DE4019158C2 - Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruches 1.

Eine solche Schalteinrichtung ist aus der EP 02 57 403 A2 be­ kannt.

Eine Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle der genannten Art ist im allgemeinen klein, hat einen hohen Wirkungs­ grad und ist weitverbreitet beispielsweise als Strom- oder Spannungsquelle in Rechnerdatenverarbeitungsanlagen. Bei einer Spannungsquelle mit großer Ausgangskapazität oder einer Wechselspannungsquelle, die bei einer Gleichspan­ nungsquelle ein sinusförmiges Wechselspannungsausgangssignal erzeugt, ist die Spannungsquelle häufig dadurch steuerbar, daß paarweise vorgesehene Schaltelemente mit ihr verbunden sind, um die Spannung bzw. den Strom oder die Frequenz des Ausgangssignals ganz einfach durch abwechselndes Umschalten des Betriebszustandes der Schaltelemente zu regeln.

Fig. 6 ist ein Schaltkreisdiagramm eines typischen Beispiels einer herkömmlichen, steuerbaren Spannungsquelle. Die Fig. 7A und 7B zeigen die Signalverläufe an ver­ schiedenen Punkten im Schaltkreis derselben. Die paarweise einander zugeordneten Schaltelemente, d. h. ein erstes Schaltelement 1 und ein zweites Schaltelement 2 sind an einem Punkt 7 in Reihe verbunden und an eine Gleichspan­ nungsquelle 5 in Reihe angeschlossen. Mit der Gleichspan­ nungsquelle 5 ist über das erste Schaltelement 1 ein Tief­ paßfilter, bestehend aus einer Drosselspule 3 und einem Kondensator 4, verbunden. Das Eingangsende des Tiefpaßfilters ist mit dem zweiten Schaltelement 2 parallel geschaltet. Mit dem Ausgangsende des Tiefpaßfilters ist ein Ver­ braucher oder eine Last 6 parallel geschaltet. Wenn die Schaltelemente 1 und 2 abwechselnd ein- und abwechselnd ausgeschaltet werden, wobei das Verhältnis zwischen der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit des Schaltelements 2 sinusförmig geändert wird, entsteht am Punkt 7 eine Reihe von impulsbreitenmodulierten Spannungsimpulsen, wie aus der Kurve in Fig. 7A hervorgeht. Wenn Schaltfrequenzkomponenten und Oberschwingungen aus dem Spannungsimpulszug vom Tief­ paßfilter, bestehend aus der Drosselspule 3 und dem Konden­ sator 4, ausgeschaltet worden sind, kann eine sinusförmige Wechselspannung erhalten werden, wie es die Kurve in Fig. 7B zeigt.

Die vorstehende Funktionsbeschreibung der Schalteinrichtung für die Spannungsquelle gemäß Fig. 6 geht von der Annahme aus, daß die Schaltelemente 1 und 2 eine exakte rechteckige Ein-Ausschaltung vornehmen, wie ideale Schaltelemente das tun können, und daß auch die Steuersignale zum Auslösen des Ein-Ausschaltens exakt rechteckig sind. Die Leistung der tatsächlich eingesetzten Schaltelemente weicht jedoch auf­ grund der einzelnen Schaltelementen innewohnenden Merkmale von der genannten exakt rechteckigen Schaltweise ab, wodurch es gewisse Schwierigkeiten bei einem Schaltvorgang gibt.

Die Schwierigkeiten während eines Schaltvorganges werden unter Hinweis auf ein typisches Schaltelement in Form eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOS-FET) gemäß Fig. 8 beschrieben. Solche MOS-Feldeffekttransistoren werden häufig als Schaltelement 1 und 2 gemäß Fig. 6 verwendet. Bei der in Fig. 8 gezeigten Schaltungsanordnung handelt es sich im wesentlichen um den gleichen Aufbau wie in Fig. 6, außer daß die Schaltelemente 1 und 2 von MOS-FET1 und MOS-FET2 gebildet sind.

Der MOS-FET unterscheidet sich von einem herkömmlichen bipolaren Transistor insofern, als er keine Verzögerung beim Abschalten aufgrund von durch Restträger verursachter Speicherzeit kennt. Wenn also die am Tor oder Gate von MOS- FET1 und MOS-FET2 gemäß Fig. 8 anliegenden Steuersignale exakt rechteckig sind, kommt es niemals zu gleichzeitigem Eingeschaltetsein von MOS-FET1 und MOS-FET2. Der tatsächlich benutzte MOS-FET hat aber einen verhältnismäßig großen kapazitiven Widerstand zwischen Drain und Source oder Senke und Quelle, und zwar im Größenordnungsbereich von einigen Hundert pF bis zu einigen Zehn pF. Beim Ein- und Ausschalten der paarweise angeordneten MOS-FET1 und MOS-FET2 ergibt sich die große Schwierigkeit, wie die in den parasitären kapazitiven Widerständen gespeicherte elektrische Ladung so gehandhabt werden kann, daß keine nachteiligen Auswirkungen von der gespeicherten Ladung auf die Ein- und Ausschalt­ funktion ausgehen.

Fig. 9 zeigt eine Ersatzschaltung eines MOS-FET. Aufgrund der Auslegung sind parasitäre Kondensatoren unausweichlich, und zwar C_dg zwischen Gate und Drain, C_ds zwischen Drain und Source und C_gs zwischen Gate und Source. Der Wert des Widerstandes R_ds zwischen Drain und Source schwankt sehr stark von nahezu Null bis unendlich, je nach der Gate- Source-Spannung, wobei der Nullwert dem Einschaltzustand und der Unendlichkeitswert dem Ausschaltzustand entspricht. Zwischen Drain und Source muß außerdem eine parasitäre Diode D_o berücksichtigt werden.

Die bei der Ersatzschaltung gemäß Fig. 9 beim Ein- und Aus­ schalten auftretenden Erscheinungen sollen nun kurz erläutert werden. Die im parasitären Drain-Source-Kondensator C_ds jedes MOS-FET gespeicherte elektrische Ladung wird beim Einschalten über den Drain-Source-Widerstand R_ds entladen. Wenn also zwischen den paarweise angeordneten MOS-Feldef­ fekttransistoren umgeschaltet wird, entsteht ein starker Stromstoß. Ein derartiger kräftiger Stoßstrom fließt bei­ spielsweise durch den eingeschalteten Drain-Source-Widerstand R_ds von MOS-FET2, wenn MOS-FET2 aus dem Aus- in den Einzustand umgeschaltet wird. Für diesen Stromstoß gibt es zwei Gründe, nämlich den, daß der parasitäre Drain-Source- Kondensator C_ds des MOS-FET2 über den eingeschalteten Drain-Source-Widerstand R_ds entladen wird, und der parasitäre Drain-Source-Kondensator C_ds des MOS-FET1 unmittelbar von der Gleichspannungsquelle 5 über den eingeschalteten Drain-Source-Widerstand R_ds des MOS-FET2 geladen wird. Aus den gleichen beiden Gründen fließt in ähnlicher Weise ein starker Stromstoß durch den eingeschalteten Drain-Source- Widerstand R_ds des MOS-FET1, wenn der MOS-FET2 abgeschaltet und der MOS-FET1 eingeschaltet wird.

Infolgedessen verursacht die im parasitären Drain-Source- Kondensator C_ds jedes MOS-FET der paarweise angeordneten Schaltelemente gemäß Fig. 8 gespeicherte Ladung einen heftigen Stromstoß durch den eingeschalteten Drain-Source-Wi­ derstand R_ds, wenn zwischen den beiden MOS-Feldeffekttran­ sistoren hin- und hergestellt wird. Die Energie dieses starken Stromstoßes wird in Wärme umgewandelt und als solche verbraucht, was nicht nur einen Energieverlust und Tem­ peraturanstieg des Schaltelements, sondern auch die Erzeugung von Rauschen zur Folge hat. Die Intensität dieser Er­ scheinung nimmt außerdem mit steigender Schaltfrequenz der gepaarten Schaltelemente noch zu. Angesichts der Erscheinung dieser Stromstöße ist es also sehr schwer, eine hoch­ frequente Umschaltung zwischen den paarweise angeordneten Schaltelementen der Schalteinrichtung für die Spannungs­ quelle vorzusehen. Wenn außerdem noch der Spitzenwert des Stromstoßes zu hoch ist, kann das den Zusammenbruch der Schaltelemente zur Folge haben.

Es sind verschiedene Methoden zum Schutz vor dem beim Um­ schalten der Schaltelemente auftretenden Stromstoß vorge­ schlagen worden, von denen einige in Fig. 10A bis 10C gezeigt sind. Gate-Widerstände 8 _a1 und 8 _a2 von einigen Hundert Ohm sind an die Tore von MOS-FET1 und MOS-FET2 in Reihe angeschlossen, wie Fig. 10A zeigt. Zu den Aufgaben dieser Torwiderstände gehört es, die Anstiegsrate der Gate- Source-Spannung jedes MOS-FET zu verringern, den Wert des Drain-Source-Widerstandes R_ds jedes MOS-FET im Zeitpunkt des Umschaltens allmählich zu ändern und den Spitzenwert des Stromstoßes zu unterdrücken, wenn schon nicht zu eliminieren. Fig. 10B zeigt einen Fall, bei dem zwei sättigungs­ fähige Magnetkerne 8 _b1 und 8 _b2 mit dem MOS-FET1 bzw. MOS- FET2 in Reihe geschaltet sind. Parallel zu MOS-FET1 und MOS-FET2 ist, wie Fig. 10C zeigt, jeweils ein zum Beispiel aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehender Dämpfungsschaltkreis 8 _c1 und 8 _c2 vorgesehen.

Die Erfinder haben festgestellt, daß mit den herkömmlichen Schutzmaßnahmen die vollständige Verhinderung des genannten Stromstoßes nicht sichergestellt werden kann. Selbst bei Anwendung der genannten Schutzmaßnahmen wird die in den pa­ rasitären kapazitiven Widerständen der MOS-FETs gespeicherte elektrische Ladung letztendlich doch als Wärme im Drain-Source-Widerstand R_ds verbraucht. Mit zunehmender Um­ schaltfrequenz zwischen den Schaltelementen der Schaltein­ richtung für die Spannungsquelle nimmt also ihr Energiever­ brauch und ihre Wärmeerzeugung zu. Das Auftreten von Strom­ stößen und die Verringerung von Schaltverlusten beim Um­ schalten der Schaltelemente ist also ein schwerwiegendes Problem, was bei den herkömmlichen Schalteinrichtungen für Spannungsquellen noch gelöst werden muß.

Aus JP 66-104477 (A) ist ein Ansteuerschaltkreis für einen freilaufenden Feldeffekttransistor bekannt, der durch ein Signal angesteuert wird, das eine umgekehrte Phasenlage bezüglich eines Ansteuersignals eines Hauptschaltelementes eines Gleichstrom/Gleichstrom-Wandlers hat. Bei dieser Anordnung wird ein Gleichstrom von einem Hauptschaltelement pulsierend geschaltet und einem Transformator primärseitig zugeführt. Sekundärseitig wird der Strom mittels einer Diode gleichgerichtet und in einem aus einer Serieninduktivität und einer Parallelkapazität bestehenden LC-Glied geglättet und einem Lastwiderstand zugeführt. Ein Antriebsschaltkreis des freilaufenden Feldeffekttransistors, der mit der Sekundärspule des Transformators verbunden ist, bestehe aus einer Steuerung und einem Ansteuertransformator mit einer primären und zwei sekundären Windungen. Eine sekundäre Windung dieses Ansteuertransformators ist zwischen dem Gate-Anschluß und dem Source-Anschluß des Feldeffekttransistors angeordnet und die zweite Sekundärwindung des Ansteuertransformators ist als Ansteuersignalquelle des Wandlertransformators gegenphasig verbunden.

Aus der DE-OS 36 34 990 ist ein Sperr- oder Flußwandler bekannt, zu dessen Transistorschalter parallel eine Schutzschaltung angeordnet ist, die aus einer Serienschaltung aus Induktivitäten und Kapazitäten gebildet ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, die genannten Schwierigkeiten beim Stand der Technik durch Schaffung einer verbesserten Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle zu vermeiden, mit der das Auftreten von Stromstößen aufgrund parasitärer kapazitiver Widerstände der Schaltelemente und eines möglicherweise benutzten Transformators vermieden wird und ein hoher Wirkungsgrad bei gleichzeitiger Verringerung der Bau­ größe der Einrichtung erzielbar ist.

Die erfindungsgemäße Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Bei mit dem zweiten Schaltelement verbundenem Blindwider­ stand oder induktivem Widerstand entsteht beim Umschalten der Schaltelemente kein Stromstoß, und es kann eine kleine aber noch sehr wirkungsvolle Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle geboten werden, die besonders gut geeignet ist für eine Gleichspannungsquelle mit konstanter Spannung, einen Inverter, eine nicht zu unterbrechende Wechselspannungsquelle, ein Batterieladegerät, Motorsteuerungen ver­ schiedener Art und dergleichen.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Ausführungs­ beispiele näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 Ein Schaltschema einer ersten grundlegenden Aus­ legung einer Schalteinrichtung für eine Span­ nungsquelle gemäß der Erfindung;

Fig. 2A Strom- und Spannungsverläufe am Punkt 7 der in Fig. 1 gezeigten Schalteinrichtung;

Fig. 2B eine graphische Darstellung des Stroms gegenüber dem Wirkungsgrad bei der in Fig. 1 gezeigten Spannungsquelle im Fall der Erzeugung eines Wech­ selstromausgangssignals;

Fig. 2C eine graphische Darstellung des Stroms gegenüber dem Wirkungsgrad der Spannungsquelle bei einer Schaltkreisanordnung gemäß Fig. 4 und der Erzeugung eines Gleichstromausgangssignals;

Fig. 3 ein Schaltschema einer Durchlaßleistungquelle, an der die Schalteinrichtung gemäß der Erfindung vorgesehen ist;

Fig. 4 ein Schaltschema einer Gleichspannungsquelle in Form einer Halbbrücke, bei der die Schalteinrichtung gemäß der Erfindung vorgesehen ist;

Fig. 5 ein Schaltschema einer Spannungsquelle in Form einer vollen Brückenschaltung, bei der die Schalteinrichtung gemäß der Erfindung vorgesehen ist;

Fig. 6 ein Schaltschema des grundsätzlichen Aufbaus einer herkömmlichen Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle;

Fig. 7A und 7B Spannungssignalverläufe an verschiedenen Punkten bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6;

Fig. 8 ein Schaltschema einer herkömmlichen Schaltein­ richtung für eine Spannungsquelle mit MOS-Feldef­ fekttransistoren als Schaltelementen;

Fig. 9 ein Ersatzschaltbild eines MOS-FET;

Fig. 10A bis 10C Schaltschemen herkömmlicher Verfahren zur Verhinderung von Stromstößen in Schaltelementen;

Fig. 11 ein Schaltschema zur Erläuterung des grundsätzlichen Aufbaus eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfindung;

Fig. 12A ein Diagramm, welches Spannungssignalverläufe am Punkt 7 der Spannungsquelle gemäß Fig. 11 zeigt;

Fig. 12B ein Diagramm, welches Signalverläufe des Blindwi­ derstandsstroms ohne Vorspannung bei der Span­ nungsquelle gemäß Fig. 11 zeigt;

Fig. 12C ein Diagramm, welches Signalverläufe des Blindwi­ derstandsstroms bei angelegter Vorspannung an der Spannungsquelle gemäß Fig. 11 zeigt;

Fig. 12b ein Diagramm, welches Stromsignalverläufe am Punkt 7 bei der Spannungsquelle gemäß Fig. 11 zeigt;

Fig. 13 ein Schaltschema eines dritten Ausführungsbeispiels für den Grundaufbau einer Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfin­ dung;

Fig. 14 ein Schaltschema eines Ausführungsbeispiels einer Schalteinrichtung gemäß der Erfindung der Rück­ verstärkungsart (Sperrwandler);

Fig. 15 ein Schaltschema eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schalteinrichtung gemäß der Erfindung der Durchlaßart (Flußwandler);

Fig. 16 ein Schaltschema eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Schalteinrichtung gemäß der Erfindung der Halbbrückenart;

Fig. 17 ein Schaltschema eines weiteren Ausführungsbeispiels der Schalteinrichtung gemäß der Erfindung der Vollbrückenart.

In den verschiedenen Figuren bezeichnen die Bezugszeichen 1, 2, 11, 13, 14 Schaltelemente (MOS-FET=Metalloxid-Halb­ leiter-Feldeffekt-Transistoren) - 3 eine Drosselspule - 4, 10, 12, 16 Kondensatoren - 5 eine Gleichspannungsquelle - 6 eine Last - 7 einen Punkt - 8 _a1, 8 _a2 Gate-Widerstände, 8 _b1, 8 _b2 sättigungsfähige Magnetkerne, 8 _c1, 8 _c2 Dämpfungsschaltkreise - 9, 15 Reaktanzelemente oder Blindwiderstände - 9S einen sättigungsfähigen Blindwiderstand bzw. ein Reaktanz­ glied.

Die Erfindung soll anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert werden.

Fig. 1 zeigt den Grundaufbau eines Schaltkreises einer Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfin­ dung. Als Beispiele für die Schaltelemente 1 und 2 der nachfolgenden Ausführungsbeispiele sind in der Figur ein MOS-FET1 und ein MOS-FET2 gezeigt. Die Ausgangsspannung der Schalteinrichtung der Spannungsquelle wird durch abwechselndes Ein- und Ausschalten der Schaltelemente 1 und 2 zum Regeln des Verhältnisses zwischen der Einschalt- und Aus­ schaltdauer gesteuert, wie bei herkömmlichen Einrichtungen dieser Art. Beim Umschalten von einem Schaltelement zum anderen ist eine "Totzeit" vorgesehen, während der sich beide Schaltelemente im Ausschaltzustand befinden.

Das in Fig. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom Stand der Technik insofern, als eine Reihenschaltung aus einem Reaktanzglied oder Blindwiderstand 9 und einem Kondensator 10 an das zweite Schaltelement 2, d. h. MOS-FET2 in Fig. 1 angeschlossen ist. Das Reaktanzglied 9 speichert Energie in Form von Strom während einer halben Periode vor der Totzeit, und diese gespeicherte Energie wird zum Laden und Entladen parasitärer Kondensatoren der Schaltelemente während der Totzeit benutzt. Hierdurch wird der innere Widerstand der Schaltelemente von nachteiligen Einflüssen der Lade- und Entladeströme parasitärer Konden­ satoren der Schaltelemente befreit. Der Kondensator 10 hat die Aufgabe, eine in der Spannung am Punkt 7 enthaltene Gleichstromkomponente zu sperren. Die Kapazität des Konden­ sators 10 ist so gewählt, daß die Resonanzfrequenz des aus Reaktanzglied 9 und Kondensator 10 bestehenden Schaltkreises viel geringer ist als die Schaltfrequenz der Schaltelemente 1 und 2. Die am Kondensator 10 erscheinende Spannung, die nahezu konstant ist, hängt sowohl von der Spannung der Gleichspannungsquelle 5 als auch vom zeitlichen Verhältnis beim Schalten ab.

Wenn im Einsatz der MOS-FET1 eingeschaltet wird, speist die Gleichspannungsquelle 5 über den MOS-FET1 Strom an das Re­ aktanzglied 9, in welchem Energie gespeichert wird. Im Moment des Ausschaltens von MOS-FET1 wird die Spannung am Punkt 7 von den parasitären kapazitiven Widerständen an den Schaltern gehalten und infolgedessen MOS-FET1 mit Nullspannung abgeschaltet. Der Strom im Reaktanzglied 9 kann sich nicht rasch ändern, variiert aber kontinuierlich und lädt dabei den parasitären Drain-Source-Kondensator C_ds des MOS-FET1 auf und entlädt den parasitären Drain-Source-Kondensator C_ds des MOS-FET2. Infolgedessen nimmt die Spannung am Punkt 7 im wesentlichen linear ab. Wenn die Spannung am Punkt 7 den Wert Null erreicht, fließt der Strom vom Reak­ tanzglied 9 weiterhin durch die parasitäre Diode D_o des MOS-FET2 (siehe Fig. 9). Während der Zeitspanne, während der die Diode D_o leitet, ist der MOS-FET2 eingeschaltet. Infolgedessen wird beim Einschalten des MOS-FET2 ein Null­ spannungs-Einschaltvorgang erreicht, und es kommt nicht zu einem Stromstoß. Ist der MOS-FET2 eingeschaltet, so schwankt der Strom vom Reaktanzglied 9 mit einer gewissen Steigung in Abhängigkeit von der Spannungsänderung am Kon­ densator 10 und ändert seine Polarität.

Wenn die Umschaltung vom MOS-FET2 zum MOS-FET1 erfolgt, stellt sich der gleiche Umschaltvorgang mit Nullspannung ein. Allerdings ist hierbei die Richtung des Stroms vom Punkt 7 umgekehrt. Wird der MOS-FET2 abgeschaltet, so wird der parasitäre Kondensator C_ds des MOS-FET2 geladen und der parasitäre Kondensator C_ds des MOS-FET1 entladen, und zwar durch die im Reaktanzglied 9 gespeicherte Energie. Folglich nimmt die Spannung am Punkt 7 allmählich zu, bis sie das Spannungsniveau der Gleichspannungsquelle 5 erreicht. Damit wird auch beim Abschalten des MOS-FET2 ein Nullspannungs- Schaltvorgang erreicht. Wenn die Spannung am Punkt 7 den Spannungswert der Gleichspannungsquelle 5 erreicht, wird die Energie des Reaktanzgliedes 9 über die parasitäre Diode D_o des MOS-FET1 zur Spannung der Gleichspannungsquelle 5 rückgewonnen. Der MOS-FET1 ist eingeschaltet, während die Diode D_o des MOS-FET1 leitend ist. Infolgedessen wird auch ein Nullspannungs-Umschalten des MOS-FET1 verwirklicht. Wenn der MOS-FET1 eingeschaltet ist, nimmt der Strom im Re­ aktanzglied 9 mit einer bestimmten Neigung zu und ändert seine Polarität. Als nächstes wird der gleiche Vorgang wiederholt. Das Laden und Entladen der parasitären Kondensatoren der beiden MOS-FET über die Drain-Source-Widerstände R_ds derselben wird durch die im Reaktanzglied 9 gespeicherte Energie verhindert.

Die Beschreibung wendet sich nunmehr der Spannung am Punkt 7 und dem Strom vom Punkt 7 zu. Die obere Kurve in Fig. 2A zeigt die theoretisch mögliche Wellenform der Spannung am Punkt 7, während die untere Kurve in Fig. 2A die theoretisch mögliche Wellenform des Stroms vom Punkt 7 wieder­ gibt. In beiden Kurven gelten gestrichelte Linien für Be­ dingungen unter Belastung und durchgezogene Linien für Be­ dingungen ohne Belastung. Die Fig. 2B und 2C zeigen Meßwerte des Wirkungsgrades aufgetragen gegenüber dem Last­ strom I_o für die Auslegung gemäß Fig. 1 bzw. Fig. 4. Für die erfindungsgemäße Einrichtung wurde ein hoher Wirkungs­ grad nachgewiesen, nämlich etwa 95% im Fall von Fig. 2B und etwa 85% im Fall von Fig. 2C.

Wird in Fig. 1 die Spannung der Gleichspannungsquelle 5 mit Ei dargestellt und das zeitliche Verhältnis des Einschalt­ zustandes des Schaltelements 1 mit D, dann erscheint am Kondensator 10 eine Spannung DE₁. Bezeichnet man die Induk­ tivität des Blindwiderstandes oder Reaktanzgliedes 9 mit L, die Schaltfrequenz mit f und den Ausgangsstrom mit I_o, dann läßt sich der Spitzenstrom I_Lmax des Reaktanzgliedes 9, d. h. der bei abgeschaltetem MOS-FET1 und abgeschaltetem MOS-FET2 durch den Blindwiderstand fließende Strom anhand folgender Gleichung darstellen:

I_Lmax = Ei(1-D)D/2fL (1)

Beim Ableiten der Gleichung (1) wurde davon ausgegangen, daß die Umschaltzeit zwischen den beiden Schaltelementen 1 und 2 im Vergleich zur Einschaltdauer des Schaltelementes 1 oder 2 ausreichend kurz ist.

Der Strom i durch den Punkt 7 kann dann anhand der folgenden Gleichung (2) für die Einschaltdauer des MOS-FET1 und anhand der unten folgenden Gleichung (3) für die Einschaltdauer des MOS-FET2 wiedergegeben werden.

i = [Ei(1-D)t/L] - [D(l-D)Ei/2 · f · L] + I_o (2)

i = [Ei · D · t/L] + [D(1-D)Ei/2 · f · L] + I_o (3)

Wenn der MOS-FET1 oder der MOS-FET2 aus eingeschaltetem in ausgeschalteten Zustand umgeschaltet wird, werden die parasitären kapazitiven Widerstände des MOS-FET1 und MOS-FET2 durch die im Blindwiderstand gespeicherte Energie aufgeladen, und die Spannung am Punkt 7 ändert sich. Wenn die gesamte Kapazität aller parasitären Drain-Source-Kondensatoren von MOS-FET1 und MOS-FET2, vom Punkt 7 aus gesehen, durch C wiedergegeben wird, der interne Widerstand des Re­ aktanzgliedes 9 durch r und der Strom des Reaktanzgliedes 9 im Zeitpunkt des Ausschaltens beider MOS-FET durch I_L, dann läßt sich die Spannung u am Punkt 7 und der Strom i durch den Punkt 7 durch die folgenden Gleichungen (4) bzw. (5) für das Umschalten des Einschaltzustandes von MOS-FET1 zum MOS-FET2 und durch die Gleichungen (6) und (7) für das Um­ schalten des Einschaltzustandes vom MOS-FET2 zum MOS-FET1 wiedergeben:

u =e^-at [(Ei - Ec + rI_L)cosωt + {a(Ei - Ec + rI_L) - I_o + I_L)/C} · (1/ω)sinωt] + (Ec - rI_L) (4)

i = e^-at[(I_o + I_L)cosωt + {(Ei - Ec)/L - a (I_o + I_L)} · (l/ω)sinωt] (5)

u = e^-at[(- Ec + rI_L)cosωt + {a(- Ec + r_IL) - (I_o + I_L)/C} · (1/ω)sinωt] + (Ec - rI_L) (6)

i = e^-at[(-I_o + I_L)cosωt + {(- Ec)/L + a (I_o + I_L)} · (1/ω)sinωt] (7)

wobei, a = r/2L und ω =

Wenn der Innenwiderstand r des Reaktanzgliedes 9 klein genug und im Vergleich zur Eigenperiode von LC die Zeit kurz genug ist, die nötig ist, damit die Spannung am Punkt 7 in ihren nächsten Zustand übergeht, können die vorstehenden Gleichungen (4) bis (7) vereinfacht und mit einem ausreichenden Grad der Annäherung als folgende Ausdrücke (8) bis (11) wiedergegeben werden. Für das Umschalten des Ein­ schaltzustandes vom MOS-FET1 zum MOS-FET2

u = Ei -(I_o + I_Lmax) · t/C (8)

i = I_o + I_Lmax + (Ei - Ec) · t/C (9)

Für das Umschalten des Einschaltzustandes vom MOS-FET2 zum MOS-FET1

u = (I_Lmax - I_o) · t/c (10)

i = (-I_o + I_Lmax) - E_c · t/c (11)

Die Gleichungen (8) bis (11) zeigen, daß die Spannung am Punkt 7 im wesentlichen linear schwankt. Für eine positive Steigung der Spannung gemäß Gleichung (10) muß der Spitzenwert I_Lmax des Blindwiderstandstromes und des Laststromes I_o folgende Bedingungen erfüllen:

i_o < I_Lmax = Ei (1-D)D/2 · f · L (12)

Während des Umschaltens der Spannung am Punkt 7 müssen die beiden MOS-FET gleichzeitig abgeschaltet sein, und die Tot­ zeit Td, während der beide MOS-FET abgeschaltet sind, kann auf folgende Weise aus der Gleichung (11) abgeleitet werden:

Td ≧ Ei · C/(I_o - I_Lmax) (13)

Wie aus der vorstehenden Beschreibung hervorgeht, kann mit der Schaltkreisauslegung gemäß der Erfindung das Auftreten von Stromstößen aufgrund des Ladens und Entladens parasitärer kapazitiver Widerstände der Schaltelemente durch die Innenwiderstände dieser Schaltelemente beim Umschalten derselben völlig ausgeschlossen werden. Ferner können die Werte von Konstanten, die für die Erfindung erforderlich sind, beispielsweise die Induktivität des Reaktanzgliedes 9 und die Dauer der Totzeit anhand einfacher Gleichungen be­ stimmt werden.

Beim Stand der Technik sind die verschiedensten Methoden zum Schutz der Schaltelemente vor Stromstößen beim Umschalten der Schaltelemente und zur Verhinderung von Rauschen bei der Spannung und beim Strom aufgrund dieser Stromstöße getroffen worden. So hat man an das Gate des MOS-FET′s einen Widerstand von einigen hundert Ohm angeschlossen, um die Anstiegsrate der Gatespannung zu verringern, den Spitzen­ wert des Stroms durch allmähliches Verringern des Drain- Source-Widerstandes des MOS-FET′s bis zum vollständigen Einschaltzustand im Moment des Einschaltens zu unterdrücken und Einrichtungen vorgesehen, mit denen plötzliche Änderungen in der Spannung und im Strom vermieden werden können, beispielsweise Dämpfungsschaltkreise aus Widerständen und Kondensatoren. Mit diesen herkömmlichen Verfahren konnte aber das Auftreten von Stromstößen nicht völlig ausge­ schlossen werden, und die in den parasitären Kondensatoren der MOS-FET's gespeicherte elektrische Ladung wird schließlich im Einschaltzustand des Drain-Source-Widerstandes jedes MOS-FET aufgebracht. Mit zunehmender Frequenz des Um­ schaltens zwischen den Schaltelementen sind also Schwierigkeiten wie der zunehmende Energieverbrauch und die wachsende Wärmeerzeugung unvermeidbar. Und diese Schwierigkeiten konnten bisher nicht gelöst werden.

Bei der vorstehenden Beschreibung der Prinzipien der Erfindung werden als Beispiele für die Schaltelemente 1 und 2 der MOS-FET1 und der MOS-FET2 benutzt. Wenn als Schaltelemente der Schalteinrichtung für die Spannungsquelle bipolare Transistoren, Ausschaltsteuerthyristoren (Gate turn off) oder gewöhnliche Thyristoren verwendet werden, verursachen parasitäre kapazitive Widerstände dieser Transistoren und Thyristoren auch ähnliche Probleme wie im Falle eines MOS-FET. Die Erfindung kann aber die bei der Verwendung solcher Transistoren und Thyristoren auftretenden Schwierigkeiten meistern.

So läßt sich mit der Erfindung die Zahl der Stromstöße ab­ sorbierenden Elemente in der Schalteinrichtung für die Spannungsquelle im Vergleich zu herkömmlichen Einrichtungen ähnlicher Art verringern. Da der Ernergieverbrauch im Moment des Umschaltens niedriggehalten werden kann, kann man die Umschaltfrequenz erhöhen, und die verschiedenen Bauelemente, beispielsweise die der Glättung dienenden Drossel­ spulen und Kondensatoren können klein ausfallen. Wenn die Erfindung zur Steuerung der Ausgangsspannung benutzt wird, erlaubt sie ein rascheres Ansprechen und erleichtert eine höherentwickelte Feinsteuerung der Ausgangsspannung.

Die Erfindung soll anhand weiterer Ausführungsbeispiele noch näher erläutert werden. Fig. 3 eine Schalteinrichtung einer Spannungsquelle der Durchlaßart (Durchflußwandler), bei der die Erfindung angewandt ist. Die Schaltelemente 1 und 2 sind paarweise vorgesehen, so daß beim Einschalten des einen das andere so gesteuert ist, daß es ausgeschaltet ist. Ein weiteres Schaltelement 11 ist so gesteuert, daß es im wesentlichen gleichzeitig mit dem Schaltelement 1 ein- und ausgeschaltet wird. Während des Umschaltens der Schaltelemente 1, 11 und 2 wird die im Reaktanzglied 9 gespeicherte Energie zum Laden und Entladen parasitärer Kondensatoren dieser Schaltelemente 1, 11, 2 sowie eines Transformators T1 benutzt.

Fig. 4 zeigt eine Spannungsquelle der Halbbrückenbauart, bei der ein Ausgangsende einer Schalteinrichtung der Span­ nungsquelle gemäß der Erfindung mit der Primärwicklung eines Transformators T2 verbunden und das Ausgangssignal von Dioden D2 und D3 gleichgerichtet wird, die mit der Se­ kundärwicklung des Transformators T2 verbunden sind, so daß ein Gleichstromausgangssignal erhalten wird. Die Schaltelemente 1 und 2 sind paarweise so angeordnet, daß beim Ein­ schalten des einen das andere ausgeschaltet ist. Die Span­ nungsquelle gemäß Fig. 4 arbeitet mit einem Kondensator 12 zum Sperren der Gleichstromkomponente des Ausgangssignals der Schalteinrichtung für die Spannungsquelle gemäß der Er­ findung. Beim Umschalten der Schaltelemente 1 und 2 dient die im Reaktanzglied 9 gespeicherte Energie zum Laden und Entladen parasitärer Kondensatoren der Schaltelemente 1, 2 sowie des Transformators T2. Mit der im Reaktanzglied 9 ge­ speicherten Energie werden auch parasitäre kapazitive Wi­ derstände an den Anschlüssen der Dioden D2 und D3 geladen und entladen, und es treten nie Stromstöße aufgrund von Wiedergewinnungsströmen (während des Umschaltens in Rück­ wärtsrichtung verursachte Ströme) auf.

In Fig. 5 ist eine Inverterschaltung der Vollbrückenart gezeigt. Die von der Schalteinrichtung für die Spannungs­ quelle gemäß der Erfindung erzeugte Wechselspannung wird an die Primärwicklung eines Transformators T3 angelegt und von Dioden D2 und D3 gleichgerichtet, die mit der Sekundärwicklung des Transformators T3 verbunden sind. Die Schaltelemente 1 und 2 sind paarweise angeordnet, und weitere Schaltelemente 13 und 14 sind ähnlich paarweise geschaltet. Wenn eines der paarweise vorgesehenen Schaltelemente eingeschaltet ist, ist jeweils das andere ausgeschaltet. Ein Gleichstromausgangssignal gewünschter Größe kann durch das Steuern der Phasendifferenz zwischen dem Paar der Schalt­ elemente 1 und 2 sowie dem Paar der Schaltelemente 13 und 14 erzeugt werden. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die in Blindwiderständen oder Reaktanzgliedern 9 und 15 gespeicherte Energie zum Laden und Entladen parasitärer kapazitiver Widerstände der Schaltelemente, des Transformators und der Dioden beim Umschalten der Schaltelemente benutzt.

Die Schaltelemente 1, 2, 13 und 14 bei den Ausführungsbeispielen gemäß Fig. 3 bis 5 können entweder Metalloxidhalb­ leiter-Feldeffekttransistoren, bipolare Transistoren, Aus­ schaltsteuerthyristoren (GTO), Thyristoren oder Dioden sein.

Bei den vorstehend im einzelnen beschriebenen Ausführungs­ beispielen fließt der wattlose Strom, der in der unteren Kurve der Fig. 2A in durchgezogener Linie gezeigt ist und durch das Reaktanzglied 9 fließt, welches bei der Grundaus­ legung gemäß Fig. 1 vorgesehen ist, innerhalb der Schalt­ elemente MOS-FET1 und MOS-FET2 hindurch. Die Verluste in den äquivalenten Widerständen innerhalb der Schaltungs­ schaltkreise und die Verluste im eingeschalteten Drain- Source-Widerstand des Schaltelementes werden dadurch er­ höht. Um die parasitären Kondensatoren an den Schaltelementen wirksam zu laden und zu entladen, sollte außerdem der Amplitudenwert I_Lmax des Stroms durch den Blindwiderstand größer sein als der des Laststroms I_o, wie vorstehend schon beschrieben.

Auf der anderen Seite fließt ein Strom, der der Summe aus dem Laststrom I_o und dem Blindwiderstandsstrom I_L ent­ spricht, nämlich der in der unteren Kurve der Fig. 2A ge­ strichelt gezeigte Strom vom Punkt 7 in der Grundauslegung gemäß Fig. 1, und infolgedessen fließt ein Spitzenstrom, der dem Zweifachen des Laststroms I_o entspricht, durch die Schaltelemente MOS-FET1 und MOS-FET2 bei maximaler Belastung. Deshalb müssen als Schaltelemente Halbleitervorrichtungen gewählt werden, die eine große Stromkapazität haben. Außerdem fließt ein wattloser Strom mit einem Spitzenwert, der größer ist als der Laststrom I_o immer durch das Reak­ tanzglied 9. Deshalb muß der Durchmesser der Wicklungen des Reaktanzgliedes 9 vergrößert werden, wenn der Energieverlust, den dieses Glied verursacht, verringert werden soll.

Die vorstehend genannten Mängel einer Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle der Art mit Blindwiderstandsstromab­ leitung gemäß dem in Fig. 1 gezeigten Grundaufbau der Er­ findung, bei dem ein Blindwiderstand oder ein Reaktanzglied mit den Schaltelementen parallelgeschaltet ist, um die Lade- und Entladeströme parasitärer Kondensatoren dieser Schaltelemente in einem Blindwiderstandsstrom abzuleiten, können allerdings behoben werden. Dazu wird für das fragliche Reaktanzglied ein sättigungsfähiger Kern vorgesehen, um ihm die Eigenschaft der Nichtlinearität zu geben und folglich den größtmöglichen Nutzen aus der Blindwiderstand- Strom-Umlenkung zu ziehen. Wenn das Reaktanzglied mit dem gesättigten Kern ferner mit einer zusätzlichen Wicklung versehen wird, durch die der Laststrom fließt, damit eine Vorspannung in Abhängigkeit vom Laststrom angelegt werden kann, kann immer der günstigste Lade- und Entladestrom erhalten werden, der für die Blindwiderstand-Strom-Umlenkung erforderlich ist.

Der zweite Grundaufbau einer verbesserten Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfindung ist in Fig. 11 zu sehen. Wenn bei dem ursprünglichen Grundaufbau das Schaltelement MOS-FET1 eingeschaltet ist, hat die im para­ sitären kapazitiven Widerstand an Drain und Source dieses Transistors gespeicherte Spannung den Wert Null, während die Source-Spannung Ei an den parasitären Kondensator über Drain und Source des Schaltelements MOS-FET2 angelegt wird. Wenn bei dieser Bedingung das Schaltelement 1 mit ziemlich hoher Schaltgeschwindigkeit ausgeschaltet wird, erfolgt das Schalten in einem Zustand, bei dem die im parasitären Kon­ densator an Drain und Source des Schaltelements 1 gespeicherte elektrische Ladung im wesentlichen Null ist. Wenn aber das Schaltelement MOS-FET2 unmittelbar nach dem Aus­ schalten des Schaltelements MOS-FET2 eingeschaltet wird, fließt sowohl der Entladestrom des parasitären Kondensators von MOS-FET2 als auch der Ladestrom des parasitären Kondensators von MOS-FET1 durch den Leitungswiderstand des Schaltelements 2. Folglich wird im Schaltelement 2 ein plötzlicher starker Stromstoß erzeugt, und dieser hat wiederum Wärme und Rauschen zur Folge.

Im Gegensatz dazu ist bei dem verbesserten Grundaufbau ein sättigungsfähiges Reaktanzglied 9S an das Schaltelement MOS-FET2 angeschlossen, so daß der Kern des Reaktanzgliedes 9S eine kleine Weile vor dem Abschalten des einen oder anderen Schaltelements, beispielsweise des MOS-FET1 gesättigt ist. Infolgedessen fließt durch das sättigungsfähige Reak­ tanzglied 9S ein Blindwiderstandsstrom einer Wellenform gemäß Fig. 12B. In den Fig. 12A bis 12D sind verschiedene Betriebssignalverläufe für den verbesserten Grundaufbau dargestellt. Anders ausgedrückt heißt das, daß während der Sättigung des sättigungsfähigen Reaktanzgliedes 9S ein von der Gleichspannungsquelle 5 über das Schaltelement MOS-FET1 gelieferter Strom in diesem gesättigten Blindwiderstand ge­ speichert wird. Wenn nach dem Ausschalten des MOS-FET1 für eine Totzeitdauer von entsprechender Länge gesorgt wird, hat der durch das sättigungsfähige Reaktanzglied 9S fließende Strom die Tendenz, den gegenwärtigen Zustand des Stromflusses aufrechtzuerhalten. Die im parasitären Kondensator an Drain und Source des MOS-FET2 gespeicherte elektrische Ladung wird also entladen, während der parasitäre Kondensator an Drain und Source des MOS-FET1 durch die Spitze dieses aufrechterhaltenen Stromflusses geladen wird. Infolgedessen nimmt die Abschlußspannung am Schaltelement MOS- FET2 mit einer bestimmten Neigung ab. Wenn das Schaltelement MOS-FET2 eingestellt wird, nachdem diese Abschluß­ spannung den Wert Null erreicht, kann ein Umschalten mit Nullspannung erzielt werden.

Sogar wenn der Einschaltzustand vom MOS-FET2 zum MOS-FET1 umgeschaltet wird, kann auch ein Umschalten mit Nullspannung ähnlich wie oben erreicht werden, wenn die Dauer der Totzeit ähnlich lang wie oben gewählt wird. Da der durch das Reaktanzglied 9S fließende Strom ein wattloser Strom ist, können ferner die zum Laden und Entladen der parasitären Kondensatoren fließenden Ströme absolut keinen Strom­ verlust verursachen. Da schließlich die Neigung der Schwankung der Abschlußspannungen an den Schaltelementen MOS-FET1 und MOS-FET2 von der Kapazität der parasitären Kondensatoren an diesen Elementen, dem Spitzenwert I_Lmax des Blindwi­ derstandsstroms und dem Laststrom I_o bestimmt ist, kann sowohl der Energieverlust als auch das Rauschen, die durch die abrupte Änderung des Stroms oder der Spannung verursacht werden, d. h. der Stromstoß oder Spannungsstoß durch die Auswahl geeigneter Werte für diese ursächlichen Faktoren vermieden werden.

Es sei in diesem Zusammenhang noch darauf hingewiesen, daß der Strom, der die parasitären Kondensatoren an den Schalt­ elementen MOS-FET1 und MOS-FET2 lädt und entlädt der Summe des Blindwiderstandsstroms I_L und des Laststroms I_o ent­ spricht, wenn der Einschaltzustand vom Schaltelement MOS- FET1 auf das Schaltelement MOS-FET2 umgelegt wird. Der fragliche Strom entspricht hingegen der Differenz zwischen dem Blindwiderstandsstrom I_L und dem Laststrom I_o für den Fall, daß der Einschaltzustand vom Schaltelement MOS-FET2 zum Schaltelement MOS-FET1 umgeschaltet wird. Wenn die Spitzenwerte der Blindwiderstandsströme I_L, die durch das den Strom umlenkende Reaktanzglied 9S fließen, einander gleich sind, entsteht eine steile Neigung der Abschlußspannung am Schaltelement, wenn der Einschaltzustand vom MOS-FET1 zum MOS-FET2 umgeschaltet wird, während anderenfalls die Steigung sanft wird. Das hat zur Folge, daß die Stromumlenkung durch das Reaktanzglied 9 nicht verwirklicht werden kann, wenn der Laststrom I_o den Spitzenwert I_Lmax des Blindwiderstandsstroms übersteigt.

Diese Schwierigkeit läßt sich jedoch umgehen, wenn der Kern des sättigungsfähigen Reaktanzgliedes 9S mit einer zusätzlichen Wicklung versehen wird, durch die der Laststrom I_o fließt, um eine Vorspannung entsprechend dem Laststrom I_o an den fraglichen sättigungsfähigen Kern anzulegen. Ein Ausführungsbeispiel einer Schalteinrichtung für eine Span­ nungsquelle gemäß der Erfindung, bei der der Kern des sät­ tigungsfähigen Reaktanzgliedes 9S der Vorspannung in Abhän­ gigkeit vom Laststrom I_o ausgesetzt wird, ist in Fig. 13 gezeigt. Signalverläufe für den Blindwiderstandsstrom I_L und den vom Punkt 7 fließenden Strom für das in Fig. 13 ge­ zeigte Beispiel sind in den Fig. 12C bzw. 12D zu erkennen. Bei der Anordnung gemäß Fig. 13, die so getroffen ist, daß die dem Laststrom entsprechende Vorspannung an den Kern des sättigungsfähigen Reaktanzgliedes 9S angelegt wird, nimmt der positive Spitzenwert des Blindwiderstandsstromes I_L ab, während der negative Spitzenwert desselben zunimmt, wie aus Fig. 12C und 12D hervorgeht. Infolgedessen wird der sättigungsfähige Kern entsprechend vorgespannt, so daß verhindert werden kann, daß ein übermäßig starkter Spitzenstrom durch die unter Vorspannung des erhöhten Laststroms I_o stehenden Schaltelemente fließt. Und außerdem kann für den Ladestrom oder Entladestrom des parasitären Kondensators gesorgt werden, der für die Umlenkung des Blindwiderstands­ stromes erforderlich ist. In dem Augenblick, in dem die Ab­ schlußspannungen an den Schaltelementen untereinander umgeschaltet werden, bleibt der vom Punkt 7 fließende Strom gleich, so daß die Neigung der Spannungsschwankung in diesem Augenblick ebenfalls gleich bleibt und infolgedessen auch das Rauschen durch eine abrupte Spannungsänderung ver­ mieden werden kann.

Da, wie schon erwähnt, bei der Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfindung mit Umlenkung des Blindwiderstandsstroms ein sättigungsfähiger Kern als Reak­ tanzglied für die Stromumlenkung vorgesehen ist, ist die notwendige Bedingung für das Laden und Entladen der parasitären Kondensatoren an den Schaltelementen immer erfüllt. Infolgedessen kann der Energieverlust vermieden werden, der von dem größeren wattlosen Strom verursacht wird, der leicht erzeugt wird, wenn das den Strom umlenkende Reaktanzglied aus einem linearen Glied mit Luftkern ohne Sättigung des Kerns besteht. Das Prinzip der Verbesserung der Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle gemäß der Erfindung, welches an der verbesserten Auslegung gemäß Fig. 11 verwirklicht ist, die durch entsprechende Abwandlung der ursprünglichen Grundauslegung gemäß Fig. 1 entstanden ist, kann ganz allgemein an jeder Art von Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle angewandt werden, vorausgesetzt, daß paarweise vorgesehene Schaltelemente zur abwechselnden Um­ schaltung gesteuert werden. Die in den Fig. 3 bis 5 gezeigten Ausführungsbeispiele der Erfindung, die Abwandlungen der ursprünglichen Grundauslegung gemäß Fig. 1 darstellen, können mit gleicher Wirkung vom gleichen Verbesse­ rungsprinzip Gebrauch machen. So zeigt Fig. 14 ein Ausfüh­ rungsbeispiel einer Schalteinrichtung für eine Spannungs­ quelle gemäß der Erfindung, bei dem das genannte Verbesse­ rungsprinzip an einer Stromquelle mit Rückverstärkung (Sperr- bzw. Rücklaufwandler) ange­ wandt ist. Für das Beispiel gemäß Fig. 3 mit einer Strom­ quelle der Durchlaßart zeigt Fig. 15 die Anwendung des Ver­ besserungsprinzips. Für das Beispiel gemäß Fig. 4 mit einer Gleichspannungsquelle in Form eines gleichrichtenden Inver­ ters zeigt Fig. 16 die Anwendung des Verbesserungsprinzips und ein weiteres Beispiel für die Anwendung des Verbesse­ rungsprinzips ist die in Fig. 17 gezeigte Schaltung, die der in Fig. 5 gezeigten Spannungsquelle mit voller Brücken­ schaltung entspricht. Anders ausgedrückt, das Verbesse­ rungsprinzip gemäß der Erfindung läßt sich allgemein an Schalteinrichtungen für Spannungsquellen der genannten Art anwenden, die mit den verschiedensten Brückenschaltungen arbeiten, so daß die gleichen vorteilhaften Auswirkungen erzielt werden können.

Nach der vorstehenden, ins einzelne gehenden Beschreibung lassen sich die hervorragenden Wirkungen der Erfindung wie folgt zusammenfassen:

• 1. In der Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle oder Stromquelle wird ein hoher Wirkungsgrad der elektrischen Energie erzielt.
• 2. Wegen der Verringerung der Wärmeerzeugung an den Bau­ elementen können wärmeableitende Rippen und sonstige Randelemente klein gestaltet werden.
• 3. Die Zuverlässigkeit der Bauelemente ist erhöht, weil Stromstöße im wesentlichen ausgeschlossen sind.
• 4. Es kann auf herkömmliche Randelemente, wie Dämpfungs­ schaltkreise und Störfilter verzichtet werden.
• 5. Es können höhere Umschaltfrequenzen als früher angewandt werden und solche Schaltkreiselemente wie Trans­ formatoren und Filter können kleinere Abmessungen erhalten.
• 6. An die Bauelemente wird keine übermäßige Spannung angelegt, so daß Halbleiterelemente benutzt werden können, die bei niedrigen Spannungen beständig sind.
• 7. Die Ausgangsregelung der Schalteinrichtung für die Strom- oder Spannungsquelle erfolgt durch Steuerung der EIN-AUS-Arbeitsphase der Schaltelemente.

Claims (13)

1. Schalteinrichtung für eine Spannungsquelle, mit

• - einer Gleichspannungsquelle (5);
• - einem mit der Gleichspannungsquelle (5) verbundenen ersten Schaltelement (1);
• - einem Tiefpaßfiltereinrichtung (3, 4), mit einem Ausgang zum Anschluß an eine Last (6) und einem Eingang, welches wahlweise über das erste Schaltelement (1) mit der Gleichspannungsquelle (5) verbindbar ist,
• - einem zweiten Schaltelement (2), welches zum Eingang des Tiefpaßfilters (3, 4) parallelgeschaltet ist, wobei das erste und zweite Schaltelement (1, 2) parasitäre Kondensatoren haben und so ein- und ausschaltbar sind, daß am Ausgang des Tiefpaßfilters (3, 4) ein Ausgangssignal von gewünschter Frequenz erzeugt wird;

dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (10) und ein Reaktanzglied (9) so in Reihe geschaltet sind, daß die Reihenschaltung aus Reaktanzglied und Kondensator zum zweiten Schaltelement (2) parallelgeschaltet ist, wobei ein gemeinsamer Verbindungspunkt (7) dem ersten und zweiten Schaltelement gemeinsam ist und die Reihenschaltung aus Reaktanzglied (9) und Kondensator (10) an den gemeinsamen Verbindungspunkt (7) angeschlossen ist.

2. Schalteinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schalt­ element (1) eine mit einem positiven Pol der Gleichspannungsquelle (5) verbundene Elektrode hat, und daß das zweite Schaltelement (2) eine mit einem negativen Pol der Gleichspannungsquelle (5) verbundene Elektrode hat.

3. Schalteinrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Transformator (T₁), der zwischen das erste Schaltelement (1) und den Tiefpaßfilter (3, 4) geschaltet ist.

4. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichspannungsquelle (5) und das erste Schaltelement (1) in den primären Schaltkreis und das zweite Schaltelement (2) und das Reaktanzglied (9) in den sekundären Schaltkreis des Transformators geschaltet sind.

5. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem zweiten Schaltelement (2) und dem Reaktanzglied (9) ein drittes Schaltelement (11) in Reihe geschaltet ist, welches so steuerbar ist, daß es im wesentlichen gleichzeitig mit dem ersten Schaltelement (1) ein- und ausgeschaltet wird, und daß das dritte Schaltelement (11) und der Transformator (T₁) parasitäre Kondensatoren haben, die von dem Reaktanzglied geladen und entladen werden.

6. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Kondensator (10) so mit dem Reaktanzglied (9) in Reihe geschaltet ist, daß die Reihenschaltung aus Reaktanzglied und Kondensator parallel zum zweiten Schaltelement (2) geschaltet ist, daß der Transformator (T₂) einen primären und einen sekundären Schaltkreis hat, und daß die Gleichspannungsquelle (5), das erste und zweite Schaltelement (1, 2) und die Reihenschaltung aus Kondensator (10) und Reaktanzglied (9) alle in den primären Kreis geschaltet sind, und daß der sekundäre Kreis Dioden (D₂, D₃) aufweist, die das Ausgangssignal gleich­ richten, um ein Gleichstromausgangssignal zu erzeugen.

7. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Kondensator (10) mit dem Reaktanzglied (9) so in Reihe geschaltet ist, daß die Reihenschaltung aus dem Reaktanzglied und dem ersten Kondensator zum zweiten Schaltelement (2) parallelgeschaltet ist, und daß ein gemeinsamer Verbindungspunkt (7) für das erste und zweite Schaltelement (1, 2) vorgesehen ist, und daß zwischen den gemeinsamen Verbindungspunkt (7) und den Transformator (T₂) ein zweiter Kondensator (12) geschaltet ist.

8. Schalteinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (T₃) einen primären Schaltkreis mit einer Primärwicklung aufweist, und daß für das erste und zweite Schaltelement ein gemeinsamer Verbindungspunkt (7) vorgesehen ist, der an ein Ende der Primärwicklung angeschlossen ist, und daß ein drittes und viertes Schaltelement (13, 14) vorgesehen ist, die beide einen gemeinsamen Verbindungspunkt haben, der mit dem anderen Ende der Primärwicklung verbunden ist, und daß mit diesem gemeinsamen Verbindungspunkt ein zweites Reaktanzglied (15) so verbunden ist, daß es zum vierten Schaltelement (14) parallelgeschaltet ist, und daß das dritte Schaltelement mit der Gleichspannungsquelle (5) verbunden ist, wobei das dritte und vierte Schaltelement sowie das zweite Reaktanzglied (15) ähnlich wie das erste und zweite Schaltelement und das Reaktanzglied (9) arbeiten, wodurch eine Vollbrücken-Inverterschaltung gebildet ist.

9. Schalteinrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Reaktanzglied (9) ein erster Kondensator (10) so in Reihe geschaltet ist, daß die Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator und dem Reaktanzglied zum zweiten Schaltelement (2) paral­ lelgeschaltet ist, und daß mit dem zweiten Reaktanzglied (15) ein zweiter Kondensator (16) so in Reihe geschaltet ist, daß die Reihenschaltung aus dem zweiten Kondensator und dem zweiten Reaktanzglied mit dem vierten Schaltelement (14) parallelgeschaltet ist.

10. Schalteinrichtung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Reaktanzglied (9) mit einem sättigungsfähigen Kern versehen ist, der dem Reaktanzglied eine nichtlineare Eigenschaft gibt.

11. Schalteinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der im Reaktanzglied vorgesehene sättigungsfähige Kern mit einer zusätzlichen Wicklung versehen ist, durch die ein Laststrom zum An­ legen einer Vorspannung in Abhängigkeit vom Laststrom am sättigungsfähigen Kern fließt.

12. Schaltereinrichtung nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelung des Ausgangssignals der Schalteinrichtung für die Spannungs­ quelle durch Impulsbreitenmodulation erfolgt.