netzteils 4. Das System wird aus einer Wechselspannungsquelle 6 gespeist, z. B. mit Wechselstrom von 117 bis 125 V und 60 Hz. Die Primärwicklung 8 eines Transformators 10 ist mit der Quelle 6 über eine Phasenwinkelanschnitt-Steuerung 12 verbunden, die die der Primärwicklung 8 zugeführte Energie zumindest teilweise in Abhängigkeit von einem charakteristischen Merkmal des Audiosignals moduliert, welches von dem System verstärkt und einem Lautsprecher 14 zugeführt werden soll. Das charakteristische Merkmal bzw. die Kenngröße des Audiosignals kann direkt über einen Audioeingangssignalleiter 16 zugeführt werden oder über eine Rückkopplungsleitung 18 geliefert werden, die mit einem Audioverstärkerausgang 20 verbunden ist.

Die Sekundärwicklung 22 des Transformators 10 ist mit einer Gleichrichter- und Speiseschaltung 24 verbunden, welche an den Verstärker 2 eine Versorgungsspannung in Form einer relativ konstanten Gleichspannung liefert. Dabei kann eine Spannungsrückkopplungsleitung 26 verwendet werden, um die Steuerung 12 zu veranlassen, die der Primärwicklung 8 zugeführte Leistung so zu steuern, daß eine konstante Ausgangsspannung der Speiseschaltung 24 aufrechterhalten wird.

Der Verstärker 2 ist speziell so ausgebildet, daß er den Einsatz billiger Transistoren mit niedriger Nennleistung ermöglicht, und kann derart betrieben werden, daß die Wärmemenge, die von Kühlkörpern in der Ausgangsstufe des Verstärkers abgeleitet werden muß, auf ein Minimum reduziert wird. Diese Betriebsweise ermöglicht eine weitere Reduzierung des Gewichts der Verstärkeranordnung, weil kleinere und leichtere Kühlkörper verwendet werden können.

Im einzelnen enthält der Verstärker 2, der ein Gegentaktverstärker der Klasse B sein kann, mindestens ein Paar von Ausgangstransistoren 30 und 32 zum Verstärken des Audiosignals, welches auf der Leitung 16 den betreffenden Basiselektroden der Transistoren zugeführt wird. Bei einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Verstärker 2 zusätzliche Transistoren 34 und 36, die in Serie mit dem Transistor 30 bzw. dem Transistor 32 geschaltet sind, um, falls erforderlich, dem Verstärkerausgang 20 höhere absolute Spannungen zuzuführen. Wenn diese höheren Spannungen nicht erforderlich sind, bleiben die Transistoren 30 und 32 unter Steuerung durch Speisespannungssteuereinrichtungen 38 bzw. 40 gesperrt. Wenn die Transistoren 34 und 36 nicht leitend sind, wird die Spannung den Kollektoren der Transistoren 30 und 32 über Dioden 42 bzw. 44 zugeführt, die ihrerseits mit Anzapfungen 46 bzw. 48 niedrigerer Spannung der Speiseschaltung 24 verbunden sind. Um die Anforderungen an die Nennleistung der Transistoren 30 bis 36 noch weiter zu verringern, sind die Steuereinrichtungen 38 und 40 so ausgebildet, daß sie dafür sorgen, daß der Spannungsabfall auf die Transistorpaare 30, 34 und 32, 36 gleichmäßig aufgeteilt wird, wenn die Transistoren 34 bzw. 36 leitend sind.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Netzteils, bei dem das Konzept einer Ausgangsleistungsrückkopplung zur Steuerung der Energieübertragung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators genutzt wird, der über der Sekundärwicklung eine feste Ausgangsspannung erzeugt, wobei durch die Rückkopplung bei einem Transformator mit fester Ausgangsspannung auch das Konstanthalten der Ausgangsspannung gefördert wird.

Ein Hauptleistungstransformator 500 besitzt eine Primärwicklung 500a und eine Sekundärwicklung 500b. Die Sekundärwicklung 500b ist angezapft, um mehrere positive und negative Spannungen zu liefern, die in Schritten von 25 V zwischen -75 V und 75 V liegen. Die positiven Anschlüsse sind dabei mit E1 bis E3 bezeichnet, während die negativen Anschlüsse mit E4 und E6 bezeichnet sind.

Das Netzteil ist über einen Stecker 502 mit einer Wandsteckdose verbindbar und wird im Betrieb mit der üblichen Netz-Wechselspannung gespeist. Der Stecker 502 ist über Leitungen 504, 506 mit einer Gleichrichterbrücke D501, D503, D505 und D507 verbunden, deren positiver Anschluß über einen Thyristor 508 mit dem einen Anschluß der Primärwicklung 500a verbunden ist, deren anderer Anschluß mit dem negativen Anschluß der Gleichrichterbrücke verbunden ist. An dem Thyristor liegt also bei jeder Halbwelle der Netzwechselspannung eine positive Spannung an.

Der Thyristor 508 wird in Abhängigkeit von einem Audioeingangssignal gesteuert. Das Audioeingangssignal wird einem Eingangsanschluß 514 und von dort einem Verbindungspunkt 516 zugeführt. Die Widerstände R501 und R503 liegen zwischen dem Verbindungspunkt 516 und einer geeigneten Spannungsquelle, beispielsweise einer 75-V-Quelle zum Liefern einer Basisspannung mit einem Pegel von beispielsweise 0,7 V. Diese Spannung wird von der Diode D509 entwickelt, die zwischen dem Verbindungspunkt der Widerstände R503 und R501 und Erde liegt. Die Spannung wird wiederum einem Operationsverstärker 518 zugeführt. Ein Rückkopplungssignal für den Operationsverstärker wird von dem Verbindungspunkt 520 einer Diode D515 und eines Kondensators 522 im Sekundärkreis des Transformators erhalten. Der Punkt 520 ist über zwei Spannungsteilerwiderstände R505 und R507 mit Erde verbunden. An einem Verbindungspunkt 526 zwischen den beiden Widerständen R505 und R507 befindet sich eine Rückkopplungsverbindung zu dem Operationsverstärker 518. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 518 wird einem Regler 528 zugeführt. Dieser Regler 528 ist mit dem Steueranschluß des Thyristors 508 in der Weise verbunden, daß dieser bei höheren Ausgangspegeln des Operationsverstärkers 518 bei höheren Spannungspegeln im hinteren Teil jeder Halbwelle leitend wird und, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 518 niedriger ist, bei niedrigeren Spannungspegeln.

Die Sekundärwicklung 500b besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 530. Die obere Hälfte der Sekundärwicklung 500b ist an zwei Zwischenpunkten 532 und 534 angezapft, um positive Ausgangsspannungen von 25 V und 50 V für die Leistungsanschlüsse E1 und E2 zu erhalten, während der obere Anschluß 524 der Wicklung 500b die positive 75-V-Ausgangsspannung für den Anschluß E3 liefert. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung 500b an Zwischenpunkten 536 und 538 angezapft, um Zwischenspannungspegel von -25 V und -50 V an den Anschlüssen E4 bzw. E5 zu liefern, während das untere Ende 540 der Sekundärwicklung die -75-V- Ausgangsspannung für den Anschluß E6 liefert.

Von den drei Punkten 532, 534 und 524 ist jeder über eine zugeordnete Entkopplungsdiode D511, D513 bzw. D515 mit dem zugeordneten Ausgangsanschluß verbunden. Ein erster Kondensator 542 liegt zwischen Erde und dem niedrigeren Ausgangsspannungsanschluß, d. h. dem Anschluß für +25 V. Ein zweiter Kondensator 544 liegt zwischen dem +25-V-Ausgangsanschluß und dem +50-V-Ausgangsanschluß, und der dritte Kondensator 522 ist in gleicher Weise zwischen den +50-V-Ausgangsanschluß und den +75-V-Ausgangsanschluß geschaltet. Die Kondensatoren 542, 544 und 522 besitzen eine ausreichende Kapazität, um jede abrupte Leistungsbedarfsänderung an dem zugehörigen Ausgangsanschluß zu kompensieren und so die Ausgangsspannungsanschlüsse auf einem nahezu konstanten Spannungspegel zu halten.

Die untere Hälfte der Sekundärwicklung 500b ist mit ihren negativen Ausgangsanschlüssen E4, E5, E6 über drei Entkopplungsdioden D517, D519 und D521 verbunden. Kondensatoren 546, 548 bzw. 550 sind zwischen die negativen Ausgangsanschlüsse im wesentlichen in derselben Weise geschaltet wie die entsprechenden Bauelemente für die obere Hälfte der Primärwicklung. Die Dioden D517 bis D521 sind jedoch entgegengesetzt gepolt, so daß sie nur negativen Strom zu den Ausgangsanschlüssen E4 bis E6 passieren lassen.

Im Betrieb wird die Ausgangsspannung an der Wicklung 500b durch den Regler 528 geregelt, der beim Vorliegen eines Audiosignals größerer Amplitude den Thyristor 508 während größerer Teile jeder Halbwelle leitend steuert, um mehr Strom durch die Primärwicklung 500a zu senden. Dies wird nachstehend anhand von Fig. 3A, 3B und 3C erläutert.

Fig. 3A zeigt eine Darstellung der Spannung, die von dem Stecker 502 über die Gleichrichterbrücke zu dem Thyristor 508 geliefert wird. Man sieht, daß aufgrund der Wirkung der Dioden D501 bis D507 während jeder Halbwelle ein positiver sinusförmiger Spannungsimpuls an den Thyristor 508 gelegt wird. Es soll angenommen werden, daß das Audioeingangssignal für den Verstärker eine relativ niedrige Amplitude hat, so daß der Leistungsbedarf der Verstärkerschaltung ziemlich niedrig ist. Unter diesen Bedingungen leitet der Thyristor 508 nur am Ende jeder Halbwelle. Der Punkt, an dem der Gleichrichter in jeder Halbwelle zu leiten beginnt, ist mit 600 bezeichnet und der Gleichrichter 508 bleibt leitend, bis der Strom am Punkt 602 den Wert Null erreicht hat. Man sieht also, daß der Strom an die Primärwicklung 500a innerhalb ziemlich kurzer Zeitintervalle und mit einem niedrigeren Pegel geliefert wird.

Wenn das Audioeingangssignal eine größere Amplitude erreicht, wird der Thyristor 508 bei einem höheren Spannungspegel jeder Halbwelle leitend gesteuert, wie dies in Fig. 3B gezeigt ist. Der Punkt, an dem der Gleichrichter leitend wird, ist mit 604 bezeichnet und der Abschaltpunkt mit 606. Man sieht, daß nicht nur die Spannung höher ist, sondern daß auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls länger ist, so daß der Primärwicklung 500a eine größere Leistung zugeführt wird.

Schließlich zeigt Fig. 3C den Fall, in dem das Audioeingangssignal seine maximale Amplitude besitzt, was also zu einem maximalen Leistungsbedarf für den Transformator führt. In dieser Situation wird der Thyristor 508 in der Nähe des Spitzenwertes der Spannung am Beginn des zweiten Teils jeder Halbwelle leitend gesteuert, wie dies bei 608 in Fig. 3C gezeigt, ist, wobei der Abschaltpunkt mit 610 bezeichnet ist. Man sieht also, daß der Strom während jeder Halbwelle mit einer noch höheren Spannung und für ein längeres Zeitintervall geliefert wird.

Wenn sich der Strom in der Primärwicklung 500a während des späteren Teils jeder Halbwelle der Netzspannung aufbaut, fließt wegen der Dioden D511 bis D521 kein Strom in der Sekundärwicklung 500b. Am Ende jedes Stromimpulses durch die Primärwicklung 500a bricht jedoch das Feld der Primärwicklung 500a zusammen, wobei über der Sekundärwicklung 500b eine Spannung erzeugt wird und das Fließen eines Stroms durch die Sekundärwicklung veranlaßt wird, um die sechs Kondensatoren 522 und 542 bis 550 aufzuladen.

Wie früher angedeutet, ist dann, wenn die Amplitude des Audioeingangssignals auf einem höheren Pegel liegt, der Leistungsbedarf am Transformator 500 größer. Während dieser Zeiten fließt der Strom durch die Primärwicklung 500a für längere Zeitintervalle, um mehr Energie im magnetischen Feld der Primärwicklung 500a zu speichern. Wenn der Strom in der Primärwicklung am Ende jeder Halbwelle abgeschaltet wird, bricht das magnetische Feld in der Primärwicklung zusammen und induziert eine Spannung über der Sekundärwicklung 500b. Die Dioden D511 bis D521 sind so gepolt, daß der Strom durch die Sekundärwicklung fließt, um die Kondensatoren 542, 544, 522, 546, 548 und 550 aufzuladen und die Spannung an den Leistungsanschlüssen E1 bis E6 auf dem richtigen Pegel zu halten.

Fig. 4A zeigt eine weitere Ausführungsform eines Netzteils zur Erzeugung abgestufter Spannungen. Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 ist ein Netzanschluß z. B. über einen Stecker 702 mit zwei Leitungen 704 und 706 vorgesehen. Die Leitung 704 ist mit einem Triac 708 verbunden. Die entgegengesetzte Seite des Triacs 708 ist mit dem oberen Ende 710 der Primärwicklung 700a des Transformators 700 verbunden. Die andere Leitung 706 der Leistungsquelle 702 ist mit dem unteren Ende 712 der Primärwicklung 700a verbunden.

Der Triac 708 dient einem ähnlichen Zweck wie der Thyristor 508, mit der Ausnahme, daß der Triac 708 bei positiven als auch negativen Halbwellen leitet. Ein Regler steuert den Triac 708 derart, daß er während des späteren Teils jeder Halbwelle für ein längeres oder kürzeres Zeitintervall leitet, in Abhängigkeit vom Leistungsbedarf des Verstärkers. Der Regler entspricht im wesentlichen dem Regler 528 in Fig. 2.

Die Sekundärwicklung 700b des Transformators 700 besitzt eine geerdete Mittelanzapfung 714. Die obere Hälfte der Sekundärwicklung 700b ist an zwei Zwischenpunkten 716 und 718 angezapft, um positive Ausgangsspannungen von +25 V und +50 V für die Leistungsanschlüsse E1 bzw. E2 zu liefern. Eine Verbindung 720 mit dem oberen Ende der Wicklung 700b liefert die positive Ausgangsspannung von +75 V für den Leistungsanschluß E3. In gleicher Weise ist die untere Hälfte der Sekundärwicklung an drei, gleiche Abstände voneinander aufweisenden Stellen 722, 724 und 726 angezapft, um die Ausgangsspannungen von -25 V, -50 V bzw. -75 V an E4, E5 und E6 zu liefern.

Die Leitungen 720 und 726 für +75 V und -75 V sind mit einem Brückengleichrichter 728 verbunden, dessen positiver Ausgang über eine Leitung 730 mit dem Leistungsanschluß E3 für +75 V verbunden, und dessen negativer Ausgang mit dem Leistungsausgang E6 für -75 V über eine Leitung 732 verbunden ist. Leitungen 718 und 724 für +50 V und -50 V sind mit einem zweiten Brückengleichrichter 734 verbunden. Der positive Ausgang des Brückengleichrichters 734 ist über die Leitung 736 mit dem Leistungsanschluß E2 für +50 V verbunden, während der negative Ausgang des Brückengleichrichters 734 über die Leitung 738 mit dem Leistungsanschluß E5 für -50 V verbunden wird. Schließlich sind Leitungen 716 und 722 für +25 V bzw. -25 V mit einem dritten Brückengleichrichter 740 verbunden. Die Ausgangsleitungen 742 und 744 des Brückengleichrichters 740 sind mit den Leistungsanschlüssen E1 und E4 für +25 V bzw. -25 V verbunden.

Wie bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 sind zwischen den Leistungsausgangsanschlüssen E1 bis E6 sechs Kondensatoren vorgesehen, die mit 746 bis 756 bezeichnet sind, um eine Kompensation für jeglichen abrupten Leistungsbedarf an dem zugeordneten Anschluß zu bewirken und so die Anschlüsse auf einem nahezu konstanten Spannungspegel zu halten.

Zur Beschreibung der Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 4A wird auf Fig. 5A, 5B und 5C Bezug genommen. Der Strom durch die Primärwicklung 700a ist nicht gleichgerichet und somit ein Wechselstrom. Der Triac 708 wird veranlaßt, in der späteren Hälfte jeder Halbwelle zu leiten, unabhängig davon, ob diese eine negative oder eine positive Halbwelle ist. Wenn der Leistungsbedarf des Verstärkers niedrig ist, dann arbeitet der Regler so, daß er den Triac 708 veranlaßt, nur für ein sehr kurzes Zeitintervall am Ende jeder Halbwelle zu leiten. Dies ist in Fig. 5A gezeigt, wo der Zündpunkt in jeder Halbwelle mit 800 bezeichnet ist. Der Triac 708 bleibt leitend, bis die Spannung am Punkt 802 den Wert Null erreicht. Man sieht also, daß Strom zu der Primärwicklung während ziemlich kurzer Zeitintervalle und bei einem niedrigeren Spannungspegel geliefert wird.

Wenn der Regler eine größere Amplitude erreicht, wird der Triac 708 veranlaßt, bei einem höheren Spannungspegel am Ende jeder Halbwelle zu leiten, wie dies in Fig. 5B gezeigt ist, in der der Zündpunkt mit 804 bezeichnet ist und jeder Abschaltpunkt mit 806. Man erkennt, daß nicht nur die Spannung höher ist, sondern daß auch das Zeitintervall für jeden Stromimpuls länger ist, so daß eine größere Leistung an die Primärwicklung 700a geliefert wird. Schließlich ist in Fig. 5C die Situation gezeigt, in der das Eingangssignal eine maximale Amplitude hat, was folglich zu einem maximalen Leistungsbedarf führt. In diesem Fall zündet der Triac 708 in der Nähe der Höchstspannung am Beginn der zweiten Hälfte jeder Halbwelle, wie dies bei 808 gezeigt ist, während der Abschaltpunkt mit 810 bezeichnet ist. In der Sekundärwicklung 700b fließt gleichzeitig mit dem Stromfluß in 700a Strom, wobei der Strom in 700b ebenfalls ein Wechselstrom ist. Bezüglich des Stromflusses durch die beiden +75-V-Leitungen 720 und 726 ist das Ausgangssignal an dem Leistungsanschluß E3 stets positiv, während das Ausgangssignal an dem Anschluß E6 stets negativ ist, da dieser Strom durch die Gleichrichterbrücke 728 fließt. In gleicher Weise fließt der Strom von den Anzapfungen 716, 718, 722 und 724 durch die beiden Brückengleichrichter 734 und 740, so daß sich ein positiver Strom an den Ausgangsanschlüssen E2 und E1 mit den positiven Spannungspegeln +50 V und +25 V ergibt, während sich ein negativer Strom für die Leistungsausgangsanschlüsse E5 und E4 mit den negativen Spannungspegeln -50 V bzw. -25 V ergibt.

Es hat sich gezeigt, daß bei Verwendung der Netzteilschaltung gemäß vorliegender Erfindung der Transformator relativ klein ausgebildet sein kann und dennoch eine angemessene Leistung liefert. Beispielsweise kann ein Transformator gemäß der Erfindung 1/4 bis 1/10 der Größe des Transformators in einem konventionellen Audioverstärker mit vergleichbarer Nennleistung haben, wobei die Primärwicklung 175 Windungen und die Sekundärwicklung 200 Windungen aufweist.

Es ist in einigen Fällen wünschenswert, den Abschaltpunkt für den Strom durch die Primärwicklung 700a des Transformators einzustellen, um die Charakteristik der Energieübertragung über die Wicklungen des Transformators während jeder Halbwelle der Netzspannung genauer zu regeln. Beispielsweise verhindert das Abschalten des Primärstroms vor dem Nulldurchgang der Spannung das Auftreten von Leerlaufströmen während des restlichen Teils der Halbwelle des Signals. Demgemäß zeigen Fig. 4B und 4C zwei Abwandlungen der Regelung gemäß Fig. 4A, wobei beide Abwandlungen die Möglichkeit schaffen, daß der Strom in der Primärwicklung 700a während genauer definierter Zeitintervalle der einzelnen Halbwellen fließt.

In Fig. 4B ist ein zweiter Triac 758 zu dem Triac 708 parallel geschaltet. Ein Regler, wie er vorstehend in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wurde, regelt den Betrieb der Triacs 708 und 758 über Leitungen 760 bzw. 762. Ein Kondensator 764 ist in Serie mit dem Triac 758 geschaltet und bewirkt periodisch eine Überbrückung des Triacs 708. Die Schaltung gemäß Fig. 4B arbeitet wie folgt: in Abhängigkeit von einem Audioeingangssignal steuert ein Ausgangssignal von dem Regelapparat den Triac 708 an einem Punkt während jeder positiven und negativen Halbwelle des Stroms aus der Leistungsquelle 602 leitend. Zu einem späteren, vorgegebenen Zeitpunkt steuert das Ausgangssignal des Regelapparates den Triac 758 leitend, woraufhin der Strom von dem Triac 708 abgezogen wird und durch den Kondensator 764 zu fließen beginnt. Der Triac 708 sperrt, aber der Strom fließt weiter durch den Triac 758 und den Kondensator 764 zu der Primärwicklung 700a des Transformators, bis der Spannungsaufbau in dem Kondensator 764 einen Pegel erreicht, der ausreicht, um den Triac 758 abzuschalten und damit den Stromfluß durch die Primärwicklung des Transformators zu beenden. Der Kondensator 764 ist sehr klein, um den Zustand der Leitfähigkeit des Triacs 758 auf ein kurzes Zeitintervall zu begrenzen.

Fig. 4C zeigt eine zweite Abwandlung des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 4A, bei der der eine Triac 708 durch eine Schaltung 766 ersetzt ist. Zwei Paare von steuerbaren Halbleitergleichrichtern in Form von über eine Gateelektrode abschaltbaren Schaltern - nachstehend als GTO (Gateturnoff Switch) bezeichnet - sind zueinander parallel geschaltet. Ein GTO, der als GTOb bezeichnet ist, leitet während der positiven Halbwellen, und ein zweiter GTO, der als GTOa bezeichnet ist, leitet während der negativen Halbwellen. Zusätzlich sind Entkopplungsdioden D701 und D703 vorgesehen. Jeder GTO wird bei einer vorgegebenen Spannung leitend, welche von dem Regler geliefert wird und nicht leitend, wie von den Steuereinrichtungen vorgegeben, innerhalb eines vorgegebenen Steuerzeitintervalls, vorzugsweise 1 ms.

Fig. 6A, 6B und 6C zeigen die Art des Schaltens, welchen den beiden Abwandlungen gemäß Fig. 4B und 4C gemeinsam ist. Bei niedrigem Leistungsbedarf beginnt der Stromfluß bei 900 und endet bei 902 in der Nähe des späteren Teils des letzten Teils jeder Halbwelle. Bei mittlerem Leistungsbedarf erfolgt das Ein-Aus- Schalten früher in der späteren Hälfte jeder Halbwelle, wie dies in Fig. 6B bei 904 und 906 gezeigt ist. Bei Spitzenleistungsbedarf erfolgt das Schalten in der Nähe der Spitze jeder Halbwelle, wie dies in Fig. 6C bei 908 und 910 gezeigt ist. Mit dieser Anordnung kann der Transformator noch kleiner gemacht werden.

Zum Zwecke einer noch klareren Erläuterung der Vorteile der verschiedenen, in ihren Lastzyklen geregelten Ausführungsbeispiele der oben beschriebenen Netzteile wird auf Fig. 7A Bezug genommen, welche den Grundaufbau eines üblichen Verstärkernetzteils zeigt. Die übliche US-Netz-Wechselspannung mit 117 bis 125 V und 60 Hz wird von einer Quelle PS (Power Source) zu der Primärwicklung 1000a eines Transformators 1000 geliefert. Die Sekundärwicklung 1000b des Transformators 1000 ist an ihrem oberen Ende über eine Diode D1001 mit dem oberen Anschluß des Verstärkers 1002 verbunden. Das untere Ende der Sekundärwicklung 1000b ist über eine zweite Diode D1003 mit dem unteren Anschluß des Verstärkers 1002 verbunden. Ein oberer Kondensator 1004 und ein unterer Kondensator 1006 halten die Spannung, mit der der Verstärker 1002 beaufschlagt wird, auf einem im wesentlichen konstanten Wert. Normalerweise hat die Spannungsversorgung eine Spitzeneingangsspannung von etwa 169 V. Es soll nun angenommen werden, daß die Eingangsspannung, welche an den oberen Anschluß des Verstärkers 102 angelegt wird, so gewählt ist, daß sie +75 V beträgt und daß die Spannung an dem unteren Anschluß -75 V beträgt. Die Mitte der Sekundärwicklung 1000b ist normalerweise angezapft und mit Erde verbunden.

Ein Audiosignal besitzt typischerweise einen Spitzenleistungsbedarf von relativ kurzer Dauer und einen Durchschnittsleistungsbedarf von längerer Dauer, der möglicherweise 1/20 des Spitzenleistungsbedarfs beträgt. Während der meisten Zeit arbeitet der Verstärker nur mit 1/10 bis 1/20 der vollen Leistung. Zum Verständnis der Bedeutung dieser Tatsache wird auf Fig. 7B Bezug genommen, welche die Sinuswelle der ankommenden Versorgungsspannung für die Primärwicklung des Transformators eines konventionellen Audioverstärkers zeigt, die so geschaltet ist, daß ihr die übliche Wechselspannung von 117 bis 125 V zugeführt wird. Das Windungsverhältnis von Primär- und Sekundärwicklung des konventionellen Transformators ist derart, daß die in der Sekundärwicklung erzeugte Spitzenspannung, während die Primärwicklung während der gesamten Sinuswelle der ankommenden Spannung zumindest etwas Strom führt, gerade geringfügig über dem +75-V- und dem -75-V-Pegel liegt, der von einem konventionellen Audioverstärker benötigt wird. Wenn der Verstärker nur eine durchschnittliche Leistung anfordert, fließt der Strom in der Sekundärwicklung nur für ein sehr kurzes Zeitintervall unmittelbar während des Spitzenwertes der Sinuswelle der Eingangsspannung. Dieses Zeitintervall ist bei 1008 in Fig. 7B eingezeichnet. Wenn ein Spitzenleistungsbedarf vorliegt, ergibt sich ein sofortiger Abfluß von den üblichen Speicherkondensatoren 1004 und 1006 des Netzteils, wobei deren Spannungspegel geringfügig abgesenkt werden, und das Ergebnis besteht darin, daß die Sekundärwicklung für ein längeres Zeitintervall leitet, so daß der Bereich der leitenden Phase der Sinuswelle gemäß Fig. 7b erweitert wird, beispielsweise bis zu den Linien 1010a und 1010b. Es sollte beachtet werden, daß aufgrund der Tatsache, daß die beiden Linien 1010a und 1010b einen größeren Abstand voneinander haben, die in der Sekundärwicklung 1000a erzeugte Spannung gegenüber der Spitzenspannung, die bei 1008 geliefert wird, mäßig erniedrigt ist.

Beim Entwurf eines Transformators, der zur Verwendung in einem Netzteil einer üblichen Verstärkeranordnung geeignet ist, wie sie vorstehend beschrieben wird, muß man sorgfältig darauf achten, wie die Leerlaufströme in der Primärwicklung beherrscht werden. Ein Leerlaufstrom ist ein Strom, der in der Primärwicklung fließt, wenn in der Sekundärwicklung kein Strom fließt. In einem Transformator mit einer geringen Anzahl von Windungen in der Primärwicklung und damit mit einer geringen Induktivität kann der primärseitige Leerlaufstrom groß genug werden, um eine Aufheizung des Transformators in einem unerwünschten Ausmaß zu bewirken. Diese Tatsache erzwingt den Einsatz einer Primärwicklung mit einer großen Anzahl von Windungen.

Ein geeigneter Transformator üblicher Bauart für einen Audioverstärker muß auch in der Lage sein, einen relativ hohen Stromfluß durch die Primärwicklung und die Sekundärwicklung zu verkraften, damit der Spitzenleistungsbedarf gedeckt werden kann. Folglich muß der Draht, aus dem die Wicklungen gewickelt sind, einen ausreichenden Durchmesser haben, damit der Transformator bei hohen Spitzenbelastungen ohne einen zu großen Innenwiderstand einen hohen Strom liefern kann. Im Ergebnis erhält man einen sehr großen, schweren Transformator mit relativ vielen Windungen, um die Induktivität der Primärwicklung ausreichend hoch zu halten und mit relativ dickem Draht, um den Widerstand trotz der ziemlich großen Drahtlänge in dem Transformator klein zu halten.

Im Gegensatz zu einem Transformator eines konventionellen Netzteils wird bei einem Transformator, der zur Verwendung in einem in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteil gemäß der Erfindung verwendet werden soll, normalerweise mit einem höheren Windungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung gearbeitet, als dies bei Transformatoren üblich ist, deren Lastzyklen nicht gesteuert werden und die in Netzteilen handelsüblicher Verstärker eingesetzt werden. Mit einem solchen Windungsverhältnis kann erreicht werden, daß der Punkt, an dem der Strom durch die Sekundärwicklung aufhören würde zu fließen, bezüglich des sinusförmigen Eingangssignals für die Primärwicklung deutlich an der Rückflanke auftritt, wie dies für den Punkt 1012 in Fig. 7C gilt. Ohne eine Lastzyklussteuerung würde das mit einem solchen Transformator ausgestattete Netzteil eine Spannung liefern, die beträchtlich über den angestrebten +75-V- und -75-V-Pegeln liegen würde, die normalerweise von konventionellen Audioverstärkern benötigt werden. Mit Lastzyklussteuerung fließt in der Primärwicklung des Transformators kein Strom, wenn das Lastzyklusausschaltelement offen ist, mit Ausnahme sehr kleiner Leckströme, die von dem Festkörperschaltelement durchgelassen werden, wenn dieses im offenen Zustand ist. Diese Leckströme können für die Zwecke dieser Diskussion außer Acht gelassen werden. Das Schaltelement bleibt in einem nicht leitenden Zustand, bis die Spannung in der Primärwicklung bis auf einen Punkt 1014 unmittelbar oberhalb des Pegels 1012 angestiegen ist. Dann fließt der Strom in der Sekundärwicklung zwischen den Punkten 1014 und 1012. Wenn das Schaltelement ein selbstkommutierender Silizium-Gleichrichter ist, dann bleibt das Schaltelement in einem leitenden Zustand bis herunter zu dem Punkt 1016, aber es wird in der Sekundärwicklung von dem Punkt 1012 bis zu dem Punkt 1016 kein Strom fließen, da die Dioden, die die Speicherkondensatoren im Netzteil mit der Sekundärwicklung des Transformators verbinden, in Sperrichtung vorgespannt werden.

Auf den ersten Blick könnte es als etwas wirksamer erscheinen, wenn man einen Stromfluß in der Sekundärwicklung eines in seinen Lastzyklen gesteuerten Netzteils während der Zeit zwischen den Punkten 1014 und 1012 in Fig. 7C herbeiführen würde, anstatt einen Stromfluß in der Sekundärwicklung in einem üblichen Verstärker zu veranlassen, wie dies bei 1008 in Fig. 7b dargestellt ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß die Kondensatoren 1004 und 1006 nur Strom auf dem 75-V-Pegel annehmen wollen. Folglich gibt es einige Widerstandsverluste, die in dem in seinen Lastzyklen gesteuerten Transformator auftreten und die durch das schraffierte Dreieck zwischen den Punkten 1012, 1014 und 1018 in Fig. 7C dargestellt sind. Ein in seinen Lastzyklen gesteuerter Transformator kann jedoch mit viel weniger Windungen auskommen - nur ein kleiner Bruchteil der Windungen in einem konventionellen Transformator - so daß die Länge des Drahtes in dem Transformator verringert ist. Hierdurch verringert sich der Innenwiderstand des Transformators proportional.

Es soll nun angenommen werden, daß der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator bei Spitzenleistungsbedarf betrieben wird, wie dies in Fig. 7D gezeigt ist. In diesem Fall bewegt das Schaltelement den Einschaltpunkt längs der Sinuswelle weiter aufwärts, wobei ein Maximum, etwa bei dem Punkt 1020 in der Nähe der Spitze der Sinuswelle liegen würde. Es soll ferner angenommen werden, daß die Kondensatoren 1004 und 1006 ausreichend groß sind, so daß sie Spannungen von +75 V und -75 V ziemlich gut auf diesem Pegel halten. Die in der Sekundärwicklung am Punkt 1020 erzeugte Spannung läge nun wesentlich höher als der 75-V-Pegel - möglicherweise bei 90 V - unter Vernachlässigung der Verluste im Transformator. Daher entspricht die Spannungsdifferenz den Verlusten im Transformator selbst. Diese Verluste sind in Fig. 7D in dem schraffierten Dreieck zwischen den Punkten 1012, 1020 und 1022 dargestellt. Aufgrund der Tatsache, daß die Spitzenleistung von Audioverstärkern selten länger als für ein kurzes Zeitintervall benötigt wird, können die etwas größeren Verluste, die in Fig. 7D dargestellt sind, toleriert werden, um die kompensierenden Vorteile des "Abschneidens" der Leerlaufströme während des ersten Teils jedes Zyklus des konventionellen Wechselspannungs-Sinuseingangssignals zu erreichen. Wenn das Schaltelement in der Primärwicklung Einrichtungen aufweist, um den Stromfluß in der Primärwicklung vor der Rückkehr des Signals auf die Spannung Null zu schalten - wie dies in Fig. 6A bis 6C gezeigt ist - kann sogar noch eine größere Reduzierung der Leerlaufstromverluste erreicht werden.

Zusammenfassend kann gesagt werden, daß ein Verstärkernetzteil die meiste Zeit in einer Betriebsart mit niedriger Leistung arbeitet, wie dies Fig. 7C zeigt. Folglich kann der kleinere, in seinen Lastzyklen gesteuerte Transformator gemäß der Erfindung mit etwa demselben Wirkungsgrad arbeiten wie der wesentlich größere Transformator gemäß dem Stande der Technik. Dies liegt teilweise an der Zahl der Primär- und Sekundärwindungen, die beträchtlich verringert ist, so daß der Draht in dem Transformator viel kürzer ist und somit im Transformator selbst einen geringeren Widerstand bietet. Dieser verringerte Widerstand macht das Vorhandensein von Leerlaufströmen im hinteren Teil jeder Halbwelle erträglicher. Wenn höhere Leistungspegel benötigt werden, besteht die potentielle Möglichkeit einen geringeren Wirkungsgrades. Dies wird jedoch durch den niedrigen Innenwiderstand des Transformators vermieden, und es ist in jedem Fall möglich, für ein kürzeres Zeitintervall mit diesem geringeren Wirkungsgrad zu leben, da die Verringerung des Wirkungsgrades nicht groß genug ist, um den Transformator zu überhitzen.

Die nachfolgende Tabelle I enthält die Ergebnisse der Untersuchung verschiedener, unterschiedlich ausgebildeter Transformatoren, wobei die Transformatoren geprüft wurden, indem man die +50-V-Ausgangsanschlüsse der Sekundärwicklung mit je einer 150-W-Glühbirne verband. Die Ausgangsleistung der Sekundärwicklung wurde auf 300 W gehalten. Die Temperatur wurde am Transformator oben in der Mitte gemessen.

Tabelle I

Die Ergebnisse dieser Versuche zeigen, daß ein bevorzugter Lastzyklus-Transformator, der für den Betrieb in einem Netzteil ausgebildet ist, welches erfindungsgemäß ausgestaltet ist, ein Transformator mit einem Sekundär-Primär-Windungsverhältnis unter 1,0, mit einer primären Induktivität über 30 mH und mit einem Spulendrahtdurchmesser über 1,2 mm (d. h. über der US-Drahtnummer 18) wäre, wenn der Transformator verwendet wird, um aus einem üblichen Wechselstrom mit 117 bis 125 V und 60 Hz eine maximale Ausgangsgleichspannung von ±75 V zu erzeugen.

Fig. 8 zeigt einen Verstärker 1100, der so ausgebildet ist, daß er einen Netzteil mit abgestufter Spannung verwendet, wie er in Fig. 2 und 4A bis 4C gezeigt ist. Eine Signalspannung wird bei 1102 zugeführt, und der Ausgang des Verstärkers ist über eine Last, die hier als Lautsprecher 1104 gezeigt ist, mit Erde verbunden. Der Verstärker verwendet zwei Sätze von Transistoren, die zu einem Gegentaktverstärker geschaltet sind, wobei jeder Satz in Serie geschaltet ist. Der erste Satz Q1101, Q1103 und Q1105 weist NPN-Transistoren auf, und diese werden verwendet, um die positiven Teile des Eingangssignals zu verstärken. Der andere Satz von Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 umfaßt PNP-Transistoren, und diese werden verwendet, um die negativen Teile des Eingangssignals zu verstärken. In der nachfolgenden Beschreibung wird die Arbeitsweise des ersten Satzes von Transistoren Q1101, Q1103, Q1105 insgesamt detailliert beschrieben, wobei diese Beschreibung auch entsprechend für die Arbeitsweise von Q1107, Q1109 und Q1111 bezüglich der negativen Signalteile gilt.

Man erkennt, daß die Emitterelektrode 1106 von Q1101 mit einem Leistungsausgangsanschluß 1108 der Last 1104 verbunden ist und daß die Kollektorelektrode 1110 von Q1101 über eine Diode D1101 mit einer Gleichspannungsquelle E1 verbunden ist, die eine Größe von +25 V hat. Die Emitterelektrode 1112 des zweiten Transistors Q1103 ist mit der Kollektorelektrode 1110 von Q1101 verbunden, und die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q1103 ist durch eine zweite Diode D1103 mit einer mittleren Gleichspannungsquelle E2 verbunden, die eine Größe von +50 V hat. Schließlich ist die Emitterelektrode 1116 des dritten Transistors Q1105 mit der Kollektorelektrode 1114 von Q1103 verbunden, während die Kollektorelektrode 1118 des dritten Transistors 1105 direkt mit einer höheren Gleichspannungsquelle E3 verbunden ist, welche gemäß der Darstellung eine Größe von +75 W besitzt.

Die US-PS 36 22 899 offenbart verschiedene Anordnungen von in Serie geschalteten Transistoren mit den abgestuften Spannungsquellen zunehmender Größe. Es wird angenommen, daß ein besseres Verständnis der Betriebsmerkmale der vorliegenden Erfindung erreicht wird, wenn einer detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung eine allgemeine Diskussion der allgemeinen Betriebsweise der vorbekannten Einrichtungen vorangestellt wird, die eine Anordnung von in Serie geschalteten Transistoren mit gestuften Spannungsquellen verwenden.

Im Zuge der allgemeinen Diskussion der vorbekannten Betriebsarten sei davon ausgegangen, daß dann, wenn die Signalspannung relativ klein ist, beispielsweise unter 25 V, nur der erste Transistor Q1101 leitend wäre und die gesamte Leistung von der 25-V-Leistungsquelle E1 abgeleitet würde. Der offensichtliche Vorteil besteht darin, daß ein geringerer Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 eintritt und damit eine Verbesserung des Wirkungsgrades vorliegt.

Wenn sich die Signalspannung dem Wert des ersten Spannungspegels dicht annähert, wird in den vorbekannten Anordnungen die Signalspannung dann auf irgendeine Weise an die Basis des Transistors Q1103 angelegt, um diesen leitend zu machen, so daß die Leistung nunmehr von der 50-V-Quelle E2 abgeleitet wird, wobei die 25-V-Quelle durch die Diode D1101 blockiert wird. Während das Signal zwischen dem 25-V- und dem 50-V- Pegel fluktuiert, ergibt sich im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest ein größerer Teil desselben über dem zweiten Transistor Q1103.

In entsprechender Weise wird dann, wenn die Signalspannung über den 50 V-Pegel ansteigt, das Spannungssignal an die Basis des Transistors Q1105 angelegt, um diesen leitend zu machen und folglich die Leistung von der 75 V-Leistungsquelle E3 abzuziehen. Außerdem wird bei Fluktuieren der Signalspannung zwischen dem 50 V- und dem 75 V-Pegel im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall oder zumindest der größere Teil desselben über dem dritten Transistor Q1105 wirksam. Was die vorbekannten Anordnungen anbelangt, so muß also jeder der Transistoren die Fähigkeit haben, dem Spannungsabfall Stand zu halten, mit dem der Transistor bei den Strompegeln belastet wird, die bei den verschiedenen Spannungspegeln vorhanden sind.

Es wird erneut auf Fig. 8 Bezug genommen. Um nun speziell die vorliegende Erfindung zu diskutieren, ist zu beachten, daß der Signaleingangsanschluß 1102 über einen Operationsverstärker 1120 mit einem Vorspannungstransistor Q1113 verbunden ist. Die Kollektorelektrode des Transistors Q1113 ist über einen Widerstand R1101 mit einer +75 V-Quelle verbunden. Die Basiselektrode 1122 des Transistors Q1101 ist an einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R1101 und dem Transistor Q1113 angeschlossen, um an den Transistor Q1101 eine Vorspannung in Leitrichtung zu liefern. Die Basiselektrode 1124 des zweiten Transistors Q1103 ist mit einem ersten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1126 verbunden, und die Basiselektrode 1128 des dritten Transistors Q1105 ist mit einem zweiten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1130 verbunden.

Der zweite Satz von Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 ist in ähnlicher Weise geschaltet. Der Vorspannungstransistor Q1113 ist also in Serie mit einem Widerstand R1103 mit einer -75 V-Quelle verbunden, während die Basiselektrode 1132 des Transistors Q1107 mit einem Anschluß zwischen dem Transistor Q1113 und dem Widerstand R1103 verbunden ist. Die entsprechenden Basiselektroden 1134 und 1136 der Transistoren Q1109 und Q1111 sind mit einem dritten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1138 bzw. einem vierten Schalter und Steuer- bzw. Regeleinrichtungen 1140 verbunden. Die abgestuften negativen Spannungsquellen E4, E5 und E6 sind in der gleichen Weise vorgesehen wie die Quellen E1, E2 und E3.

Wie hier gezeigt wird, gelangt das Eingangssignal von 1102 über einen Operationsverstärker 1120 zur Basis 1142 des Vorspannungstransistors Q1113. Es besteht eine Rückkopplung von dem ausgangsseitigen Verbindungspunkt 1144 zwischen den Transistoren Q1101 und Q1107 über die Widerstände R1105 und R1107 nach Erde. Von dem Verbindungspunkt 1146 zwischen den Widerständen R1105 und R1107 besteht eine Rückkopplungsverbindung zurück zum Operationsverstärker 1120. Die Widerstände R1109 und R1111 liefern eine Anfangsvorspannung für die Transistoren Q1101 bzw. Q1107.

Die allgemeine Funktion jeder der Schalt- und Steuereinrichtungen 1126, 1130, 1138 und 1140 besteht darin, einen zugeordneten Transistor zu einem geeigneten Zeitpunkt leitend zu steuern und dann darin den Spannungsabfall über dem zugeordneten Transistor so zu "portionieren", daß die Leistung, die von dem jeweiligen Transistor zu jedem bestimmten Zeitpunkt als Verlustleistung verkraftet werden muß, zu einem Minimum wird. Die Art, in der dies erreicht wird, kann am besten unter Bezugnahme auf die grafischen Darstellungen gemäß Fig. 9A, 9B und 9C beschrieben werden.

In Fig. 9A ist der Spannungsabfall über dem ersten Transistor Q1101 über der Ausgangsspannung aufgetragen. Es soll angenommen werden, daß die Signalspannung bis auf einen niedrigen Pegel von 5 V angestiegen ist. Diese Spannung wird an dem Transistor Q1101 angelegt und veranlaßt diesen, leitend zu werden, um Strom von der +25 V-Quelle E1 durch den Transistor Q1101 zu dem Ausgangsanschluß 1108 zu liefern. Somit wird die Spannung am Ausgangsanschluß 1108 etwa 5 V betragen und der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 wird etwa 20 V betragen. Wenn der Signalstrom auf einen Wert ansteigt, der näher an den 25 V-Pegel heranreicht, dann steigt der Spannungspegel am Ausgangsanschluß 1108 an, während der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 abnimmt.

Wenn sich die Signalspannung bis auf 1 oder 2 V an den 25 V-Pegel genähert hat, wird die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 wirksam und lenkt einen Strom der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 mit einem Spannungspegel, der zwischen dem Pegel der Ausgangsspannung und dem Wert der +50 V-Quelle E2 liegt. Die grafischen Darstellungen gemäß Fig. 9A und 9B zeigen diesen Zusammenhang auf etwa idealisierte Weise, wobei die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 derart arbeitet, daß sie an die Basiselektrode 1124 eine Spannung anlegt, die im wesentlichen in der Mitte zwischen der Ausgangsspannung und dem +50 V-Pegel an E2 liegt, so daß der Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q1101 uns Q1103 für alle Ausgangsspannungen zwischen 25 und 50 V im wesentlichen gleich bleibt. Bei dem tatsächlichen Ausführungsbeispiel, welches hier gezeigt ist, würde die Aufteilung des Spannungsabfalls über den Transistoren Q1101 und Q1103 mäßig von dieser idealisierten Situation abweichen.

Wenn die Signalspannung sehr dicht an den 50 V-Pegel herankommt, dann steuert die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 1130 den dritten Transistor Q1105 leitend und liefert außerdem an die Basiselektrode 1128 von Q1105 einen Basisstrom mit einer ausreichend hohen Spannung, so daß nur ein Teil des gesamten Spannungsabfalls über dem Transistor Q1105 auftritt. In gleicher Weise fährt die erste Schalt- und Steuereinrichtung 1126 fort, Strom an die Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 zu liefern, so daß der Spannungsabfall über Q1103 innerhalb des diesem zugewiesenen Anteils des gesamten Spannungsabfalls über den drei Transistoren Q1105, Q1103, Q1101 liegt.

Die Situation ist in Fig. 9A, 9B und 9C insofern wieder etwas idealisiert dargestellt, als bei einer Ausgangsspannung zwischen 50 und 75 V der Spannungsabfall gleichmäßig auf alle drei Transistoren aufgeteilt ist. In der tatsächlichen Praxis wäre die Aufteilung nicht derart präzise.

Die Art, in der die vier Schalt- und Steuereinrichtungen 1126, 1130, 1138 und 1140 arbeiten, wird nunmehr beschrieben werden. Da jede der vier Schalt- und Steuereinrichtungen im wesentlichen gleich ist, wird nur die erste Einrichtung 1126 detailliert beschrieben werden.

In der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 ist ein Steuertransistor Q1115 vorgesehen, dessen Kollektorelektrode 1148 mit der Basiselektrode 1124 des zweiten Leistungstransistors Q1103 verbunden ist. Die Basiselektrode 1150 des Transistors Q1115 ist an den Verbindungspunkt 1152 zwischen den beiden Spannungsteilerwiderständen R1113 und R1115 angeschlossen. Das andere Ende des Widerstands R1113 ist mit dem +75 V-Anschluß verbunden, während das andere Ende des Widerstandes R1115 mit Erde verbunden ist.

Die Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 ist über einen Widerstand R1117 mit einem Verbindungspunkt 1156 zwischen zwei Spannungsteilerwiderständen R1119 und R1121 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R1121 ist mit einer +75 V-Quelle verbunden, während das andere Ende des Widerstandes R1119 mit der Hauptausgangsleitung 1158 verbunden ist, die zum Ausgangsanschluß 1108 führt. Ein Kondensator 1160 ist parallel zu dem Widerstand R1119 geschaltet, um schnelle Spannungsänderungen über den Widerständen R1119 und R1121 zu mildern.

Wie oben diskutiert, ist es wünschenswert, wenn dafür gesorgt ist, daß der Transistor Q1103 leitend wird, wenn die Signalspannung - und damit die Ausgangsspannung, die im wesentlichen mit der Signalspannung identisch sein sollte - einen Pegel unmittelbar unterhalb des 25 V-Pegels erreicht. Es ist auch wünschenswert, daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein Strom zugeführt wird, bei einem Spannungspegel, der etwa zwischen der Ausgangsspannung und der nächsten abgestuften Spannung im Netzteil liegt, wobei diese Spannung die 50 V-Leistungsquelle E2 ist. Wenn also die Ausgangsspannung einen Pegel von etwa 25 V erreicht, ist erwünscht, daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein Strom mit einer Spannung zugeführt wird, die etwa in der Mitte zwischen 25 und 50 V liegt, beispielsweise etwa bei 37,5 V.

Der Widerstandswert der Widerstände R1113 und R1115 wird so gewählt, daß dann, wenn ein kleiner oder gar kein Basisstrom zur Basiselektrode 1150 des Transistors Q1115 fließt, die Spannung am Verbindungspunkt 1152 etwa 37,5 V beträgt. Die Widerstandswerte der zwei Widerstände R1119 und R1112 werden so gewählt, daß dann, wenn sich die Ausgangsspannung bis auf 1 oder 2 V an die Spannung des untersten Leistungsanschlusses, d. h. 25 V, angenähert hat, die Spannung am Verbindungspunkt 1156 etwa 38,2 V beträgt, so daß an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 eine Vorspannung in Leitrichtung anliegt, die den Transistor Q1115 leitend steuert und veranlaßt, einen Basisstrom für die Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 zu liefern. Da die Kollektorelektrode 1114 des Transistors Q1103 die Tendenz hat, der Spannung der Basiselektrode 1124 bis auf einen Bruchteil von 1 V zu folgen, wäre der unmittelbare Effekt, daß die Spannung eine der Emitterelektrode 1112 von Q1103 auf etwa 37,5 V gebracht würde. Mit einer Ausgangsspannung von etwa 25 V ergäbe sich also über dem Transistor Q1103 ein Spannungsabfall von etwa 12,5 V und der Spannungsabfall über dem Transistor Q1101 würde 12,5 V betragen, wodurch die Verlustleistung gleichmäßig von Q1101 und Q1103 übernommen würde.

Wenn die Signalspannung in dem Bereich zwischen 25 V und 50 V ansteigt, steigt auch die Spannung am Verbindungspunkt 1156 mit der Tendenz an, die Spannung an der Emitterelektrode 1154 des Transistors Q1115 nach oben zu treiben. Dies führt zu einem Anwachsen des Stroms zur Basiselektrode 1150 von Q1115 und somit zum Anheben der Spannung am Verbindungspunkt 1152 auf einen Pegel, der dichter bei der Spannung der Emitterelektrode 1154 liegt, wodurch auch der Transistor Q1115 stärker leitend gesteuert wird, so daß der Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 ein größerer Strom mit einer noch höheren Spannung zugeführt wird. Der Effekt dieser Vorgänge besteht darin, die Spannung an der Emitterelektrode 1112 des Transistors Q1103 noch stärker anzuheben, d. h. näher an den 50 V-Pegel heran. Wenn also die Ausgangsspannung von dem 25 V-Pegel in Richtung auf den 50 V-Pegel ansteigt, dann verringert sich der Spannungsabfall über dem Transistor Q1103, sobald der Spannungsabfall zwischen den Transistoren Q1103 und Q1101 aufgeteilt wird.

Zu dem Zeitpunkt, an dem die Signalspannung den Pegel des zweiten Spannungsschrittes des Netzteils erreicht, also den 50 V-Pegel, liegt im wesentlichen der gesamte Spannungsabfall über der Last, während ein sehr kleiner Spannungsabfall über den beiden Transistoren Q1101 und Q1103 liegt. Zu diesem Zeitpunkt wird die zweite Schalt- und Steuereinrichtung 1130 wirksam und steuert den dritten Transistor Q1105 leitend. Da dies im wesentlichen in derselben Weise erreicht wird wie in der ersten Schalt- und Steuereinrichtung 1126, wird die Arbeitsweise der Einrichtung 1130 nur kurz zusammengefaßt.

Man sieht, daß ein Steuertransistor Q1117 vorgesehen ist, dessen Kollektorelektrode 1148a mit der Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105 verbunden ist. Es sind zwei Spannungsteilerwiderstände R1113a und R1115a vorgesehen, die am Verbindungspunkt 1152a einen Spannungspegel von etwa 62,5 V erzeugen. Außerdem sind die beiden Spannungsteilerwiderstände R1119a und R1121a so angeordnet, daß die Spannung am Verbindungspunkt 1156a etwa 63,2 V beträgt, wenn die Ausgangsspannung einen Pegel unmittelbar unterhalb des 50 V-Pegels erreicht. Wenn also die Ausgangsspannung ziemlich nahe an den 50 V-Pegel herankommt, wird zwischen der Emitterelektrode 1154a des Transistors Q1117 und der Basiselektrode 1150a eine Vorspannung in Leitrichtung angelegt, die den Transistor Q1117 leitend steuert, so daß dieser einen Basisstrom an die Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105 liefert, durch den dieser Transistor leitend wird. Sobald Q1105 leitend wird, steigt die Spannung an der Emitterelektrode 1116 von Q1105 auf einen Pegel, der dicht bei dem Pegel der Basiselektrode 1128 von Q1105 liegt, d. h. auf annähernd 63,2 V. Dies bewirkt, daß die Diode D1103 die 50 V-Leistungsquelle blockiert, so daß die gesamte Leistung aus der +75 V-Leistungsquelle gezogen wird.

Wenn die Ausgangsspannung etwas über 50 V liegt, dann liegt die Spannung, mit der der Strom durch den Transistor Q1115 zur Basiselektrode 1124 des Transistors Q1103 geliefert wird, zwischen der Ausgangsspannung und der Spannung des Stroms zur Basiselektrode 1128 des Transistors Q1105. Folglich wird der Spannungsabfall von der 75 V-Quelle auf den unmittelbar über 50 V liegenden Pegel, der am Ausgangsanschluß 1108 geliefert wird, zwischen den drei Transistoren Q1101, Q1103 und Q1105 aufgeteilt. Wenn die Ausgangsspannung weiter in Richtung des 75 V-Pegels ansteigt, steigen die Spannungen an den Verbindungspunkten 1156 und 1156a proportional dazu an und heben die Spannungen der den Basiselektroden 1124 und 1128 der Transistoren Q1103 und Q1105 zugeführten Ströme an, wodurch der Spannungspegel an den Emitterelektroden 1112 und 1116 der Transistoren Q1103 bzw. Q1105 angehoben wird. Folglich wird der Spannungsabfall über den drei Transistoren Q1101, Q1103 und Q1105 weiterhin auf diese drei Transistoren aufgeteilt. Wie oben angedeutet, ist die Aufteilung, die in den grafischen Darstellungen gemäß Fig. 9A, 9B und 9C dargestellt ist, etwas idealisiert, und die Werte des Spannungsabfalls weichen in Wirklichkeit etwas von der exakt gleichmäßigen Aufteilung ab.

Die Arbeitsweise der dritten und der vierten Schalt- und Steuereinrichtung 1138 bzw. 1140 ist im wesentlichen dieselbe wie die Arbeitsweise der ersten und der zweiten Schalt- und Steuereinrichtung 1126 bzw. 1130, mit der Ausnahme, daß die Einrichtungen 1138 und 1140 bei den negativen Teilen des Eingangssignals arbeiten. Demgemäß wird der Betrieb der Einrichtungen 1138 und 1140 nicht detailliert beschrieben.

Es ist ausreichend, zu bemerken, daß der Transistor der Schaltsteuereinrichtung 1138 mit Q1119 bezeichnet ist, während der Steuertransistor der Schaltsteuereinrichtung 1140 mit Q1121 bezeichnet ist. Die Steuertransistoren Q1119 und Q1121 arbeiten im wesentlichen in derselben Weise wie die entsprechenden Transistoren Q1115 und Q1117, um die Leistungstransistoren Q1109 bzw. Q1111 bei den richtigen, negativen Spannungspegeln leitend zu steuern. Die Transistoren Q1119 und Q1121 steuern auch den Spannungspegel an den Emitterelektroden der Transistoren Q1109 und Q1111, um den Spannungsabfall über den drei Transistoren Q1107, Q1109 und Q1111 aufzuteilen.

Nunmehr wird auf Fig. 10 Bezug genommen, die eine alternative Anordnung der Ausgangsstufentransistoren und der Transistorsteuereinrichtungen für die Verwendung in einem Audioverstärker der in Fig. 8 gezeigten Art zeigt. Im einzelnen sind die Komponenten in Fig. 10, welche mit den Komponenten in Fig. 8 identisch sind, mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Die Spannungsteilerwiderstände R1115 und R1113 sind so gewählt, daß die Spannung an 1152, 37,5 V beträgt, wenn die Spannung an 1156, wie oben beschrieben, etwa 38 V erreicht, wodurch der Transistor Q1115 leitend gesteuert wird. Dieser bewirkt seinerseits, daß der Emitter des Transistors Q1103 auf den 37,5 V-Pegel springt, wodurch die Eingangsspannung für den Transistor Q1101 auf 37,5 V angehoben wird. Die Diode D1101 bewirkt nun, daß die 25 V-Leistungsquelle blockiert wird. Wenn das Ausgangssignal auf der Leitung 1158 in Richtung auf 50 V ansteigt, steigt auch die Spannung bei 1156 nach oben in Richtung auf den 50 V-Pegel. Zu dem Zeitpunkt, zu dem das Audiosignal den 50 V-Pegel erreicht, wird auch die Spannung bei 1156 50 V erreicht haben und dadurch die Spannung, die dem Kollektor 1110 des Transistors Q1101 zugeführt wird, auf 50 V anheben.

Die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 10 ist dieselbe wie diejenige gemäß Fig. 8 bis zu diesem Punkt. Wenn die Eingangssignalspannung jedoch noch weiter über 50 V ansteigt, dann bewirkt die Transistorsteuerung 1130, daß der Transistor Q1105 eingeschaltet wird, wodurch das Potential, welches am Emitter 1116 von Q1105 erscheint, direkt über die Diode D1103 an den Kollektor des Transistors Q1101 angelegt wird. Aufgrund der zu diesem Zeitpunkt bei 1156a herrschenden Vorspannung wird das an den Kollektor von Q1101 angelegte Potential 67,5 V betragen. Dies hat die Wirkung, daß die Diode D1301 in Sperrichtung vorgespannt wird und bewirkt, daß die Spannung von der Quelle E3 über den Transistor Q1105 direkt an den Transistor Q1101 angelegt wird.

Fig. 11 zeigt eine grafische Darstellung, die die Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 10 darstellt, wobei die Linie 1401 der Ausgangsspannung auf der Leitung 1158 in Fig. 8 entspricht, während die Linie 1402 die Spannung darstellt, die an den Kollektor 1110 des Transistor Q1101 angelegt wird.

Eine bevorzugte Ausführungsform für den linken Kanal und den rechten Kanal eines Stereoverstärkers, welcher gemäß vorliegender Erfindung aufgebaut ist, ist in Fig. 12A, 12B und 13C dargestellt. Betrachtet man zunächst die Schaltung 1500 für den linken Kanal, die in Fig. 12A und 12B dargestellt ist, so erkennt man, daß ein Eingangssignal für den linken Kanal an einem Anschluß 1502 empfangen wird und in einem Hochfrequenzfilter 1504 vorbereitet wird, welches das Audiosignal oberhalb von 20 kHz abschneidet. Dieses Filter dient dazu, vorübergehende Intermodulationsverzerrungen zu verhindern. Nach Verlassen des Filters 1504 tritt das Eingangssignal in den Operationsverstärker 1506 ein und passiert danach die Transistoren Q1501 und Q1503, die das Eingangssignal in eine positive und in eine negative Hälfte aufspalten. Die positive Hälfte des Signals wird der oberen Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt, während die negative Hälfte des Signals der unteren Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal zugeführt wird. Da die obere Hälfte und die untere Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal symmetrisch sind, wird nur die obere Hälfte detailliert beschrieben werden.

Für das Ausgangssignal des Transistors Q1501 erfolgt durch den Einfluß der Widerstände R1512 und R1513 eine Pegelverschiebung nach oben zur Basis des Transistors Q1505. Das Signal, welches am ausgangsseitigen Kollektor des Transistors Q1505 erscheint, wird zu dem Transistor Q1509 übertragen. Bei sehr niedrigem Ausgangsleistungsbedarf fließt der Emitterstrom von dem Transistor Q1509 durch in Serie geschaltete Dioden, die bei 1508 gezeigt sind, zur Basis des Ausgangstransistors Q1513, woraufhin dieser zu leiten beginnt. Der Strom von der 25 V-Leistungsquelle 1512 fließt dann durch den Ausgang des Transistors Q1513 zu einer ausgangsseitigen Induktivität 1510 und in den Lautsprecher.

Wenn Ausgangsspannungen über etwa 25 V benötigt werden, wird der Verstärkerausgangsstrom von der 50 V-Leistungsquelle 1514 über den Ausgangstransistor Q1517 abgeleitet. In ähnlicher Weise treibt der Transistor Q1509 dann, wenn Ausgangsspannungen über 50 V benötigt werden, den Ausgangstransistor Q1521, um Strom von der 75 V- Leistungsquelle 1516 abzuziehen. Der Schalterkreis 1518 mit den Transistoren Q1525 und Q1527 bewirkt die Aufteilung des Spannungsabfalls auf die Leistungstransistoren Q1513, Q1517 und Q1521.

Der Verstärker für den linken Kanal enthält eine Überstromschutzschaltung 1520. Für den Fall eines Kurzschlusses über die Ausgangstransistoren werden starke Ströme durch den Verstärker gezogen, wodurch ein Spannungsabfall über dem Emitterwiderstand R1571 des Ausgangstransistor Q1513 entsteht. Dieser Spannungsabfall schaltet wiederum einen Überstromschutztransistor Q1533 leitend, und der Strom, der normalerweise durch den Transistor Q1505 zur Basis des Transistors Q1509 fließt, wird stattdessen abgeleitet, so daß er über den Kollektor des Überstromschutztransistors Q1533 fließt. Wenn der Transistor Q1509 auf diese Weise seines Treiberstroms beraubt ist, schaltet er nicht ein, und die Ausgangstransistoren werden nicht leiten. Folglich werden hohe Verlustleistungen, wie sie andernfalls unter Kurzschlußbedingungen auftreten, verhindert.

Die Überdeckungsverzerrung wird durch die Wirkung von Transistoren Q1537 und Q1539 in einer Schaltung 1522 zum Unterdrücken des Übersprechens auf ein Minimum reduziert. Die Transistoren Q1537 und Q1539 bilden zusammen mit den 1-2-3-4 in Serie geschalteten Dioden 1524, den Widerständen R1520 und R1521 und dem Kondensator C1513 ein Vorspannungsnetzwerk, welches einen leichten Spannungsabfall in Leitrichtung zwischen den Basen des Transistors Q1509 in der oberen Hälfte des Verstärkers für den linken Kanal und des Transistors Q1511 in der unteren Hälfte des Verstärkers entwickelt. Dieser Spannungsabfall in Leitrichtung bringt die Transistoren Q1509 und Q1511 an den Rand des leitenden Zustandes. Wenn von dem Verstärker ein Audiosignal empfangen wird, dann leiten Q1509 und Q1511 sofort und ohne eine Diskontinuität in der Signalform am Verstärkerausgang, was folglich zu einer sehr niedrigen Verzerrung des Audiosignals führt.

Fig. 13 zeigt den Eingangsteil der Schaltung des Verstärkers für den rechten Kanal. Der Verstärker für den rechten Kanal enthält ein Netzwerk zum Verschieben der Phase des ankommenden Audiosignals um 180°, mit dem Ziel, den Netzteil des Verstärkers besser nutzen zu können. Im Hinblick auf alle anderen Einzelheiten ist die Verstärkerschaltung für den rechten Kanal mit derjenigen für den linken Kanal, die in Fig. 12A und Fig. 12B gezeigt ist, identisch.

Eine statistische Analyse von Stereo-Rundfunksendungen zeigt, daß die überwiegende Mehrzahl der Audiosignale, die bei einer solchen Rundfunksendung einem Kanal zugeordnet ist, in Phase mit den Audiosignalen auf dem anderen Kanal liegt. Vorbekannte HiFi-Verstärker verarbeiten die ankommenden Stereosignale im allgemeinen ohne irgendwelche Änderungen der Phasenlage zwischen den Kanälen und arbeiten somit im sogenannten "single ended- Betrieb", d. h. als Eintakt-Verstärker. Die Bauelemente eines Stereoverstärkers, der im Eintakt-Betrieb arbeitet, haben aber die Tendenz, zusätzliche Energie aus dem Netzteil zu ziehen. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers hoch ist, liefert die positive Seite des Netzteils Energie an beide Kanäle, während die negative Seite des Netzteils nicht arbeitet. Wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers niedrig ist, liefert die negative Seite des Netzteils Leistung an den Verstärker, aber die positive Seite arbeitet nicht.

Ein verbesserter Wirkungsgrad kann für den Verstärker erreicht werden, wenn beide Seiten des Netzteils kontinuierlich arbeiten. Für diesen Fall spricht man davon, daß das Netzteil als Brückenschaltung (in bridge) betrieben wird. Die Leistung kann bei dem "in bridge- Betrieb" einem Zwei-Kanal-Stereoverstärker dadurch zugeführt werden, daß man die ankommenden Signale in einem der Verstärkerkanäle invertiert und anschließend beide Kanäle phasenverschoben verarbeitet. Aufgrund der Änderung der gegenseitigen Phasenlage zwischen den sonst normalerweise gleichphasigen Stereosignalen wird von einem der zwei Verstärkerkanäle stets positive Leistung benötigt, während der verbleibende Kanal während jedes Leistungszyklus negative Leistung benötigt. Somit werden, unabhängig vom Wert der Verstärkerausgangsspannung, die positiven und negativen Anschlüsse des Netzteils während jedes Leistungszyklus beide benötigt. Die größere Leistung, die am Verstärkerausgang aufgrund der Tatsache verfügbar ist, daß das Netzteil effektiver genutzt wird, kann die Ausgangsleistung um etwa 15 bis 20% erhöhen. Betrachtet man erneut Fig. 13, so wird deutlich, daß der Verstärker für den rechten Kanal allgemein mit 1600 bezeichnet ist. Das Audioeingangssignal für den rechten Kanal wird an dem Anschluß 1601 empfangen und dem invertierenden Netzwerk 1602 zugeführt. Das invertierende Netzwerk, welches aus Kondensatoren C1601 und C1603 in Verbindung mit Widerständen R1601, R1603 und R1605 besteht, treibt den invertierenden Anschluß des Operationsverstärkers 1604. Die Ansteuerung der invertierenden Anschlüsse des Operationsverstärkers 1604 erzeugt ein Ausgangssignal, welches gegenüber dem Eingangssignal um 180° phasenverschoben ist. Wie oben diskutiert, ist die Mehrzahl der Audiosignale in jedem Kanal eines Stereorundfunksignals in Phase. Folglich führt die Verwendung des invertierenden Netzwerks im allgemeinen zu einer 180° Phasendifferenz zwischen dem Betrieb des linken Kanals und dem Betrieb des rechten Kanals des Verstärkers.

Fig. 14 zeigt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des Netzteils für Verstärker mit einem linken und einem rechten Kanal, wie sie in Fig. 12A, 12B und 13 gezeigt sind. Betrachtet man nunmehr Fig. 14, so wird deutlich, daß beim Schließen des Schalters 1700 Strom aus der Wechselspannungsleistungsleitung 1702 durch ein Phasenschiebernetzwerk 1704 zu dem Diac 1706 und dem Triac 1708 zu fließen beginnt. Der Triac 1708 schaltet ein und ermöglicht einen Stromfluß durch die Primärwicklung 1710a des Transformators 1710. Das Magnetfeld in der Primärwicklung 1710a baut sich auf, wobei Energie zu der Sekundärseite 1710b des Transformators und anschließend zu den energiespeichernden Elektrolyt-Kondensatorbänken 1716, 1718 und 1720 übertragen wird. Die Speicherkondensatorbank 1716 ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 25 V-Ausgangsspannung an der 25 V-Leistungsquelle aufrecht erhält. Die Kondensatorbank 1718 ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 50 V-Ausgangsspannung an der 50 V- Leistungsquelle aufrechterhält, und die Kondensatorbank 1720 ist so ausgebildet, daß sie eine konstante 75 V-Ausgangsspannung an der 75 V-Leistungsquelle aufrechterhält. Die Kondensatoren in den Kondensatorbänken werden innerhalb der ersten 100 ms voll aufgeladen, nachdem das Netzteil eingeschaltet ist.

Wenn die Spannung an den drei Energieversorgungen ihre bevorzugten Spannungspegel von 25, 50 bzw. 75 V erreichen, wird der Steuertransistor Q1701 in den leitenden Zustand gezwungen und der Emitterstrom von Q1701 fließt durch eine Leuchtdiode 1712. In Abhängigkeit vom Emitterstrom sendet die Leuchtdiode 1712 rotes Licht aus, welches auf einen Fotowiderstand 1714 trifft und den Fotowiderstandswert desselben absenkt. Das Absenken des Widerstandswertes des Fotowiderstandes 1714 bewirkt eine Verzweigung eines Teils des Stroms, der durch das Phasenschiebernetzwerk 1704 fließt, wodurch die Phasen des Wechselspannungsleitungssignals verschoben und ein Zünden des Diacs 1706 und des Triacs 1708 zu einem späteren Zeitpunkt der von der Wechselspannungsleitung eintreffenden Sinuswelle bewirkt wird.

Änderungen in den Zündpunkten des Diacs und des Triacs führen zu Änderungen in dem Winkelbereich, in dem der leitende Zustand vorliegt und zu entsprechenden Änderungen in der Verstärkerausgangsspannung. Diese Änderungen bilden ein Mittel zum Verfolgen des Audiosignals, wann immer die Frequenz des Audiosignals unter der Wiederholfrequenz der Energieversorgungsleitung liegt, d. h. unter einer Frequenz von 120 Hz (2 × 60 Hz). Das ankommende Audiosignal wird am Verbindungspunkt von Widerständen R1765 und R1767 summiert und einer Tiefpaßfilterung mit einer Zeitkonstante unterworfen, die sich aufgrund der Parallelschaltung der Widerstände R1765, R1767 mit dem Kondensator C1733 ergibt. Das resultierende Signal wird dann von der Diode 1709 gleichgerichtet, um eine Gleichspannung zu erhalten, welche proportional zum Ausgangssignal des Leistungsverstärkers ist. Diese proportionale Gleichspannung wird an den Kondensator C1735 angelegt, von wo sie dem Steuertransistor Q1701 zugeführt wird. Der Steuertransistor Q1701 steuert anschließend den Betrieb der Leuchtdiode 1712, um die Zeitkonstante des Phasenschiebernetzwerks 1704 in der oben beschriebenen Weise zu variieren. Dabei werden bei Vorliegen hoher Signale größere Verstärkerausgangsspannungen erzeugt und bei Vorliegen niedrigerer Signale niedrigere Ausgangsspannungen. Die Ausgangsspannung des Netzteiles folgt somit tatsächlich den ankommenden Audiosignalen, die Frequenzen im unteren Hörfrequenzbereich haben. Diese Möglichkeit, den Signalen zu folgen, ermöglicht es, Kosten, Größe und Gewicht der Verstärkereinheit weiter zu reduzieren.

Eine automatische Abschaltung des Netzteils gemäß Fig. 14 infolge einer Überstrombedingung wird durch die Verwendung des Operationsverstärkers 1722 und der Transistoren Q1703 und Q1705 erreicht. Wenn eine Fehlerbedingung dazu führt, daß dem Audioverstärker ein Überstrom geliefert wird, dann wird ein Überstrom- Auslösesignal von der Schaltung gemäß Fig. 12A der Basis des Transistors Q1707 zugeführt. Der Transistor Q1707 schaltet ein und bewirkt, daß der Eingang des Operationsverstärkers 1722 auf einen hohen Pegel geht. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1722 geht damit ebenfalls auf einen hohen Pegel, wodurch die Transistoren Q1703 und Q1705 eingeschaltet werden. Der Emitter des Transistors Q1705 ist mit der 25 V- Quelle verbunden, und der Kollektor von Q1705 ist mit den Kondensatoren Q1723 und Q1725 verbunden. Wenn der Transistor Q1705 einschaltet, wird die Ladung von der 25 V-Versorgung zu den Kondensatoren C1723 und C1725 übertragen. Der Strom fließt dann durch die Leuchtdiode 1712 und veranlaßt diese, den Fotowiderstand 1714 hell zu beleuchten. Der Widerstandswert des Fotowiderstandes 1714 wird dementsprechend auf einen Wert abgesenkt, der ausreichend gering ist, um tatsächlich den gesamten Strom von dem Phasenschiebernetzwerk 1704 abzuleiten und damit den Netzteil abzuschalten.

Wenn der Netzteil abgeschaltet ist, wird die Leuchtdiode 1712 durch die auf den Kondensatoren C1723 und C1725 gespeicherte Ladung am Leuchten gehalten. Nach einem kurzen Zeitintervall - irgendwo zwischen 0,5 und 1 min - ist die Ladung der Kondensatoren C1723 und C1725 über die Leuchtdiode abgeflossen und diese beginnt wieder dunkel zu werden. Der Widerstandswert des Fotowiderstandes 1714 beginnt folglich zu steigen und das Netzteil kehrt wieder in den eingeschalteten Zustand zurück. Wenn die Fehlerbedingung zwischenzeitlich beseitigt ist, bleibt das Netzteil eingeschaltet und der Audioverstärker arbeitet wie zuvor. Wenn jedoch der Fehler immer noch vorhanden ist, aktiviert die Überstrom- Schaltleitung den Transistor 1707 und die Leistungsabschaltfolge wird wiederholt.

Ein Überspannungs-Schaltnetzwerk ist bei 1724 gezeigt. Das Audiosignal vom Ausgang des Audioverstärkers treibt das Netzwerk mit den Widerständen R1751, R1753, R1755, R1757 und R1759, dem Kondensator C1731 und den Dioden D1701 und D1703, um ein Gleichstroms 02159 00070 552 001000280000000200012000285910204800040 0002002953289 00004 02040ignal zu erzeugen, welches dem zeitlichen Mittelwert des durch Halbwellen-Gleichrichten gleichgerichteten Audiosignals entspricht. Es ist zu beachten, daß die Dioden D1701 und D1703 außer als Gleichrichter auch als Odergatter dienen. Das Ausgangssignal am Verbindungspunkt der Widerstände R1751 und R1753, beispielsweise die zeitlich gemittelte Audiospannung, lädt den Kondensator C1731. Der Kondensator C1731 ist so gewählt, daß ein Wert, der einem vorgegebenen Überspannungswert entspricht, den Kondensator C1731 veranlaßt, den Operationsverstärker 1722 abzuschalten und danach die Transistoren Q1703 und Q1705 einzuschalten, um das Netzteil in einer Weise abzuschalten, die derjenigen analog ist, die während Überstrombedingungen auftritt.

Wenn aus irgendeinem Grund, beispielsweise wegen eines Versagens des Verstärkers oder des Herabfallens eines Tonarms, am Verstärkerausgang eine Gleichstromkomponente erscheinen sollte, dann erscheint eine Gleichspannung am Verbindungspunkt der Widerstände R1761 und R1763. Diese Spannung wird über die Gleichstrom- Fehler-Abschaltleitung 1726 zu dem Operationsverstärker 1722 übertragen und veranlaßt diesen, abzuschalten. Wenn die Gleichspannungskomponente positiv ist, dann leitet die Diode D1705 zum positiven Eingang des Operationsverstärkers 1722, so daß der Operationsverstärker auf den Pegel "hoch" geht. Wenn die Gleichstromkomponente negativ ist, dann leitet die Diode D1707 zu dem negativen oder invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 1722, und der Pegel am Ausgang des Operationsverstärkers geht ebenfalls "hoch". In beiden Fällen wird das Netzteil im Anschluß an das Schalten der Transistoren Q1703 und Q1705 und an die Energiezufuhr zu der Leuchtdiode 1712 abgeschaltet.

Claims (16)

1. Verfahren zum Verstärken eines Audiosignals, welches relativ kurze Signalabschnitte mit relativ hohen Amplitudenwerten und relativ lange Signalabschnitte mit relativ niedrigen Amplitudenwerten umfaßt, mit Hilfe von Audioverstärkereinrichtungen, die einen den unterschiedlichen Amplitudenwerten entsprechenden Leistungsbedarf haben und die eingangsseitig Leistungskondensatoreinrichtungen umfassen, welche mit Hilfe eines Netzteils, das eingangsseitig mit der üblichen, niederfrequenten, sinusförmigen Netzspannung verbunden wird und mit der Netzfrequenz arbeitet, auf einen im wesentlichen konstanten Betriebsspannungspegel aufgeladen werden, wobei das Netzteil einen Transformator mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung umfaßt und wobei die Sekundärwicklung dem Aufladen der eingangsseitigen Kondensatoreinrichtungen dient,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) der Transformator wird nur auf den im Vergleich zum kurzfristigen Spitzenleistungsbedarf geringen Durchschnittsleistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen ausgelegt;
• b) der Transformator wird mit der Netzfrequenz betrieben;
• c) die Zufuhr der Netzspannung zu der Primärwicklung wird mit Hilfe von Schalteinrichtungen gesteuert, die direkt zwischen der Primärwicklung und den Netzspannungsanschlüssen liegen, und
• d) die Schalteinrichtungen werden für die Dauer ausgewählter Zeitabschnitte jeder Netzspannungshalbwelle mit Hilfe von Steuereinrichtungen entsprechend dem Leistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen leitend gesteuert, um den im wesentlichen konstanten Betriebsspannungspegel aufrechtzuerhalten.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Leistungskondensatoreinrichtungen auf der Sekundärseite des Transformators derart ausgebildet werden, daß für die Verstärkereinrichtungen abgestufte, feste Speisespannungen erzeugt werden.

3. Verfahren nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) das Audiosignal wird der Basis eines ersten Transistors zugeführt, dessen Emitter-Kollektor- Strecke zwischen einer Last und einer einen niedrigeren Betriebsspannungspegel liefernden, durch die Leistungskondensatoreinrichtungen gebildeten Betriebsspannungsquelle liegt;
• b) der Transistor wird so lange leitend gesteuert, wie die Amplitude des Audiosignals innerhalb eines vorgegebenen unteren Bereichs liegt;
• c) der Basis eines zweiten Transistors, dessen Kollektor-Emitter-Strecke einerseits mit dem mit der Last verbundenen Anschluß des ersten Transistors, und andererseits mit einer einen höheren Betriebsspannungspegel liefernden, einen Bestandteil der Leistungskondensatoreinrichtungen bildenden Betriebsspannungsquelle verbunden ist, wird während der Zeitintervalle, in denen die Amplitude des Audiosignals innerhalb eines vorgegebenen oberen Bereichs liegt, ein den zweiten Transistor leitend steuernder Steuerstrom zugeführt, wobei die Basis des zweiten Transistors auf einem zwischen dem höheren Betriebsspannungspegel und der Spannung an dem mit der Last verbundenen Anschluß liegenden Spannungspegel gehalten wird, derart, daß der Spannungsabfall über den beiden Transistoren gleichmäßig auf diese beiden Transistoren aufgeteilt wird (Fig. 8).

4. Audioverstärker zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 3, mit einem mit Netzspannung und Netzfrequenz arbeitenden, einen Transformator umfassenden Netzteil, mit Leistungskondensatoreinrichtungen auf der Sekundärseite des Transformators und mit davon gespeisten Verstärkereinrichtungen,
gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• a) es ist ein Transformator (500) vorgesehen, der auf den im Vergleich zum kurzfristigen Spitzenleistungsbedarf geringen Durchschnittsleistungsbedarf der Verstärkereinrichtungen ausgelegt ist;
• b) es sind Schalteinrichtungen (508) vorgesehen, die direkt zwischen der Primärwicklung (500a) und den Netzspannungsanschlüssen (504, 506) liegen und
• c) es sind Steuersignalerzeugungseinrichtungen (528) vorgesehen, mit deren Hilfe ein Steuersignal für die Schalteinrichtungen (508) in Abhängigkeit von der Amplitude des Audiosignals derart erzeugbar ist, daß die der Primärwicklung (500a) zugeführte Energie der Amplitude des Audiosignals entspricht.

5. Verstärkeranordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Übersetzungsverhältnis von Sekundärwicklung zu Primärwicklung des Transformators (10) niedriger als 1,0 ist und daß die Primärwicklung einen Drahtdurchmesser hat, der größer ist als 1,2 mm.

6. Verstärkeranordnung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignalerzeugungseinrichtungen (528) derart ausgebildet sind, daß der Primärwicklung (500a) über die Schalteinrichtungen (508) die Netzspannung für ein vorgegebenes Zeitintervall jeder Periode der Netzspannung zuführbar ist, wobei die Dauer des Zeitintervalls durch die Steuersignalerzeugungseinrichtungen (528) in Abhängigkeit von der Amplitude des Audiosignals derart steuerbar ist, daß der Leerlaufstrom in der Primärwicklung (500a) auf ein Minimum reduziert ist.

7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtungen Halbleiterschalteinrichtungen (508) aufweisen, welche in Abhängigkeit von dem Steuersignal zu unterschiedlichen Zeitpunkten bezüglich der Phase der Speisespannung in den leitenden Zustand steuerbar sind.

8. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Steuerglied (518) zur Erzeugung eines der Spannung über der Sekundärwicklung (500b) entsprechenden elektrischen Eingangssignals für die Steuersignalerzeugungseinrichtungen (528) vorgesehen ist.

9. Verstärkeranordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerglied zur galvanischen Trennung von Primär- und Sekundärwicklung über einen Opto-Koppler mit der Sekundärwicklung verbunden ist.

10. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß Sensoreinrichtungen (1520) vorgesehen sind, mit deren Hilfe in Abhängigkeit von einem Fehler der Verstärkereinrichtungen (1600) ein Fehlersignal erzeugbar ist, und daß die Steuersignalerzeugungseinrichtungen (1712) auf ein Fehlersignal ansprechende Einrichtungen (1722) umfassen, mit deren Hilfe das Zeitintervall, in dem die Halbleiterschalteinrichtungen (1708) sich im leitenden Zustand befinden, verkürzbar ist.

11. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß Audiosignal-Filtereinrichtungen (R1767, C1733, D1709, C1735, R1723) vorgesehen sind, mit deren Hilfe ein Audiofolgesignal abgeleitet wird, welches den niederfrequenten Schwankungen des Audiosignals entspricht, und daß die Steuersignalerzeugungseinrichtungen (1712) auf das Audiofolgesignal ansprechende Einrichtungen (Q1701) umfassen, mit deren Hilfe die Schalteinrichtungen derart beeinflußbar sind, daß sie die zu der Primärwicklung (1710a) übertragenen Leistungsimpulse in Abhängigkeit von den niederfrequenten Änderungen der Amplitude des Audiosignals modulieren.

12. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkereinrichtungen (2) einen ersten und einen zweiten Transistor (30, 34) umfassen, deren Emitter-Kollektor-Strecken in Serie geschaltet sind, daß der Basis des ersten Transistors (30) das Audiosignal zuführbar ist und daß am Emitter des ersten Transistors zumindest ein Teil des Ausgangssignals der Verstärkereinrichtungen erzeugbar ist, daß die Speiseeinrichtungen (6) eine erste Speisespannungsquelle (V₂, E₁) umfassen, mit deren Hilfe dem Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Transistors (30 bzw. 34) eine Spannung mit einem ersten Pegel zuführbar ist, sowie eine zweite Spannungsquelle, mit deren Hilfe an die Emitter-Kollektor-Strecke des zweiten Transistors (34) eine Spannung anlegbar ist, die höher ist als die Spannung aus der ersten Spannungsquelle, und daß Transistor­ steuereinrichtungen (38) vorgesehen sind, mit deren Hilfe der zweite Transistor (34) im nicht-leitenden Zustand gehalten werden kann, solange die Amplitude des Audiosignals unter einem ersten vorgegebenen Pegel liegt, und mit deren Hilfe der zweite Transistor (34) in den leitenden Zustand steuerbar ist, wenn die Amplitude des Audiosignals über dem ersten vorgegebenen Pegel liegt.

13. Verstärkeranordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorsteuereinrichtungen (38) derart ausgebildet sind, daß der erste vorgegebene Pegel des Audiosignals gleich der Ausgangsspannung der ersten Spannungsquelle ist, und daß die Transistorsteuereinrichtungen (38) ferner derart ausgebildet sind, daß mit ihrer Hilfe der Gesamtspannungsabfall über den in Serie geschalteten Transistoren (30, 34) gleichmäßig auf den ersten und den zweiten Transistor (30, 34) aufteilbar ist, wenn die Amplitude des Audiosignals oberhalb des vorgegebenen Pegels desselben liegt.

14. Verstärkeranordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseeinrichtungen (6) eine dritte Speisespannungsquelle (E3) umfassen, mit deren Hilfe eine dritte Speisespannung erzeugbar ist, welche höher ist als die zweite Speisespannung, daß die Audioverstärkereinrichtungen (1100, 1500) einen dritten Transistor (Q1105, Q1521) umfassen, dessen Emitter mit dem ersten und dem zweiten Transistor (Q1101, Q1103, Q1513, Q1517) verbunden ist und dessen Kollektor mit der dritten Speisespannungsquelle (E3) verbunden ist, und daß zweite Transistorsteuereinrichtungen (1130, 1518) vorgesehen sind, welche mit der Basis des dritten Transistors verbunden sind, um diesen im nicht-leitenden Zustand zu halten, wenn die Amplitude des Audiosignals unter einem zweiten vorgegebenen Pegel liegt, der über dem ersten vorgegebenen Pegel liegt, und mit deren Hilfe die Verstärkung des dritten Transistors (Q1105; 1521) derart steuerbar ist, daß der Gesamtspannungsabfall gleichmäßig auf den ersten und den dritten Transistor (Q1101, Q1513, Q1105, Q1521) aufteilbar ist, wenn die Amplitude des Audiosignals oberhalb des zweiten vorgegebenen Pegels liegt.

15. Verstärkeranordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des dritten Transistors (Q1105) mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q1101) verbunden ist und daß die Audioverstärkereinrichtungen (1100) eine Diode (D1301) umfassen, die zwischen den ersten Transistor (Q1101) und den zweiten Transistor (Q1103) geschaltet ist, um den zweiten Transistor (Q1103) gegenüber dem ersten Transistor (Q1101) zu isolieren, wenn der dritte Transistor (Q1105) leitend ist.

16. Verstärkeranordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des dritten Transistors (Q1105, Q1521) mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q1103, Q1517) und mit den ersten und zweiten Transistorsteuereinrichtungen (1126, 1130, 1508, Q1509, 1518) derart verbunden ist, daß der erste, der zweite und der dritte Transistor derart betätigbar sind, daß der Spannungsabfall bei leitendem dritten Transistor gleichmäßig auf sie aufteilbar ist, und daß die Audioverstärkereinrichtungen (1100, 1500) zwei Dioden (D1101, D1103) zwischen den Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (Q1101, Q1103) bzw. der ersten und der zweiten Spannungsquelle (1512, 1514, E₁, E₂) umfassen, die so angeordnet sind, daß sie die erste und die zweite Spannungsquelle (1512, 1514, E₁, E₂) bei leitendem dritten Transistor (Q1105, Q1521) gegeneinander isolieren.