-
Bereich der
Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung, und
insbesondere eine Niedrigpreis-, Hochspannungs-, Flyback-Stromversorgungsschaltung.
-
Hintergrund
der Erfindung
-
Flyback-Stromversorgungen
sind Schalt-Typ-Stromversorgungen nach dem Stand der Technik, wie
in dem Dokument
US 5506764 beschrieben.
Sie sind einfach, effizient, klein, niedriggewichtig und kosteneffektiv.
Allerdings können
bei hohen Spannungen die Kosten der hierin eingebauten Komponenten
die Kosteneffizienz dieses Typs von Stromversorgungen reduzieren.
Um zu zeigen, wie die Kosteneffizienz mit höherer Leitungsspannung reduziert
wird, wird auf
1 Bezug genommen, welche eine
typische Hochspannungs-Flyback-Stromversorgung
10 des Stands
der Technik zeigt.
-
Von
einer externen Quelle wird der Stromversorgung Wechselstrom-("AC")-Haupt-Leistung,
oder Leitungs-Leistung, zugeführt.
Industrielle Anwendung verwenden im Allgemeinen eine Hauptleitungs-Quelle
von Vierhundertundvierzig (440) AC Volt ("VAC").
Dieses Signal wird durch einen Vollwellen-Gleichrichter 12 gleichgerichtet
und von Filter-Kondensator 14 gefiltert. Diese Gleichrichtung und
Filterung überträgt die 440
VAC in eine Nenn-Gleichspannung von Sechshundertundfünfundzwanzig
(625) Volt ("VDC"). Die Stromversorgung 10 muss
allerdings derart eingerichtet sein, dass sie wesentlich höhere Spitzen-Eingangs-Spannungen
als 625 VDC handhaben kann, da Leitungsspannungsfluktuation und
Transienten in industriellen Haupt-Leitungen zu Schlechtester-Fall-Maximum-Spannungen
von so hoch wie Achthundert (800) VDC führen könnte. Diese Spannung ist als "Eingangsspannung" bekannt. Diese Spannungsfluktuationen
und Transienten sind in industriellen Umgebungen recht häufig und
können
durch Ereignisse wie das Anschalten oder Abschalten eines durch
die AC-Hauptleitung versorgten Maschinenteils hervorgerufen werden.
-
Stromversorgung 10 weist
ferner Spannungsbegrenzungsschaltung 16 auf, welche Zener-Dioden 22 und 24 und
Diode 26 aufweist. In einer beispielhaften Hochspannungs-Stromversorgung 10 nach
dem Stand der Technik weist jede Zener-Diode 22 beziehungsweise 24 üblicherweise
eine Zener-Spannung von Zweihundert (200) Volt auf. Spannungsbegrenzungsschaltung 16 wird
verwendet, um die Summe der gespiegelten Spannung der Primärwicklung
und die durch die inhärente
Leck-Induktivität
der Primärwicklung 19 des
Ausgangstransformators 18 verursachte Spannungsspitze auf
eine bestimmte Spannung zu begrenzen. Diese gespiegelte Spannung
und Spannungsspitze werden im Folgenden beschrieben. Sekundärwicklung 20 ist
mit Diode 28 und Kondensator 30 in Serienschaltungs-Anordnung
verbunden. Der Ausgang 31 der Stromversorgung 10 liegt
parallel zu Kondensator 30.
-
Der
Ausgang 31 ist an einen Sensorschaltkreis 32 angeschlossen.
Der Ausgang des Sensorschaltkreises 32 kann mit dem Eingang
eines Isolations-Schaltkreises 33 verbunden sein. Isolationsschaltkreis 33 ist
nur in solchen Stromversorgungen 10 vorhanden, in denen
Ausgang 31 von der AC-Hauptversorgung isoliert werden muss.
Wenn ein Isolationsschaltkreis 33 vorhanden ist, ist sein
Ausgang mit einem Pulsweitemodulations-Steuerschaltkreis ("PWM control") 34 verbunden.
Wenn ein Isolationsschaltkreis 33 nicht vorhanden ist,
ist der Ausgang des Sensorschaltkreises 32 mit dem Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 34 verbunden.
Der Ausgang des Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreises 34 ist
mit dem Gate eines Flyback-Schalttransistors 36 verbunden,
welcher ein N-Typ-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor (MOSFET)
ist .
-
In
einer herkömmlichen
Stromversorgung 10 muss der Schalttransistor 36 für eine sehr
hohe Drain-Source-Durchbruchspannung
ausgelegt sein, da er sehr hohen Spannungen ausgesetzt werden wird.
Wenn der Schalttransistor 36 angeschaltet wird, wird Diode 26 Sperrichtungs-betrieben,
und die Leitungsspannung vom Positive-Gleichspannungs-("DC")-Zweig wird an die Primärwicklung 19 angelegt,
wodurch deren Strom rampenförmig
erhöht wird.
-
Wenn
der Schalttransistor 36 ausschaltet, kehrt sich die an
der Primärwicklung 19 anliegende Spannung
um, so dass der Transformator 18 seinen Strom an die Sekundärwicklung 20 liefern
kann. Dieses Umkehren der Spannung der Primärwicklung 19 erfolgt
aufgrund der von der Sekundärwicklung 20 gespiegelten
Spannung, wenn die Sekundärwicklung 20 stromleitend
ist. Dies ist als "reflektierte
Spannung" bekannt.
Mit Bezug auf das Drain des Transistors 36 wird diese gespiegelte
Spannung zu der Eingangsspannung addiert. Die Eingangsspannung kann
so hoch wie 800 VDC sein, wie vorher beschrieben. Der Betrag der
gespiegelten Spannung kann durch Einstellen des Wicklungsverhältnisses
des Transformators 18, das heißt des Verhältnisses der Anzahl der Windungen
in der Primärwicklung 19 gegenüber der
Anzahl der Windungen in der Sekundärwicklung 20 gesteuert
werden. Im Allgemeinen wird das Wicklungsverhältnis derart gewählt, dass
die gespiegelte Spannung der Primärwicklung 19 auf 300 VDC
begrenzt ist.
-
Wenn
Schalttransistor 36 ausschaltet, wird die meiste Energie
in dem Transformator 18 zu der Sekundärwicklung 20 übertragen.
Allerdings verursacht die in der Leck-Induktivität der Primärwicklung 19 gespeicherte
Energie eine Spitze der gespiegelten Spannung, welche durch Diode 26 zu
Zener-Dioden 24 und 22 übertragen wird. Diese von der Leck-Induktivität der Primärwicklung 19 verursachte Spannungsspitze
bewirkt, dass die Spannung der Primärwicklung 19 für einen
kurzen Zeitraum deutlich über
300 VDC steigt, wodurch Diode 26 Durchlassrichtungs-betrieben
wird. Wenn die gespiegelte Spannung plus die Spannungsspitze der
Leck-Induktivität der Primärwicklung 19 hoch
genug wird, treten die Zener-Dioden 22 und 24 in
ihren Durchbruchbereich ein. Im Allgemeinen wird die durch die Leck-Induktivität der Primärwicklung 19 verursachte
Spannungsspitze groß genug
sein, um die Zener-Dioden 22 und 24 in ihren Durchbruchbereich
zu versetzen. Da die Zener-Dioden 22 und 24 jeweils üblicherweise eine
Zenerspannung von 200 VDC aufweisen, wird die gespiegelte Spannung
der Primärwicklung
auf 400 VDC begrenzt. Nachdem die Primärwicklung 19 die in
ihrer Leck-Induktivität
gespeicherte Energie liefert, das heißt nachdem die Spannungsspitze
sich normalisiert, fällt
die Spannung über
die Primärwicklung 19 auf
die gespiegelte Spannung der Sekundärwicklung 20. Allerdings
muss in dem kurzen Zeitraum, in welchem die durch die Leck-Induktivität der Primärwicklung 19 verursachte
Spannungsspitze auftritt, der Schalttransistor 36 sehr
hohe Spannungen ertragen. Nachdem der Transformator 18 seine Energie
an die Sekundärwicklung 20 geliefert
hat, bricht dann die gespiegelte Spannung der Primärwicklung 19 zu
Null zusammen.
-
Daher
kann sehr kurz nachdem Transistor 36 ausschaltet die Spannung
am Drain des Transistors 36 so hoch wie 1200 VDC bezüglich des
Referenzpunktes sein, welcher in diesem Fall der negative Spannungsversorgungs-Eingangszweig
ist. Der Grund hierfür
ist, dass die Spannung des Drains des Schalttransistors, welche,
wie gesagt, eine Spitze von 800 VDC (die Schlechtester-Fall-Eingangsspannung)
erreichen kann, sich zu den 400 VDC (die spannungsbegrenzte Spitzenspannung,
welche von der Leck-Induktivität
der Primärwicklung 19 verursacht
ist) addiert. Für
einen ordnungsgemäßen Betrieb
und um Beschädigung
zu vermeiden, muss der in der Stromversorgung 10 gemäß des Stand
der Technik verwendete Schalttransistor 36 eine Drain-Source-Durchbruchsspannung
von mehr als 1200 VDC und bevorzugterweise 1300 VDC aufweisen.
-
MOSFETs
mit solch hohen Drain-Source-Durchbruchsspannungen sind sehr teuer.
Beispielsweise hat der IRFCG20 von International Rectifier eine
Drain-Source-Durchbruchsspannung von Eintausend (1000) VDC. Dieses
Produkt hat einen Preis von ungefähr drei Dollar. Im Vergleich
dazu hat ein MOSSFET mit einer Drain-Source-Durchbruchsspannung
von Sechshundert (600) VDC, wie der IRFBC20, ebenfalls von International
Rectifier, einen Preis von ungefähr
fünfzig
Cent. Es besteht daher ein Bedarf für eine Hochspannung-Flyback-Stromversorgung,
welche die Notwendigkeit für
solche Hochpreis-Schalttransistoren 36 eliminiert. Die
verschiedenen Ausführungsformen
der Erfindung dieser Anmeldung stellen eine Verbesserung gegenüber solchen
Flyback-Stromversorgungen nach dem Stand der Technik dar, indem
sie die Notwendigkeit für
solche Hochpreis-Schalttransistoren
eliminieren, wodurch sich die Kosten der Stromversorgung reduzieren,
während
die Leistungsfähigkeits-Vorteile des Standes
der Technik beibehalten werden.
-
Zusammenfassung
der Erfindung
-
Die
vorliegende Erfindung überwindet
die Probleme und Nachteile des Standes der Technik durch eine einzigartige
Schaltungsanordnung, welche zwei Schalttransistoren niedrigerer
Leistung verwendet. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung weist einen
Transformator auf, welcher eine Primärwicklung, einen Kern und eine
Sekundärwicklung
aufweist. Das Drain eines der beiden Transistoren, welche den einzelnen,
im Stand der Technik verwendeten Sehr-Hohe-Drain-Source-Durchbruchspannung-Transistor
ersetzen, und welche es der vorliegenden Erfindung ermöglichen,
die Kosten der Stromversorgung stark zu reduzieren, ist mit einem ersten
Anschluss der Primärwicklung
verbunden. Eine Zener-Diode ist zwischen dem Gate und dem Source
dieses ersten Transistors verbunden. Das Drain eines zweiten der
Transistoren, welche den einzelnen, Sehr-Hohe-Drain-Source-Durchbruchspannung-Transistor, welcher
im Stand der Technik verwendet wird, ersetzen, ist mit dem Source
des ersten Transistors verbunden.
-
Eine
Spannungsbegrenzungsschaltung ist der Primärwicklung des Transformators
parallel geschaltet. Die Spannungsbegrenzungsschaltung weist wenigstens
eine Hoch-Durchbruchs-Spannung-Zener-Diode
und eine Nicht-Zener-Diode auf. Die Nicht-Zener-Diode ist derart
angeordnet, dass wenn der Transformator seinen Strom an die Sekundärwicklung
liefert, die von der Leck-Induktion der Primärwicklung verursachte Spannungsspitze
von wenigstens einer Zener-Diode auf eine bestimmte Spannung begrenzt
werden kann.
-
Ein
Spannungsteiler, welcher zwei Widerstände aufweist, ist mit dem Gate
des ersten Transistors verbunden. Dieser Spannungsteiler hilft,
beim Anschalten der Stromversorgung an das Gate des ersten Transistors
eine Spannung zu legen. Ferner ist ein Kondensator in Parallelschaltungs-Anordnung mit
einem der Widerstände
des Spannungsteilers verbunden. Dieser Kondensator speichert Ladung, welche
dazu verwendet wird, den ersten Transistor anzuschalten, wenn der
zweite Transistor anschaltet, nachdem beide Transistoren ausgeschaltet
gewesen sind.
-
Ein
Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis ist mit dem Gate des zweiten
Transistors verbunden, welcher diesen zweiten Transistor an- und ausschaltet.
Das Tastverhältnis
der von dem Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis erzeugten Pulse
variiert, wenn die Leistungsanforderungen der Last sich verändern. Es
können
auch andere Verfahren als Pulsweitenmodulation verwendet werden,
um das Tastverhältnis
des zweiten Transistors zu steuern. Solche Verfahren enthalten,
sind aber nicht begrenzt auf, Variable-Frequenz-Steuerung wie etwa Fest-Pulsweite-(An-Zeit)-Variable-Frequenz-Steuerung,
oder Variable-Puls-Weite-(An-Zeit)-Variable-Frequenz-Steuerung.
-
In
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist die Hochspannungsstromversorgung einen Transformator
auf, aufweisend eine Primärwicklung,
einen Kern und eine Sekundärwicklung. Die
Primärwicklung
hat einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Die Sekundärwicklung
hat einen ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss. Ein erster
Transistor, welcher ein Gate ein Source und ein Drain aufweist,
hat sein Drain mit dem ersten Anschluss der Primärwicklung verbunden. Ein zweiter
Transistor, welcher ein Gate, ein Source und ein Drain aufweist,
hat sein Drain mit dem Source des ersten Transistors verbunden.
-
Diese
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist ferner eine erste Zener-Diode auf. Die erste
Zener-Diode weist ein Anodenanschluss und einen Katodenanschluss
auf. Der Anodenanschluss der ersten Zener-Diode ist mit dem zweiten
Anschluss der Primärwicklung
verbunden. Darüber
hinaus hat eine zweite Zener-Diode, welche einen Anodenanschluss
und einen Katodenanschluss aufweist, ihren Anodenanschluss mit dem
Katodenanschluss der ersten Zener-Diode verbunden.
-
Die
Stromversorgung weist ferner eine erste Diode auf. Die erste Diode
weist einen Anodenanschluss und einen Katodenanschluss auf. Der
Katodenanschluss der ersten Diode ist mit dem Katodenanschluss der
zweiten Zener-Diode verbunden. Der Anodenanschluss der ersten Diode
ist mit dem Drain des ersten Transistors verbunden.
-
Diese
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist ferner einen ersten Widerstand auf, welcher
einen ersten und einen zweiten Anschluss aufweist. Der erste Anschluss
des ersten Widerstandes ist mit dem Anodenanschluss der ersten Zener-Diode verbunden.
Der zweite Anschluss des ersten Widerstandes ist mit dem Gate des
ersten Transistors verbunden. Ein zweiter Widerstand, welcher einen
ersten Anschluss und einen zweiten Anschluss aufweist, hat seinen
ersten Anschluss mit dem Gate des ersten Transistors verbunden und
seinen zweiten Anschluss mit dem Source des zweiten Transistors
verbunden.
-
Diese
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist außerdem
einen ersten Kondensator auf, welcher einen ersten Anschluss und
einen zweiten Anschluss aufweist. Der erste Anschluss des ersten
Kondensators ist mit dem Gate des ersten Transistors verbunden,
und der zweite Anschluss des ersten Kondensators ist mit dem Source
des zweiten Transistors verbunden. Eine dritte Zener-Diode, welche
einen Anodenanschluss und einen Katodenanschluss aufweist, hat ihren
Anodenanschluss mit dem Source des ersten Transistors verbunden
und ihren Katodenanschluss mit dem Gate des ersten Transistors verbunden.
-
Die
Stromversorgung weist ferner eine zweite Diode auf, welche einen
Anodenanschluss und einen Katodenanschluss aufweist. Der Anodenanschluss
der zweiten Diode ist mit dem ersten Anschluss der Sekundärwicklung
verbunden, und ihr Katodenanschluss ist mit dem Ausgangsanschluss der
Stromversorgung verbunden. Diese bevorzugte Ausführungsform weist ferner einen
zweiten Kondensator auf, welcher einen ersten Anschluss und einen zweiten
Anschluss hat. Der erste Anschluss ist mit dem Katodenanschluss
der zweiten Diode verbunden und der zweite Anschluss ist mit dem
zweiten Anschluss der zweiten Wicklung verbunden.
-
Diese
bevorzugte Ausführungsform
der Erfindung weist ferner einen Sensorschaltkreis auf, welcher
einen ersten Eingang von der Katode der zweiten Diode und einen
zweiten Eingang von dem zweiten Anschluss der Sekundärwicklung
aufweist. Ein Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis empfängt Eingänge von
dem Sensorschaltkreis. Der Ausgang des Pulsweitenmodulatios-Steuerschaltkreises ist
mit dem Gate des zweiten Transistors verbunden.
-
Die
obigen und andere bevorzugte Merkmale der Erfindung inklusive verschiedener
neuer Details des Aufbaus und der Kombination der Komponenten werden
nun spezieller mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben
und in den Ansprüchen
ausgedrückt.
Verständlicherweise
wird die spezielle Vorrichtung, welche die Erfindung ausführt, nur
zum Zwecke der Illustration, und nicht als Begrenzung der Erfindung
angegeben.
-
Kurze Beschreibungen
der Zeichnungen
-
Es
wird nun Bezug genommen auf die begleitenden Zeichnungen in welchen
erläuternde
Ausführungsformen
von Aspekten der Erfindung gezeigt sind, welche neue Merkmale und
Vorteile offensichtlich werden lassen.
-
1 ist
ein schematisches Diagramm einer Hochspannungs-Flyback-Stromversorgung nach dem Stand
der Technik.
-
2 ist
ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform der Hochspannungs-Fyback-Stromversorgung
der vorliegenden Erfindung.
-
Detaillierte
Beschreibung der Zeichnungen
-
Bezugnehmend
auf 2 ist ein schematisches Diagramm einer Hochspannungs-Flyback-Stromversorgung 100 gezeigt,
welche Aspekte der vorliegenden Erfindung beinhaltet. Wie im Stand der
Technik wird der Haupt-440-VAC-Eingang durch eine Brücke 112 gleichgerichtet
und durch einen Kondensator 114 gefiltert. Dieses Gleichrichten
und Filtern resultiert in einer 625 VDC Nenn-Eingangs-Spannung.
Allerdings kann, wie oben beschrieben, aufgrund von Leitungsfluktuation
und Transienten, welche in industriellen Anwendungen häufig sind,
die Eingangsspannung bis zu 800 VDC erreichen. Die Stromversorgung 100 weist
eine Spannungsbegrenzungsschaltung 116 auf, welche Zener-Dioden 122 und 124 und
Diode 126 aufweist.
-
In
einer bevorzugten Ausführungsform
weist jede Zener-Diode 122 beziehungsweise 124 üblicherweise
eine Zenerspannung von 200 V auf. Eine Spannungsbegrenzungsschaltung 116 wird
verwendet, um die Summe aus der gespiegelten Spannung der Primärwicklung
und der von der inhärenten Leck-Induktivität der Primärwicklung 119 des
Ausgangs-Transformators 118 verursachten Spannungsspitze
auf eine bestimmte Spannung zu begrenzen. Diese gespiegelte Spannung
und Spannungsspitze werden unten beschrieben. Die Sekundärwicklung 120 ist
in einer Serienschaltkreisanordnung mit Diode 128 und Kondensator 130 verbunden.
Der Ausgang 131 der Stromversorgung 100 liegt
parallel zu Kondensator 130.
-
Der
Ausgang 131 ist mit einer Sensorschaltung 132 verbunden.
Der Ausgang der Sensorschaltung 132 kann mit dem Eingang
einer Isolatorschaltung 133 verbunden sein. Isolatorschaltung 133 ist nur
in solchen Schaltungen 100 vorhanden, in welchen der Ausgang 131 von
der AC-Haupt-Versorgung isoliert werden muss. Wenn ein Isolationsschaltkreis 133 vorhanden
ist, ist sein Ausgang mit einem Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 verbunden.
Wenn ein Isolationsschaltkreis 133 nicht vorhanden ist,
ist der Ausgang des Sensorschaltkreises 132 mit dem Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 verbunden.
Der Ausgang des Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreises 134 ist
mit dem Gate des Transistor 150 verbunden, welcher ein N-Typ-MOSFET ist. Transistor 150 ist
in Kaskoden-Anordnung mit Transistor 155 verbunden, welcher
ebenfalls ein N-Typ-MOSFET ist, so dass das Drain des Transistors 150 mit
dem Source des Transistors 155 verbunden ist. Das Source
von Transistor 155 ist mit seinem Gate durch Zener-Diode 158 verbunden.
Das Gate von Transistor 155 ist mit einem zweiten Anschluss
von widerstand 160, einem ersten Anschluss von Widerstand 165 und
einem ersten Anschluss von Kondensator 170 verbunden. Widerstand 165 und
Kondensator 170 sind in Parallelschaltkreis-Anordnungen
angeordnet, so dass ein zweiter Anschluss des Widerstandes 165 und
ein zweiter Anschluss von Kondensator 170 mit dem Negativ-DC-Zweig
verbunden sind. Ein zweiter Anschluss von Widerstand 160 ist
mit dem Positiv-DC-Zweig verbunden. Widerstände 160 und 165 bilden
einen Spannungsteiler.
-
Im
Folgenden wird die Arbeitsweise des in 2 gezeigten
Schaltkreises beschrieben. Wenn die Stromversorgung 100 zuerst
eingeschaltet wird, wird die gleichgerichtete und gefilterte Leistung
der AC-Hauptversorgung an einen ersten Anschluss von Widerstand 160 angelegt.
Wie beschrieben, bilden Widerstände 160 und 165 einen
Spannungsteiler. In einer bevorzugten Ausführungsform sind die Widerstands-Werte
der Widerstände 160 und 165 derart ausgewählt, dass
Transistor 155 zwischen einem Drittel und einer Hälfte der
Eingangsspannung vorgespannt ist. Beispielsweise könnte Widerstand 160 einen
Widerstandswert von 2 MΩ aufweisen,
und Widerstand 165 könnte
ein Widerstandswert von 1 MΩ aufweisen.
Beim Anschalten muss an das Gate des Transistors 155 eine
Spannung angelegt werden, weil Transistor 155 niemals anschalten
wird, wenn sein Gate unbeschaltet ("floating") gelassen wird. Darüber hinaus wird sich beim Anschalten
Kondensator 170 aufladen. In einer bevorzugten Ausführungsform
ist Kondensator 170 derart ausgewählt, dass er eine Kapazität von zweihundertsiebzig
(270) Piko-Farad aufweist. Kondensator 170 wird beim Anschalten
auf ungefähr
200 VDC aufgeladen. Wenn ferner an das Gate von Transistor 155 Spannung
angelegt wird, wird die Spannung an seinem Source ungefähr gleich
der Gatespannung minus der Schwellspannung des Transistors 155 sein.
-
Ebenfalls
unmittelbar beim Anschalten erhält der
Pulsweitenmodulations-Schaltkreis 134 Leistung. Im Allgemeinen
wird der Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 direkt
vom Positiv-Eingangs-Hochspannungs-Zweig oder von der Drain-Spannung
des Transistors 150 mit Leistung versorgt. Sobald der Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 Leistung
empfängt,
beginnt er damit, Schalttransistor 150 an- und auszuschalten.
Wenn Transistor 150 anschaltet, das heißt, wenn der Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis
Spannung an das Gate von Tansistor 150 anlegt, wird sein
Drain auf den Negativ-Zweig kurzgeschlossen. Wenn dies erfolgt,
zieht das Gate des Transistors 155 Strom vom Kondensator 170 in
die inhärente
Gate-Kapazität
des Transistors 155, wodurch die Gate-Kapazität bis zur
Durchbruchsspannung der Zener-Diode 158 aufgeladen wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform
ist die Zener-Diode 158 derart ausgewählt, dass sie eine Durchbruchsspannung
von 15 V aufweist. Dies bewirkt, dass Transistor 155 angeschaltet
wird. Es sei angemerkt, dass durch die Durchbruchsspannung der Zener-Diode 158 das
Gate des Transistors 155 aufgrund der in der Gatekapazität von Transistor 155 gespeicherten
Ladung versuchen wird, bei einer höheren Spannung als der Spannung
des Negativ-Zweiges zu bleiben. Es ist wichtig, dass die Gatespannung
von Transistor 155 die Spannung des Source nicht um mehr
als 15 V übersteigt.
Anderenfalls könnte
eine Beschädigung
von Transistor 155 erfolgen. Zener-Diode 158 wird
für diesen Zweck
verwendet, da sie derart ausgewählt
ist, dass dann, wenn die Gatespannung von Transistor 155 die
Sourcespannung von Transistor 155 um mehr als 15 V übersteigt,
die Zener-Durchbruchspannung
erreicht ist, und die Spannung auf 15 V begrenzt wird.
-
An
diesem Punkt des Betriebs der Stromversorgung 100 werden
beide Transistoren 150 und 155 angeschaltet. Wenn
Pulsweitenmodulations-Steuerschaltung 134 Transistor 150 ausschaltet,
sind das Drain und das Source von Transistor 150 im Wesentlichen
ein offener Schaltkreis, was bewirkt, dass der Drain-Source-Strom
("IDS") durch Transistor 150 Null wird.
Wenn der Drain-Source-Strom durch Transistor 150 Null ist,
wird der Drain-Source-Strom durch Transistor 155 ebenfalls
Null, und Transistor 155 schaltet aus. Dies bewirkt, dass
das Drain von Transistor 155 auf eine Spannung oberhalb
des Positiv-Stromversorgungs-Zweiges gezogen wird. Dies wird durch
die Induktivität
der Primärwicklung 119 bewirkt.
Wenn die Spannung an der Primärwicklung 119 die
gespiegelte Spannung erreicht, wird die Energie in dem Transformator 118 an
die Sekundärwicklung 120 weitergegeben.
Wenn die Energie an die Sekundärwicklung 120 weitergegeben
wird, ist die Spannung am Drain von Transistor 155 die
gespiegelte Spannung an der Primärwicklung 119 plus
die Eingangsspannung. Wie im Stand der Technik, ist der Betrag der
gespiegelten Spannung durch Einstellen des Wicklungsverhältnisses
von Transformator 119, das heißt des Verhältnisses der Anzahl der Windungen
in der Primärwicklung 119 gegenüber der
Anzahl der Windungen in der Sekundärwicklung 120, gesteuert.
Das Windungsverhältnis
des Transformators 119 ist in einer bevorzugten Ausführungsform
derart ausgewählt,
dass die gespiegelte Spannung der Primärwicklung 119 auf
ungefähr
300 VDC begrenzt ist.
-
Wie
im Stand der Technik resultiert allerdings die inhärente Leck-Induktivität der Primärwicklung 119,
welche einen zusätzlichen
Stromfluss durch Diode 126 bewirkt, in einer Spannungsspitze,
welche sich zu der gespiegelten Spannung der Primärwicklung
addiert. Daher kann die gespiegelte Spannung, kombiniert mit der
Spannungsspitze von der Leck-Induktivität der Primärwicklung 119, für einen
kurzen Zeitraum ebenfalls deutlich über 300 VDC ansteigen. Der
Strom durch Diode 126, welche vorwärts-vorgespannt wird, bewirkt
Sperrichtungs-Vorspannen
der Zener-Dioden 122 und 124. Wenn die gespiegelte Spannung,
kombiniert mit der Spannungsspitze von der Leck-Induktivität hoch genug wird, treten die
Zener-Dioden 122 und 124 in ihren Durchbruch-Bereich ein.
Die Leck-Induktivität
der Primärwicklung 119 kann
Zener-Dioden 122 und 124 in ihren Durchbruch-Bereich
versetzen. Da die Zener-Dioden 122 und 124 jeweils üblicherweise
eine Zenerspannung von 200 VDC aufweisen, wird die gespiegelte Spannung
plus die Spannungsspitze von der Leck-Induktivität der Primärwicklung 119 auf
400 VDC begrenzt.
-
Die
von der Leck-Induktivität
der Primärwicklung
verursachte Spannungsspitze wird über einen kurzen Zeitraum dissipiert.
Nachdem die Leck-Induktivitäts-Energie
an die Spannungsbegrenzungsschaltung 116 übertragen
ist, wird die Primärspannung
auf die gespiegelte Spannung fallen, welche in einer bevorzugten
Ausführungsform
300 VDC ist. Ferner kollabiert die gespiegelte Spannung, nachdem
die Primärwicklung 119 ihren
Strom an die Sekundärwicklung 120 überträgt. Wenn
die von der Leckinduktivität der
Primärwicklung 119 verursachte
Spannungsspitze auftritt, kann allerdings für einen kurzen Zeitraum die
Spannung am Drain von Transistor 155 eine Spitze von 800
VDC (die Schlimmster- Fall-Eingangsspannung)
plus 400 VDC (die begrenzte, von der Leckinduktivität der Primärwicklung 119 verursachte Spannungsspitze)
erreichen, was insgesamt 1200 VDC bezüglich des Referenzpunktes ergibt,
welcher in diesem Fall der Negativ-Stromversorgungs-Eingangszweig
ist.
-
In
einer bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung weist Transistor 155 eine Drain-Source-Druchbruchspannung
von ungefähr
600 VDC auf. Wenn dieser Transistor 155 ausschaltet, wird
die Spannung an seinem Drain schnell ansteigen. Wenn sie 600 VDC
erreicht, wird Transistor 155 durchbrechen. Der von der
Durchbruchspannung verursachte Lawinen-Strom wird das Source und
das Gate (durch die vorwärts-vorgespannte
Zener-Diode 158)
von Transistor 155 auf eine Spannung ziehen, welche 600
VDC unter seiner Drain-Spannung liegt. Daher wird das Drain von
Transistor 150 eine Spannung sehen, welche gleich der Drain-Spannung
von Transistor 155 ist, welche die Durchbruchspannung dieses Transistors
ist, das heißt
600 V. Transistor 150 muss daher für einen ordnungsgemäßen Betrieb
und zum Vermeiden von Beschädigungen
eine Durchbruchspannung oberhalb von 600 VDC, und bevorzugterweise
700 VDC aufweisen.
-
Zusätzlich dazu,
dass die Drain-Spannung von Transistor 150 auf die Drain-Spannung
von Transistor 155 gezogen wird, wird der Lawinen-Strom durch
Transistor 155 Kondensator 170 auf eine Spannung
aufladen, welche einen Dioden-Abfall ("diode drop") (das heißt den Dioden-Abfall der vorwärtsvorgespannten
Zener-Diode 158) geringer ist, als die Spannung am Drain
von Transistor 150. Wie man nun sieht, erlaubt Aufladen
von Kondensator 170 es, Transistor 155 erneut
anzuschalten, wenn Transistor 150 durch Pulsweitenmodulations-Schaltkreis 134 angeschaltet
wird. Wenn, wie beschrieben, Transistor 150 anschaltet,
wird das Source von Transistor 155 auf den Negativ-Zweig
der Stromversorgung gezogen. Wenn am Gate von Transistor 155 keine Spannung
anliegt, wird er nicht wieder anschalten, unabhängig davon, ob Transistor 150 angeschaltet ist,
wodurch die Stromversorgung 100 nicht-betriebsfähig wird.
Es ist die in Kondensator 170 gespeicherte Ladung, welche
die Gate-Kapazität von Transistor 155 auf
eine Spannung auflädt,
welche es ihm erlaubt, wieder anzuschalten, wenn Transistor 150 anschaltet.
Damit Transistor 155 anschaltet, muss die Gatespannung
von Transistor 155 größer sein
als seine Sourcespannung plus seine Source-zu-Gate-Anschalt-Schwellspannung.
Selbst wenn Transistor 155 nicht durchbricht, wird Kondensator 170 von
dem Widerstand 160 ausreichend aufgeladen (wie beschrieben,
bilden Widerstände 160 und 165 einen
Spannungsteiler), um es Transistor 155 zu erlauben, im
nächsten
Zyklus anzuschalten.
-
In
einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung können
Transistor 150 und Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 unter Verwendung
eines einzelnen integrierten Schaltkreises 200, in welchem
beide Komponenten ausgeführt sind,
implementierte werden. Ein Beispiel solch eines Schaltkreises ist
der TOP200 von Power Integrations, Inc., welche der Inhaber der
vorliegenden Erfindung ist. Die Kosten eines solchen integrierten Schaltkreises
liegen ungefähr
bei einem Dollar und fünfzig
Cent. Der TOP200 weist einen Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 134 auf,
und einen Transistor 150 mit einer Durchbruchspannung von
700 VDC. Es gibt derzeit keine integrierten Schaltkreise, welche
einen Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis und einen Schalttransistor
mit einer Durchbruchspannung von 1300 V aufweisen, da das Herstellen
solch eines Bauelementes extrem schwierig wäre. Daher können die Kosten-Vorteile des Verwendens
solch eines integrierten Schaltkreises nicht durch Verwenden der
Stromversorgung 10 des Standes der Technik realisiert werden.
-
Daher
wären in
einer Stromversorgung 100, welche die Lehren der vorliegenden
Erfindung verwendet, die Kosten des Transistors 150 und 155 und des
Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreises 134 ungefähr zwei
Dollar (das heißt
ein Dollar und fünfzig Cent
für den
TOP200 und fünfzig
Cent für
den 600 V Transistor 155). Im Gegensatz dazu werden in
der Stromversorgung 10 des Standes der Technik ein Schalttransistor 36,
welcher, wie diskutiert, ungefähr drei
Dollar kostet, und ein geeigneter Pulsweitenmodulations-Steuerschaltkreis 34,
welcher ungefähr fünfundsiebzig
Cent kostet, benötigt.
Dies resultiert in Kosten von drei Dollar und fünfundsiebzig Cent. Daher reduziert
die vorliegende Erfindung die Kosten der kritischen Komponenten
um ungefähr
50%.
-
Daher
wird ein Niedrigpreis-, Hochspannungs-, Flyback-Stromversorgung offenbart.