JPH03503592A

JPH03503592A - フィードフォワード及びフィードバックの制御機能を備えたｄｃ／ｄｃコンバータ

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Publication number: JPH03503592A
Application number: JP89501116A
Authority: JP
Inventors: リムーティ　ドナルド; ロス　ジェイムズ　エム
Original assignee: エレクトリック　パワー　リサーチ　インスチテュート　インコーポレーテッド
Priority date: 1988-01-27
Filing date: 1988-12-27
Publication date: 1991-08-08
Also published as: WO1989007363A1; US4809150A; EP0397708A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】フィードフォワード及びフィードバックの２１じｌ虹最　　　％ｉ制御機能を備えた°０／°０″７／＜　−ｐ発明の分野本発明は電子回路に関し、更に詳細には可変直流電圧を実質的に一定な直流電圧に変換するための電子回路に関する。

先行技術の概要第１の直流電圧を第２の直流電圧に変換するための電子回路は従来からよく知られている。一般にこれら回路は電子式レギュレータを使用しており、出力電圧の大きさをサンプリングしてレギュレータヘフィードバックし、出力電圧を所望の値に制御していた。これらは、所望の機能を行なったが、一般に、入力電圧の変化に応答するのが比較的遅かった。この特性はフィードバック要路における遅延によるのであり、この遅延は一般に１ミリ秒ないし５００ミリ秒であった。

発明の概要本発明の主題であるＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは、入力電圧が短い時間間隔にわたってかなり変化するという環境において使用するための改良されたＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータを提供するものである。

詳述すると、本発明の好ましい実施例であるＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは、大きさが直流約６０ボルトと６００ボルトとの間で変化する入力電圧源に対して働き、約４０ボルトの実質的に一定の出力電圧を発生するように設計されたものである。入力の変化から生ずる出力電圧のオーバシュートは、フィードフォワード及びフィードバックの両方の手法を用いることにより、従来のＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに比べて少なくとも１０倍減少する。また、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力は約１０，０００ボルトまでの入力から電気的に絶縁される。これらの特徴を有するＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは先行技術においては得られるとは考えられない。

皿皿皇翌所第１図は本発明の機能的ブロック線図であり、第２図、第３図及び第４図はともに本発明の実験的モデルの詳細な線図を構成するものである。

鼓■広説ユ第１図は本発明の好ましい実施例を構成するこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの一般的な機能的線図である。運転電力は、電源（図示せず）の正及び負の出力端子をこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの正及び負の入力端子１０及び１２にそれぞれ接続することによってこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに供給される。

スイッチ１３がＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子１０及び１２に対する絶縁変圧器の一次巻線と直列接続されている。スイッチ１３は変調用発振器３１によって発生されるパルス幅変調信号によって制御（ターンオン及びオフ）され、変圧器の一次巻線１５の端子にパルス幅変ｌｉｔ圧を発生する。このパルス幅変調電圧に関連する電流は運転状態によって定まる。

絶縁変圧器の二次巻線１９の端子にパルス幅変Ｕ４ｉ！圧が発生される。この電圧は整流器及びフィルタ回路２１の入力端子に加えられ、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの直流出力電圧を発生する。変調用発振器３１の入力へのフィードバックはフィードバック信号発生器２５によって行なわれる。

異常運転状態中は、状態が正常運転を許すのに十分に安定するまで、二次制御回路３３によって発生される信号が、変調用発振器３１及びスイッチドライバ２３がスイッチ１３をターンオフまたはホールドオフすることを妨げる。

フィードバック信号発生器２５と変調用発振器３１との間の電気的絶縁は光学的リンク２７によって提供される。電源の出力電圧の変化を迅速に補償するためにフィードフォワード制御が提供され、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子に存在する電圧を変調用発振器３１へ加えることにより、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに電力を提供する。後で詳細に説明するように、変調用発振器３１は極めて迅速に応答し、入力電圧の変化を補償する。

詳述すると、前述の信号に応答して、変調用発振器３１は、スイッチ】３をターンオン及びオフさせるパルス幅変調基準信号を発生する。これは、フィードフォワード及びフィードバックの両方の制御信号を提供して運転状態の変化を迅速に補償し、出力電圧を所望の値に保持する。

正常運転中は、この信号の各パルスと関連するスイッチ１３のオンタイムの持続時間は、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力電圧及び出力電圧の両方に対して逆に変化し、出力電圧の所望の値に保持する。二次制御回路３３は、変調用発振器３１及びスイッチドライバ２３と相互作用する信号を発生し、運転電源がターンオンされるときにはゆっくりと始動させ、電源の出力電圧がこのＤＣ／ＤＣコンバータ出力電圧を所望の値に保持するのに十分でないときにはこのＤＣ／ＤＣコンバータをターンオフさせ、このスイッチ１３を通って流れる瞬間電流が所定の値を越えるときにはスイッチ１３をターンオフさせる。このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの動作を、本発明の詳細な線図を構成する第２図、第３図及び第４図について次に更に詳細に説明する。

本発明の実験的モデルの詳細な線図は第２図、第３図及び第４図を組み合わせることによって提供される０本発明の好ましい実施例を構成する回路の動作をこれら３つの線図について次に説明る。

詳述すると、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに電力を供給するために用いられる電圧源の正及び負の入力端子はこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子１０及び１２にそれぞれ接続されている。前述したように、電源の出力電圧は約１０対１の範囲にわたって変化する。この実験的モデルにおいては、この範囲は直流６０ないし６００ポルトであった。この変化する直流電圧もまた電源として用いられ、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの制御回路に運転電力を供給する電圧源となる。

この制御回路の低電力部分に対する運転電圧は定電流源を用いて発生される。この定電流は約１２ミリアンペアであり、電流感知抵抗２０の出力において得られる（第２図）、詳述すると、ＭｏＳトランジスタ１６のドレイン端子がこのＤＣ／ＤＣコンバータの正の入力端子１０に接続されている。Ｍｏ３）ランジスタ１６のソース端子は、直列接続の電流感知抵抗２０並びに並列接続のツェナダイオード２２及びコンデンサ２４〜２８を通って前記回路のアース端子１８に接続されている９ＭｏＳトランジスタ１６のソースにおいて得られる１２ミリアンペアの電流の一部はツェナダイオード２２を通って流れ、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの諸部分に対する電源として用いられる＋１２ボルトを発生する。

コンデンサ２４．２６及び２８はこの＋１２ボルト電源に対するフィルタを構成する。

、：（７）ＤＣ／ＤＣコンバータの正の入力端子と前述した＋１２ボルト電圧源の正端子との間に接続された直列接続の抵抗３２及びツェナダイオード３４から成る回路により、ＭＯＳトランジスタ１６のゲートに正電圧が発生される。電流感知抵抗２０によって負のフィードバックが提供され、Ｍｏ３）ランジスタ１６を通る電流を、ツェナダイオード３４両端間の電圧及び電流感知抵抗２０の値によって主として定まる値に実質的に一定に保持する。

前述したように、これらの構成部材は、約１２ミリアンペアのソース電流を発生させるように選定されている。また、フィルタコンデンサ３８と組み合わさっている他のツェナダイオード３６が、Ｍｏ３）ランジスタ１６のソース対ゲート電圧を安全な値に制限し、このゲート対ソース電圧を実質的に一定に保持するためのフィルタ作用を提供する。

このＤＣ／ＤＣコンバータの適正な動作を確保するため、電源からの直流入力電圧が所定の下限よりも下に低下したときに順序圧しい運転停止操作を行なうことが必要である。低電圧運転停止手順を開始するために用いられる低電圧運転停止基準信号Ｖ１が、直列接続した抵抗４０．４２及び４４によって提供される。この低電圧運転停止基準信号ｖ１は抵抗４２及び４４の共通端子において得られ、この信号の振幅は抵抗４４と並列接続されたツェナダイオード４６によって制限される。

スイッチングモジェレータを用いてパルス状電気信号を発生し、これを整流及びフィルタして所望の出力電圧にする。詳述すると、変圧器５０（第４図）の−次巻線をＭＯＳスイッチングトランジスタ５２及び電流感知抵抗５４を通じてこのＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子１０及び１２に接続する。後で詳述するように、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２は、そのゲート端子５６に加えられる適切なパルス幅変調信号によって駆動され、このＤＣ／ＤＣコンバータの出力端子に所望の直流電圧を発生する。

ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２のゲート端子におけるパルス幅変調信号がソース端子に対して十分に高い正の値を持つと、このトランジスタはターンオンし、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの負の入力端子１２から、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２を通り、電流感知抵抗５４を通り、そして変圧器５０の一次巻線を遣って、正の入力端子１０へ電流を流れさせる。トランジスタ５２は、このパルス幅変調信号の振幅を十分に減少させることによってターンオフさせられる。Ｍｏ３）ランジスタ５２がターンオフすると、変圧器５０の一次巻線を流れる電流は減少してこの巻線に電圧を誘発し、この電圧は通例のダイオード５６をフォワードバイースかけする。スイッチングトランジスタ５２を遣って流れる電流がターンオン及びオフするにつれ、所要の直流出力電圧を発生するのに必要なパルス状電圧が絶縁変圧器５０の二次巻線に誘発される。

ダイオード５６は、抵抗６２と直列のコンデンサ６０を具備するフィルタ回路と並列の１５０ボルト・ツェナダイオード５８により、変圧器５０の一次巻線の第２の端子に接続されている。これは通例のスナツパ回路を形成し、変圧器５０の一次巻線を通る電流が減少するにつれてこの巻線の端子に発生する過渡電圧の大きさを制御する。

ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２を駆動するのに必要なパルス幅変調信号は、２つのＭＯＳトランジスタ６４及び６６を具備するトーテムポール形増幅器回路によって発生する。この実験的モデルにおいては、ＭＯＳスイ７チングトランジスタ５２のスイッチング速度は２５キロヘルツ付近であった。これは、高周波スイッチング過渡電圧によって発生するノイズを減少させるための予防措置を必要とした。ノイズ減少措置として、前記トーテムポール形増幅器回路の出力端子を同軸ケーブル６８によってＭＯＳスイッチングトランジスタ５２のゲートに接続する。

前記トーテムポール形増幅器回路に対する交差導電電流を制限するため、トランジスタ６４及び６６のドレイン端子を抵抗７２を通じて互いに接続する。クランピングダイオード７４及び７６が、前記トーテムポール形増幅器の出力信号の正及び負の過渡電圧を直流約ゼロ及び＋１２ボルトにそれぞれ制限する。適当な駆動信号が、４つの並列接続バッファ増幅器８０ないし８６の組合せにより、前記トーテムポール形増幅器を構成するＭｏ３）ランジスタロ４及び６６の共通接続ゲート端子に加えられる。実質的に同構造のバッファ増幅器を並列に接続することが、前記トーテムポール形増幅器回路を比較的高いスイッチング速度で駆動するのに十分な電流を供給するための便利な方法である、ということが見いだされた。この電流は、この増幅器に対する入力が容量性であるので必要なのであり、この回路を前記スイッチング速度で駆動するためにかなりの電流を用いることが必要となる。

直列接続バッファ増幅器８０〜８６に対する駆動は、オンタイムラッチ回路９０（第３図）のＱ出力端子において得られるパルス信号によって与えられる。詳述すると、オンタイムランチ回路９０のＱ出力端子における信号は、バッファ８０ないし８６によって増幅され、Ｍｏ３）ランジスタ５２を所要の速度で駆動するのに十分な振幅及びエネルギーを有する信号となる。オンタイムラッチ９０を制御するための適当する信号が、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子ｌＯ及び１２並びに出力端子９６及び９８に存在する電圧、及びＭＯＳスイッチングトランジスタ５２を通って流れる電流に応答する回路によって発生される。これら制御信号の発生及びこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータを具備する他の回路の動作については以下に更に説明する。

所望の出力電圧を得るため、変圧器５０の二次巻線の端子において得られるパルス電圧を通例のダイオード９２によって整流し、そしてフィルタする。フィルタ作用は、整流ダイオード９２と出カアース端子９８との間でフィルタコンデンサ９５と直列接続されているインダクタ９４によって提供される。低出力電流状態の下のこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの動作は、最小負荷を与えるために出力端子９６と９８との間に接続された抵抗１００によって改善される。トランソーブ１０２が、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力端子を横切って現われる可能性のある過渡電圧を更に制限する。ＭＯＳスイフチングトランジスタ５２と前記出力端子との間の電気的絶縁は変圧器５０によって提供され、従って、この変圧器は、その−次巻線と二次巻線との間を、入力電力を提供する電圧源とその出力電圧を利用する電源との間に現われる可能性のある電圧に耐えるように絶縁することが必要である。電圧フィードバック信号を発生する回路の絶縁も必要となる。

この絶縁機能を行なう回路については後で説明する。また、変圧器５０を、上述の高速スイッチング状態の下で効率的に動作するように設計すべきである。

このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの正の出力端子９６は２つの直列接続抵抗１０４及び１０６によってアースに接続されている。通例の１を圧レギュレータモジュール１０８がまた、＋１５ボルトの絶縁電源を作るために、正の出力端子９６とアース出力端子９８との間に接続されている。電圧レギュレークモジュール１０８のための運転出力電圧は、２つの抵抗１１０及び１１２を具備する直列抵抗ディバイダネットワークによって設定される。＋１５ボルト電源に対するフィルタ作用はフィルタコンデンサ１１４によって提供される。

このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電圧に対する所定の関係を有するフィードバック基準信号が、抵抗１０４及び１０６を具備する直列抵抗ディバイダネットワークの共通端子において得られる。

このフィードバック基準信号は演算増幅器１２０の正の入力端子に与えられる。

演算増幅器１２０の利得を安定させるためのフィードバックは、この増幅器の出力端子とその負の入力端子との間に接続された抵抗１２２によって提供される。

演算増幅器１２０の負の入力端子に与えられる第２の信号が第２の演算増幅器１２６によって発生される。入力及びフィードバンク抵抗１２８及び１２２が演算増幅器１２０の利得を決定する。コンデンサ１３０が演算増幅器１２６の出力信号をフィルタする。演算増幅器１２６は非逆転単位利得状態で接続されており、手動調節可能出力電圧選択基準信号が、直列接続の２つの抵抗１４０及び１４２並びにポテンショメータ１４６によってこの増幅器の正の入力端子に与えられる。

演算増幅器１２０の出力信号を直列接続の抵抗１５０及び発光ダイオード１５２介して出力アース端子９８に接続することにより、前記フィードバック基準信号、及び前記出力電圧選択基準信号の振幅に対する所定の関係を有する光学的フィードバック信号が発生される。詳述すると、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの正及び負の出力端子９６及び９８間に現われる電圧が変動すると、演算増幅器１２０プラス端子における電圧が変化する。同様に、ポテンショメータ１４６の位置が変化すると、演算増幅器１２０の負の入力端子に変化が生ずる。演算増幅器１２０は、フィードバック基準信号及び出力電圧選択基準信号の両方に対する所定の関係を有する複合出力信号を発生する。この複合電圧は発光ダイオード１５２を通る電流を生じさせ、光出力信号を発生させる。

発光ダイオード１５２によって発生した光出力信号は、ファイバ光学リンク１５３により、光動作トランジスタ１６０の入力端子に加えられる。このファイバ光学リンクは増幅器１２０をトランジスタ１６０から絶縁する。トランジスタ１６０のエミッタ端子は入力アース端子に接続されている。

運転電力は、＋１２ポル）Ｉｌｔ源により、抵抗１６２を通って、光動作トランジスタ１６０のコレクタに加えられる。これにより、光動作トランジスタ１６０のコレクタ端子に、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電圧に及び手動調節可能出力電圧選択基準信号に対する所定の関係を有する比較信号が発生する。この比較信号は比較器１２０の正の入力端子に加えられる。この比較器の負の入力端子は、パルス幅変調ランプ信号を発生するランプ発生器の出力端子に接続されており、各パルスの傾斜は、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子１０及び１２に加えられる電圧の大きさに対する所定の関係を有する。

詳述すると、２つの直列接続抵抗１７２及び１７４（第２図）並びにコンデンサ１７６から成る直列回路が正の入力端子１０と入力アース端子１２との間に接続されている。抵抗１７４とコンデンサ１７６との共通接合部に接続されたダイオード１７８がこの接合部における電圧を直流＋１２ボルトにクランプする。ソリッドステートＭＯＳスイッチ１８０がターンオン及びオフされてこの共通接合部を２つの直列接続ダイオード１７７及び１７９を介してアースに周期的に接続し、パルス幅変調ランプ信号をリセットする。

オンタイムランチ９０の反転（非Ｑ）出力信号がこのスイッチの入力端子に加えられてこのスイッチをターンオンし、そして、オンタイムスイッチ９０が「オフ」状態となると、前記ランプ発生器の出力電圧をアース電位にクランプする。これと逆に、オンタイムランチ９０が「オン」状態に切り替わると、このスイッチはターンオフさせられ、コンデンサ１７６を充電させ始めて電圧を発生させる。

この電圧の大きさは時間の関数として増大し、その傾斜は、入力端子１０と１２との間に存在する電圧の大きさ、並びに抵抗１７２及び１７４から成る充電回路の時定数によって決定される。オンタイムランチ９０をリセットすると、コンデンサ１７６は直列接続ダイオード１７７及び１７９を通じて放電する。以下に詳細に説明するように、オンタイムランチ９０をターンオフする信号は変調され、コンデンサ１７６を交互に充電及び放電させてパルス変調ランプ基準信号を発生させる。

詳述すると、オンタイムラッチ９０は、そのターンオフ入力端子１８２に加えられるパルス信号の負の遷移によってターンオフされる。４つの信号源からの信号を用いてオンタイムランチ９０をターンオフする。比較器１２０の出力はそのうちの１つの信号源となる。オンタイムランチ９０をターンオフさせるパルス信号を発生するための比較器１２０の動作について先ず説明する。即ち、この信号は、正常動作中のこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電圧を規制するための主信号であるからである。比較器１２０の出力信号は、フィードフォワード及びフィードバックの両方の制御方法を用いて変調され、出力電圧を所望の値に保持する。

このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電圧を規制する際に、通例の集積回路発振器１８４が、バイアス回路によって適当な動作電圧を与えられ、約２５キロヘルツの周波数を有するパルス信号をその出力端子１８６に発生する。抵抗１８８及びコンデンサ１９０により、適当なバイアスがこの回路に与えられる。この回路に対するフィルタ作用が第２のコンデンサ１９２によって与えられる。

発振器１８４のパルス出力信号はオンタイムラッチ９０のオンクロック信号端子に加えられ、この信号の各正の遷移において、オンタイムランチ９０がターンオンされ、Ｑ出力端子において得られるパルス信号をその正の値に切り替える。このパルス信号は、前述したよっに、バッファ８０ないし８６及び前記トーテムポール形増幅器回路を介して加えられ、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２をターンオンする。

前記オンタイムランチのＱ出力端子における信号が正となると、反転出力信号（非Ｑ）は負となってＭＯＳスイッチ１８０をターンオフし、抵抗１７４とコンデンサ１７６との共通接合部における電圧を上昇させ始める。その上昇時間は、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに対する入力電圧、及びコンデンサ１７６と組み合わさっている抵抗１７２〜１７４の時定数によって定まる。このランプ電圧は比較器１２０の負の入力端子に加えられる。

このランプ信号の振幅は比較器１２０の正の入力端子における比較信号と比較される。このランプ信号が比較信号の振幅を越えていると、比較器１２０の出力信号はその低い値へ切り替わる。

比較器１２０の出力信号が＋１２ボルトよりも下に低下すると、比較器１２０の出力端子とオンタイムラッチ９０のリセット端子】８２との間の絶縁ダイオード１８４はフォワードバイアスかけされてオンタイムランチ９０のリセット端子１８２における電圧を低下させ、このオンタイムラッチをそのオフ状態へ切り替わらせる。オンタイムラッチ９０がターンオフすると、前述したように、反転出力信号がＭＯＳスイッチ１８０をターンオンし、パルスランプ信号を終了させる。

スイッチングトランジスタ５２もターンオフさせられる。このランプの傾斜は入力電圧の大きさとともに変化し、出力電圧のフィードフォワード制御を提供する。比較器１２０の正の入力端子における比較信号の振巾は出力電圧とともに変化し、フィードバック制御を提供する。このサイクルが反復し、要すれば、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２のオンタイムはパルス幅変調され、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの出力電圧を所望の値に保持する。

この比較器の出力端子と＋１２ボルト電源との間に接続された抵抗１８６により、比較器１２０に対する出力プルアンプが提供される。同様に、これも前記＋１２ボルト電源に接続された抵抗１８８により、適当なプルアップ電流がオンタイムラフチ９０のリセット端子１８２に提供される。

異常状態中に動作を制御する際に有用な他の信号がまたオンタイムラッチ９０のオフ端子１８２に加えられる。これら信号は、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータに対する入力電圧が所定下限よりも下に低下すると回路をターンオフし、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２のソース電流が所定値を越えるとこのトランジスタをターンオフし、入力端子１０及び１２に電圧が最初に加えられるときにこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータのスタートアンプを遅延させる。

詳述すると、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２と抵抗５４との共通接合部における電圧が、入力抵抗１９２を介して過電流比較器１９０の負の入力端子に加えられる。高周波過渡電流は、この比較器の負の入力端子とアースとの間に接続されたフィルタコンデンサ１９４により、この端子からフィルタされる。＋１２ボルト電源と入力アース端子１２との間に直列に接続された２つの直列抵抗１９６及び１９８が、それらの共通接合部において過電流基準信号を発生する。この過電流基準信号は過電流比較器１９０の正の入力端子に加えられる。並列接続の抵抗２００及びコンデンサ２０１を具備するフィードバック回路が、過電流比較器１９０に対してヒステリシスを与える。過電流比較器１９０の出力端子は、抵抗２０２により、＋１２ボルト電源ヘブルアツプされる。

過電流比較器１９０の負の入力端子に加えられる電圧が過電流基準信号を越えると、この比較器の出力電圧はその低い値へ切り替わる。比較器１９０の出力信号が低下すると、ダイオード２０４がフォワードバイアスかけされ、オンタイムランチ９０のターンオフ端子１８２における電圧を低下させてこのランチをターンオフし、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２を通って流れる最大電流を所定の値に制限する。

同様に、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子１０と１２との間に加えられる電圧が、所望の出力電圧を発生するのに必要な所定の値よりも下に低下したら、このＤＣ／ＤＣＣ／式−タをターンオフすることが好ましい、この機能は、低電圧比較器２１０を用いる低電圧運転停止回路によって提供される。詳述すると、このＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの入力端子に存在する電圧に対する所定の関係を有する前述の電圧■１を、低電圧比較器２１０の正の入力端子に加える。低電圧比較器２１０の負の入力端子に加えられる低電圧基準信号は、＋１２ボルト電源と入力アース端子１２との間に接続された抵抗２１２及びツェナダイオード２１４から成る直列回路の共通接合部において発生される。Ｖｌの大きさが低電圧基準信号よりも下に低下すると、低電圧比較器２１０の出力信号は低下して絶縁ダイオード２１２をフォワードバイアスかけする。絶縁ダイオード２１２がフォワードバイアスかけされると、オンタイムラッチ９０のオフ端子１８２における電圧が低下してオンタイムランチ９０をターンオフし、そしてこれはＭＯＳスイッチングトランジスタ５２をターンオフし、入力電圧不足のためにこのＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータの動作を終了させる。低電圧比較器２１０に対するヒステリシスは、その出力端子とその正の入力端子との間に接続されたフィードバック抵抗２１４によって提供される。低電圧比較器２１０に対する出力プルアンプは、＋１２ボルト電源とこの比較器の出力端子との間に接続された抵抗２１６によって提供される。

電圧が直流入力端子１０に加えられるときのこのＤＣ／ＤＣＣ／式−タの順序圧しいスタートアップは、制御回路の主要部分が安定するまでＭＯＳスイッチングトランジスタ５２を「オフ」状態に保持する遅延回路を含むことによって確保される。詳述すると、通例のワンショット発振器２４０を、リセット人力２４２（比較器１９０によって検出される過電流によって生ずる）によるか、またはコンデンサ２４４上の低電圧を検出するトリガ入力２４８及び２５０によって、トリガする。これにより、ＭＯＳスイッチングトランジスタ５２をワンショット２４０の期間にわたって「オフ」状態に保持することが確保され、これは、このＤＣ／ＤＣＣ／式−タの動作の開始する前に前記制御回路の残部を安定させる。

ワンショット回路２４０の反転出力信号は第１のインバータ２２０によって反転させられる。第１のインバータ２２０の出力は絶縁ダイオード２２２によってオンタイムラッチ９０のオフ端子１８２に加えられる。インバータ２２０の出力信号が低下すると、絶縁ダイオード２２２はフォワードバイアスかけされてリセット端子１８２における電圧を低下させ、オンタイムランチ９０をリセットする。

インバータ２２０の出力信号は第２のインバータ２２４によって更に反転され、ＭＯＳトランジスタ２２６のゲート端子において信号を発生する。ＭＯＳ）う゛ンジスタ２２６のドレイン端子は、並列接続の抵抗２２８及びダイオード２３０によって＋１２ボルト電源に接続され、そしてコンデンサ２３２に接続されている。コンデンサ２３２は、抵抗２２８によって＋１２ボルトにゆっくりと充電され、そして、トランジスタ２２６またはダイオード２３０によって急速に放電させられる。（ダイオード２３０は、入力電圧の損失によって＋１２ボルト電源が除去されるとコンデンサ２３２を放電させる。）ワンショット２４０のサイクル中、コンデンサ２３２はトランジスタ２２６のドレインによって放電させられ、これは、コンデンサ２５２をダイオード２３４を介して放電させ、この端子における電圧をアース電圧付近に保持する。フォワードバイアスかけされたダイオード１７７及び１７９並びにスイッチ１８０の電圧降下によって決定される正の電圧が比較器１２０の負の入力端子に加えられる。

このようにして、この回路は、スタートアップフェーズ中にオンタイムランチ９０を「オフ」状態に保持することによってディスエーブルされ、＋１２ボルト電源、発振器回路及び残部の回路が安定したということを保証する。電源は、クランプコンデンサ２３２が抵抗２２８を通じてゆっくりと充電するにつれてゆっくりとスタートアンプしくソフトスタート）、これにより、コンデンサ２５２を抵抗１６２によって再充電させる、前記ソフトスタートの正味の結果として、スイッチングトランジスタ５２のオンタイムは、低い値から、出力電圧を所望の値に保持するのに必要な値へ、ゆっくりと増加させられる。

本発明にかかるＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃコンバータは市販の構成部品を用いて構成することができる。ワンショット回路９０、発振器回路１８４及び電圧レギュレータ１０８を実施するために用いられる格別の構成部材として、それぞれ、７４Ｃ７４、Ｌ５５５及びＴＥ１０１がある。他の市販の回路を用いてこれら機能を実施することも可能である。しかし、かかる実施には異なる回路構成を必要とする。

直流国際調査報告

Claims

【特許請求の範囲】

１．入力電圧の変化を補償するのに必要な時間を減少させるため、フィードフォワード制御を用いて入力電圧を出力電圧に変化するためのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、（ａ）各バルスの持続時間が前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記入力電圧の大きさに及び前記出力電圧の大きさに対する所定の関係を有しているバルス制御信号を発生するための手段と、（ｂ）変圧器の一次巻線を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力の正及び負の端子間に周期的に接続して前記変圧器の二次巻線の端子において得られるバルス電気信号を発生させるため、前記バルス制御信号に応答するスイッチ手段と、（ｃ）前記バルス電気信号を前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力電圧に変換するため、前記変圧器の二次巻線に接続された手段とを組み合わせて備えて成るＤＣ／ＤＣコンバータ。
２．バルス制御信号を発生するための前記手段は、前記スイッチのオンタイムが前記入力電圧の大きさに対して逆に変化するように前記バルス制御信号を変調するため、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する前記入力電圧に応答するフィードフォワード制御手段を含んでいる請求の範囲第１項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
３．バルス制御信号を発生するための前記手段は、かかるスイッチのオンタイムが前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に対して逆に変化するように前記バルス信号を変調するため、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力電圧に応答するフィードバック手段を含んでいる請求の範囲第２項記載のＤＣ／ＤＣコンバーク。
４．前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が所定の値よりも下になると前記スイッチ手段をターンオフするための手段を更に含んでいる請求の範囲第３項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
５．前記スイッチを通って流れる電流を感知するための、及び、前記スイッチを通る電流が所定の値を越えると前記スイッチをターンオフするための手段を更に含んでいる請求の範囲第４項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
６．所要の運転電圧が入力端子に加えられたのち、所定の時間間隔にわたって前記スイッチをオフ状態に保持するための手段を更に含んでいる請求の範囲第５項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
７．変圧器を更に含んでおり、前記変圧器は、前記出力電圧を発生するため、前記変圧器の二次電圧を整流及びフィルタする整波及びフィルタ回路に前記スイッチを接続するためのものである請求の範囲第６項記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
８．入力電圧の変化を補償するのに必要な時間を減少させるため、フィードフォワード制御を用いて入力電圧を出力電圧に変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、（ａ）前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端子間に接続された直列ＲＣ回路と、（ｂ）前記ＤＣ／ＤＣコンバータに対する入力電圧に対する所定の関係を有するランプ信号を発生するため、前記ＲＣ回路の一部を形成するコンデンサを継続的に充電及び放電させるための手段と、（ｃ）前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧に対する所定の関係を有するフィードバック信号を発生するためのフィードバック信号手段と、（ｄ）バルス幅変調信号を発生するため、前記フィードバック信号を前記ランプ信号と比較するための手段と、（ｅ）前記入力電圧を前記出力電圧に変換するため、前記バルス幅変調信号に応答するＤＣ／ＤＣコンバータ手段とを組合せて備えて成るＤＣ／ＤＣコンバータ。