SE428621B - Sett att tillfora effekt till en forsterkare samt anordning for utforande av settet - Google Patents

Description

8004974-5 matorn när en transformatorförsedd förstärkare omkonstrueras för ökad maximalt tillåten effekt.

Ett alternativt tillvägagångssätt för reduktion av den totala vikten, storleken och kostnaden för audioförstärkare har varit att minska det totala ingångseffektbehovet utan att minska utgångseffektkapaciteten. Sådana ökningar av förstär- karens effektivitet tillåter användande av mindre kostsamma, lätta effektkällor och kan uppnås genom minskning av de effektförluster som normalt medföljer konventionellt användan- de av utgångstransistorer i förstärkarens utgångssteg. När sådana effektförlustminskningar uppnås erhålles ytterligare vikts- och kostnadsinbesparingar förutom de som erhålles i effektkällan på grund av att vikten, storleken och kostnaden för kylflänsarna som normalt erfordras för utgångstransisto- rerna i förstärkaren även kan reduceras.

Det amerikanska patentet 3 426 290 representerar ett känt tillvägagångssätt för ökning av förstärkareffektiviteten genom att den spänning som tillföres utgångstransistorn i förstärkaren hålles mycket nära utgångsspänningsnivån, varige- nom drift av utgångstransistorn i ett tillstånd som vid alla tidpunkter endast något avviker från mättnad möjliggöres.

Vid drift i detta tillstånd kommerdetfaktiska spänningsfallet över utgångstransistorn att bibehållas tämligen lågt och kommer den effekt som förloras genom transistorn (lika med spänningen över transistorn x strömmen genom transistorn) att reduceras i motsvarande grad. En tämligen komplex regulator används i den kända kretsen för att bibehålla den önskade spänningstillförseln till utgångstransistorn, varvid energi lagras i en induktiv-kapacitiv krets med hjälp av en kopplings- transistor som manövreras med hög hastighet såsom gensvar på en styrsignal härledd ur audioingângssignalen. Genom manövre- ring av kopplingstransistorn till fullt "till"- eller fullt "från"-förhållande för bibehållande av den önskade spännings- tillförseln till förstärkarens utgàngstransistor reduceras energiförbrukningen för den kombinerade regulatorn och ut- gångstransistorn i förhållande till den energi som skulle förbrukas av en utgångstransistor manövrerad med en konven- 8004974-5 tionell fix tillförd spänning. Fastän en avgjord fördel er- hålles i förstärkareffektiviteten är den kända kretsen till fullo effektiv endast om kopplingstransistorn manövreras vid höga frekvenser, vilket i sin tur kan förorsaka transient interferensdistorsion i förstärkarens utgângssignal. Den amerikanska patentskriften 4 054 843 beskriver en liknande krets.

Ett alternativt tillvägagångssätt för uppnående av förbättrad förstärkningseffektivitet beskrivs i det amerikanska patentet 3 319 175, som avser en stegad spänningskälla manöv- rerad i beroende av spänningsnivàn pà förstärkarutgàngen, varvid den minsta av de från effektkällan tillgängliga spän- ningarna som är tillräcklig för att uppnå den önskade för- stärkníngen tillföres över effektförstärkningselementet.

Fastän denna metod är användbar för det i patentskriften beskrivna syftet utnyttjas endast en enda transistor såsom effektförstärkningselement för varje polaritet av utgångs- spänningen och sålunda föreligger hela skillnaden mellan belastningsspänningen och den anslutna tillförda spänningen över utgångstransistorn. Betydande effektförluster kommer sålunda att uppträda om ej ett stort antal diskreta tillför- selspänningar tillhandahållas av effektkällan. Varje sådan diskret spänning erfordrar en separat amplitudkomparator och tillhörande omkopplingsanordning, vilket medför en betydande ökning av kostnaden för effektkällan.

Ytterligare ett annat tillvägagångssätt beskrivs i det amerikanska patentet 3 622 899. I detta patent beskrivs en förstärkare med låg effektförlust och innefattande ett flertal transistorer kopplade i serie med en belastningster- minal, varvid transistorerna aktiveras med respektive spän- ningskällor med olika magnituder och varvid transistorerna förspännes för att fungera såsom förstärkare i sekvens såsom gensvar på en insignal med ökande magnitud. Denna typ av krets bringa: varje utgångstransistor till mättnad när nästa utgångstransistor för högre spänning startas, vilket medför att i huvudsak hela spänningsfallet i förstärkarens utgångs- steg (dvs skillnaden mellan den tillförda spänningen och be- 8004974-5 lastnings- eller utgångsspänningen) vid varje tidpunkt endast uppträder över en enda utgångstransistor. Denna krets erford- rar utgàngstransistorer med ansenliga maximalt tillåtna effek- ter om ej ett relativt stort antal utgångstransistorer och diskreta tillförselspänningar tillhandahållas. Båda tillväga- gàngssätten ökar förstärkarens kostnad. De amerikanska paten- ten 3 772 606 och 3 961 280 beskriver liknande kretsar.

Det amerikanska patentet 3 887 878 beskriver en tran- sistorserieförstärkare i vilken flera serieanslutna transisto- rer i utgàngssteget förspännes för att dela det totala spän- ningsfallet i utgångssteget i och för möjliggörande av använ- dande av billiga komponenter. Patentet beskriver dock ej någon , metod förattminska den totala.effektförlusten i sådana transistorer. I Ytterligare metoder för att minska kostnaden för för- stärkarmätaggregat eller -effektkällor har tidigare beskrivits.

I exempelvis det amerikanska patentet 3 542 953 beskrivs en Ä metod enligt vilken en enda effektkälla kan driva två för- ' stärkningskretsar av typ B konstruerade att förstärka samma audiosignal genom fasinvertering av insignalen till en av förstärkarna så att förstärkarna alternerande drar toppström från effektkällan. Patentet beskriver emellertid ingenting om hur en sådan teknik kan användas i ett system som utnyttjar duala förstärkare (såsom i ett stereosystem) för förstärkning av två separata signaler.

Inget av de tidigare kända systemen som diskuterats ovan är direkt inriktat på_problemet att reducera effekt- källans vikt och kostnaden för densamma genom modifiering av själva källan pà ett sätt där mindre kostsamma, lättare komponenter utnyttjas under bibehållande av de kapacitetskrav som ställs pà effektkällan av förstärkarkretsen.

Det amerikanska patentet 3 466 527 beskriver en krets för minskning av kostnaden och storleken av en transformator- baserad spänningskälla innefattande en arbetscykelsstyrd switch på transformatorprimärsidans växelströmskrets. Switchen fungerar för att reglera utgàngsspänningen från sekundärsidan.

Den lägre kostnad och vikt som uppnås genom den konstruktion 8004974-5 som beskrivs i nämnda patent härrör emellertid fràn driften av den arbetscykelsstyrda switchen under endast en kvarts cykels spännings-tidsintegral och föreslår på intet sätt hur en sådan krets skulle kunna utnyttjas i en audioförstärkare för erhållande av reducerad vikt och kostnad på effektkällan på basis av karakteristika för de inkommande audiosignalerna.

Det är ett allmänt syftemål för denna uppfinning att övervinna nackdelarna hos teknikens ståndpunkt genom erbjudan- de av en förstärkarkrets och effektkälla med betydligt redu- cerad vikt och kostnad vid samtidig ökning av effektiviteten av förstärkarens utgàngssteg och modulering av aktiveringen av förstärkarens effektkälla i beroende av karakteristiken av den signal som förstärkes. r ' Ett annat syftemål för denna uppfinning är erbjudande av en transformatorbaserad effektkälla för en förstärkare, i vilken transformatorns primärsida aktiveras genom en pulsad tillförsel som arbetscykelmoduleras partiellt såsom gensvar på den signal som förštärkes. Arbetscykeln styres på ett sätt för att säkerställa att tillräcklig effekt är tillgänglig på effektkällans utgång som aktiveras av transformatorns sekundär- sida, varvid samtidigt den tid under varje cykel under vilken reaktiva strömmar flyter genom primärlindningen av transfor- matorn minimeras. ' Ovan angivna syftemål uppnås i en specifik utförings- form genom anordnande av organ för åstadkommande av överföring av strömpulser till transformatorns primärlindning och krets- organ känsliga för signalen som förstärkes i och för styrning av effekten av de pulser som överförs till primärlindningen.

Detta göres för att öka och minska effekten av pulserna då signalen ökar och minskar i amplitud, så att effektorganet till förstärkarorganet tillhandahåller effekt med en magnitud som är relaterad till förstärkarorganets effektbehov för alstring av en utsignal svarande mot signalen. I en utförings- form kan pulserna bildas av en pulsgenerator och kretsorganet innefatta switchorgan anslutna till transformatorns primär- lindning för att avbryta strömmen till primärlindningen. Det finns andra organ för att vid periodiska intervaller göra ---- ~~--_....=.f....n.==nr_-_.-_~w.røgq 8004974-5 smitchorganeticke ledande för att bringa strömpulserna att flyta genom transformatorn. i Kretsorganet innefattar vidare moduleringsorgan för styrning av effekten av strömpulserna till transformatorns primärlindning. Detta göres lämpligen genom styrning av varaktigheten av switchorganets öppna perioder så att pulser med kortare varaktighet passerar genom primärlindningen när amplituden av signalen är relativt liten, och pulser med . längre varaktighet avges genom transformatorns primärlindning när amplituden av signalen är relativt stor.

Den pulsgeneratorbaserade utföringsformen kan även innefatta komparatororgan känsliga för ett första värde relaterat till amplituden av signalen och till ett andra värde relaterat till den effekt för förstärkarorganet som då är tillgänglig från transformatorn. Komparatorn är anordnad att tillhandahålla en styrsignal med ett värde relaterat till en skillnad mellan det första och andra värdet i och för alstring av en utsignal_med en magnitud svarande i huvudsak mot ampli- tuden av signalen. Det första värdet är en spänning, vars magnitud ökar och minskar med amplituden av signalen. Det andra värdet är en spänning relaterad till spänningen vid en utgångs- ände av nämnda transformator» Lämpligen är en absolutvärdes- detektor anordnad för att mottaga signalen och för att bilda en likströmsutsignal med en magnitud relaterad till signalens amplitud. Absolutvärdesdetektororganet är anordnat att över- föra sin likströmsutsignal till komparatorn såsom nämnda första värde. Företrädesvis är även en icke linjär toppdetek- tor anordnad att mottaga likströmsspänningen från absolutvär- desdetektorn och alstra en utsignalspänning för komparatorn.

Utsignalspänningen fråndenicke linjära toppdetektorn svarar mot utsignalen från absolutvärdesdetektorn. Den icke linjära toppdetektorn är mera känslig för relativt snabba variationer i amplitud i signalen och mindre känslig för relativt smá variationer i amplitud hos signalen. Det finns ett annat jämförelseorgan anslutet till två ändar av transformatorns sekundärlindning i och för bildande av ett summeringsvärde relaterat till en skillnad i absolut magnitud mellan spän- 8004974-5 ningarna på ändarna av transformatorns sekundärlindning. Detta ytterligare jämförelseorgan är anordnat att alstra en andra styrspänning relaterad till summeringsvärdet. Komparatororga- net och det tillkommande jämförelseorganet är anordnade att överföra en styrutsignal som är känslig för den relativa magnituden mellan den första styrutsignalen från komparatorn och den andra styrsignalen från det tillkommande jämförelse- organet. Utsignalen är anordnad att styra effekten av ström- pulser i transformatorns primärlindning.

Pulsgeneratorn som används i pulsgeneratorutförings- formen genererar styrpulser vid en pulsfrekvens som är till- räcklig för att varje pulscykel skall ha en varaktighet som ej är större än den minsta svarsperioden som erfordras av förstärkaren. Pulserna överföres till switchorganet för att sätta switchorganet i "till“- och "frân"-läge vid pulsfrek- vensen så att strömpulser flyter genom transformatorns pri- märlindning. På detta sätt kan transformatorns effektutsignal göras känsligare för väsentliga-amplitudvariationer hos sig- nalen.

I en alternativ utföringsform av den transformator- baserade effektkällan enligt denna uppfinning kan transforma- torns primärsida vara ansluten till en växelströmskälla kombi- nerad med ett switchorgan anordnat att cyklist avbryta den alternerande strömmen såsom gensvar på en styrsignal alstrad av styrorganet som är anslutet till switchorganet för att bringa switchorganet till det ledande tillståndet vid utvalda delar av strömcykler från effektingångsterminalen. Styrorganet gör switchorganet ledande under kortare tidsperioder för lägre effektbehov hos förstärkningsanordningen och under längre tidsperioder för större effektbehov hos förstärkningsanord- ningen. Lämpligen gör styrorganet switchorganet ledande under en senare del av varje strömpuls från nämnda effektingångs- terminal. I en utföringsform är ett likriktarorgan anslutet till effektingångsterminalen och primärlindningen, så att endast positiva strömpulser leds till primärlindningen. Switch- organet utgöres av ett spänningskänsligt switchorgan som blir ledande vid förutbestämda spänningsnivâer hos strömpulserna. 8004974-5 I den föredragna formen av denna uppfinning utgöres switch- organet av en styrd kisellikriktare ansluten i serie mellan effektingångsterminalen och transformatorns primärlindning.

I en annan utföringsform av den transformatorbaserade effektkällan är effektingångsterminalen ansluten till primär- lindningen så att växelström avges till primärlindningen.

Switchorganet är ett spänningskänsligt organ som blir ledande vid förutbestämda spänningsnivàer under senare delar av strömpulserna. I den föredragna formen av denna tillkommande utföringsform av effektkällan utgöresfswitchorganet av en första triac ansluten i serie med primärlindningen. Driften av den första triacen styrs av en krets som är känslig bàde för magnituden av den signal som förstärks och värdet av spänningsutsignalen från transformatorns sekundärsida. Triacen tänder under noggrant definierade delar av arbetscykeln, varigenom den strömmängd som flyter genom transformatorns ' primärsida och motsvarande överföring av energi till trans- formatorns sekundärsida regleras.

I en annan form av den transformatorbaserade effekt- källan innefattar det ovan diskuterade triacswitchorganet vidare en avskärningskrets för avstängning av strömflödet genom transformatorns primärsida innan växelströmskällans normala vägform har återgått till noll. En sådan avskärnings- krets kan innefatta en andra triac som verkar för att kom- mutera den första triacen till ett icke ledande tillstånd.

I sättet enligt föreliggande uppfinning leds en serie av strömpulser genom en primärlindning av en transformator för att alstra spänningspulser på en sekundärlindning av transformatorn. Dessa spänningspulser överföres i sin tur till effektingàngsterminalerna av“förstärkarorganet. Sättet består vidare i att effekten av pulserna som överföres till primär- lindningen styres för att öka och minska effekten av pulserna då signalen ökar och minskar i amplitud. På detta sätt anpassas den till förstärkarorganet avgivna effekten till förstärkar- organets effektbehov, vilket ger en utsignal svarande mot de signaler som förstärks. Företrädesvis utföres detta genom styrning av varaktigheten av de pulser som avges till primär- 8004974-5 lindningen. En styrsignal alstras genom jämförelse av ett första värde relaterat till amplituden av signalen och ett andra värde relaterat till den effekt som då är tillgänglig från transformatorn.

Med avseende på en utföringsform av sättet överföres effekt till förstärkaranordningen vid en relativt konstant spänning. I en form av detta sätt överföres en serie av första likspänningspulser genom en primärlindning av en transformator. Primärlindningen av transformatorn göres ledan- de vid förutbestämda tidsperioder under senare delar av varje puls, så att strömpulserna flyter genom primärlindningen och bygger upp ett magnetfält runt transformatorn. Medan magnet- fältet byggs upp förhindras väsentligt strömflöde i trans- formatorns sekundärlindning. Transformatorns sekundärlindning bringas till ledande tillstånd efter varje första strömpuls i primärlindningen i och för bildande av andra strömpulse som flyter i sekundärlindningen. Dessa andra strömpulser leds till effektutgàngsterminalen. De första strömpulserna styrs i beroende av effektbehoven vid utgàngsterminalen på sådant sätt att första strömpulser med större effekt flyter under perioder med större effektbehov vid utgàngsterminalen och att första strömpulser med lägre effekt flyter under perioder med lägre effektbehov från utgàngsterminalen. Effekt från de första strömpulserna styres genom användande av en styrd kisellik- riktare i serie med primärlindningen. Den styrda kisellikrikta- ren göres ledande vid högre spänningsnivåer när större effekt erfordras och göres ledande vid lägre_spänningsnivâer när lägre effekt erfordras. 4 I enlighet med en andra form av sättet tillföres effekt vid en i huvudsak konstant spänning med hjälp av alternerande strömpulser som överförs till transformatorns primärlindning.

Transformatorns primärlindning bringas att leda under senare delar av varje halvcykel av pulserna, så att positiva och negativa strömpulser flyter genom primärlindningen för att bringa motsvarande positiva och negativa strömpulser att flyta genom transformatorns sekundärlindning. Denna form av sättet innefattar vidare likriktning av de positiva och nega- tiva strömpulserna från transformatorn i och för överföring 800-4974-5 10- av positiv ström till en positiv utgàngsterminal och för överföring av negativa strömpulser tillen negativ utgångster- minal. Vidare styrs de ledande perioderna för primärlindningen på sådant sätt att primärlindningen blir ledande vid högre och lägre spänningsnivåer för växelströmspulserna som avges till transformatorn, varigenom strömpulser med större eller mindre effekt överföres genom primärlindningen såsom gensvar pà ett effektbehov hos utgängsterminalerna¿ En triac kan användas genom att denna anslutes i serie med primärlindningen.

När triacen används göres den ledande vid högre spänningsni- vâer såsom gensvar på större effektbehov vid utgångstermina- lerna och ledande vid lägre spänningsnivâer under perioder med lägre effektbehov vid utgângsterminalerna.

Ytterligare ett annat syftemål för denna uppfinning är erbjudande av en högeffektiv audioförstärkare innefattande i serie anordnade transistorer anslutna till respektive stega- de spänningsnivàer, varvid transistorerna styres för att mera likformigt fördela spänningsfallet över de sammankopplade transistorerna, varigenom de resulterande maximala effektbeho- ven minskas och en lägre distorsion i förstärkarutgàngen upp- kommer.

I en utföringsform av audioförstärkaren är ett flertal seriekopplade utgångstransistorer anslutna i emitter-följar- konfiguration mot förstärkarens utgång. Den transistor som är belägen närmast utgången är genom sin bas ansluten till signalingàngsorganet. De återstående transistorerna styres genom sina baselektroder genom transistorstyrorgan anordnade att bringa de seriekopplade transistorerna till icke ledande tillstånd under förhållanden när nämnda förstärkningsanordning förstärker en signal med en amplitud under en förutbestämd magnitud. Transistorstyrorganet bringar den andra transistorn till ledande tillstånd under förhållanden när ingångssignalen är av högre magnitud, så att ström avges vid en högre spän- ning till utgångsterminalen, med resultat att strömmen flyter från punkten med högre spänning till den andra och första transistorn till utgàngsterminalen. I den föredragna formen är transistorstyrorganet känsligt för utgàngsspänningen från 8004974-5 11 den första transistorn till belastningsterminalen. Vidare är transistorstyrorganet anslutet till en baselektrod av den andra transistorn på sådant sätt att styrströmmen till bas- elektroden av den andra transistorn börjar att flyta när utgângsspänningen när en förutbestämd spänningsnivå, så att den andra transistorn bringas till ledande tillstånd och ström bringas att flyta från punkten med högre spänning genom nämnda första och andra transistorer till utgàngsterminalen.

Lämpligen kännetecknas transistorstyrorganet vidare av att det första styrorganet tillför basström till baselektroden av den andra transistorn enligt en funktionalrelation av ut- gångsspänningen på utgångsterminalen. Detta utföres på sådant sätt att spänningen av den ström som tillföres baselektroden av den andra transistorn varierar såsom en funktion av magni- tuden av utgàngsspänningen, varvid spänningen av basströmmen till den andra transistorn utgöres av en spänningsnivå mellan spänningen vid punkten med den högre spänningen och utgångs- spänningen, med resultat att spänningsfallet över den andra och första transistorn delas mellan den andra och första transistorn.

Speciellt innefattar transistorstyrorganet en styr- transistor med en första huvudström bärande elektrod ansluten till baselektroden av den andra transistorn, samt en andra huvudström bärande elektrod ansluten till ett spänningsdel- ningsorgan anslutet mellan utgångsterminalen och en relaterad källa av högre spänning. Baselektroden av styrtransistorn är ansluten till en förbindelsepunkt mellan ett par av spännings- delande resistorer, vilka i sin tur är anslutna mellan källor för högre och lägre spänningar.

Ett diodorgan sammankopplar punkten med låg spänning med den andra elektroden av den första transistorn, så att när signalspänningen är vid en nivå högre än en spänningsnivå för punkten med den lägre spänningen, punkten med den lägre spänningen blockeras från punkten med den högre spänningen.

I den föredragna konfigurationen finns två uppsätt- ningar av transistorer anordnade i push-pull-förhållande, varvid åtminstone två transistorer ingår i varje uppsättning.

En uppsättning av transistorer leder under positiva delar av ..._._..._._.._......_.. _ .... ...... . 8004974-5 12 signalspänningen och den andra uppsättningen leder under nega- tiva cykeldelar av signalspänningen. Den första uppsättningen är ansluten till mer och mindre positiva spänningspunkter på transformatorns sekundärlindning, medan den andra uppsätt- ningen av transistorer är ansluten till mer eller mindre nega- tiva spänningspunkter på transformatorns sekundärlindning.

Det första och andra styrorganet fungerar i huvudsak på samma sätt som indikerats ovan.

I sättet enligt föreliggande uppfinning förstärkes en signal genom ledning av signalen till en baselektrod av en första transistor med en första huvudström bärande elektrod ansluten till en belastningstermínal och en andra huvudström bärande elektrod ansluten till en källa av lägre spänning.

Ström bringas att flyta från källan av lägre spänning genom den första transistorn under perioder när amplituden av signa- len ligger inom ett lägre förutbestämt omrâde.

Under perioder när signalen ligger inom ett högre förut- bestämt område leds en styrström till en baselektrod av en andra transistor. Denna andra transistor har en första huvud- ström bärande elektrod ansluten till den andra huvudström bärande elektroden av den första transistorn, samt en andra huvudström bärande-elektrod ansluten till en källa av högre spänning.

Nämnda sätt kännetecknas vidare av att basströmmen som leds till baselektroden av den andra transistorn ligger vid en spänningsnivå mellan en spänning vid terminalen för den högre spänningen och spänningen vid belastningsterminalen.

Sålunda delas spänningsfallet över den andra och första tran- sistorn mellan den andra och den första transistorn.

I ytterligare en annan utföringsform av föreliggande uppfinning innefattar audioförstärkaren en primär utgångs- transistor vars bas är känslig för audiosignalen och vars emitter-kollektorkrets är ansluten mellan en första matnings- spänning och förstärkarutgàngen. Andra och tredje transistorer har sina emittrar anslutna till kollektorn av den första transistorn via dioder och har sina kollektorer anslutna till andra respektive tredje matningsspänningar, vilka spänningar 8004974-5 13 är högre än den första matningsspänningen. I denna utförings- form är styrkretsorgan anordnade, vilka är känsliga för förstärkarutsignalen för att bringa den andra och tredje transistorn att sekventiellt börja leda såsom gensvar på att utgângsspänningen från förstärkaren överskrider den första respektive andra matningsspänningen. Genom detta arrangemang sker spänningsfallet i utgángssteget av förstärkaren på ett av följande tre sätt: (a) enbart över den första transistorn, (b) enbart över den första och andra transistorn, eller (c) enbart över den första och tredje transistorn.l En tillkommande egenskap hos denna uppfinning är att för en audioförstärkare erbjuda en transformatorbaserad effektkällekrets i vilken transformatorns primärspole aktiveras genom en växelströmsarbetscykel modulerad av en halvledar- switch, vilken i sin tur styres av ett fasskiftsnät i vilket graden av faskift är en funktion av effektkällans utgångsspän- ning och av den audiosignal som förstärks. Fasskiftsnätet kan anslutas med hjälp av en ljusfotonkopplad kommunikationslänk för styrning av kretsen i beroende av utgàngsspänningen från effektkällan och en signal som följer audiosignalen som för- stärkes. Genom detta arrangemang kan arbetscykeln av växel- strömssignalen som pàlägges transformatorns primärsida modu- leras för att inställa mängden av ström som flyter genom primärsidan till just tillräckligt för att uppfylla effekt- behoven hos förstärkaren, varigenom primärspolens reaktiva strömmar väsentligt minskas. I en föredragen utföringsform kan effektkällekretsen vara försedd med en automatisk stäng- ningsmöjlighet såsom gensvar på något av följande tillstånd: Överström eller överspänning i förstärkarutsignalen eller ett likspänningsfel i förstärkarkretsen.

I ytterligare en annan utföringsform av denna uppfin- ning är den arbetscykelstyrda effektkällekretsen lämpligen försedd med en transformator med ett sekundär-til1-primär- varvsförhàllande under 1,0, med en primärinduktion över 30 mH och en spolledningsdiameter över nr 18 när transformatorn an- vänds för att alstra approximativt 1000 watt vid en maximal 8004974-5 14 likspänningsutsignal på i 75 volt från konventionella 117 till 125 volt, 60 Hz växelström.

Ytterligare andra och mera specifika syftemål för denna uppfinning kommer att framgå av följande kortfattade beskrivning av ritningarna och det bästa sättet att utföra uppfinningen.

På ritningar visar fig. 1 ett schematiskt diagram illustrerade grundprin~ ciperna för föreliggande uppfinning, fig. 2 ett blockdiagram av en utföringsform av en effektkälla och förstärkare konstruerade i enlighet med före- liggande uppfinning, fig. 3 ett kretsdiagram av effektkällan och förstärka- ren i fig. 2, fig. 4 en modifiering av switchkretsen för styrning av driften av effektkällan i fig. 3, fig. 5 ett kretsdiagram av en effektkälla med stegad spänning konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 6A, 6B och GC olika strömcykelvàgformer som flyter genom primärlindningen av effektkällan i fig. 5, fig. 7A en alternativ utföringsform av en effektkälla med stegad spänning konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 7B en första modifiering av switchkretsen för styrning av driften av effektkällan med stegad spänning enligt fig. 7A, fig. 7C en andra modifiering av switchkretsen för styr- ning av driften av effektkällan med stegad spänning enligt fig. 7A, fig. 8A - 8C olika strömcykelvágformer som flyter genom primärlindningen av effektkällan enligt fig. 7A, fig. 9A - 9C olika strömcykelvågformer som flyter genom primärlindningen av effektkällan som switchas i enlighet med kretsen i fig. 7B eller 7C, fig. 10A ett kretsdiagram av en konventionell effekt- källa och audioförstärkare, fig. 10B ett diagram av typiska ledande perioder av en 8004974-5 15 konventionell transformatorsekundärsida av den typ som illust- reras i fig. 10A, fig. 10C ett diagram av typiska ledande perioder av en transformatorsekundärsida konstruerad i enlighet med före- liggande uppfinning, V “ fig. 10D ett diagram av toppbelastningsledningsperio- derna av en transformatorsekundärsida konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 11 en alternativ utföringsform av en push-pull- förstärkare konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning och anordnad att mottaga stegade spänningar från effektkällan enligt föreliggande uppfinning, fig. 12A, 12B och 12C diagram av spänningsfallen över push-pull-transistorerna som används i förstärkaren enligt fig. 11, V fig. 13 en annan utföringsform av en förstärkare konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 14 ett diagram av spänningsutsignalen från för- stärkaren enligt fig. 13, fig. 15A, l5B kretsdiagram samt l5C blockschema av en föredragen utföringsform av den vänstra kanalen av en förstär- kare konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, fig. 16 en del av den högra kanalen av en förstärkare konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning, och fig. 17 ett kretsdiagram av en effektkälla för den före- dragna utföringsformen av föreliggande uppfinning, varvid olika säkerhetsstyregenskaper har inbyggts i kretsen.

I fig. 1 visas ett.starkt schematiskt diagram av en förstärkarkrets 2 och effektkällekrets 4 konstruerad i enlig- het med föreliggande uppfinning. Elektrisk energi tillföres systemet med hjälp av en oscillerande effektkälla 6 som kan ha formen av en pulsgenerator eller en källa av kommersiellt tillgänglig ström, exempelvis konventionell 117-125 volt, 60 Hz växelström. Primärspolen 8 av en speciellt konstruerad lätt transformator 10 är ansluten till den oscillerande effektkällan 6 med hjälp av en arbetscykelstyrkrets 12 konsturerad att modulera mängden energi som tillföres primär- 8004974-5 16 spolen 8 i åtminstone partiellt beroende av en karakteristisk egenskap hos den audiosignal som skall förstärkas av systemet i och för omvandling till ljud av högtalaren 14. Audiosignal- karakteristiken kan tillföras direkt över audioingångssignal- ledaren 16 eller kan tillhandahållas genom. en återkopplings- ledning 18, ansluten till-audioförstärkarens utgång 20. Såsom kommer att förklaras mera i detalj nedan resulterar anord- ningen av en arbetscykelstyrning 12 i källkretsen till primär- spolen 8 i möjligheten att använda en mycket lättare trans- formator än vad som hitintills ansetts vara nödvändigt.

Transformatorns sekundärspole 22 är ansluten till en likriktare och förstärkareffektkälla 24 anordnad att tillhanda- hållaennmtningslikspänning till förstärkaren 2, vilken spän- ning kan ha formen av en spänning som varierar mycket i ampli- tud i beroende av amplitudförändringar i den ingående audio- signalen eller formen av en relativt konstant utgångsspänning.

Om den senare typen av förstärkareffektkälla används kan en spänningsnivåàterkopplingsledning 26 användas för att låta arbetscykelstyrningen 12 inställa den effektmängd som till- föres primärspolen 8 för underlättande av bibehållandet av den konstanta utgångsspänningen från förstärkareffektkällan 24.

Såsom ävenledes kommer att beskrivas mera i detalj nedan har förstärkaren 2 konstruerats speciellt för att möjliggöra användande av billiga lågeffektstransistorkomponenter. När förstärkaren konstrueras i enlighet med denna uppfinning kan den drivas på ett sätt som minimerar den värmemängd som måste bortledas av kylflänsarna'i förstärkarens utgångssteg. Denna drift möjliggör vidare en minskning i vikten av förstärkaren och effektsystemet genom möjliggörande av användande av mindre, lättare kylflänsar än vad som tidigare har erfordrats vid förstärkare som erbjuder jämförbar uteffekt. Speciellt inne- fattar förstärkaren, som kan vara av klass B push-pull-typ åtminstone ett par utgàngstransistoreq 30 och 32 för förstärk- ning av den audiosignal som på ledningen 16 tillföres respek- tive baselektroder. I en utföringsform av denna uppfinning innefattar förstärkaren 2 tillkommande transistorer 34 och 36 anslutna i serie med transistorerna 30 resp. 32 för erbjudande 8004974-5 17 av högre absoluta matningsspänningsnivåer till förstärkarens utgång 20 när detta är nödvändigt. När dessa högre spänningar är onödiga förblir transistorerna 30 och 32 icke ledande i enlighet med.vad som fastställts av matningsspänningsstyrorga- nen 38 resp. 40. När transistorerna 34, 36 är icke ledande föres spänning till kollektorerna av transistorerna 30 och 32 genom dioder 42 resp. 44, vilka i sin tur är anslutna till uttag 46 respektive 48 för låg spänningsnivå på förstärkar- effektkällan 24. För att ytterligare reducera kraven på maxi- malt tillåten effekt för transistorerna 30 till 36 är styr- organen 38 och 40 konstruerade att dela spänningsfallet över transistorparen 30, 34 och 32, 36 lika när transistorerna 34 resp. 36 är ledande. Det sätt på vilket detta uppnås och de fördelaktiga resultat som uppkommer härigenom kommer att beskrivas mera i detalj nedan.

Fig. 2 visar ett blockdiagram av en utföringsform av föreliggande uppfinning. En högtalare 100 drivs av en för- stärkare 102, vilken isin tur får sin effekt från en trans- formator 104 med en primär och sekundär lindning 104a resp. 104b. Högtalaren 100 och förstärkaren 102 är eller kan vara av konventionell typ. Såsom framgår av figuren innefattar förstärkaren 102 ett par transistorer 106 och 108 med signal- ingàngsterminaler 110 resp. 112, genom vilka audiosignalen matas in i förstärkaren 102. Positiva delar av audiosignalen bringar transistorn 106 att vara ledande medan negativa delar av audiosignalen bringa: transistorn 108 att vara ledande så att en utgångsström svarande mot audiosignalen avges till. högtalaren 100. I den speciella utföringsform som visas här är förstärkaren 102 anordnad att arbeta vid maximal uteffekt när plus 80 volt tillföres transistorn 106 och minus 80 volt tillföres transistorn 108.

För förståelse av betydelsen av föreliggande uppfinning riktas nu uppmärksamheten mot transformatorn 104. I en kon- ventionell effektförstärkare (exempelvis en 400 watts för- stärkare) skulle effekttransformatorn väga åtminstone 9 kg.

Anledningen härtill är följande. Strömflödet i primärlind- ningen är lika med ingångsspänningen multiplicerad med den 8004974-5 18 tid spänningen är pàlagd dividerad med transformatorns induk- tans. För en tidsvarierande ingàngsspänning, exempelvis en 117 volts spänning med frekvensen'60'Hz ger en analys vid handen att för att strömmen i primärlindningen (dvs magneti- seringsströmmen) skall hållas inom ett lämpligt värde måste induktansen göras tämligen stor. Detta erfordrar användande av en stor, tung transformator i en konventionell högeffekts- förstärkare. _ I utföringsformen enligt fig. 2 kan en effekttrans- formator 104 göras med en storlek som är en mycket liten del av storleken av en transformator i en konventionell förstär- kare med jämförbar uteffekt. I denna speciella utföringsform väger transformatorn 104 endast omkring 0,2 kg, eller 1/40 av vikten av transformatorn i typiska tidigare kända för- stärkare med samma maximala effekt. Anledningen till denna fenomenala reduktion i transformatorns storlek är att före- liggande uppfinning gör det möjligt att göra induktansen av transformatorn 104 enligt föreliggande uppfinning relativt liten. När en spänning pâlägges över primärlindningen 104a av transformatorn stiger magnetiseringsströmmen raskt. Inom några mikrosekunder har strömmen nått ett högt värde på approximativt 20 ampere eller dylikt, och vid denna tidpunkt öppnas en elektroniskt styrd switch 116. Vid denna punkt i tiden lagras en mängd energi i magnetfältet som omger primär- lindningen. Denna lagrade energi kan Betraktas såsom varande analog mot energin som lagras i det elektriska fältet i en kondensator. öppningen av switchen 116 förorsakar en begynnan- de kollaps av fältet, vilket överför energin till sekundär- lindningen för avgivning av energin till förstärkaren 102.

Genom alternerande stängning och'öppning av switchen 116med en relativt hög frekvens (dvs 20 KHz) avges 20 000 spännings- pulser till förstärkaren 102 varje sekund.

Den effekt som avges av transformatorn 104 styrs genom styrning av den tid inom vilken switchen 116 är öppen för varje strömpuls. Detta åstadkommes genom följning av audio- signalen som skall förstärkas av förstärkaren 102 och jämförel- se av denna följsignal med den spänning som är pàlagd över eoo4974-5 19 förstärkaren 102. Detta alstrar en styrsignal som används för styrning av varaktigheten av varje strömpuls som avges till transformatorns 104 primärlindning. Om man med andra ord an- tager att switchen 116 öppnas och stängs med en frekvens av 20 KHz skulle varaktigheten av varje period vara 50 mikro- sekunder. Under de tidsperioder när effektbehoven för förstär- karen 102 är låga skulle switchen 116 under varje period på 50 mikrosekunder öppnas under en relativt stor del av denna tid (exempelvis 25 till 35 mikrosekunder). När effektbehoven för förstärkaren 102 är relativt höga skulle switchen 116 i varje period vara öppen under mycket kortare tid.

Audiosignalen som skall förstärkas leds till en absolut- värdesdetektor 118. Denna signal kan ha både positiva och negativa delar. Absolutväraedsdecekrorn 118 tillhandahåller en utsignal när de negativa delarna av audiosignalen blir positiva medan den bibehåller dessa negativa delar vid samma magnitud relativt en nollinje. Absolutvärdesdetektorns 118 utgång inverterar de negativa delarna av audiosignalen.

Absolutvärdesdetektorns 118 utsignal leds sedan till en icke linjär toppdetektor 120, vilken kännetecknas av att den har en kort svarstid för snabbt varierande stora signaler, är mindre känslig för mera långsamt varierande signaler, och är i huvudsak okänslig för små signaler varierande kring en godtycklig medelnivå.

Den icke linjära toppdetektorns 120 utsignal matas till en komparator 122. Det finns även en utgângseffektåterkoppling 124 som är känslig för spänningen som är pålagd över förstär- karens 102 effektingångsterminaler. Denna effektutgångsàter- koppling 124 överför till komparatorn 122 en spänning i huvud- sak proportionell mot spänningen på förstärkarens 102 effekt- ingångsterminaler. Komparatorn 122 "jämför" sedan insignalen från den icke linjära toppdetektorn 120 med insignalen från effektutgångsåterkopplingen;124 i och för bildande av en styrsignal i huvudsak proportionell mot skillnaden mellan de två insignalerna.

Denna styrsignal svarar i huvudsak mot inkrementet av ökningen eller minskningen av skillnaden mellan de två ingångs- -\..a=-«..~._,. ef-M _ , . 8004974-5 20 signalerna och används för att styra varaktigheten av de regelbundet tidsinställda strömpulserna i transformatorns 104 primäriindning 1d4a.

Det finns en pulsgenerator 126 som verkar för att alstra en pulsad våg med konstant spänning, varvid gapeln mellan pulserna har approximativt samma varaktighet som själva pulserna. Pulserna har samma frekvens som de önskade ström- 'pulserna för transformatorn 104. I den speciella utförings- formen som beskrivs här är, när frekvensen av strömpulserna i transformatorn är 20 KHz, frekvensen av utsignalen från pulsgeneratorn 126 densamma.

Utsignalen från pulsgeneratorn 126 leds till en fyr- kant-till-sågtandsvàgomvandlare 128. Denna omvandlar fyrkants- vågformen från pulsgeneratorn 126 till en vågform där varje puls har formen av en likbent triangel, där spänningen under varaktigheten för varje puls stiger med i huvudsak konstant hastighet till ett toppvärde i mitten av pulsen och sedan av- tager med konstant hastighet genom den senare hälften av pulsen. I Utsignalen från fyrkants-till-sågtandsvågomvandlaren 128 överföres till en ramptidsmodulator 130, och denna ramp- tidsmodulator 130 mottager även styrsignalen från komparatorn 122. Modulatorn 130 "klipper av" de övre delarna av den triangulära vågform som alstrats av fyrkants-till-sågtands- vågomvandlaren 128. ' Ramptidsmodulatorns 130 utsignal är en konstant spänninspulssignal med samma frekvens som pulsgeneratorn 126.

Varaktigheten av varje puls är direkt proportionell mot var- aktigheten av den "oklippta" nedre delen av den triangulära vågformen från omvandlaren 128. Sålunda inses att varaktig- heten av pulserna från modulatorn 130|är proportionell mot magnituden av styrsignalen från komparatorn 122.

Pulserna från ramptidsmodulatorn 130 används för att öppna och stänga'switchen 116 så att denna är stängd under varaktigheten av var och en av pulserna från ramptidsmodula- torn 130. Sålunda alstrar en puls'med relativt kort varaktig- het en motsvarande strömpuls med relativt liten magnitud, 8004974-5 21 eftersom strömmen har en sådan mycket kort tidsperiod att byggas upp eller "stiga". Det inses att då spänningspulserna från modulatorn 130 ökar i varaktighet kommer magnítuden av strömpulserna i transformatorns primärlindning 104a att öka i motsvarande grad, så att en puls med längsta varaktighet från modulatorn 130 alstrar en strömpuls med den största magnitu- den i transformatorns primärlindning.

Effekt kan tillföras primärsidan med hjälp av en kon- ventionell kontakt 132 och en brygglikriktare 134 för omvand- ling av reguljär 110 - 120 volts, 60 Hz ström till likström.

Brygglikriktaren 134 är ansluten till den övre terminalen 136 av transformatorns primärlindning 104a.-Den undre terminalen 138 av transformatorns primärlindning 104a är ansluten till ovan nämnda switch 116, vilken i sin tur är ansluten till jord. När switchen 116 är ledande flyter likström genom pri- märsidan 104a. Transformatorns 104 sekundärlindning 104b uppvisar vid 140 ett mittuttag till jord. Den övre terminalen 142 av sekundärlindningen 104b är ansluten till en övre positiv utgångsterminal 144 via en diod 146, vilken medger att endast positiv ström leds till utgàngsterminalen 144. Pâ liknande sätt är den undre terminalen 148 av sekundärlind- ningen 104b ansluten till en undre negativ utgàngsterminal 150 via en andra diod 152 som medger att endast negativa ström- pulser överföres till utgångsterminalen 150. Det finns ett par shuntkopplade kondensatorer 154 och 156, av vilka en är ansluten till den positiva utgàngsterminalen 144 vid en punkt mellan terminalen 144 och dioden 146, och av vilka den andra kondensatorn 156 är ansluten till den negativa utgångstermi- nalen 150 vid en punkt mellan denna terminal 150 och dioden 152. De andra plattorna av kondensatorerna 154 och 156 är båda anslutna till jord.

Under beaktande av ovanstående beskrivning kan funk- tionen av föreliggande uppfinningpförstàs i samband med förstärkningen av en typisk audiosignal, exempelvis en audio- signal fràn en musikalisk komposition. Denna signal kommer att vara uppbyggd av några lágfrekventa oscillationer (grund- toner) på vilka ett godtyckligt antal högfrekventa oscilla- 8004974-5 22 tioner (övertoner) är överlagrade, varvid amplituden för dessa oscillationer varierar inom ett brett område, exempel- vis från ljudet som alstras av en hel orkester till det stilla ljud som alstras av ett enda blåsinstrument som spelar ett meloditema.

Vad gäller amplitudvariationerna i signalen sker de mycket skarpa amplitudändringarna med stor magnitud i prak- tiken i allmänhet under en tidsperiod som ej är mindre än omkring 1/1000 sekund, fastän dessa amplitudvariationer för lyssnaren i vissa fall kan te sig mycket abrupta. Exempel- vis är stigtiden associerad med ljudet som alstras av ett mycket skarpt slag, exempelvis det som alstras genom hopslag- ning av två träblock i allmänhet större än 1/1000 sekund.

Antal att en audiosignal skall förstärkas av kretsen i fig. 2. Denna signal skulle ledas till de tvàsignalingångs- terminalerna 110 och 112 hos förstärkarna 102 och skulle även ledas till absolutvärdesdetektorn 118. Såsom indikerats ovan omvandlas denna audiosignal av absolutvärdesdetektorn 118 till en likströmsvâgform som i sin tur överföres till den icke linjära toppdetektorn 120 för bildande av en “glättad" signal till komparatorn 122. _ 0 j Eftersom det till att börja med ej alstras någon spän- ning på utgångsterminalerna 144 och 150 skulle återkopplings- signalen som alstras av effektutgângsåterkopplingen 120 vara noll eller i huvudsak noll. Följaktligen skulle komparatorn 122 alstra en tämligen stark utgångssignal till ramptidsmodu- latorn 130. Ramptidsmodulatorn 130 skulle i sin tur överföra pulser med den önskade frekvensen till den elektroniska switchen 116, varvid dessa pulser har maximal varaktighet.

Med andra ord skulle switchen 116 fortsätta att "öppnas" och "stängas" med samma frekvens, men varaktigheten av de "öppna" perioderna skulle vara maximal. Följaktligen skulle ström- pulserna som passerar genom primärlindningen 104 byggas upp till maximalt amperetal och sålunda avge full effekt till utgàngsterminalerna 144 och 150. Inom en mycket kort tidsperiod (dvs omkring 200 mikrosekunder) skulle spänningarna som pålägges effektingångsterminalerna 158 och 160 hos förstärka- 8-004974-5 23 ren 102 byggas upp till den riktiga arbetsnivàn.

Vid denna tidpunkt skulle effektutgångsåterkopplingen 124 till komparatorn 122 överföra en utgångssignal relaterad till spänningsnivån vid effektingångsterminalen av förstärka- ren 102. Därefter skulle komparatorn 122 fortsätta att till ramptidsmodulatorn 130 avge en styrsignal relaterad till effektbehoven för förstärkaren 102. Med andra ord, när komparatorn 122 mottager en insignal från den icke linjära toppdetektorn 120 som indikerar att amplituden av audiosigna- len ökar, uppkommer en större skillnad mellan denna audio- relaterade signal och den existerande signalen från effektut- gångsåterkopplingen 124, så att spänningen för styrsignalen till ramtidsmodulatorn 130 ökar. Detta kommer i sin tur att öka varaktigheten på strömpulserna genom primärlindningen 104a så att mera effekt avges till förstärkaren 102 och kommer så- lunda att öka de spänningar som tillföres utgångsterminalerna 144 och 150. När å andra sidan amplituden av audiosignalen minskar kommer komparatorn'122 att detektera att skillnaden mellan signalen från den icke linjära toppdetektorn 120 och signalen från effektutgångsåterkopplingen 124 är mindre, så att styrsignalen som överföres av komparatorn 122 till modu- latorn 130 erhåller en lägre spänning. Detta skulle i sin tur förkorta varaktigheten av strömpulserna genom primärlindningen 104a, varigenom mindre effekt avges till förstärkaren 102.

Av ovanstående beskrivning inses att komparatorn 122 i prak- tiken kommer att "följa" audiosignalen för att hålla spän- ningen som pålägges effektingångstermianlerna 158 och 160 av förstärkaren 102 vid en sådan nivå att dessa spänningsnivàer endast lite överskrider effektbehoven för förstärkaren 102.

I praktiken erhåller man ett spänningsfall över var och en av transistorerna 106 och 108 på ungefär 5 volt. I den speciella utföringsformen som visas här väljs de arbetande komponenterna enligt uppfinningen så att den maximala spänning som skulle påläggas över terminalen 158 och 160 av förstärkaren 102 skulle vara plus 80 volt och minus 80 volt. ' Då de utgör en tillkommande fördelaktig egenskap hos föreliggande uppfinning riktas nu uppmärksamhet mot de två 8004974-5 24 shuntkopplade transistorerna 154 och 156. Automatiskt uppfylld vid driften av föreliggande uppfinning är den egenskapen att vid varje tidpunkt endast en relativt liten mängd effekt be- höver lagras i de två kondensatorerna 154 och 156 för erhål- lande av svar på snabba ökningar i effektbehoven för förstärka- ren 102. Anledningen härtill är att effektpulserna genom pri- märlindningen 104a har sådan hög frekvens och att svarstiden för ökning av varaktigheten (och sålunda ökning av effekten) för dessa strömpulser i transformatorn 104 kan uppträda under en mycket kort tidsperiod, sä att transformatorn 104 kan reagera på en del av en millisekund för att börja avge full effekt till förstärkaren 102. Sålunda kan dessa kondensatorer 154 och 156 göras med rimligt liten kapacitans, vilket skapar ytterligare inbesparingar i både vikt och kostnad.

En annan önskvärd egenskap hos föreliggande uppfinning är den uppnådda effektiviteten. Antag att kretskonstanterna har anordnats att alstra en konstant spänning på 5 volt över var och en av förstärkartransistorerna 106 och 108. Antag vidare att resistansen av belastningen (dvs högtalaren 100) är 8 ohm. Tre situationer skall undersökas, nämligen: 1. När spänningen som pålägges förstärkaren 102 är plus 25 och minus 25 volt, 2. När spänningen som pàlägges förstärkaren är plus 35 och minus 35 volt, och 3. När den pålagda spänningen är plus 45 och minus 45 volt.

Utgångseffekten är lika med spänningen i kvadrat divi- derad med resistansen. I det första fallet (där den pàlagda spänningen är plus 25 och minus 25 volt) skulle man erhålla ett spänningsfall på 5 volt över varje transistor 106 och 108 när dessa är ledande och ett spänningsfall på 20 volt över belastningen på 8 ohm. Den faktiska utgångseffekten skulle då vara 20 i kvadrat dividerat med 8, vilket ger 55 watt.

Förlusten vid transistorerna 106 och 108 skulle vara 12,5 watt.

Av totalt använda 62,5 använda watt (50 watt plus 12,5 watt) utnyttjas sålunda 50 watt i praktiken i högtalaren, vilket ger 8004974-5 25 en effektivitet av 80 %.

I det andra fallet (där spänningen som pàlägges förstärkaren 102 är mellan plus 35 och.minus 35 volt) skulle effekten som avges till högtalaren vara lika med 30 i kvadrat dividerat med 8, dvs 112 watt. Effekten som förloras i tran- sistorerna 106 och 108 skulle vara 18,75 watt, vilket ger en effektivitet på 85,7 %.

I det tredje fallet (där spänningen som pàlägges för- stärkaren 102 är plus 45 och minus 45 volt) används 200 watt faktiskt i högtalaren 100 och endast 25 watt förloras i transistorerna 106 och 108, vilket ger en effektivitet på 88,8 %.

I en konventionell förstärkare där den fulla spänningen pà plus 80 volt och minus 80 volt pàlägges över förstärkarens effektingångsterminaler vid alla tidpunkter skulle effektivi- teten för de tre ovan skisserade fallen vara 25 %, 37 % resp. 50 %. Eftersom effektiviteten för anordningen enligt föreliggande uppfinning är tämligen hög förloras en relativt liten mängd energi i transistorerna 106 och 108. Av denna anledning kan kylflänsarna för dessa transistorer 106 och 108 göras relativt små. Man har funnit att med dessa olika vikts- inbesparingar kan en effektförstärkare byggas i enlighet med föreliggande uppfinning, vilken förstärkare har en maximal uteffekt pà 400 watt och en total apparatvikt på endast 5,5 kg.

I fig. 3 visas principschemat av utföringsformen av föreliggande uppfinning i enlighet med fig. 2, vilken nu kommer att beskrivas mer i detalj. Stickkontakten 132 är anordnad att anslutas till en konventionell väggkontakt som alstrar en spänning på 110 - 120 volt vid 60 Hz. Kontakten 132 är ansluten till brygglikriktaren bestående av fyra dioder D101, D103, D105 och D107, vilka är anordnade att överföra positiva likströmmar till primärlindningen 104a. En liten kondensator 162 (50 till 2000 mikrofarad) är ansluten mellan brygglikriktarens 134 utgång och jord för att förhindra att likströmsutsignalen från brygglikriktaren 134 går mot noll.

Absolutvärdesdetektorn 118 har tvâ ingångsterminaler 164 och 166, vilka är anordnade att mottaga en insignal från 8004974-5 26 en stereoenhet. Signalerna som överförts till terminalerna f 164 och 166 överförs i sin tur till enfoperationsförstärkare 168 genom en uppsättning av fyra dioder D109; D111, D113 och D115. Dessa dioder D109 - D115 är så anordnade att när en q relativt stark signal föreligger på en ingång 164 och 166 och I en relativt svag signal föreligger på den andra ingången 164 eller 166, så kommer det högsta värdet-att överföras till operationsförstärkaren 168. Det högsta negativa värdet kommer att passera genom dioderna D109 och D113, medan det högsta , positiva värdet kommer att passera genom dioderna D111 och D115. Såsom tidigare indikerats är utsignalen från operations- förstärkaren 168 en utsignal där de negativa delarna av audio- 1 signalen har gjorts positiva.

Denna signal passerarfgenom en diod D117 i den icke linjära toppdetektorn 120. Signaler med stort värde ligger inom diodernas D119.och D121 arbetsenvelopp och överföres sålunda omedelbart, varvid kondensatorn 170 tillhandahåller en mera konstant utsignal. Mindre signalvariationer blockeras i stor utsträckning av motståndet R101 och dioderna D119 och D121.

Utsignalen från den icke linjära toppdetektorn passerar genom ett motstånd R103 till en ingångsterminal av en opera- tionsförstärkare 172 i komparatorn 122. Insignalen till den andra terminalen av operationsförstärkaren kommer från ut- effektåterkopplingen 124. Uteffektåterkopplingen 124 består av två motstånd R105 och R107 kopplade i serie med den positiva ingàngsterminalen 158 av förstärkaren 102 och ett tredje motstånd R109 kopplat mellan jord och en punkt mellan mot- stånden R105 och R107. Dessa motstånd R105 - R109 stegar ned spänningen från nivån vid terminalen 158 till mindre än 15 volt, vilket är en spänning som operationsförstärkaren 172 är kapabel att hantera. Operationsförstärkaren har ett mot- stånd R111 för bildande av en återkopplingsspänning.

Utsignalen från operationsförstärkaren 172 överföres via ett mostând R113 till ramptidsmodulatorn 130. En diod 123 är ansluten mellan platsen för motståndet R113 och modulatorn 130 för att överföra signaler från förstärkaren 172 ovanför ett 8004974-5 27 visst värde mot jord.

Pulsgeneratorn 126 kan utgöras av en av ett flertal kommersiellt tillgängliga pulsgeneratorer, exempelvis av typen “Fairchild US 78540". Såsom visas här innefattar denna pulsgenerator en operationsförstärkare 174 med ett par mot- stånd R115 och R117 anordnade såsom återkopplingsslingor. En 'ingångsterminal 176 av operationsförstärkaren är ansluten till en platta av en kondensator 178, varvid kondensatorns 178 andra platta är ansluten till jord. Operationsförstärkarens 176 andra terminal är via ett motstånd R119 ansluten till jord.

Fyrkants-till-triangelvàgomvandlaren 128 består av. ett motstånd R121, vilket mottager spänningspulserna från pulsgeneratorn 126. Motståndet R121 är anslutet till en platta av en kondensator 180, vars andra platta är ansluten till jord. Kondensatorn 180 omvandlar den fyrkantsvågpulsade signalen från generatorn 126 till en triangulärt formad våg.

Den triangulärt formade vågen överföres via en-ingångsterminal av en förstärkare 182 som helt enkelt förstärker den triangu- lära vågen och överför den till ramptidsmodulatorn 130.

Förstärkaren 182 har ett återkopplingsmotstånd R123 anslutet till sin andra ingàngsterminal och även ett motstånd R125 anslutet mellan den andra ingàngsterminalen och jord.

Ramptidsmodulatorn 130 kan vara en differentialför- stärkare av konventionell konstruktion, exempelvis av typen "TL0074" från Texas Instruments Corp. Den här visade modula- torn 130 består av tvà transistorer Q101 och Q103, vilka jämför de två spänningarna som leds till transistorernas Q101 och Q103 baser, varvid transistorn med den lägre insig- nalen kommer att leda. De två transistorernas Q101 och Q103 emittrar är anslutna till en positiv spänningskälla via ett motstånd R127. Antag i illustrerande syfte att vågformen från triangulärvågsomvandlaren 128 pålägges transistorn Q101 och att styrsignalen från operationsförstärkaren 172 i kompara- torn 122 pålägges transistorn Q103. I denna situation kommer de delar av den triangulärt formade vågen som är belägna över styrsignalspänningen att bringa transistorn Q103 till ledande tillstånd. Kollektorn av transistorn Q103 är ansluten till en 8004974-5 za negativ spänningsterminal via ett motstånd R129, varvid resistansen av motståndet R127 är väsentligt större än resis- tansen av motståndet R129. När följaktligen transistorn Q103 är icke ledande går punkten 184 mellan transistorn Q103 och motståndet R129 mot ett negativt värde så att transistorn Q105 göres ledande, vilket i sin tur gör transistorn Q107 ledande och transistorn Q109 icke ledande. Sålunda är utsignalen från ramptidsmodulatorn 130 en serie av pulser, varvid varaktig- heten för varje puls sammanfaller med den del av den triangu- lärt formade vågen från omvandlaren 128 som ligger under styrsignalens spänning.

Switchen 116 består av en första transistor Q111, vars utgång är ansluten till baserna av två parallellkopplade transistorer Q113 och Q115. När sålunda transistorn Q111 blir ledande gör den de två transistorerna Q113 och Q115 ledande, vilket gör det möjligt för en strömpuls att passera genom transformatorns 104 primärlindning 104a. När transistorn Q111 blir icke ledande såsom gensvar på den avslutade pulsen från ramptidsmodulatorn 130 blir även transistorerna Q113 och Q115 icke ledande och öppnas switchen 116. Det magnetfält som alstrats i primärlindningen 104a av strömpulsen kollapsar därefter, vilket alstrar en överföring av energi mellan primär- lindningen 104a och sekundärlindningen 104b. På detta sätt avges effekt till förstärkaren 102.

En modifieringen av kretsen enligt fig. 3 visas i fig. 4. I fig. 4 visas endast de delar av kretsen enligt fig. 3 som är nödvändiga för riktig orientering av komponenter- na i fig. 4 till andra komponenter i föreliggande uppfinning.

Anledningen till modifieringen enligt fig. 4 är att i vissa fall spänningen pà den negativa ingångsterminalen 160 av förstärkaren 102 kan ha en absolut magnitud som är alltför låg i förhållande till spänningen på den positiva terminalen 158. I denna situation skulle det vara önskvärt att ásidosätta signalen som alstrats av operationsförstärkaren 172 i kompa- ratorn 122 och tillhandahåll en korrektionssignal med större magnitud till ramptidsmodulatorn 130. Detta ástadkommes i kretsen enligt fig. 4 på följande sätt. Effektingångstermi- 8004974-5 29 nalerna 158 och 160 i förstärkaren 102 är vardera via ett motsvarande motstånd R401 och R403 anslutna till en summerings- punkt 400. Utsignalen från summeringspunkten 400 är en spän- ning som är den algebraiska summan av spänningarna på för- stärkarens ingångsterminaler 158 och 160. Om sålunda den absoluta magnituden av den negativa spänningen är större än den absoluta magnituden av den positiva spänningen (minus 40 volt och plus 30 volt) skulle utsignalen vid punkten 400 vara negativ (dvs minus 10 volt). Om å andra sidan den positiva spänningen på terminalen 158 har en absolut magnitud större än den negativa spänningen på terminalen 160 kommer ut- signalen vid punkten 400 att vara positiv.

Summeringspunkten 400 har via en diod D401 och ett motstånd R405 en första anslutning till den negativa termi- nalen av en operationsförstärkare 402.¿Summeringspunkten 400 har via en annan diod D40? en andra anslutning till den posi- tiva terminalen av operationsförstärkaren 402; Dioden D401 tillåter endast negativ ström att passera genom densamma, medan dioden D403 endast tillåter att¿positiv'ström passerar genom densamma. Vid en punkt mellan dioden D403 och opera- tionsförstärkaren 402 finns ett motstånd R407 anslutet till jord. Vidare finns ett motstånd R409 för att tillhandahålla återkoppling till den negativa terminalen av operationsför- stärkaren. Utgången av operationsförstärkaren 402 leder via en diod D405, som endast låter positiv ström passera, till motståndet R113. Vidare är en diod D407 anordnad, vilken över- för positiva signaler från komparatorns operationsförstärkare 172 till motståndet R113.

När spänningarna på terminalerna 158 och 160 är lika är utsignalen från summeringspunkten 400 noll. I de situationer där den negativa spänningen vid terminalen 160 är större än den positiva spänningen vid terminalen 158 skulle man erhålla en negativ utsignal från summeringspunkten 400, vilken via dioden D401 skulle överföras till förstärkaren 402, vilken då skulle alstra en utsignal genom dioden D405. Om skillnaden mellan spänningarna vid terminalen 158 och 160 är tillräcklig stor kommer denna signal att àsidosätta signalen från opera- 8004974-5 30 tionsförstärkaren 172 (vilken leds genom dioden D407) för att bringa ramptidsmodulatorn 130 att öka effekten av ström- pulserna och sålunda korrigera skillnaden mellan de absoluta magnituderna av spänningarna på terminalerna 158 och 160.

I de situationer där den positiva spänningen på termi- nalen 158 är högre än den negativa spänningen på terminalen 160 kommer utsignalen fràn summeringspunkten 400 att vara positiv, och sålunda kommer en positiv spänning att genom dioden D403 överföras till förstärkaren 402, vilken i sin tur kommer att alstra en utsignal. Eftersom emellertid spänningen på terminalen 158 redan är relativt hög kommer i de flesta fall signalen från förstärkaren 172 att vara tillräckligt stor för att övervinna signalen från operationsförstärkaren 402 och alstra en styrsignal med tillräcklig styrka för att bringa ramptidsmodulatorn 130 att öka varaktigheten av effektpulserna till transformatorn 104 och sålunda att korrigera avvikelsen mellan den absoluta magnituden av spänningarna vid terminaler- na 158 och 160.

Såsom antytts ovan kommer, när förstärkaren enligt före- liggande uppfinning drivs såsom en audioförstärkare, de väsent- liga amplitudvariationerna i signalerna som skall förstärkas att uppträda under en tidsperiod som ej är mindre än approxi- mativt 1/1000 av en sekund. Anordningen bör av denna anledning vara kapabel att reagera inom denna tidsperiod för att ändra sin uteffekt från en låg nivå till en relativt hög nivå. Av denna anledning är frekvensen av styrpulserna, vilka i sin tur styr frekvensen av strömpulserna genom transformatorns primär- lindning 104a, åtminstone 1000 cykler per sekund, och före- trädesvis åtminstone 2000 cykler per sekund. Det föreligger emellertid ytterligare fördelar i att arbeta med strömpulser med en mycket högre frekvens, i området mellan 15 - 25 000 cykler per sekund (företrädesvis omkring 20 000 cykler per sekund). För det första möjliggör detta att storleken av transformatorn kan vara tämligen liten. Vidare är frekvensen vid en tillräckligt hög nivå för att ej alstra icke önskvärt ljud i det normala audiointervallet, vilket normalt ligger under 20 000 cykler per sekund. Vidare är denna frekvens ej 8004974-5 31 så hög att den ligger utanför kapaciteten för de använda switchkretsarna.

Den grundläggande principen att använda utgångseffekt- återkoppling i en audioförstärkartransformator för att styra energiöverföringen mellan primär- och sekundärlindningarna i transformatorn såsom gensvar på magnituden av audioinsignalen kan användas i en transformator som alstrar en fix utgångs- spänning över sekundärsidan. När en transformator med fix utsignal är involverad kan vidare uteffektàterkopplingen även _ användas för att underlätta bibehàllandet av utsignalspänningen vid en konstant nivå. Utföringsformen enligt fig. 5 illustrerar ett sådant system. Huvudeffekttransformatorn 500 (dvs magnet- fältspolen) har primär-.och sekundärlindningar 500a resp. 500b.

Av skäl som mera i detalj skall förklaras 1 samband med fig. 11 tappas sekundärsidan 500b för att tillhandahålla flera positiva och negativa spänníngar,stegade i 25 volts inkrement från 25 till 75 volt. De positiva terminalerna är betecknade E1 till E3, medan de negativa terminalerna är E4 till E6. e De motsatta ändarna av primärlindningen 500a är via strömlikriktande dioder anslutna till två terminaler av en konventionell effektkälla 502, vilken kan utgöras av en vägg- kontakt som tillhandahåller en ström med frekvensen 60 Hz och spänningen 120 volt. Två ledningar 504 och 506 från effekt- källan 502 är genom relaterade likriktande dioder D501 och D503 och i serie med en styrd kisellikriktare 508 anslutna till den övre änden S10 av transformaflorns primärlindning 500a.

Ledningarna 504 och 506 är även via relaterade andra lik- riktande dioder D505 och D507 anslutna till primärlindningens 500a undre ände 512. Studium av dioderna D501, D503, D505 och D507 avslöjar att dessa fyra dioder är anordnade i en likriktande brygga, så att för varje nalvcykel från effekt- källan en positiv spänning leds till den styrda kisellikrikta- ren 508 och sålunda till den övre änden 510 av transformatorns primärlindning 500a.

Den styrda kisellikriktaren 508 styrs av en audio- 8004974-5 az ingångssignal, vilket kommer att förklaras mera i detalj nedan. Audioínsignalen leds till en ingångsterminal 514 och sålunda till en förbindelsepunkt 516. Resistorerna R501 och R503 är anslutna mellan punkten 516 och en lämplig spän- ningskälla (exempelvis en källa på 75 volt) för tillhanda- hållande av en basspänningsnivå på exempelvis 0,7 volt. Denna spänning alstras genom dioden D509 som är ansluten från för- bindelsepunkten mellan motståndet R503 och motståndet.R501 till jord. Spänningen leds i sin tur till en operationsför- stärkare 518. Återkoppling till operationsförstärkaren erhål- les fràn förbindelsen 520 mellan en diod D515 och en konden- sator 522 i transformatorns sekundärkrets. Punkten 520 är via tvâ spänningsdelande motstånd R505 och R507 ansluten till jord. Vid en förbindelsepunkt 526 mellan de två motstànden R505 och R507 föreligger en återkopplingsförbindelse till operationsförstärkaren 518. Operationsförstärkarens 518 ut- signal leds till en lämplig styranordning betecknad 528. Denna styranordning 528 är ansluten till styrterminalen på den styrda kisellikriktaren 508 på sådant sätt att vid högre ut- gàngsnivåer från operationsförstärkaren 518 likriktaren 508 bringas att leda vid högre spänningsnivåer på den senare delen av varje halvcykel. På samma sätt kommer, när utsignalen från operationsförstärkaren 518 är lägre, den styrda kisel- likriktaren 508 att bringas att tända vid lägre spännings- nivåer. w “ Mittuttaget av sekundärlindningen 500b tappas vid 530 till jord. Den övre halvan av lindningen 500b tappas vid två mellanliggande punkter 532 och 534 för att tillhandahålla de positiva spänningarna på 25 volt resp; 50 volt pà effekt- terminalerna E1 och E2, medan den övre terminalen 524 av lindningen 500b tillhandahåller den positiva utsignalen på 75 volt på terminalen E3. Pâ liknande sätt avtappas den nedre halvan av sekundärlindningen 500b vid mellanliggande punkter 536 och 538 för att tillhandahålla de mellanliggande spännings- nivàerna på minus 25 och minus 50 volt på terminalerna E4 resp. E5, medan den nedre änden 540 av sekundärlindningen tillhandahåller nivån minus 75 volt på terminalen E6. soo4974-5 33 De tre punkterna 532, 534 och 524 är vardera via respektive blockerande dioder D511, D513 och D515 anslutna till respektive utgångsterminaler. En första kondensator 542 är anordnad mellan jord och den lägre utgångsspänningstermi- nalen (dvs terminalen med spänningen plus 25 volt). En andra kondensator 544 är ansluten mellan den positiva utgångstermi- nalen för 25 volt och den positiva utgängsterminalen för 50 volt, och den tredje kondensatorn 522 är på liknande sätt ansluten mellan den positiva utgàngsterminalen för 50 volt och den positiva utgângsterminalen för 75 volt. Kondensatorerna 542, 544 och 522 har tillräcklig kapacitans för att kompensera eventuella abrupta effektbehov från tillhörande utgângstermi- nal för att därigenom bibehålla utgàngsterminalspänningarna vid nära nog konstant spänningsnivå.

Den undre halvan av sekundärlindningen 500b är ansluten till sina negativa utgångsterminaler E4, E5, E6 via tre blockerande dioder D517, D519 och D521. Kondensatorerna 546, 548 och 550 är anslutna mellan respektive negativa utgångsterminaler på i huvudsak samma sätt som motsvarande komponenter för den övre halvan av primärlindningen. Emeller- tid är de blockerande dioderna D517 - D521 omkastade för att tillåta att endast negativ ström passerar till utgångstermi- nalerna E4 - E6.

Vid drift av-effektkällan enligt fig. 5 regleras ut- gàngsspänningen i lindningen 500b helt och hållet av kretsen som styr den styrda kisellikriktaren 508. Styrningen av denna är i sin tur bestämd av audioinsignalen på sådant sätt att, när insignalen har en större amplitud, den styrda kisellik- riktaren 508 bringas att leda under stönre delar av varje effekthalvcykel för att överföra mera ström till primärlind- ningen 500a. Detta driftssätt kan bäst illustreras med hänvis- ning till fig. 6A, GB och 6C.

I fig. 6A visas en representation av den spänning som avges från effektkällan 502 genom de två dioderna D501 och D503 till den styrda kisellikriktaren 508. Det framgår att på grund av verkan av dioderna D501 - D507 avges en positiv sinusvàgspänningspuls till den styrda kisellikriktaren 508 i 8004974--5 34 varje halvcykel. Antag att audioinsignalen till förstärkaren har en relativt låg amplitud, så att effektbehovet för för- stärkningskretsen är tämligen litet. I detta fall bringas den styrda kisellikriktaren 508 att leda endast alldeles vid slutet av varje halvcykel. Ledningspunkten för varje halvcykel illustreras vid 600, och likriktaren 508 förblir ledande tills strömmen har nätt värdet noll vid punkten 602. Sålunda framgår av figuren att strömmen avges till primärlindningen 500a i tämligen korta tidsinkrement, och dessutom vid en lägre spän- ningsnivà.

När audioingângssignalen når en större amplitud bringas den styrda kisellikriktaren 508 att leda vid en högre spän- ningsnivå under den senare delen av varje halvcykel, såsom illustreras i fig. 6B. Ledningspunkten uppträder vid 604 och slutpunkten.indikeras vid 606. Det framgår att ej endast spänningen är högre, utan att även tidsinkrementet för varje strömpuls är längre, så att större effekt avges till primär- lindningen 500a.

Slutligen visas i fig. 6C det fall när audioingångs- signalen har en maximal amplitud, vilket leder till ett behov av maximal effekt från transformatorn. I detta fall bringas den styrda kisellikriktaren 508 att leda nära toppspänningen vid början av den senare halvan av varje halvcykel, såsom visas vid 608 i fig. GC, varvid slutpunkten indikeras vid 610.

Sålunda framgår att strömmen avges vid ännu högre spänning och under en ännu längre varaktighet under varje halvcykel.

När strömmen byggs upp i primärlindningen 500a under den senare delen av varje halvcykel för strömmen flyter ingen ström i sekundärlindningen 500b beroende på arrangemanget av de blockerande díoderna D511 - D521. Vid slutet av varje strömhalvcykel genom primärlindningen 500a kollapsar emeller- tid sedan strömmen stängts av fältet runt 500a i och för bildande av ett spänningsfall över sekundärlíndningen 500b, varigenom ström flyter genom sekundärlindningen för tillförsel av effekt till de sex kondensatorerna 522 och 542 till 550 och de sex utgångsterminalerna E1 - E6.

Såsom indikerats ovan är effektkraven på transformatorn 500 större när audioinsignalens amplitud är vid högre nivåer. 8004974-5 35 Under dessa perioder kommer ström att flyta genom primärlind- ningen 500a under längre tidsinkrement för lagring av mera energi i primärlindningens 500a magnetfält. När strömmen stängs av i primärlindningen vid slutet av varje halvcykel kollapsar magnetfältet i primärlindningen i och för inducering av en återgángsspänning över sekundärlindningen 500b. Dioderna D511 - D521 är anordnade så att strömmen flyter genom sekundär- lindningen för laddning av kondensatorerna 542, 544, 522, 546, 548 och 550 för bibehållande av spänningen på effekttermina- lerna E1 - E6 vid den rätta nivån.

Fig. 7A illusterar en annan utföringsform av en effekt- källa med stegad spänning konstruerad i enlighet med före- liggande uppfinning. Såsom i utföringsformen enligt fig. 5 finns en effektkälla, exempelvis väggkontakten 702 innefattande två ledningar 704 och 706. Ledningen 704 är ansluten till en triac 708. Motsatta sidan av triacen 708 är kopplad till den övre änden 710 av primärlindningen 700a i transformatorn 700.

Den andra ledningen 706 från effektkällan 702 är ansluten till den undre änden 712 av primärlindningen 700a.

Triacen 708 har en liknande funktion som den styrda kisellikriktaren 508, med undantaganratttriacen708 leder på både positiva och negativa halvcykler av strömmen från nätet 702. Switchkretsen styr triacen 708 på sådant sätt att den under längre eller kortare tidsperioder leder under den senare delen av varje halvcykel i beroende av förstärkarens effekt- behov. Switchkretsen är i huvudsak densamma som den som kopp- lar den styrda kisellikriktaren 508 i utföringsformen enligt fig. 5, och av denna anledning kommer kretskomponenterna ej att ytterligare beskrivas i detalj.

Transformatorns 700 sekundärlindning 700b tappas till jord vid sin mittpunkt 714. Den övre halvan av sekundärlind- ningen 700b avtappas vid två mellanliggande punkter 716 och 718 för tillhandahållande av positiva utsignaler på 25 volt och 50 volt för effektterminalerna E1 och E2. En anslutning 720 till den övre änden av lindningen 700b leder den positiva utsignalen pà 75 volt för effektterminalen E3. På liknande sätt avtappas den undre halvan av sekundärlindningen vid tre på 8004974-5 36 inbördes lika avstånd från varandra belägna punkter 722, 724 och 726 för tillhandahållande av de negativa spänningarna på 25, 50 och 75 volt på utgångarna E4, E5 resp. E6.

De positiva och negativa 75-volts-ledningarna 720 och 726 är anslutna vid motsatta ändar av en första brygglikrikta- re 728. Den positiva utgången av brygglikriktaren 728 är ansluten till den positiva 75 volts effektterminalen E3 med en ledning 730, och den negativa utgången av brygglikriktaren 728 är ansluten till den negativa 75 volts effektutgången E6 genom ledningen 732. De positiva och negativa 50-volts-1ed- ningarna 718 och 724 är anslutna till motsatta ändar av en andra brygglikriktare 734. Den positiva utgàngsterminalen av brygglikriktaren 734 är via en ledning 736 ansluten till den positiva 50 volts effektterminalen E2, medan den negativa utgången från brygglikriktaren 734 via en ledning 738 är ansluten till den negativa 50 volts effekterminalen E5. Slut- ligen är de positiva och negativa 25-volts-ledningarna 716 och 732 anslutna till motsatta ändar av en trejde brygglikriktare 740. Utgångsledningarna 742 och 744 från brygglikriktaren 740 är anslutna till den positiva respektive negativa 25 volts effektterminalen E1 resp. E4.

Såsom vid utföringsformen enligt fig. 5 är sex konden- satorer betecknade 746 - 756 anordnade mellan effektutgångs- terminalerna E1 - E6 för att kompensera ett eventuellt abrupt effektbehov på motsvarande utgångsterminal i och för bibehållande av utgångsspänningen vid nära nog konstant nivå.

För beskrivning av funktionen av utföringsformen enligt fig. 7A hänvisas till fig. 8A, 8B och 8C. Strömmen genom primärlindningen 700a likriktas ej och utgöres sålunda av en växelström. Triacen 708 bringas att leda i den senare halvan av varje halvcykel oberoende av huruvida denna är positiv eller negativ. När effektbehoven för förstärkaren är låga verkar styranordningen för att bringa triacen 708 till ledande tillstånd under endast en mycket kort tidsperiod vid slutet av varje halvcykel. Detta visas i fig. 8A, där ledningspunkten för varje halvcykel betecknas 800. Triacen 708 förblir ledande tills spänningen har nått nollpunkten 802. Sålunda 8004974-5 37 framgår att ström avges till primärlindningen i tämligen korta tidsinkrement och vid en låg spänningsnivå.

När styrsignalen når en större amplitud bringas triacen 708 att leda vid en högre spänningsnivå under den senare delen av varje halvcykel, såsom visas i fig. 8B, där ledningspunkten indikeras vid 804 och varje nollpunkt indikeras vid 806. Det framgår att ej endast är spänningen högre, utan även är tids- inkrementet för varje strömpuls längre, varför större effekt avges till primärlindningen 700a.

Slutligen visas i fig. 8C fallet där ingångssignalen är vid en maximal amplitud, vilket ger upphov till maximala effektbehov. I detta fall bringas triacen 708 att leda nära toppspänningen vid början av den senare halvan av varje cykel, såsom visas vid 808, varvid nollpunkten indikeras vid 810.

Ström flyter i sekundärlindningen 700b samtidigt med flödet av ström i lindningen 700a, varvid strömmen i lind- ningen 700b även är en alternerande ström. Vad gäller ström- flödet genom de två 75-volts-ledningarna 720 och 726 är utgången till effektterminalen E3 alltid positiv, medan ut- gången till terminalen E6 alltid är negativ eftersom denna ström flyter genom likriktarbryggan 728. Pâ liknande sätt riktas ström från de mellanliggande terminalerna 716, 718, 722 och 724 genom de två brygglikriktarna 734 och 740 för tillhandahållande av positiv ström till utgångsterminalerna E2 och E1 vid de positiva 50- och 25-voltsnivåerna och för tillhandahållande av negativ ström till effektutgångstermina- lerna E5 och E4 vid de negativa 50- och 25-voltsnivåerna.

Man har funnit att genom användande av effektkällan enligt föreliggande uppfinning kan transformatorn göras re1a~ tivt liten och fortfarande tillhandahålla adekvat effekt.

Exempelvis kan transformatorn enligt föreliggande uppfinning göras från 1/4 till 1/10 av storleken av transformatorn i en konventionell audioförstärkare med jämförbar maximal effekt samt med 175 lindningar på primärsidan och 200 lindningar på sekundärsidan.

Det är ibland önskvärt att inställa avstängningspunkten för strömflödet genom transformatorns primärlindning 700a för 8004974-5 38 att mera noggrant styra karakteristika för energiöverföringen över transformatorns lindningar under varje strömhalvcykel från nätet. Exempelvis eliminerar avstängning av primärström- men före nollspänníngsgenomgången i strömvàgformen reaktiva strömmar i primärlindningen under den återstående delen av vågformens halvcykel. Följaktligen illustrerar fig. 7B och 7C två modifieringar i switchkretsen enligt fig. 7A, vilka modifieringar båda två gör det möjligt för transformatorns primärlindning 700a att mottaga ström under smalare definie- rade delar av effektcykeln.

I fig. 7B är en andra triac 758 ansluten parallellt med triacen 708. En styranordning i enlighet med vad som beskrivits ovan i samband med fig. 5 styr driften av triac- paret 708 och 758 via ledningar 760 och 762. En kondensator 764 är ansluten i serie med triacen 758 och verkar för att periodiskt shunta triacen 708. Kretsen enligt fig. 7B verkar på följande sätt. Såsom gensvar på en audioingångssignal bringar utsignalen från styranordningen triacen 708 att leda vid samma punkt under varje positiv och negativ halvcykel av strömmen från nätet 702. Vid en senare förutbestämd tidpunkt bringar utsignalen från styranordningen triacen 758 att leda, varigenom ström avleds från triacen 708 och börjar flyta genom kondensatorn 764. Triacen 708 stängs av men ström fortsätter att passera genom triacen 758 och kondensatorn 764 till transformatorns primärlindning 700a tills den i kondensatorn 764 uppbyggda spänningen når en nivå tillräcklig för att stänga av triacen 758, varigenom strömflödet genom transformatorns primärsida avslutas. Kondensatorn 764 är mycket liten för att begränsa det ledande tillståndet för triacen 758 till en kort tidsperiod.

Fig. 7C illustrerar en andra modifiering av utförings- formen enligt fig. 7A, varvid den enda triacen 708 är ersatt av en switchanordning indikerad vid 766. Ett par styrda GTO-kisellikriktare är anslutna parallellt med varandra. En GTO, betecknad GTOb, leder vid positiva halvcykler och en annan GTO,betecknad GTOa, leder vid negativa halvcykler.

Blockeringsdioder är anordnade vid D701 och D703. Varje GTO 8004974-5 39 blir ledande vid en förutbestämd spänning via styrorganet och blir även icke ledande via styrorganet inom en förutbestämd styrtidsperiod, företrädesvis en millisekund.

Fig. 9A, 9B och 9C illustrerar det gemensamma switch- sättet för modifieringarna enligt fig. 7B och 7C. Vid låga effektbehov börjar strömflödet vid 900 och slutar strömflödet vid 902 nära den senare delen av den sista delen av varje halv- cykel. Vid mellanliggande effektbehov sker till-från-omkopp- lingen tidigare i den senare halvan av varje halvcykel, vilket visas i fig. 9B vid 904 och 906. Vid toppeffektbehov sker omkopplingen nära toppen av varje halvcykel, vilket i fig. 9C visas vid 908 och 910. Med detta arrangemang kan transformatorn göras ännu mindre.

För att klart demonstrera fördelarna med de olika arbetscykelstyrda effektkällorna som diskuterats ovan hän- visas nu till fig. 10A, vilken visar den grundläggande konst- ruktionen av en konventionell förstärkareffektkälla. Konven- tionell 117 - 125 volts, 60 Hz växelström tillföras från PS till primärlindningen 1000a av en transformator 1000.

Transformatorns 1000 sekundärlindning 1000b har sin övre ände ansluten till den övre terminalen av förstärkaren 1002 via en diod D1001. Sekundärlindningens 1000b undre terminal är via en andra diod D1003 ansluten till förstärkarens 1002 undre terminal. Övre resp. undre kondensatorer 1004 och 1006 bibe- håller den spänning som pålagts förstärkaren 1002 vid ett i huvudsak konstant värde. Normalt har matningsspänningen en toppingångsspänning på approximativt 169 volt. Antag att in- gångsspänningen som pålägges vid den övre terminalen av för- stärkaren 1002 är vald till plus 75 volt och att spänningen vid den undre terminalen är minus 75 volt. Sekundärlindningens 1000b mittpunkt är normalt avtappad till jord.

Ett audioljud har i typiska fall toppeffektsbehov med relativt kort varaktighet och medeleffektsbehov uppgående till möjligen 1/20 av toppeffektsbehoven och med en längre varak- tighet. Sålunda arbetar förstärkaren för det mesta vid endast 1/10 till 1/20 av full effekt. För att förstå implikationen av detta faktum hänvisas till fig. 10B, som visar sinusvágen 8004974-5 40 av den inkommande spänning som tillföres primärsidan av en konventionell audioförstärkartransformator ansluten att mot- taga konventionell 117 - 120 volts växelström. Varvtalsför- hàllandet mellan primär- och sekundärlindningen i den konven- tionella transformatorn är sådant att med primärsidan ledande vid åtminstone någon ström under hela sinusvågen för den in- kommande spänningen är toppspänningen som alstras på sekundär- sidan justnågot större än de plus och minus 75 volt nivåer som erfordras av en konventionell audíoförstärkare. När för- stärkarkomponenten i förstärkaren kräver endast medeleffekt flyter ström i sekundärlindningen under endast en mycket kort tidsperiod vid toppen av sinusvàgen av ingàngsspänningen. Denna tidsperiod indikeras vid 1008 i fig. 10B. När det föreligger toppeffektsbehov sker en omedelbar avtappning på de konven- tionella lagringskondensatorerna 1004 och 1006 i effektkällan för att något sänka deras spänningsnivåer, och resultatet härav är att sekundärlindningen är ledande under en längre tidsperiod, så att den ledande delen av sinusvågen i fig. 10B breddas ut till exempelvis linjerna 1010a och 1010b. Det bör observeras att eftersom de två linjerna 1010a och 1010b är mera åtskilda är spänningen som alstras i sekundärlindningen 100a moderat nedanför toppspänningen som avges vid 1008.

Vid konstruktion av en transformator lämplig att an- vändas i ett konventionell förstärkareffektsystem enligt ovan måste upptagningen av den reaktíva strömmen i primärsidan noga beaktas. Den reaktiva strömmen är den ström som flyter i primärlindningen när ingen ström flyter i sekundärlindningen.

I en transformator med ett litet antal lindningar på primär- sidan och sålunda en liten induktans kan den reaktiva ström- men på primärsidan bli tillräckligt stor för att uppvärma transformatorn till en icke önskvärd nivå. Detta faktum dikte- rar användande av en primärspole med ett stort antal lindningar.

En lämplig audioförstärkartransformator av konventionell konstruktion måste även vara kapabel att upptaga en relativt stor ström genom primär- och sekundärspolarna för att hantera toppeffektsbehoven. Sålunda måste ledningen som bildar spolar- na har tillräcklig diameter för att göra det möjligt för - __.. ._...___.____._......_._..__.. _ . ._ 8004974-5 41 transformatorn att avge hög ström vid toppbelastning utan uppvisande av alltför stor inre resistans. Resultatet är en mycket stor, tung transformator med ett stort antal lind- ningar för att hålla induktansen på primärsidan tillräckligt hög och relativt tjock ledning för atthålla resístansen rela- tivt låg trots den tämligen långa trådlängden i transforma- torn.

Till skillnad mot en konventionell nättransformator är en transformator konstruerad att användas i den arbets- cykelstyrda effektkällan enligt föreliggande uppfinning nor- malt bildad med ett högre varvförhållande mellan sekundär- och primärsidan än i en konventionell icke arbetscykelstyrd transformator som används i kommersiella förstärkareffekt- källor. Med ett sådant varvförhållande kan den punkt på sinusvâgsinsignalen till primärsidan vid vilken strömmen skulle sluta flyta på sekundärsidan bringas att uppträda en bra bit ned på den bakre lutningen såsom visas vid punkten 1012 i fig. 10C. Utan arbetscykelstyrning skulle en effekt- källa utrustad med en sådan transformator tillföra en spän- ning väsentligt över de önskade positiva och negativ 75 volts nivåerna som normalt erfordras av konventionella audio- förstärkare. Med arbetscykelstyrning kommer ingen ström att flyta i transformatorns primärsida när arbetscykelswitchele- mentet är öppet, med undantag av mycket små läckströmmar som möjliggöres genom halvledarswitchelementet när detta är i det öppna tillståndet. Dessa läckströmmar kan försummas i denna diskussion. Switchelementet förblir i ett icke ledande läge tills spänningen på primärsidan faller till en punkt 1014 just ovanför nivån 1012. Sedan flyter ström i sekundärlind- ningen mellan punkterna 1014 och 1012. Om switchelementet är en självkommuterande styrd kisellikriktare kommer switch- elementet att förbli i ett ledande tillstånd ned till punkten 1016, men ingen ström kommer att flyta på sekundärsidan från punkten 1012 till punkten 1016, eftersom dioderna som ansluter lagringskondensatorerna i effektkällan med transformatorns sekundärsida kommer att bli backspända.

Alstring av strömflöde i sekundärlindningen av en 8004974-5 42 arbetscykelstyrd effektkälla under tiden mellan punkterna 1014 och 1012 i fig. 10C kan vid en första anblick te sig vara mindre effektivt än alstring av sekundärströmflöde i en kon- ventionell förstärkare såsom vid 1008 i fig. 10B. Detta beror på att kondensatorerna 1004 och 1006 endast vill acceptera ström vid 75-volts-nivån. Sålunda förekommer vissa resistans- förluster som uppträder i den arbetscykelstyrda transforma- torn, vilka förluster representeras av den skuggade triangeln mellan punkterna 1012, 1014 och 1018 i fig. 10C. Emellertid klarar sig en arbetscykelstyrd transformator med mycket färre varv (endast en liten del av antalet varv i en konventionell transformator) så att trådlängden i transformatorn reduceras.

Detta minskar den interna resistansen i transformatorn propor- tionellt.

Antag nu att den mindre arbetscykelstyrda transformatorn drivs vid toppeffektsbehov, såsom illustreras i fig. 10D.

I detta fall flyttar switchelementet "tillslagningspunkten“ ytterligare upp på sinusvågen, vilket skulle vara vid ett maximum vid ungefär punkten 1020 nära sinusvågens topp. Antag vidare att kondensatorerna 1004 och 1006 är tillräckligt stora så att de bibehåller spänningarna plus 75 och minus 75 volt i -huvudsak vid denna nivå. Den spänning som alstras på sekundär- sidan vid punkten 20 skulle vara väsentligt högre än (möjligen 90 volt) plus 75-volts-nivån oaktat förlusterna i transforma- torn. Av denna anledning representerar spänningskillnaden förlusterna i själva transformatorn. Dessa förluster repre- senteras i den skuggade triangeln mellan punkterna 1012, 1020 och 1022 i fig. 10D. På grund av det faktum att topp- effekten sällan erfordras av audioförstärkarna under mer än en mycket kort tid kan de något större förlusterna som repre- senteras av fig. 10D tolereras för erhållande av kompenserande fördelar vad gäller nedskärning av reaktiva strömmar under den första delen av varje cykel av den konventionella växel- strömsingångssinusvågen. När switchelementet i primärlind- ningen innefattar organ för avstängning av strömflödet i primärlindningen före vågformens återgång till en nollspän~ ning (såsom illustreras i fig. 9A - 9C) kan en ännu större 8004974-5 43 reduktion i förluster på grund av reaktiv ström uppnås.

Sammanfattningsvis kan sägas att en förstärkareffekt- källa den mesta tiden arbetar i làgeffektsmoden som visas i fig. 10C. Följaktligen kan den mindre arbetscykelstyrda transformatorn enligt föreliggande uppfinning arbeta med ungefär samma effektivitet som den mycket större tidigare kända transformatorn. Detta beror till en del på att antalet primär- och sekundärvarv har reducerats väsentligt, varigenom transformatorledningen blir mycket kortare och sålunda erbjuder mindre resistans i själva transformatorn. Denna reducerade resistans gör förekomsten av reaktiv ström i den senare delen av varje halvcykel mera tolerabel. När högre effektnivâer erfordras föreligger en potentiell risk för större ineffekti- vitet. Emellertid àsidosätts denna risk genom transformatorns låga inre resistans, och i vilket fall är det möjligt att acceptera en sådan högre ineffektivitet under en kort tidspe- riod, eftersom ineffektiviteten ej är tillräckligt stor för att överhetta transformatorn.

Följande tabell innehåller resultaten av tester av flera olika transformatorkonstruktioner, varvid transforma- torerna testades genom anslutning av 50 volts utgångstermina- len på sekundärsidan till två 150 watts glödlampor. Sekundär- lindningens utgång bibehölls vid 300 watt. Temperaturen mättes vid transformatorns övre mittparti. ___” ..._ ._ _ __... _ _ ___... :_.-...___._.__.._._._, 8004974-5 44 oßøw o«m~\Qcw ßm ON* «_.~ >>_ m owæ @>«_\~m« mw QP* «F._ MP, N om> o@m_\wmm F.@m ON* wF." ,«_ m 0.» wwæ\omm >.mm »P#ww_# wF., m_P w oßm mmm\omm m.~m mß* «~.~ m__ « oqw ww@\omm >.mm æ_* «F.F om P oww ~_w\mmm ~.~m >_*øw_# mo.~ m__ > omw mw>\oo« >.Nm >_*@w_* ~w.o .MF w o_m mm>\mw« @.mm >F«qw_# @m.O m«_ Q uwuscflë PN xmwšfium cwmcflc .uwumw OU MQW\EHHQ WCMUxSUCH GOHwGwEwU wUCMHHWE IUCQHHHME .MÜGÜSCHOQ .w .nHEwB Wflßßmfiwwm IHWEflHnM lwmvfififlwuwfl lußmïønß> IHHQ .w >Hd> IMEHOMWCMHH H .Hmmm/MB 8004974-5 45 Resultaten av dessa tester indikerar att en föredragen arbetscykeltransformator konstruerad att arbeta i en effekt- källa byggd i enlighet med denna uppfinning skulle vara en transformator med ett sekundär-till-primärvarvsförhållande under 1,0, med en primärinduktans över 30 mH och en spolled- ningsdimension (coil wire gauge diameter) över nr. 18 när transformatorn används för att alstra en maximal likspännings- utsignal på É 75 volt från konventionell 117 - 125 volts, 60 Hz växelström.

Fig. 11 visar en förstärkningsanordning 1100 konstrue- rad att utnyttja effektkällan med stegad spänning illustrerad i fig. 5 och 7A - 7C. En signalspänning pålägges vid 1102, och förstärkarens utgång är via en belastning (här visad så- som en högtalare 1104) ansluten till jord. Anordningen utnytt- jar två uppsättningar transistorer anordnade i push-pull-för- hållande, varvid varje uppsättning är ansluten i serie. Den första uppsättningen Q1101, Q1103 och Q1105 är NPN-transisto- rer, och dessa används för att förstärka positiva delar av ingångssignalen. Den andra uppsättningen av transistorer Q1107, Q1109 och Q1111 är PNP-transistorer och används för att förstärka negativa delar av ingångssignalen. I följande beskrivning kommer funktionen av den första uppsättning transistorer Q1101, Q1103, Q1105 att beskrivas i detalj, var- vid underförstås att samma beskrivning skulle gälla driften av Q1107, Q1109 och Q1111 med avseende på negativa delar av signalen.

Det observeras att emitterelektroden 1106 av Q1101 är ansluten till en effektutgàngsterminal 1108 av belastningen 1104, och att kollektorelektroden 1110 av Q1101 är ansluten till en likspänningskälla E1 med en magnitud av plus 25 volt via en diod D1101. Emitterelektroden 1112 av den andra transistorn Q1103 är ansluten till kollektorelektroden 1110 av Q1101, och kollektorelektroden 1114 av transistorn Q1103 är ansluten till en mellanliggande växelspänningskälla E2 med en magnitud av plus 50 volt via en andra diod D1103.

Slutligen är den tredje transistorn Q1105 med sin emitter- elektrod 1116 ansluten till kollektorelektroden 1114 av Q1103, 8004974-5 46 och dess kollektorelektrod 1118 är ansluten direkt till en högre likspänningskälla E3. vilken visas med en magnitud på plus 75 volt.

Såsom diskuterats tidigare ovan i samband med diskus- sionen av uppfinningens bakgrund visas olika arrangemang av seriekopplade transistorer med stegade spänningskällor med ökande magnitud i tidigare känd teknik. Det förmodas att en bättre förståelse av arbetsegenskaperna hos föreliggande upp- finning uppnås om en detaljerad beskrivning av föreliggande uppfinning föregås av en allmän diskussion av det allmänna arbetssättet för tidigare kända anordningar som utnyttjar ett arrangemang med seriekopplade transistorer med stegade spän- ningskällor.

När signalspänningen vid de tidigare kända arbetsmoder- na är relativt liten (exempelvis under 25 volt) skulle endast den första transistorn Q1101 vara ledande och hela effekten skulle härröra från 25 volts effektkällan E1. Den uppenbara fördelen är att det föreligger ett lägre spänningsfall över transistorn Q1101 och sålunda en ökning i effektivitet.

När signalspänningen starkt närmar sig värdet för den första spänningsnivån pålägges signalspänningen då i tidigare kända anordningar på något sätt till basen av transistorn Q1103 för att göra denna ledande, så att effekten härrör från 50 volts källan E2, varvid 25 volts källan blockeras av dio- den D1101. Fastän signalen fluktuerar mellan 25 volt- och 50 voltnivån sker i huvudsak hela eller åtminstone huvuddelen av spänníngsfallet över den andra transistorn Q1103.

När signalspänningen stiger över 50 voltsniván pålägges på liknande sätt spänningssignalen till basen av transistorn Q1105 för att göra denna ledande och sålunda härleda effekten från 75 volts effektkällan E3. Med signalspänningen fluktue- rande mellan SO och 70 voltsnivàn sker även i huvudsak hela eller åtminstone huvuddelen av spänningsfallet över den tredje transistorn Q1105. Vad gäller tidigare kända anordningar måste sålunda var och en av transistorerna vara konstruerad med kapacitet att motstå det spänningsfall som pàlägges över transistorn vid de strömnivåer som existerar vid de olika 8004974-5 47 spänningsnivåerna.

I det följande hänvisas återigen till fig. 11. För diskussionen av föreliggande uppfinning observeras att signal- ingångsterminalen 1102 via en operationsförstärkare 1120 är ansluten till en förspänningstransistor Q1113. Kollektor- elektroden av transistorn Q1113 är via ett motstånd R1101 ansluten till en plus 75 volts källa. Baselektroden 1122 av transistorn Q1101 är ansluten till en förbindelsepunkt mellan motståndet 111101 och translatorn Q1113 för tillhandahållande av en framàtförspänning till transistorn Q1101. Baselektroden 1124 av den andra transistorn Q1103 är ansluten till ett första switch- och styrorgan 1126, och baselektroden 1128 av den tredje transistorn Q1105 är ansluten till ett andra switch- och styrorgan 1130.

Den andra uppsättningen av transistorer Q1103, Q1109 och Q1111 är ansluten på liknande sätt. Sålunda är förspän- ningstransistorn Q1113 ansluten i serie med ett motstånd R1103 till en minus 75 volts källa, varvid baselektroden 1132 av transistorn Q1107 är ansluten till en terminal mellan transis- torn Q1113 och motståndet R1103. Respektive baselektroder 1134 och 1136 av transistorerna Q1109 och Q1111 är anslutna till ett tredje switch- och styrorgan 1138 respektive ett fjärde switch- och styrorgan 1140. Negativt stegade spännings- källor E4, E5 och E6 är anordnade på samma sätt som källorna E1, E2 och E3.

Såsom framgår av fig. 11 går ingången frän 1102 från en operationsförstärkare 1120 till basen 1142 av förspännings- transistorn Q1113. Det finns en återkoppling från utgàngsför- bindelsen 1144 mellan transistorerna Q1101 och Q1107 tillbaka genom motstånden R1105 och R1107 till jord. Från förbindelsen 1146 mellan transistorerna R1105 och R1107 finns en återkopp- lingsanslutning tillbaka till operationsförstärkaren 1120.

Motstånden R1109 och R1111 erbjuder en begynnelseförspänning till transistorerna Q1101 resp. Q1107.

Den allmänna funktionen av vart och ett av switch- och styrorganen 1126, 1130, 1138 och 1140 är att göra mot- svarande transistor ledande vid lämplig tidpunkt och att sedan 8004974-5 48 fördela spänningsfallet över motsvarande transistor i och för minimering av den effekt som måste läcka ut från någon av transistorerna vid varje tidpunkt. Det sätt på vilket detta åstadkommes kan bäst beskrivas under hänvisning till graferna i fig. 12A, 12B och 12C.

I fig. 12A är spänningsfallet över den första transis- torn Q1101 plottat mot utgångsspänningen. Antag att signal- spänningen har stigit till en låg nivå på 5 volt. Denna spän- ning pålägges transistorn Q1101 för att göra densamma ledande i och för överföring av ström från den positiva 25 volts källan E1 genom transistorn Q1101 och till utgångsterminalen 1108. Sålunda kommer spänningen på utgàngsterminalen 1108 att vara approximativt 5 volt, och spänningsfallet över transistorn Q1101 kommer att vara approximativt 20 volt. När signalströmmen ökar till ett värde närmare 25 volts nivån ökar spänningsnivån på utgángsterminalen 1108, medan spännings- fallet över transistorn Q1101 sjunker.

När signalspänningen ligger inom en eller två volt från 25 volts nivån blir det första switch- och styrorganet 1126 aktivt och leder ström till baselektroden 1124 av transistorn Q1103 vid en spänningsnivå mellan nivån för utgångsspänningen och värdet av den positiva 50 volts källan E2. Graferna i fig. 12A och 12B illustrerar detta förhållande på ett något idealiserat sätt, varvid det första switch- och styrorganet 1126 fungerar för att pålägga en spänning på baselektroden 1124 mitt emellan utgångsspänningen och plus 50 volts nivån vid E2, så att spänningsfallet över de två transistorerna Q1101 och Q1103 förblir i huvudsak lika för alla utgångs- spänningar mellan 25 och 50 volt. I den faktiskt visade utföringsformen skulle fördelningen av spänningsfallet över transistorerna Q1101 och Q1103 avvika något från denna ideali- serade situation.

När signalspänningen kommer mycket nära 50 volts nivån gör det andra switch- och styrorganet 1130 den tredje tran- sistorn Q1105 ledande och överför även basström till bas- elektroden 1128 av Q1105 vid en tillräckligt hög spänning, så att endast en del av det totala spänningsfallet är över 8004974-5 49 transistorn Q1105. På liknande sätt fortsätter det första switch- och styrorganet 1126 att tillföra ström till bas- elektroden 1124 av transistorn Q1103 så att spänningsfallet över Q1103 är inom dess tilldelade andel av det totala spän- ningsfallet över de tre transistorerna Q1105, Q1103 och Q1101. Återigen visas denna något idealiserade situation i fig. 12A, 12B och 12C, av vilka framgår att när utgångsspän- ningen ligger mellan 50 och 75 volt, spänningsfallet är lika fördelat mellan alla tre transistorerna. I praktiken skulle fördelningen ej vara så exakt.

Det sätt på vilket de fyra switch- och styrorganen 1126, 1130, 1138 och 1140 arbetar kommer nu att beskrivas. Eftersom de fyra switch- och styrorganen är i huvudsak identiska kommer endast det första organet 1126 att beskrivas i detalj.

I det första switch- och styrorganet 1126 finns en styrtransistor Q1115 vars kollektorelektrod 1148 är ansluten till baselektroden 1124 av den andra effekttransistorn Q1103.

Baselektroden 1150 av transistorn Q1115 är ansluten till en förbíndelsepunkt 1152 mellan två spänningsdelande motstånd R1113 och R1115. Den andra änden av motståndet R1113 är ansluten till en positiv 75 volts terminal, medan den andra änden av motståndet R1115 är ansluten till jord.

Emitterelektroden 1154 av transistorn Q1115 är via ett motstånd R1117 ansluten till en förbindelsepunkt 1156 mellan två spänningsdelande motstånd R1119 och R1121. Den andra änden av motståndet R1121 är ansluten till en positiv 75 volts källa, medan den andra änden av motståndet R1119 är ansluten till huvudutgångsledningen 1158 som leder till ut- gångsterminalen 1108. En kondensator 1160 är ansluten parallellt med motståndet R1119 för att mildra snabba spän- ningsändringar över motstånden R1119 och R1121.

Såsom tidigare diskuterats ovan är det önskvärt att transistorn Q1103 blir ledande när signalspänningen (och följaktligen utgångsspänningen som bör vara i huvudsak iden- tisk med signalspänningen) när en nivå just under 25 volts nivån. Det är även önskvärt att leda strömmen till bas- elektroden 1124 av transistorn Q1103 vid en spänningsnivå 8004974-5 50 approximativt mellan utgångsspänningen och nästa stegade spänning i effektkällan, vilken är 50 volts nivån E2. När utgångsspänningen når approximativt 25 volts nivån är det följaktligen önskvärt att baselektroden 1124 av transistorn Q1103 har en tillförd ström vid en spänning approximativt mellan 25 och 50 volt.(exempelvis 37,5 volt).

Värdet av motstånden R1113 och R1115 väljs så att när en liten eller ingen basström flyter till baselektroden 1150 av transistorn Q1115, spänningen vid förbindelsepunkten 1152 är approximativt 37,5 valt. värdena av de två motstånden R1119 och R1112 väljs så att när utgångsspänningen når inom en eller två volt från spänningen på den lägsta effekttermi- nalen (dvs 25 volt), spänningen vid punkten 1156 är approxima- tivt 38,2 volt, så att en framförspänning pålägges emitter- elektroden 1154 av transistorn Q1115 för att bringa transistorn Q1115 till ledande tillstånd och överföra basström till bas- elektroden 1124 av transistorn Q1103. Eftersom kollektor- elektroden 1114 av transistorn Q1103 tenderar att följa spänningen av baselektroden 1124 inom en del av en volt skulle den omedelbara effekten vara att bringa spänningen på emitter- elektroden 1112 av Q1103 till approximativt 37,5 volt. Vid en utgångsspänning på approximativt 25 volt skulle sålunda spän- ningsfallet över transistorn Q1103 vara approximativt 12,5 volt och spänningsfallet över transistorn Q1101 vara approximativt 12,5 volt, varigenom förlusteffekten delas lika mellan Q1101 och Q1103.

När signalspänningen ökar inom 25-50 voltsområdet ökar även spänningen vid förbindelsepunkten 1156 och tenderar denna att driva spänningen vid emitterelektroden 1154 av transistorn Q1115 uppåt. Detta medför en ökning av strömmen till baselektroden 1150 av Q1115, vilket ökar spänningen vid förbindelsepunkten 1152 till en nivå närmare spänningen på emitterelektroden 1154 och vilket även bringar transistorn Q1115 till att bli mera ledande så att mera ström tillföres baselektroden 1124 av transistorn Q1103 vid en ännu högre spänning. Effekten av detta är att öka spänningen på emitter- elektroden 1112 på transistorn Q1103 ännu högre (dvs närmare 50 volts nivån). När sålunda utgångsspänningen ökar från 8004974-5 51 25 volts nivån mot 50 volts nivån minskar spänningsfallet över transistorn Q1103 för fördelning av spänningsfallet mellan transistorerna Q1103 och Q1101.

När signalspänningen når den andra effektkällans inkrementnivå (dvs 50 volts nivån) är i huvudsak hela spän- ningsfallet över belastningen och endast ett litet spännings- fall över de två transistorerna Q1101 och Q1103. Vid denna tidpunkt blir det andra switch- och styrorganet 1130 verksamt för att göra den tredje transistorn Q1105 ledande. Eftersom detta àstadkommes på i huvudsak samma sätt som för det första switch- och styrorganet 1126 kommer verkan av organet 1130 att endast kort sammanfattas.

Figuren visar en styrtransistor Q1117 med en kollektor- elektrod 1148a ansluten till baselektroden 1128 av transistorn Q1105. Ett par spänningsdelande motstånd R1113a och R1115a alstrar en spänningsnivå på approximativt 62,5 volt vid för- bíndelsepunkten 1152a. De två spänningsdelande motstânden R1119a och R1121a är även anordnade så att när utgàngsspän- ningen når en nivå just under 50 volts nivån, spänningen vid förbindelsepunkten 1156a är approximativt 63,2 volt.

När sålunda utgàngsspänningen kommer ganska nära 50 volts nivån pålägges en framförspänníng mellan emitter- elektroden 1154 av transistorn Q1117 och baselektroden 1150a för att göra transistorn Q1117 ledande, varigenom basström pålägges baselektroden 1128 av transistorn Q1105 för att göra transistorn Q1105 ledande. Så snart som Q1105 blir ledande stiger spänningen av emitterelektroden 1106 av Q1105 till en nivå nära nivån för baselektroden 1128 av Q1105 (dvs approxi- mativt 63,2 volt). Detta bringar dioden D1103 att blockera bort 50 volts effektkällan, så att hela effekten härleds från 75 volts effektkällan.

När utgångsspänningen är något över 50 volt ligger den spänning vid vilken ström avges genom transistorn Q1115 till baselektroden 1124 av transistorn Q1103 mellan utgångsspän- ningen och spänningen av strömmen till baselektroden 1128 av transistorn Q1105. Sålunda fördelas spänningsfallet från 75 volts källan till nivån just över 50 volt som avges till 8004974-5 52 utgångsterminalen 1108 mellan de tre transistorerna Q1101, Q1103 och Q1105. När utgångsspänningen ökar ytterligare mot 75 volts nivån ökar spänningarna vid förbindelsepunkterna 1156 och 1156a proportionellt mot ökningen av spänningen av de strömmar som avges till baselektroderna 1124 och 1128 av transistorerna Q1103 resp. Q1105, vilket ökar spänningsnivån vid respektive emitterelektroder 1112 och 1116 av transisto- rerna Q1103 och Q1105. Följaktligen fortsätter spänningsfallet över de tre transistorerna Q1101, Q1103 och Q1105 att fördelas mellan de tre transistorerna. Såsom tidigare antytts är fördelningen som illustreras i graferna i fig. 12A, 12B och 12C något idealiserad, och det verkliga spänningsfallet kommer att avvika något från exakt lika fördelning.

Driften av det tredje och fjärde switch- och styrorga- net 1138 och 1140 är i huvudsak detsamma som driften av det första och andra switch-styrorganet 1126 resp, 1130, med undantag av att organen 1138 och 1140 arbetar på den negativa delen av ingångssignalen. Följaktligen kommer driften av organen 1138 och 1140 ej att beskrivas i detalj.

Det är tillräckligt att observera att transistorn i switchstyrorganet 1138 är betecknad Q1119, medan styrtransis- torn i switchstyrorganet 1140 är betecknad Q1121. Styr- transistorerna Q11H9ochQ1121 verkar på i huvudsak samma sätt som motsvarande transistorer Q1115 och Q1117 för att göra effekttransístorerna Q1109 och Q1111 ledande vid de rätta negativa spänningsnivåerna. Transistorerna Q1119 och Q1121 styr även spänningsnivån av emitterelektroderna av transi- storerna Q1109 och Q1111 för fördelning av spänningsfallet över de tre transistorerna Q1107, Q1109 och Q1111.

I fig. 13 visas ett alternativt arrangemang av utgångs- stegstransistorerna och transistorstyrorganet för användning i en audioförstärkare av den typ som illustreras i fig. 11.

Speciellt har de komponenter i fig. 13 som är identiska med komponenterna i fig. 11 identifierats med samma hänvisnings- beteckningar. De spänningsdelande motstånden R1115 och R1113 är valda så att spänningen vid 1152 kommer att vara 37,5 volt när spänningen vid 1156 når approximativt 38 volt, såsom 8004974-5 53 beskrivits ovan, varigenom transistorn Q1115 bringas att leda.

Detta bringar i sin tur emíttern på transistorn Q1103 att hoppa upp til 37,5-voltsnivån, vilket höjer ingángsspänningen till transistorn Q1101 till 37,5 volt. Didoden D1101 verkar nu för att blockera bort 25-voltseffektkällan. När utgångs- signalen på ledningen 1158 stiger mot 50 volt stiger även spänningen vid 1156 uppåt mot 50-voltsnivån. Vid den tidpunkt när audiosignalen när 50-voltsnivàn har även spänningen vid 1156 nått 50 volt, varigenom spänningen som tillföres kollek- torn Q1110 av Q1101 ökas till 50 volt.

Driften av kretsenenligtfig. 13 är identisk med den enligt fig. 11 fram till denna punkt. När emellertid ingångs- signalspänningen ökar ytterligare ovanför 50 volt verkar transistorstyrningen 1130 för att koppla pà transistorn Q1105, vilket bringar potentialen pà emittern Q1116 av Q1105 att direkt läggas på kollektorn av transistorn Q1101 via dioden D1303. På grund av förspänningen vid 1156a vid denna tidpunkt kommer potentialen som pålägges kollektorn av Q1101 att vara 67,5 volt. Detta kommer att ha effekten av backspänning av dioden D1301 för att bringa spänningen från källan E3 att direkt påläggas transistorn Q1101 genom transistorn Q1105.

Fig. 14 är en graf representerande driften av kretsen enligt fig. 13, varvid linjen 1401 representerar utgångsspän- ningen på ledningen 1158 i fig. 11 och linjen 1402 represente- rar spänningen som pàläggs kollektorn Q1110 av transistorn Q1101.

En föredragen utföringsform av den vänstra och högra kanalen av en stereoförstärkare konstruerad i enlighet med föreliggande uppfinning illustreras i fig. 15A, 15B och 16.

Till att börja med betraktas den vänstra kanalen 1500 illust- rerad i fig. 15A och 15B. En insignal till den vänstra kanalen mottages vid terminalen 1502 och förbehandlas i ett högfrek- vensfilter 1504 som skalar av frekvenser över 20 kHz. Detta filter verkar för att förhindra transient inter-modulations- distorsion. Sedan ingångssignalen lämnat filtret 1504 når den en operationsförstärkare 1506 och därefter transistorer Q1501 och Q1503, vilka delar insignalen i positiva och negativa 8004974-5 54 halvor. Den positiva halvan av signalen matas till den övre halvan av den vänstra kanalens förstärkare och den negativa halvan av signalen matas till den undre halvan av den vänstra kanalens förstärkare. På grund av att de övre och undre hal- vorna av den vänstra kanalens förstärkare är symmetriska kommer endast den övre halvan att beskrivas i detalj.

Transistorns Q1501 utsignal nivåskiftas uppåt genom verkan av motstånd R1512 och R1513 till basen av transistorn 1505. Signalen som uppträder på transistorns 1505 utgångs- kollektor överföres till en transistor 1509. Vid mycket låga utgångseffektsbehov flyter emitterströmmen från transistorn Q1509 genom serieanordnade dioder 1508 till basen av en ut- gångstransistor Q1513, varefter transistorn Q1513 börjar att leda. Ström från 25-voltseffektkällan 1512 passerar sedan genom utgàngstransistorn Q1513 till en utgångsinduktans 1510 och vidare till högtalaren.

När utgångsspänningar över omkring 25 volt erfordras härleds förstärkarutgàngsströmmen från 50-voltseffektkällan 1514 genom utgångstransistorn Q1517. När på liknande sätt utgångsspänningar över 50 volt erfordras driver transistorn Q1509 utgångstransistorn Q1521 för att härleda ström från 75-voltseffektkällan 1516. En switchkrets 1518, innefattande transistorerna Q1525 och Q1527, verkar för att fördela spän- ningsfallet över effekttransistorerna Q1513, Q1517 och Q1521.

Den vänstra kanalens förstärkare innefattar en över- strömsskyddskrets 1520. Vid en kortslutning över utgångs- transistorerna drages starka strömmar genom förstärkaren, varvid ett spänningsfall alstras över utgångstransistorns Q1513 emittermotstànd R1571. Detta spänningsfall kopplar i sin tur in överströmsskyddstransistorn Q1533, och den ström som normalt flyter genom transistorn Q1505 till basen av transistorn Q1509 avleds i stället till att flyta genom kollektorn av överströmsskyddstransistorn Q1533. När transistorn Q1509 så- lunda berövas sin drivström kommer den ej att kopplas in och kommer utgàngstransistorerna ej att leda. Följaktligen för- hindras de högeffektsförluster som annars uppträder under kortslutningsförhållanden. 8004974-5 55 Övergångsdistorsion minimeras genom verkan av transis- torer Q1537 och Q1539 i en övergångsinhiberingskrets 1522.

Transistorerna Q1537 och Q1539 bildar tillsammans med de 1-2-3-4-serieanordnade dioderna 1524, motstànden R1520 och R1521 samt kondensatorn C1513 ett förspänningsnät som utvecklar ett litet framàtriktat spänningsfall mellan baserna av transi- storn Q1509 i den övre halvan av den vänstra kanalens för- stärkare och transistorn Q1511 i den undre halvan av förstär- karen. Detta framåtriktade spänningsfall bringar transistorer- na Q1509 och Q1511 till gränsen för ledning. När en audiosig- nal mottages av förstärkaren kommer Q1509 och Q1511 omedelbart att leda utan diskontinuitet i förstärkarens utgàngsvågform, varigenom en mycket låg distorsion av audiosignalen erhålles.

För enkelhets skull är värdena av kondensatorerna och motstånden som används i kretsen enligt fig. 15A och 15B listade i tabell II nedan.

Fig. 16 illustrerar ingångsdelen av kretsen för den högra kanalens förstärkare. Den högra kanalens förstärkare innefattar ett nätverk för skiftning av den inkommande signa- lens fas med 1800 för bättre utnyttjande av förstärkarens effekttillförsel. I alla andra avseenden är den högra kanalens förstärkarkrets identisk med den vänstra kanalens förstärkar- krets enligt fig. 15A och 15B.

Statistisk analys av stereoljudradioutsändningar indi- kerar att det övervägande flertalet av audiosginaler som är associerade med en kanal i sådana sändningar är i fas med audiosignalerna med den andra kanalen. Tidigare kända hifi- förstärkare behandlar i allmänhet inkommande stereosignaler utan någon modifiering av fasen mellan kanalerna och arbetar i vad som brukar benämnas osymmetriskt sätt (single ended fashion). Komponenterna i en stereoförstärkare som arbetar på osymmetriskt sätt tenderar emellertid att avtappa tillkommande energi från effektkällan. När förstärkarutsignalspänningen är hög avger den positiva sidan av effektkällan effekt till båda kanalerna, men den negativa sidan av effektkällan arbetar ej.

När förstärkarutspänningen är låg avger den negativa sidan av effektkällan effekt till förstärkaren, men den positiva 8004974--5 56 sidan arbetar ej.

Större effektivitet kan erhållas från förstärkaren om båda sidorna av effektkällan arbetar kontinuerligt. I sådana situationer säges effektkällan arbeta i brygga. Effekt kan i bryggmoden avges till en tvåkanals stereoförstärkare genom invertering av de inkommande signalerna i en av förstärkar- kanalerna och efterföljande av båda kanalerna i ett "urfas"- förhållande. Såsom ett resultat av ändringen i fasförhållandet mellan de för övrigt i allmänhet likfasiga stereosignalerna kommer den positiva effekten att alltid erfordras av en av de två förstärkarkanalerna, medan den återstående kanalen under en given effektcykel kommer att erfordra den negativa effekten.

Oberoende av värdet av förstärkarutspänningen kommer sålunda både den positiva och negativa avvikelsen av effektkällan att utnyttjas under varje effektcykel. Den större effekt som blir tillgänglig vid förstärkarutgàngen på grund av det faktum att effektkällan utnyttjas mera effekt kan öka den utgående effek- ten med omkring 15 - 20 %.

I fig. 16 betecknas den högra kanalen av förstärkaren med hänvisningsbeteckningen 1600. Audioinsignalen till den högra kanalen mottages vid en terminal 1601 och matas till det inverterande nätet 1602. Det inverterande nätet, som består av kondensatorer C1601 och C1603 i kombination med motstånd R1601, R1603 och R1605, driver den inverterande terminalen av operationsförstärkaren 1604. Värdena av nätets komponenter är listade i tabell III nedan. Drivning av opera- tionsförstärkarens1604 inverterande terminaler alstrar en utgångssignal som är 1800 ur fas med ingàngssignalen. Såsom diskuterats ovan är huvuddelen av audiosignalerna i varje kanal i en stereoutsändning i fas. Följaktligen resulterar användande av inverterande nät i allmänhet i en 180°-íg fasskillnad mellan driften av den vänstra kanalen och driften av den högra kanalen i förstärkaren.

Fig. 17 visar en föredragen utföringsform av effekt- källan för den vänstra och högra kanalens förstärkare enligt fig. 15A, 15B resp. 16. När en switch 1700 i fig. 17 är stängd börjar ström att flyta från växelströmsledningen 1702 genom 8004974-5 57 ett fasskiftsnät 1704 till en diac 1706 och en triac 1708.

Triacen 1708 tänder, vilket gör det möjligt för ström att flyta genom primärlindningen 1710a av en transformator 1710.

Magnetfältet i primärlindningen 1710a byggs upp, vilket över- för energi till transformatorns sekundärlindning 1710b och sedan till elektrolytiska energilagringskondensatorer 1716, 1718 och 1720. Lagringsknndensatorn 1716 är konstruerad att upprätta en konstant 25 volts utsignal vid 25-voltseffekt- källan, kondensatorn 1718 är konstruerad att bibehålla en konstant 50 volts utsignal vid 50-voltseffektkällan och kondensatorn 1720 är konstruerad att bibehålla en konstant 75 volts utsignal vid 75-voltseffektkällan. Kondensatorerna 'blir fullt laddade inom de första 100 millisekunderna efter att effektkällan inkopplats.

När spänningarna på de tre effektkällorna når de före- dragna spänningsnivåerna på 25, 50 och 75 volt bringas styr- transistorn Q1701 till ledning och flyter emitterströmmen från Q1701 genom en lysdiod 1712. Såsom gensvar på emitter- strömmen utsände: lysdioden 1712 ett rött ljus som lyser på en fotoresistor 1714 och sänker dess fotoresistansvärde.

Sänkningen av resistansvärdet för fotoresistorn 1714 verkar i sin tur för att shunta en del av strömmen som flyter genom fasskiftsnätet 1704,vilketskiftar fasen av växelströmsled- ningens signal och bringa: diacen 1706 och triacen 1708 att tända vid senare punkter på den inkommande växelströmsled- ningens sinusvàg. Ändringar i tändningspunkten för diacen och triacen alstrar variationer i ledningsvinklarna och motsvarande variationer i förstärkarutgângsspänningen. Sådana variationer erbjuder ett medel att följa audiosignalen när audíosignal- frekvensen är under effektkällans repetitionsfrekvens, exempelvis under en frekvens av 120 Hz (2 x 60 Hz). Den inkommande audiosignalen summeras vid förbindelsepunkten mellan motstánden R1765 och R1767 och lågpassfiltreras med tidskons- tanten för parallellkombinationen av motstánden R1765, R1767 och kondensatorn C1733. Den resulterande signalen likriktas sedan genom díoden D1709 för att bilda en likspänning som är 8004974-5 58 proportionell mot effektförstärkarens utsignal. Denna propor- tionella likspänning pålägges en kondensator C1735, från vilken den matas till styrtransistorn Q1701. Styrtransistorn Q1701 styr därefter driften av lysdioden 1712 för att variera tids- konstanten av fasskiftsnätet 1704 såsom diskuterats ovan, varigenom alstras större förstärkarutgångsspänningar under högsignalförhållanden och lägre utgångsspänningar under låg- signalförhållanden. Effektkällans utsignal följer sålunda effektivt de inkommande audiosignalerna med frekvenser i det låga audioområdet. Denna följningsförmåga gör det möjligt att ytterligare reducera kostnaden, storleken och vikten av för- stärkarenheten. Automatisk avstängning av effektkällan enligt fig. 17 såsom ett resultat av överströmsförhàllanden uppnås via användande av operationsförstärkaren 1722 och transisto- rerna Q1703 och Q1705. Om ett felförhållande resulterar i att överström avges till audioförstärkaren matas en överströms- utlösningssignal från kretsen i fig. 15A till basen av transistorn Q1707. Transistorn Q17Q7 inkopplas, vilket bringar , ingángsporten av operationsförstärkaren 1722 att gå till hög ' nivå. Operationsförstärkarens 1722 utgång går ävenledes till hög nivå, vilket kopplar in transistorerna Q1703 och Q1705.

Transistorns Q1705 emitter är ansluten till 25-voltskällan och , transistorns Q1705 kollektor är ansluten till kondensatorerna C1723 och C1725. När transistorn Q1705 inkopplas överföres laddningen från 25-voltskällan till kondensatorerna C1723 och C1725. Ström flyter sedan genom lysdioden 1712, vilket bringar lysdioden att lysa med ett starkt sken på fotoresistorn 1714.

Fotoresistorns 1714 resistans sänks följaktligen till ett värde tillräckligt för att shunta i huvudsak hela strömmen från fasskiftsnätet 1704, varigenom effektkällan frånkopplas.

När effektkällan är frànkopplad bibehålles lysdioden 1712 i ett upplyst förhållande genom laddningen som är lagrad på kondensatorerna C1723 och C1725. Efter en kort tidsperiod (dvs någonstans mellan 1/2 och 1 minut) avges laddningen på kondensatorerna C1723 och C1725 via lysdioden och börjar denna att mörkna igen. Fotoresistorns 1714 resistans börjar följakt- ligen att stiga och effektkällan blir åter inkopplad. Om 8004974-5 59 felförhàllandet har avlägsnats förblir effektkällan inkopplad och fungerar audioförstärkare såsom tidigare. Om emellertid felet fortfarande existerar aktiverar överströmsutlösningsled- ningen transistorn Q1707 och upprepas effektavstängningsfrek- vensen.

Ett överspänningsutlösningsnät indikeras vid 1724.

Audiosignalen från audioförstärkarens utgång driver nätverket, som innefattar motstånd R1751, R1753, R1755, R1757 och R1759, en kondensator C1731 och dioder D1701 och D1703 för bildande av en likströmssignal som representerar tidsmedelvärdet av den halvvägs likriktade audiosignalen. Observera att dioderna D1701 och D1703 verkar både som ELLER-grindar och likriktare.

Utsignalen vid förbindelsen mellan motstånden R1751 och R1753 (exempelvis audiospänningens tidsmedelvärde) laddar kondensa- torn C1731. Kondensatorn C1731 är vald så att ett värde representerande ett förutbestämt överspänningsvärde kommer att bringa kondensatorn C1731 att utlösa operationsförstärkaren 1722, varefter transistorerna Q1703 och Q1705 inkopplas för att stänga av effektkällan på ett sätt som är analogt med det som inträffar under överströmsförhållanden.

Om av någon anledning (dvs förstärkarfelfunktion eller om en tonarm tappas) en likströmskomponent uppträder på för- stärkarens utgång, kommer en likspänning att uppträda vid förbindelsen mellan motstånden R1761 och R1763. Denna spän- ning leds genom 1ikströmsfelutlösningsledningen 1726 till operationsförstärkaren 1722, vilket bringar operationsför- stärkaren att utlösa. När likströmskomponenten är positiv kommer dioden D1705 att leda till den positiva porten av operationsförstärkaren 1722 och kommer operationsförstärkaren att gå till hög nivå. När likströmskomponenten är negativ kommer dioden D1707 att leda till den negativa eller inver- terande porten av operationsförstärkaren 1722 och kommer operationsförstärkarens utgång att ävenledes gå till hög nivå.

I båda fallen kommer effektkällan att stängas av efter switch- ningen av transistorerna Q1703 och Q1705 och aktiveringen av lysdioden 1712.

Tabeller visande värdena av de olika motstànden och 8004974-5 so kondensatorerna som illustrerades i figurerna 15A, 15B, 16 och 17 följer nedan. Såsom nämnts ovan innehåller tabell II en lista för kretsen enligt fig. 15A och 15B. Tabell III innehåller komponenterna för det inverterande nätet i fig. 16, medan tabell IV visar föredragna värden för motstånden och kondensatorerna i kretsen enligt fig. 17.

TABELL II VÄRDEN Av MoTsTANn ocH KoNDENsAToRER I DEN vÄNsTRA KANALENs FöRsTÄRKARE I FIG. 15A och 1513 Motstånd RlSOl ~ l5kn Rl526 - 39kSL Rl55l - ZZkD.

Rl502 - Zkn. Rl527 - 10051 Rl552 - lßkn, Rl503 - 6,2k§7_ _ Rl528 - 100.0. Rl553 - 4,7kíl Rl504 -390n Rl529 - lkfi. Rl554 - 399.

Rl505 - 2,79 _Rl530 - 5,6k9. Rl555 - 27k9. 111506 ~ 9,lkšl .Rl53l - 1209., Rl556 - 4,79.

Rl507 - l,5kn. Rl532 - lkš). Rl557 - 3,3kS1 121508 - l,5'f:O_ Rl533 - 5,6k§1. Rl558 - 2,2k.0.

Rl509 - 9,lkQ 111.534 ~ 12051 Rl559 - 3,3k§)_ Rl5l0 - l,5kQ. Rl535 - l,5kS"L Rl560 - 33Q.

Rl5ll - l,5kfl. .Rl536 - 1,5k.S1 Rl56l - _ 2,7kn.

Rl5l2 - 4,7kS1 RlS37 - 2,4kS1 121562 - 2,7k.O.

Rl5l3 -9l0fi Rl538 - 22kD. 121563 - lOkD.

Rl5l4 - 47.0. Rl539 - 22kS1 Rl564 - 220.0.

Rl5l5 - lkSL Rl540 - l8kS°L RlS65 - 2209.

Rl5l6 - 4,7k$1 Rl54l - 4,7_k9. Rl566 - 6,251.

Rl5l7 _-9l0§7_ - Rl542 - 39.0. Rl567 - 220.0.

Rl5l8'- 4757. Rl543 - 27k9. Rl568 - 220.0.

R15l9 - lkSL Rl544 - 4,7k.Q. Rl569 - 5651.

RlSZO - l2k§L Rl545 - 3,3kSL Rl570 - 629 Rl52l - 5,6kS1 Rl546 - 2,2k.0. Rl57l - 0,111 121522 - Skil Rl547 - 3,3k$1 Rl572 - 0,151 R1523 ~ 1.051 Rl548 - 33.0. Rl573 - 2,79.

Rl524 - 10.0. Rl549 - Zgikíl. Rl574 - 2,711. 111525 ~ lZKSI Rl550 - 22kSL 8004974-5 61 TABELL II (forts.) Kondensatorer Cl50l - 200 pF C151? ~ 0,01 F Cl53l ~ 180 pF Cl503 - 0,001 F Cl5l9 - 0,01 F Cl533 - 0,039 F ClS05 - 470 uF Cl52l - 22 uF Cl535 - 0,039 F Cl507 ~ 100 pF Cl523 - 0,0033 E Cl537 - 0,1 F Cl509 - 100 pF Cl525 - 22 uF 'Cl539 - 0,1 F Cl5ll - 200 pF C152? - 0,0033 F Cl54l - 0,33 F Cl5l3 - 4,7 uF- Cl529 - 180 pF Cl543 - 0,33 F clsls - 10 pF 0 TABELL I I I VÄRDEN Av MoTsTAND ocH KoNDENsAToRER I DET INVERTERANDE NÄTET 1 DEN HöGRA KANALENs FöRsTÄRKARE I FIG. 16 Motstånd Kondensatorer R1601 - 3kfl- ' _ 01601 - 200 pF msos ~ 1z1 R1605 - 15k!! 8004974-5 62 TABELL IV VÄRDEN Av MOTSTÅND ocH KONDENSATORER ANVÄNDA I EFFEKTKÄLLAN ENLIGT FIG. 17 Motstånd R1701 - 1,2k:L R17o3 - lsokšz Rlvos - laokíz R17o7 - 27ks1 R17o9 - zvksz ' R1711 - lsoksl R1713 - 1,5kS1 Rlvls ~ 39011 R1717 - saofl R1719 ~ zoosl R17z1 - ssox1 R1723 - loksl Kondensatorer clvol - o,1F clvos - o,o13E c17o5 - o,o1F c17o7 - zzoouw c17o9 - 22oouF c1711 - 22oouF Rl725 - Rl727 - Rl729 - Rl73l - Rl733 ~ Rl735 - Rl737 ~ Rl739 - Rl74l - Rl743 - Rl745 ~ Cl7l3 Cl7l5 Cl7l7 Cl7l9 Cl72l Cl723 9,1 megšl SIOKQ. s,sk9§ s,sks1 zzkfl líl 3,6k§l zokil' l00kKL 200k§L 20k§L - 2200uF - 2200uF - 2200uF - 3000uF ~ 3000uF - 2200uF Rl747 RI749 Rl75l - Rl753 Rl755 Rl757 Rl759 Rl76l Rl763 Rl765 Rl767 c;72s c1727 c1729 c1731 c1733 cl735 2 megfl 1,6 megfl l99k§l 3,3ks1 3,3kS2 4,7k§L 4,7kQ. 3,3kSL 6,8kSl 30k§l 60kfL 2200uF 22uF 47uF 0,033F 2,2uF 2,2uF 8004974-5 63 Ovan beskrivna förstärkarkrets och metoder har särskild ekonomisk betydelse vid audioförstärkare. Principerna som beskrivs här möjliggör en dramatisk minskning av vikten och kostnaden för erbjudande av lämpliga effektkällor och effekt- transistorer för hifi-audioförstärkare och är speciellt lämpa- de för stereofoniska system.

Såsom ett exempel på de drastiska viktreduktioner som är möjliga genom realisering av principerna enligt denna uppfinning kan nämnas att en färdigställd kommersiell utförings- form av ett effektaggregat och en förstärkare med en maximal uteffekt på 400 W väger endast 4 kg. I kontrast härtill väger den lättaste tidigare kända kommersiella förstärkaren med jämförbar maximal uteffekt approximativt 16 kg.

Claims (16)

8004974-5 64 PATENTKRAV

1. l. Sätt att tillföra effekt till en förstärkare konstruerad att förstärka en audiosignal genom matning av sinusformigt va- rierande spänning till primärsidan av en transformator vars sekundärsida är ansluten till förstärkaren, i och för tillför- sel av effekt till förstärkaren i proportion till den mängd effekt som erfordras för förstärkaren för förstärkning av audiosignalen och genom styrning av strömflödet genom trans- formatorns primärlindning, k ä n n e t e c k n a t av, (a) begränsning av strömflödet genom primärlindningen såsom gensvar på magnituden av en styrsignal för att bringa ström att flyta endast under en förutbestämd del av varje halvcykel av sinusformigt varierande spänning, och (b) alstring av styrsignalen såsom gensvar på den tidsvarie- rande komponenten av audiosignalen som bestämmer den mängd effekt som erfordras av förstärkaren för förstärkning av audiosignalen på ett sätt som förhindrar strömflöde genom pri- märsidan åtminstone under en första del av varje halvcykel av den sinusformigt varierande matningsspänningen i beroende av maqnituden av den effekthestämmande komponenten av den audio- signal som förstärkas av förstärkaren.

2. Sätt enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a t av (a) att signalen leds till en baselektrod av en första transistor med en första strömförande elektrod ansluten till en belastningsterminal och en andra strömförande elektrod ansluten till en spänningskälla med lägre spänning, (b) att strömmen bringas att flyta från källan med den lägre spänningen genom den första transistorn under perioder när amplituden av signalen ligger inom ett undre förutbestämt om- råde, (c) att under perioder när signalen ligger inom ett högre förutbestämt område en styrström leds till en baselektrod av 8004974-5 65 en andra transistor, varvid den andra transistorn har en första strömförande elektrod ansluten till den andra strömfö- rande elektroden av den första transistorn och den andra tran- sistorn har en andra strömförande elektrod ansluten till en källa av högre spänning, och (d) att basström leds till baselektroden av den andra tran- sistorn vid en spänningsnivå mellan en spänning vid den högre spänningsterminalen och spänningen vid belastningsterminalen, varigenom spänningsfallet över den andra och första transis- torn delas av den andra och första transistorn.

3. Anordning för utförande av sättet enligt något av före- gående krav genom förstärkning av en audiosignal med en tids- varierande karakteristik, innefattande ett audioförstärkaror- gan för förstärkning av den tidsvarierande karakteristiken av audiosignalen i och för alstring av en utsignal svarande mot audiosignalen, varvid förstärkarorganet innefattar ett signal- mottagningsorgan för mottagning av audiosignalen och ett effektingångsorgan för mottagning av elektrisk energi i och för alstring av utsignalen, samt ett effektorgan för tillför- sel av effekt till förstärkarorganet, varvid effektorganet innefattar en transformator med en primärlindning och en sekundärlindning, varvid sekundärlindningen är ansluten till effektingångsorganet av förstärkarorganet, samt varvid primär- lindningen'är anordnad att anslutas till en effektkälla, k ä n n e t e c k n a d av ett effektstyrningsorgan (12, 116, 508, 708, 766, 1708) för åstadkommande av att variabel elektrisk energi överföres till primärlindningen (8, 104a, 500a, 700a, 1000a, 1710a) av transformatorn (10, 104, 500, 700, 1000, 1710) såsom gensvar på en styrsignal i och för in- ducering av motsvarande elektriska energi i sekundärlindningen (22, lO4b, 500b, 700b, 1000b, 1710b), och av ett styrsignal- alstringsorgan (16, 18, 118-130, 528, 1712) känsligt för den tidsvarierande karakteristiken av audiosignalen i och för ge- nerering av styrsignalen för effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 708, 766, 1708) i och för styrning av en karakteristisk egenskap av den energi som överföres till primärlindningen (8, 8004974-5 66 104a, 500a, 700a, l00Oa, 1710a) i motsvarighet till den tids- varierande karakteristiken av audiosignalen, i och för åstad- kommande av att effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 708, 766, 1708) till förstärkaren (2, 102, 1100, 1500, 1600) avger effekt av en magnitud som varierar med tiden på ett sätt som är relaterat till audiosignalens tidsvarierande karakteristik.

4. Anordning enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a d av att transformatorn (10, 104, 500, 700, 1000, 1710) har ett se- kundär-till-primärvarvsförhållande på under 1,0, varvid pri- märlindningen har en induktans över 30/uH och ett spol- trådsvirtal över nr 18.

5. Anordning enligt krav 3, varvid effektkällan innefattar en källa av kommersiellt tillgänglig, sinusformigt varierande matningsspänning med konstant frekvens inom audioområdet, k äran e t e c k n a d av att effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 708, 766, 1708) innefattar ett switchorgan (Q113, 508, 708, GTOa, GTOb, 1708) anslutet mellan källan (6, 132, 502, 702, 1702) och primärlindningen (8, 104a, 500a, 700a, l000a, 1710a) som arbetar i ett ledande tillstånd såsom gensvar på en styrsignal för en förutbestämd del av varje cykel av den sinusformigt varierande matningsspänningen, i och för åstadkommande av att den förutbestämda delen av den sinus- formigt varierande matningsspänningen pålägges över primär- lindningen (8,.104a, 500a, 700a, 1000a, 1710a) endast när switchorganet befinner sig i det ledande tillståndet, och att styrsignalalstringsorganet (16, 18, 118-130, 528, 1712) är känsligt för den tidsvarierande amplituden av audiosignalen för alstring av styrsignalen till effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 766, 1708), i och för styrning av ledningsperioden för switchorqanet (Q113, 508, 708, GTOa, GTOb, 1708) under varje cykel av den sinusformigt varierande matningsspänningen i motsvarighet till den tidsvarierande amplituden av audiosig- nalen, i och för minimering av den tidsandel av varje cykel av den sinusformigt varierande matníngsspänningen under vilken tomgångsströmmar passerar genom primärlindningen (8, 104a, 500a, 700a, 1000a, 17l0a). 8004974-5 67

6. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att switchorganet (Q113, 508, 708, GTOa, GTOb, 1708) innefat- tar en halvledarswitch (Q113, GTOa, GTOb, 1708) ansluten mel- lan källan och primärlindningen, varvid halvledarswitchen (Q113, GTOa, GTOb, 1708) göres ledande av styrsignalen, varvid styrsignalalstringsorganet (16, 18, 118-130, 528, 1712) matar variabla styrsignaler till halvledarswitchen (Q113, GTOa, GTOb, 1708) vid olika tidpunkter under varje cykel av den sinusformigt varierande matningsspänningen, i och för åstad- kommande av att halvledarswitchen (Q113, GTOa, GTOb, 1708) börjar leda vid olika tidpunkter i beroende av den tidsvarie- rande amplituden av audiosignalen.

7. Anordning enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av att effektstyrningsorganet (GTOa, GTOb) vidare innefattar ett organ (GTOb) känsligt för en avstängningsstyrsignal för av- stängning av strömflödet till primärlindningen (8, l04a, 500a, 700a, 1000a, l7l0a), att styrsignalalstringsorganet innefattar ett organ för alstring av en avstängningsstyrsignal på ett sätt som tillåter tillräcklig ström att flyta genom primär- lindningen (8, lO4a, 500a, 700a, 1000a, l7l0a) för att tillåta effekt av en magnitud som varierar med tiden i beroende av den tidsvarierande karakteristiken av audiosignalen, medan samti- digt flödet av tomgångsströmmar genom primärlindningen (8, 104a, 500a, 700a, 1000a,'1710a) minimeras.

8. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att styrsignalalstringsorganet (16, 18, 118-130, 528, 1712) innefattar en styrlänk (26, 124, R505, Rl709, Rl711) för av- givning av en elektrisk signal representerande den spännings- nivå som alstras av sekundärlindningen (22, lO4b, 500b, 700b, 1000b, l7l0b) till effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 708, 766, 1708), så att styrsignalen svarar på variationer i ut- gångsspänningen som alstras av effektstyrningsorganet (12, 116, 508, 708, 766, 1703).

9. Anordning enligt krav 8, k ä n n e t e c k n a d av att styrlänken (26, 124, R505, R1709, R1711) innefattar en elektro-optisk länk för förhindrande av övergång av väsentlig 8004974-5 68 elektrisk energi mellan primär- och sekundärlindningarna (8, 22, 1o4a, 1o4b, sooa, soob, 7ooa, 7oob, 171oa, 1710b) över styrlänken (1712, 1714).

10. Anordning enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a d av ett feltillståndsavkänningsorgan (1520, R1747) för avkänning av felfunktion av audioförstärkarorganet (1600), i och för alstring av en felsignal, varvid styrsignalalstringsorganet (1712) innefattar ett felsvarsorgan (1722) anslutet till fel- _tillståndsavkänningsorganet (1520, R1747) för att bringa den variabla styrsignalen att reducera den ledande arbetscykeln av halvledarswitchen (1708).

11. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av ett audiosignalfilterorgan (R1767, C1733, D1709, C1735, R1723) för alstring av en audioföljningssignal representerande låg- frekvensvaríationerna i audiosignalen, varvid styrsígnal- alstringsorganet (1712) innefattar ett audiosignalkänsligt organ (Q170l) för att åstadkomma att effektstyrningsorganet (1708) modulerar effekten av pulser som överföres till primär- lindningen (1710a) såsom gensvar på lågfrekvensvariationerna i amplituden av audiosignalen.

12. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att audioförstärkarorganet (2, 1100, 1500) innefattar första och andra transistorer (30, 34, Q1l01, Q1103, Q1513, Q1517) med seriekopplade emitter-kollektorkretsar, att den första transistorn (30, 01101, Q1513) har en baselektrod anordnad att mottaga audiosignalen och en emitter anordnad att alstra åt- minstone en del av utsignalen från audioförstärkarorganet, att effektmatningsorganet (6, 132, 502, 702, 1702, 24, 104, 500, 700, 1710) innefattar ett första spänningsorgan (V2, El, 1512) för bildande av en spänningskälla vid en första nivå för an- slutning mellan den första och andra transistorn (3, 34, Ql10l, Q1103, Q1513, Q1517) och ett andra spänningsorgan (V1, E2, 1514) för bildande av en spänningskälla vid en andra nivå, som är högre än den första nivån, till emitter-ko1lektorkret- sen av den andra transistorn (34, Q1103, 1517), och ett tran- sistorstyrningsorgan (38, 1126, Ql509, 1508) för bibehållande 8004974-5 69 av den andra transistorn i ett icke-ledande tillstånd när amplituden av audiosignalen är under en första förutbestämd nivå och för att göra den andra transistorn (34, Q1lO3, 1517) ledande när amplituden av audiosignalen är över nämnda första förutbestämda nivå.

13. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att transistorstyrningsorganet (38, 1126, Q1509, 1508) gör den 'första förutbestämda nivån lika med den första nivån och att transistorstyrningsorganet (38, 1126, Q1509, 1508) vidare bringar den första och andra transistorn (30, 34, Ql101, Q1l03, Q1513, Ql517) att i huvudsak inbördes lika bära det totala spänningsfallet över den första och andra transistorn (38, 1126, Q1509, 1508) när amplituden av audiosignalen är över den förutbestämda nivån.

14. Anordning enligt krav 12, k ä n n e t e c k n a d av att effektmatningsorganet (6, 132, 502, 702, 1702, 24, 104, 500, 700, 1710) innefattar ett tredje spänningsorgan (E3, 1516) för bildande av en spänningskälla vid en tredje nivå, som är högre än den andra nivån, och att audioförstärkarorga- net (1100, 1500) innefattar en tredje transistor (Q1105, Q152l) med en emitter ansluten till den första och andra tran- sistorn (Q1101, Q1103, Q1513, Q1517) och en kollektor ansluten till det tredje spänningsorganet (E3, 1516) och vidare inne- fattar ett andra transistorstyrningsorgan (1130, 1518) anslu- tet till basen av den tredje transistorn för bibehållande av den tredje transistorn (Q1105, Q1521) i ett icke-ledande till- stånd när amplituden av audiosignalen är under en andra förut- bestämd nivå, vilken ligger över den första förutbestämda nivån, och för styrning av förstärkningen av den tredje tran- sistorn (Q1l05, Q1521) för att bringa den första och tredje transistorn (Q1l01, Q1513, Q1105, 01521) att vardera bära en väsentlig del av det totala spänningsfallet över den första och tredje transistorn (Q1l01, Q1513, Q1l05, Q1521) när ampli- tuden av audiosignalen är över den andra förutbestämda nivån.

15. Anordning enligt krav 14, k ä n n e t e c k n a d av att emittern av den tredje transistorn (Q1105, fig. 13) är an- 8004974-5 70 sluten till kollektorn av den första transistorn (Ql101, fig. 13) och att audioförstärkarorganet (1100) innefattar en diod (D1301, fig. 13) ansluten mellan den första och andra tran- sistorn (Ql10l, Q1103, fig. 13) i och för isolering av den andra transistorn (Qll03) från den första transistorn (Q1101) när den tredje transistorn (Q1l05) är ledande.

16. Anordning enligt krav 14, k ä n n e t e c k n a d av att emittern av den tredje transistorn (Q1105, Q1521) är an- sluten till kollektorn av den andra transistorn (Q1103, Q1517) och att det första och andra transistorstyrningsorganet (1126, 1130, 1508, Q1509, 1518) verkar för att bringa den första, andra och tredje transístorn (Q1101, Qll03, Q1l05, Q15l3, Q1517, Q152l) att inbördes lika dela spänningsfallet över dessa när den tredje transistorn (Q1105, Ql521) är ledande, och att audioförstärkarorganet (1100, 1500) innefattar ett par dioder (D1101, Dl103) mellan kollektorerna av den första och andra transistorn (Ql10l, Q1103) respektive det första och andra spänningsorganet (1512, 1514, El, E2), varvid dioderna (Dll01, D1l03) är anordnade att isolera den första och andra spänningskällan (1512, 1514, El, E2) när den tredje transis- torn (Q1105, Q1521) är ledande.