CN103684300B - 用于功率放大器的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

用于功率放大器的系统和方法。根据实施例，一种系统包括第一放大器和第一带通滤波器，所述第一带通滤波器具有与所述第一放大器的输出串联耦合的输入以及被配置为耦合到负载的输出。所述带通滤波器在带内中心频率处比在带外频率处具有更低的输入阻抗，并且该第一放大器被配置为接收根据第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形，所述第一传递函数衰减该脉冲宽度调制波形的边带。

Description

用于功率放大器的系统和方法
技术领域
本发明总体上涉及半导体电路和方法，并且更具体地涉及用于功率放大器的系统和方法。
背景技术
随着低功率移动通信系统变得更加普遍时，已经出现了增加的减小在移动站和基站两者中的功率的市场压力。这种在功率方面的减小不仅允许较低能量成本，而且允许较低成本和更加紧凑的电路实现方式。当发射设备的功率消耗降低时，存在对高温操作性能额定的电子部件和冷却设备的需求的相应降低。而且，较低功率设备通常在形体上比它们的较高功率消耗的对应物小。
在射频（RF）发射系统中，主要功率消耗体之一是RF功率放大器。在一些系统中，使用节能的信令机制来增加系统的效率。例如，因为功率放大器可以较接近压缩被操作，和/或因为GSM信令机制适用于使用例如E类放大器的高效功率放大器，所以在GSM系统中使用的恒定包络高斯最小频移键控（GMSK）是非常有效率的。
然而，随着对高数据带宽的需求不断增加，例如LTE和WiMAX的更多系统正在利用具有高的峰值平均功率比（PAPR）的信令机制。虽然这些高PAPR信令机制是带宽高效的，但是因为发射具有高PAPR的信号的功率放大器工作在较低效的回退（back-off）条件下，它们通常比一些节能的信令机制消耗更多的功率。
发明内容
根据实施例，一种系统包括第一放大器和第一带通滤波器，所述第一带通滤波器具有与所述第一放大器的输出串联耦合的输入以及被配置为耦合到负载的输出。所述带通滤波器在带内中心频率处比在带外频率处具有更低的输入阻抗，并且该第一放大器被配置为接收根据第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形，所述第一传递函数衰减该脉冲宽度调制波形的边带。
本发明的一个或多个实施例的细节在下面的附图和描述中被阐述。本发明的其它特征，目的，和优点将由该描述和附图以及由权利要求变得明显。
附图说明
为了更加完全地理解本发明以及其优点，现在参照下面结合附图进行的描述，在附图中：
图1a-d示出传统功率放大器电路原理图和相关的性能曲线图；
图2a-g示出实施例功率放大器和相关的性能曲线图；
图3a-g示出根据另一实施例的功率放大器和相关的性能曲线图；
图4a-e示出根据另一实施例的功率放大器和相关的性能曲线图；
图5a-h示出根据又一实施例的功率放大器和相关的性能曲线图；
图6a-f示出图5a的实施例放大器的另一性能曲线图；
图7示出具有多个级的实施例功率放大器；
图8a-h示出实施例共源共栅放大器（cascoded amplifier）和相关的性能曲线图；以及
图9a-b示出实施例脉宽调制产生器。
除非另外表明，在不同图中的相应数字和符号通常指代相应部件。所述图被绘制以清楚示出优选实施例的相关方面并且不必要按比例绘制。为了更清楚地说明特定实施例，表示相同结构，材料，或者工艺步骤的变化的字母可跟随在图号之后。
具体实施方式
当前优选实施例的形成和使用在下面被详细地讨论。然而，应该领会到本发明提供了可在很多种特定情况下具体实施的许多适用的发明构思。被讨论的特定实施例仅仅是形成和使用本发明的特定方式的例证，并且不会限制本发明的范围。
本发明将关于在特定情况下的优选实施例被描述，即供基带和RF发射系统使用的功率放大器。然而，本发明也可以被应用到其它类型的电路和系统，例如音频系统，通信系统，以及其它电子或者光学系统。
在实施例中，功率放大器包括直接连接到功率放大器的输出的滤波器，所述功率放大器由脉冲宽度调制载波信号驱动。该PWM信号被预失真（predistort）以便在该放大器的输出处（在滤波器前面）产生所需的电压波形。耦合到功率放大器的输出的串联谐振滤波器的高的带外阻抗和经预失真的驱动信号的组合降低了由脉冲宽度调制信号的边带耗散的功率，从而能够实现更节能的操作。在一些实施例中，根据脉宽调制信号的状态，功率放大器的功率消耗被降低，从而能够实现高效操作。
图1a示出传统功率放大器系统100，其包括脉冲宽度调制（PWM）产生器102，晶体管104，偏置电感器LBIAS，LC回路110，循环器或者隔离器106，并联谐振输出滤波器108和由电阻器RLOAD表示的负载。输出滤波器108通过由电阻器RSB终止的隔离器或者循环器106耦合到晶体管104。因此，晶体管104的漏极经历（see）对于由PWM产生器102产生的PWM信号的调制边带的匹配阻抗。因此，PWM信号的边带经历负载阻抗并且边带能量由边带电阻器RSB耗散。LC回路110为载波的较高次谐波提供短路或者低阻抗以及为调制边带提供开路。
图1b示出传统系统100的效率对比归一化输出电压的图。假定晶体管104的漏极电压是受脉冲作用的，可以看到被定义为由晶体管104输出的总功率与DC输入功率的比率的放大器的漏极效率120在工作周期上是大约恒定的。因此放大器可以在高效点被操作。被定义为漏极信号的带内能量与总能量的比率的编码效率122随着工作周期线性增加。得到的放大器效率124是漏极效率120和编码效率122的乘积并且示出了与传统B类放大器相似的曲线。
图1c示出另一传统功率放大器系统130，其中在没有隔离器或循环器的情况下，并联谐振输出滤波器108通过电容器CDC被连接到晶体管104的漏极。输出滤波器108具有带外信号分量经历短路的特性；因此，由PWM产生器102产生的PWM信号的调制边带也经历短路。因此，晶体管104的PWM调制电流产生晶体管104的解调的漏极电压。由于这个解调电压，功率放大器130可能不以最大电压摆幅操作，从而导致在效率方面的损失。
图1d示出传统系统130的效率对比归一化输出电压的图。此处，得到的效率曲线134与传统B类放大器相似。因为在边带中损失非常少的能量，编码效率132几乎为100%。当漏极电压随着工作周期变化时，漏极效率136是放大器性能的主导。
图2a示出根据本发明的实施例的功率放大器系统200。此处，晶体管204的漏极通过输出滤波器208耦合到由电阻器RLOAD表示的负载，并且晶体管204的栅极被耦合到由带通滤波器212表示的信号产生电路202和由脉冲产生器218，信号产生器216和混合器214表示的脉冲宽度调制器。谐振器210为较高次谐波提供短路以及为PWM信号的调制边带提供开路。
在本发明的实施例中，信号产生电路202的脉宽调制和带通滤波函数可以使用本领域中已知的各种技术实现。例如，在一个实施例中，脉冲宽度调制信号VPWM可以使用数字电路产生并且带通滤波器212可以使用耦合到晶体管204的栅极的模拟带通滤波器实现。可替代地，带通滤波器212的滤波函数也可以在数字域中实现。在一些实施例中，在基带信号被脉冲宽度调制后，带通滤波器212的滤波功能可以被应用在基带处。
通过使用串联谐振电路用于输出滤波器208，PWM信号的调制边带经历高的阻抗，从而将损失的功率显著地降低到边带功率耗散。输出滤波器208可以使用如示出的串联的LC电路实现，或者可以使用单个或者多个谐振器实现。在一些实施例中，输出滤波器208可以使用陶瓷滤波器，表面声波（SAW）滤波器，或者其它滤波器结构实现，使得在滤波器的带内频率处的输入阻抗低于在带外频率处的输入阻抗。在一些实施例中，输出滤波器208为PWM信号的调制边带提供开路。并联谐振回路210也可以被耦合到晶体管204的漏极以便为载波信号的较高次谐波提供短路并且为所述载波以及PWM信号的调制边带提供开路。
在一些实施例中，滤波器208的带外输入阻抗具有有限值并且不提供理想的开路。因此，在被引到晶体管204的栅极之前，PWM波形被预失真。在实施例中，该预失真对信号定形，使得在晶体管204的漏极处呈现PWM调制电压波形。在实施例中，该预失真可以通过带通滤波器212实施。为了简化说明，未示出用于晶体管204的输入匹配网络；然而，在一些实施例中，可以存在匹配网络，和/或可以在滤波器212的设计中考虑匹配因素。
在实施例中，用于载波和（有限的）调制边带的带通滤波器212的传递函数（幅度和相位）被计算如下
其中Xt(ωc)表示在本征晶体管处对于载波频率ωc的复数负载阻抗，并且Xt(ω)是相对于频率的复数阻抗。因此在调制边带中的高的输出阻抗对应于对于电流的调制边带的高衰减。
图2b示出相对于50MHz PWM信号的边带的频率的归一化阻抗的图。可以看到在1000MHz处的载波频率具有0dB的归一化阻抗，而边带具有40dB或者更大的归一化阻抗。因此，提供给晶体管204的栅极信号通过归一化负载阻抗的倒数被预失真。图2c示出对于PWM信号VPWM和栅极电压VG1的相应的频谱并且图2d示出显示电压VPWM和VG1相对于时间的相应的波形图。可以看到在预失真信号的调制边带中的功率明显比理想PWM调制信号的更低。然而在时域中，该预失真信号看上去与在时域中的解调PWM信号非常相似，因为边带仍然以定义的量存在。在一些实施例中，上面的传递函数可以针对载波频率和有限数目的边带（例如前5个边带）被计算。可替代地，可以计算更多或者更少的边带。
在实施例中，可以使用模拟和/或数字信号处理在RF频率处，或者在基带频率处实现预失真。在一些实施例中，滤波器208的带外阻抗没有超过上限，以便防止大的电压摆幅，所述电压摆幅可以由可能干扰带内信号的失真和噪声的放大引起。
在晶体管204的漏极处得到的电压和电流波形被绘制在图2e中，并且通过晶体管204得到的功率损耗被绘制在图2f中。可以看到在晶体管204的漏极处的电压VD接近预期的PWM信号。也可以观测到由于PWM调制包络，预失真电流具有或多或少恒定的包络，其在PWM关断周期期间造成更大的功率损耗，其中供给电压存在于晶体管204的漏极处，这可以在图2f中看到。
图2g示出系统200的效率图。如所示出的，因为调制边带经历开路，编码效率230几乎为100%并且因此没有能量损失或者损失非常少的能量。曲线232和234分别示出漏极效率和合成的放大器效率。此处，对于效率的一个限制因素是在RF关断周期期间的恒定供给电压，其导致漏极效率随着工作周期线性地增加，从而限制了放大器的效率。
图3a示出实施例系统300，其中根据PWM产生器202的工作周期调制晶体管204的源极电压。如所示出的，PWM产生器202的输出通过变压器304耦合到栅极节点VG1。此外，使用电压源302根据PWM信号VPWM调制晶体管204的源极电压。在实施例中，在RF接通周期期间，晶体管204的源极电压保持在0V以能够实现放大器的常规操作。然而，在RF关断周期期间，晶体管204的源极电势被设置为例如低于供给电压的较高电压，以便在该时间期间最小化晶体管中的电压降和由此的损耗。
在一个实例中，可以使用20V（VDC2）的供给电压和用于源极调制的15V峰值（VDC1）。这产生用于晶体管204的5V和20V的有效操作电压。对于低于5V的输出电压摆幅，在一些实施例中对于正常的B类操作晶体管204的源极电势保持恒定。可替代地，可以使用其它供给电压，有效操作电压，和B类操作阈值。
在图3b-f中示出与系统300相关的对应于上面实例的时域波形。图3b示出VPWM和晶体管204的栅极电压VG1；图3c示出晶体管204的漏极电压VD1和漏极电流ID1；图3d示出晶体管204的源极电压；图3e示出晶体管204的漏极-源极电压 VDS1和漏极电流ID1；并且图3f示出通过晶体管204的功率损耗。在图3f中可以看到通过晶体管204的功率损耗在PWM信号的关断周期期间比在接通周期期间小得多。
图3g示出相应的效率曲线。曲线310表示其中晶体管204的源极电压被调制的情况，并且曲线312表示其中晶体管204的源极未被调制并且保持在地电势的情况。当晶体管204的源极电压被调制时，可以考虑能量被恢复（ηrecovery=100%）并且效率被改善。如果源极电压未被调制，没有进行能量恢复（ηrecovery=0%），因此，该效率曲线与B类放大器的效率曲线相似。在一些实施例中，在低于20%的归一化输出电压下进行正常B类操作。对于PWM信号的低工作周期，由于系统的固有频带限制导致的边缘有限陡度和由于膝处电压导致的在RF关断期间晶体管中的损耗可限制该系统的效率。
图4a示出实施例系统400，其中电源412通过偏置电感器LBIAS被耦合到晶体管204的漏极，其在RF接通周期期间为高并且在RF关断周期期间为低。因此，在RF关断周期期间在晶体管204的漏极处实现低的电压降，从而提高了系统400的效率。在一些实施例中，负载可以通过变压器被耦合到节点VLOAD以便实现地参考输出信号。LC回路410可以被耦合在电源412的输出和晶体管204的漏极之间以便为载波的谐波提供短路以及为载波和调制边带提供开路。在一些情况下，系统400可以被看作使用用于电源的两个不同电压电平来进行“离散PWM包络跟踪”。
图4b-d示出与系统400的操作相关的时域波形。图4b示出电源412的电源电压的波形；图4c示出晶体管204的漏极电压VD1和漏极电流ID1的波形；并且图4d示出晶体管204的功率损耗PT1。可以看到当供给电压412是高时，接着发生正常操作，并且当供给电压412是低时，功率耗散PT1被显著降低。因此，晶体管204可以对于较低的漏极-源极电压传导电流，同时保持高效率，如由在图4e中的效率曲线420示出的，其表示系统400的操作的一个实例的效率。
图5a示出具有两个输入级的另一实施例系统500：具有由DC电源512供电并由电感器LBIAS1偏置的晶体管204的第一级和具有由DC电源514供电并由电感器LBIAS2偏置的晶体管504的第二级。晶体管204的漏极通过耦合电容器CDC1被耦合到晶体管504的漏极，并且晶体管504的漏极通过耦合电容器CDC2被耦合到并联LC回路506和输出滤波器208。负载由电阻器RLOAD表示。在一些实施例中，二极管D1被耦合在偏置电感器LBIAS2之间以在操作期间保护晶体管504的漏极免受关于晶体管504的本体的负电压影响。在其中晶体管204和504使用LDMOS器件实现的实施例中，二极管D1可以防止LDMOS器件的体二极管的正向偏置。
在实施例中，根据PWM调制，被滤波的PWM信号VG在系统500的操作期间被多路传输在晶体管204的栅极和晶体管504的栅极之间。这个多路传输由耦合在PWM产生器和由PWM产生器520控制的晶体管204和504之间的开关510表示。例如，在RF接通周期期间，信号VG被耦合到晶体管204的栅极。在RF关断周期期间，信号VG被耦合到晶体管504的栅极。
在实施例中，传输到第一级的供给电压512大约是20V，并且比传输到第二级的大约为5V的供给电压514更高。此处，电源512的20V输出提供系统400的大部分输出功率。在RF关断周期期间，电源514的5V输出为低功率状态（regime）供电，并且能够实现在该RF关断周期期间的恒定电流传导。
图5b-f示出与系统500的操作相关的时域波形。图5b示出由PWM产生器502产生的VPWM和VG；图5c分别示出晶体管204和504的栅极电压VG1和VG2；图5d示出晶体管204的漏极电压VD1和漏极电流ID1；图5e示出晶体管504的漏极电压VD2和漏极电流ID2；并且图5f示出晶体管204的功率损耗PT1和晶体管504的功率损耗PT2。
在RF接通周期期间，如由图5d示出的，晶体管204是起作用的，在其漏极处具有大的电压摆幅。然而，在RF关断周期期间没有功率被晶体管204消耗或者由晶体管204消耗少量的功率。如在图5e中进一步示出的，晶体管504在RF关断周期期间是起作用的。然而，如在图5f中所示的，因为施加到晶体管504的供给电压514比施加到晶体管514的供给电压512更低，在RF关断周期期间存在较少的损耗。图5g示出实例实施例系统500相对于归一化输出电压的效率。
在一些实施例中，在RF关断周期期间，晶体管可以被偏置得略高于膝处电压以便使用B类操作“模拟”开关的操作。例如，在一些实施例中，晶体管504可以以大约2V偏置。在图5h中示出相应的效率曲线522。一些实施例可以并入在题为“Amplifier modulationmethod and apparatus”的2010年3月3日授权的美国专利号US7,679,434中描述的构思，系统和方法，该申请在此以引用的方式被全部并入。
应该领会到20V电源和5V电源的实例只是特定的说明性实例。在替代的实例中，可以使用其它供给电压值。例如，在一些实施例中，可以选择具有1/2比率或者其它比率的供给电压。图6a-e示出对应于系统500的波形图，所述系统具有被设置到20V的电源512和被设置到10V的电源514。此外，PWM产生器和系统500被配置为提供具有75%的平均PWM输出电平的PWM，其中系统500有一半时间输出完全电平信号并且系统500在另一半时间输出50%输出电平。在实施例中，对于具有低于10V的最大电压摆幅的输出电压，仅使用具有较小供给电压的晶体管504。对于具有高于10V的电压摆幅的输出电压，使用在两个电源电平之间切换的PWM调制信号。因此，晶体管504的最大输出电压恒定地存在于输出处并且提供调制信号的“DC部分”以及在PWM调制的晶体管504和晶体管204之间的电压差。
图6a和图6b用于具有50%工作周期和75%输出电压的实施例的多路传输预失真信号。图6a示出PWM产生器502的VPWM和VG，并且图6b示出用于晶体管204的栅极驱动信号VG1和用于晶体管504的栅极驱动信号VG2。图6c示出晶体管204的漏极电压VD1和漏极电流ID1，图6d示出晶体管504的漏极电压VD2和漏极电流ID2，并且图6e示出晶体管204的功率消耗PT1和晶体管504的功率消耗PT2。
可以看到对于“RF接通”周期（意味着在这种情况下的较高输出电压摆幅），晶体管204是起作用的，具有其最大输出电压。在“RF关断”（意味着较低输出电压摆幅）期间，晶体管504是起作用的，具有其最大的输出电压摆幅和由此的最大效率。可以进一步看到，得到的输出电压包络具有恒定部分（由于晶体管504的10V）和附加的PWM调制部分（晶体管204和晶体管504之间的差10V）。因此，晶体管204和晶体管504两者都以低损耗在高效率点处操作。
在图6f中示出得到的效率曲线540和542。对于低于50%的输出电压，只有晶体管504是起作用的并且因此效率曲线540和542反映了与B类操作类似的效率。对于高于50%的归一化输出电压，两个晶体管都是起作用的并且在它们的最高效的点处或者接近它们的最高效的点操作。因此，得到的效率曲线以第一阶逼近连接这两个点。对于两个不同的供给电压，不具有PWM调制信号的效率曲线542示出常规的“锯齿”性能，而效率曲线540表示使用PWM调制的系统500的效率。因此，使用PWM信号的实施例与直接滤波器连接一起在这两个最大值之间对B类系统具有改善的效率。
图7示出实施例系统550，其中多个并联输入级被组合。除了具有关于系统500描述的晶体管204和504的第一和第二输入级，系统550还具有由通过偏置电感器LBIASN由电源556供电的晶体管554表示的一个或者多个附加级。在实施例中，开关网络562根据实施例将PWM产生器502的输出VG路由到晶体管204，504，554和其它晶体管。使用实施例系统550，多电平PWM信号可以使用并联级产生。
图8a示出实施例系统600，其中预失真输出VG在晶体管604和共源共栅晶体管606之间被多路传输。此处，电源612被设置到第一电压，并且电源614被设置到允许高效操作的第二电压。例如，在一个实施例中，该第一电压可以是大约20V并且该第二电压可以是大约5V。替代地，可以使用其它电压。在RF接通周期期间，上部晶体管606被用在共源共栅结构中并且具有固定的偏置电压，并且由源极608控制的开关610在该时间期间是打开的。在该状态中的电路600现在用作共源共栅结构中的传统放大器。在RF关断周期期间，开关610是闭合的并且晶体管604关断。预失真栅极信号VG现在被施加到在较低供给电压操作的晶体管606。在一些实施例中，开关610被配置为在一个方向上传导电流并且处理负电压。图8b-c示出对于50%的占空比的被多路传输和偏置的栅极信号的波形图。图8b示出由PWM产生器502产生的VG和VPWM，并且图8c示出晶体管604的栅极驱动信号VG1和晶体管606的栅极驱动信号VG2。
图8d-g示出与晶体管604和606的操作相关的波形图。图8d示出晶体管604的漏极电压VD1和漏极电流ID1，图8e示出晶体管604的源极电压VS1和源极电流IS1，并且图8f示出晶体管606的漏极电压VD2和漏极电流ID2。可以看到在RF接通周期期间，系统600作为正常的共源共栅放大器操作并且在RF关断周期期间只有包括开关610和晶体管606的电路的上部部分是起作用的。在该时间期间，较低晶体管604和电源612被开关610设旁路并且是在备用模式中。图8g示出晶体管604的功率损耗PT1和晶体管606的功率消耗PT2；并且图8h示出相对于归一化输出电压的效率620。
图9a示出PWM产生器700，其中在数字域进行实施例预失真滤波。数字PWM产生器704产生由数字滤波器706滤波的PWM信号。在实施例中，数字滤波器706实现如在上面实施例中描述的实施例预失真滤波器传递函数。数字滤波器706的数字输出通过具有同相输出I和正交输出Q的数模（D/A）转换器708被转换到模拟域中。在一些实施例中，D/A 708的输出使用上变频器710被上变频到相对于本地振荡器信号LO的较高频率。替代地，可以直接从D/A 708输入到PA的RF输入；然而，在一些实施例中，频带限制滤波器和/或阻抗匹配网络可以被耦合在D/A 708和所述PA的输入之间。在一些实施例中，数字PWM 704产生器，数字滤波器706和D/A 708可以被设置在集成电路702上。替代地，这些块可以使用多个板级电路以不同的方式被划分。
图9b示出根据替代实施例的PWM产生器720。此处，数字PWM产生器704和D/A转换器708产生根据本体振荡器信号LO使用上变频器710上变频的基带PWM信号。然后上变频器的输出使用模拟滤波器724被滤波。在一些实施例中，模拟滤波器724可以在上变频器710之前。在其它实施例中，模拟滤波器724，或者模拟滤波器724的多个部分可以被并入在匹配网络内，所述匹配网络被耦合到上面描述的实施例功率放大器电路的输入。在一些实施例中，数字PWM产生器704和D/A 708可以被设置在集成电路722上。替代地，这些块可以使用多个板级电路以不同方式被划分。
根据实施例，一种系统包括第一放大器和第一带通滤波器，所述第一带通滤波器具有与所述第一放大器的输出串联耦合的输入以及配置为耦合到负载的输出。带通滤波器在带内中心频率处比在带外频率处具有更低的输入阻抗，并且第一放大器被配置为接收根据第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形，该第一传递函数衰减脉冲宽度调制波形的边带。该第一传递函数可以与在第一放大器的输出处的归一化阻抗的倒数成比例。该第一放大器可以使用由偏置电感器加载的场效应晶体管实现。
在一些实施例中，该系统也包括耦合到第一放大器的输入的第二带通滤波器，使得第二带通滤波器实现第一传递函数。该系统也可以包括耦合到该第一放大器的输入的信号产生器，所述第一放大器被配置为产生根据第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形。在一些实施例中，该信号产生器包括被配置为实现该第一传递函数的数字滤波器，和被耦合到数字滤波器的脉冲宽度调制器。
在实施例中，该系统进一步包括功率开关电路，其被配置为当该脉冲宽度调制器输出第一信号电平时以第一功率消耗水平操作该第一放大器，并且当该脉冲宽度调制器输出第二信号电平时以第二功率消耗水平操作该第一放大器。该第二功率消耗水平小于该第一功率消耗水平。在一些实施例中，功率开关电路包括耦合到该放大器的电源节点的可变电源并且可以包括具有耦合到该第一放大器的输入的第一输出端子的旁路开关。
在实施例中，该系统进一步包括与该第一放大器并联耦合的第二放大器。该第二放大器具有耦合到该旁路开关的第二输出端子的输入，使得该旁路开关被配置为当该脉冲宽度调制器输出第一信号电平时将第一放大器耦合到脉冲宽度调制器，并且当脉冲宽度调制器输出第二信号电平时将该第二放大器耦合到旁路开关。在一些实施例中，第一放大器被耦合到比第二放大器更高的供给电压。
在实施例中，该系统进一步包括与第一放大器并联耦合的多个另外的放大器。该第一放大器和该多个另外的放大器可以被配置为输出多电平脉冲宽度调制信号。该多个另外的放大器可以被耦合到不同供给电压，其中所述不同的供给电压对应于该多电平脉冲宽度调制信号的输出电平。
根据另外的实施例，功率放大器包括具有耦合到功率放大器的输入的第一控制节点的第一晶体管，和输出滤波器，所述输出滤波器具有耦合到第一晶体管的第一输出节点的滤波器输入节点以及被配置为耦合到负载的滤波器输出节点。该第一晶体管被配置为接收脉冲宽度调制信号，并且该输出滤波器在带内中心频率处比在带外频率处具有更低的输入阻抗。该功率放大器也包括功率开关电路，其被配置为当该脉冲宽度调制信号输出第一信号电平时以第一功率消耗水平操作该功率放大器，并且当该脉冲宽度调制信号输出第二信号电平时以第二功率消耗水平操作该功率放大器。所述第二功率消耗水平小于该第一功率消耗水平。在一些实施例中，该输出滤波器包括串联谐振电路。所述功率放大器也可以包括耦合到该第一晶体管的输出节点的并联谐振回路电路。
在实施例中，所述功率开关电路包括具有耦合到该第一晶体管的第一输出节点的第二输出节点的第二晶体管，以及选择性地将第一晶体管的第一控制节点和第二晶体管的第二控制节点耦合到功率放大器的输入的选择开关。所述选择开关可以被配置为当脉冲宽度调制信号输出第一信号电平时将第一晶体管的第一控制节点耦合到功率放大器的输入。该选择开关也可以被配置为当脉冲宽度调制信号输出第二信号电平时将第二晶体管的第二控制节点耦合到功率放大器的输入。
在实施例中，所述功率放大器也可以包括耦合到功率放大器的输入的输入滤波器。所述滤波器被配置为根据第一传递函数衰减脉冲宽度调制信号的边带，所述第一传递函数与在第一晶体管的第一输出节点处看到的归一化阻抗的倒数成比例。在一些实施例中，所述输入滤波器可以使用数字滤波器实现。
在实施例中，所述功率放大器进一步包括被配置为产生脉冲宽度调制信号的信号产生器。所述脉冲宽度调制信号可以根据第一传递函数被滤波，所述第一传递函数与在第一晶体管的第一输出节点处看到的归一化阻抗成反比。
根据另一实施例，一种操作功率放大器的方法包括接收根据第一传递函数被滤波的输入脉冲宽度调制信号，使用第一放大器放大输入脉冲宽度调制信号以形成放大的脉冲宽度调制信号，当输入脉冲宽度调制信号在第一信号电平时以第一功率消耗水平操作该第一放大器，并且当所述输入脉冲宽度调制信号在第二信号电平时以第二功率消耗水平操作所述第一放大器。所述第二功率消耗水平小于所述第一功率消耗水平。所述方法还包括使用具有比带外阻抗更低的带内阻抗的滤波器对被放大的脉冲宽度调制信号滤波以形成被滤波和放大的脉冲宽度调制信号，并且将被滤波和放大的脉冲宽度调制信号耦合到负载。
在实施例中，第一传递函数与在第一放大器的输出处的归一化阻抗成反比。在一些实施例中，所述方法进一步包括产生输入脉冲宽度调制信号。以第二功率消耗水平操作第一放大器可以包括降低所述第一放大器的偏置电压或者偏置电流。
实施例的优点包括在较低的归一化输出电压电平下产生具有高效率的PWM。更多的优点包括归因于滤波器的紧密滤波器集成的紧凑的电路设计，以及在晶体管中归因于降低的功率损耗的较少的记忆效应。
虽然已经参照说明性实施例描述了本发明，但是该描述不旨在以限制性的意义来解释。当参照该描述时，对于本领域技术人员来说，本发明的说明性实施例以及其它实施例的各种修改和结合将变得明显。因此所附权利要求旨在包括任何这样的修改或者实施例。

Claims (26)

1.一种用于功率放大器的系统，包括：
第一放大器；
第一带通滤波器，所述第一带通滤波器具有与所述第一放大器的输出串联耦合的输入和被配置为耦合到负载的输出，所述第一带通滤波器在带内中心频率处具有比在带外频率处更低的输入阻抗，其中所述第一放大器被配置成接收根据第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形，所述第一传递函数衰减脉冲宽度调制波形的边带；以及
与所述第一放大器并联耦合的多个另外的放大器，其中所述第一放大器和所述多个另外的放大器被配置成输出多电平脉冲宽度调制信号。
2.权利要求1的系统，进一步包括耦合到所述第一放大器的输入的第二带通滤波器，所述第二带通滤波器实现所述第一传递函数。
3.权利要求1的系统，进一步包括耦合到所述第一放大器的输入的信号产生器，所述信号产生器被配置成产生根据所述第一传递函数被滤波的脉冲宽度调制波形。
4.权利要求3的系统，其中信号产生器包括：
被配置为实现第一传递函数的数字滤波器；和
耦合到所述数字滤波器的脉冲宽度调制器。
5.权利要求1的系统，进一步地其中所述第一传递函数与在所述第一放大器的输出处的归一化阻抗的倒数成比例。
6.权利要求1的系统，进一步包括功率开关电路，其被配置成：
当所述脉冲宽度调制波形具有第一信号电平时，以第一功率消耗水平操作该第一放大器；以及
当所述脉冲宽度调制波形具有第二信号电平时，以第二功率消耗水平操作该第一放大器，其中该第二功率消耗水平小于该第一功率消耗水平。
7.权利要求6的系统，其中功率开关电路包括耦合到该第一放大器的电源节点的可变电源。
8.权利要求6的系统，其中功率开关电路包括具有耦合到第一放大器的输入的第一输出端子的旁路开关。
9.权利要求8的系统，其中该系统进一步包括与所述第一放大器并联耦合的第二放大器，该第二放大器具有耦合到旁路开关的第二输出端子的输入，其中所述旁路开关被配置为当所述脉冲宽度调制波形具有第一信号电平时，将该第一放大器耦合到该脉冲宽度调制波形并且当所述脉冲宽度调制波形具有第二信号电平时将该第二放大器耦合到该旁路开关。
10.权利要求9的系统，其中耦合到所述第一放大器的供给电压高于耦合到所述第二放大器的供给电压。
11.权利要求1的系统，其中该多个另外的放大器被耦合到不同的供给电压，所述不同的供给电压对应于该多电平脉冲宽度调制信号的输出电平。
12.权利要求1的系统，其中该第一放大器包括被偏置电感器加载的场效应晶体管。
13.一种功率放大器，包括：
第一晶体管，其具有耦合到功率放大器的输入的第一控制节点，所述第一晶体管被配置成接收脉冲宽度调制信号；
输出滤波器，其具有耦合到该第一晶体管的第一输出节点的滤波器输入节点和被配置成耦合到负载的滤波器输出节点，所述输出滤波器在带内中心频率处比在带外频率处具有更低的输入阻抗；和
功率开关电路，其被配置成当该脉冲宽度调制信号输出第一信号电平时，以第一功率消耗水平操作功率放大器，并且当脉冲宽度调制信号输出第二信号电平时以第二功率消耗水平操作该功率放大器，其中该第二功率消耗水平小于该第一功率消耗水平。
14.权利要求13的功率放大器，其中该输出滤波器包括串联谐振电路。
15.权利要求13的功率放大器，进一步包括耦合到该第一晶体管的输出节点的并联谐振回路电路。
16.权利要求13的功率放大器，其中该功率开关电路包括：
第二晶体管，其具有耦合到该第一晶体管的第一输出节点的第二输出节点；和
选择开关，其选择地将该第一晶体管的该第一控制节点和该第二晶体管的第二控制节点耦合到功率放大器的输入。
17.权利要求16的功率放大器，其中：
该选择开关被配置为当脉冲宽度调制信号输出第一信号电平时，将该第一晶体管的第一控制节点耦合到功率放大器的输入；并且
该选择开关被配置为当脉冲宽度调制信号输出第二信号电平时，将第二晶体管的第二控制节点耦合到功率放大器的输入。
18.权利要求13的功率放大器，进一步包括耦合到该功率放大器的输入的输入滤波器，该输入滤波器被配置为根据第一传递函数衰减脉冲宽度调制信号的边带。
19.权利要求18的功率放大器，其中第一传递函数与在所述第一晶体管的第一输出节点处看到的归一化阻抗的倒数成比例。
20.权利要求18的功率放大器，其中该输入滤波器包括数字滤波器。
21.权利要求13的功率放大器，进一步包括被配置为产生脉冲宽度调制信号的信号产生器。
22.权利要求21的功率放大器，其中脉冲宽度调制信号根据第一传递函数被滤波，该第一传递函数与在该第一晶体管的第一输出节点处看到的归一化阻抗成反比。
23.一种操作功率放大器的方法，该方法包括：
接收根据第一传递函数被滤波的输入脉冲宽度调制信号；
使用第一放大器放大输入脉冲宽度调制信号，以形成放大的脉冲宽度调制信号；
当输入脉冲宽度调制信号在第一信号电平时，以第一功率消耗水平操作所述第一放大器；
当输入脉冲宽度调制信号在第二信号电平时，以第二功率消耗水平操作所述第一放大器，其中该第二功率消耗水平小于该第一功率消耗水平；
使用具有比带外阻抗更低的带内阻抗的滤波器对被放大的脉冲宽度调制信号滤波，以形成被滤波的和被放大的脉冲宽度调制信号；以及
将被滤波的和被放大的脉冲宽度调制信号耦合到负载。
24.权利要求23的方法，进一步包括产生输入脉冲宽度调制信号。
25.权利要求23的方法，其中该第一传递函数与在第一放大器的输出处的归一化阻抗成反比。
26.权利要求23的方法，其中以第二功率消耗水平操作该第一放大器包括降低该第一放大器的偏置电压。
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