DE2061993A1 - Lineares Uebertragungssystem fur elektrische Signale, insbesondere für elektromagnetische Wellen - Google Patents
Lineares Uebertragungssystem fur elektrische Signale, insbesondere für elektromagnetische WellenInfo
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Description
Lineares Uebertra^ungssystern für elektrische
Signale., insbesondere für elektromagnetische
Wellen
Die Erfindung betrifft ein lineares Uebertragungssystem für
elektrische Signale, insbesondere für elektromagnetische Wellen, welchem mindestens zwei Signale zugeführt werden
und von dem ein Ausgangssignal abgenommen wird.
Wenn der Signalpegel in einem Transistorverstärker oder
einem Varactor-Frequenzwandler steigt, erreicht schliesslich
die Uebergangsfunktion ihre Sättigung. Wenn ein linearer Betrieb erforderlich ist, besteht die Wirkung der Sättigung
in der Begrenzung des Betriebsbereiches der Einrichtung um einen besonderen Ruhearbeitspunkt„
Die Erfindung überwindet diese Schwierigkeit durch Bauelemente
zur Vernichtung aller Aktivierungsenergie-Effekte in dem
System und Bauelemente zur Sicherstellung einer proportionalen
Äenderung der reinen augenblicklichen· Spannung eines an das
System angelegten Signale proportional zu der reinen augenblicklichen Spannung eines an das System angelegten anderen
Signals, wobei das Ausgangssignal sich proportional zu den angelegten Signalen ändert. Dies steigert den linearen
dynamischen Bereich von zum Betrieb mit elektromagnetischen Wellen bestimmten Systemen^ beispielsweise Verstärkern und
Frequenzwandlern.
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Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß die Verstärkung irgendeines elektromagnetischen Systems ein dimensionsloses
Verhältnis zweier Parameter ist, beispielsweise der Eingangsund Ausgangsspannungen. Entsprechend ist die Verstärkungsfunktion
als eine Potenzreihe dimensionsloser Ausdrücke wiederzugeben, welche aus Verhältnissen der Signalspannung zu den anderen
SignalSpannungen zusammengesetzt sind, wie sie innerhalb
des Systems zu finden sind, und zwar zu einer gewissen Potenz geführt.
Die anderen Spannungen innerhalb des Systems können andere, von außen angelegte Spännungen sein, beispielsweise solche, wie sie
zur Aufrechterhaltung eines bestimmten Ruhezustandes erforderlich sind, oder HP-Spannungen, wie sie beispielsweise durch
parametrische Systeme gefordert werden. Eine andere Spannungsform kann Restsignale umfassen. Welche nach einer Zeitperiode
innerhalb des Gedächtnisses des Systems verbleiben. Schließlich können andere Spannungen Wärmeenergien oder Aktivierungsenergien innerhalb des Systems umfassen.
Bei einer großen Gruppe von Systemen ist die Bandbreite genügend groß, so daß Gedächtniseffekte nicht wesentlich sind. Allgemei-n
sind die Wärme- oder Aktivierungsenergien ausreichend einfach, so daß sie leicht als einfache dein System zugeführte Spannungen
darstellbar sind. Als solche können sie durch Zufügung einer Zählerspannung neutralisiert werden, und das System kann als
keine reinen inneren Spannungen aufweisend betrachtet werden. Unter diesen Bedingungen spricht das System lediglich auf von
außen angelegte Signale an. Daher werden erfindungsgemäß alle solchen angelegten Signale proportional geändert, wobei als Folge
dessen das Ausgangssignal notwendigerweise sich in der gleichen
Proportion ändern muß. Wahlweise kann jede der inneren Spannungen mit dem entsprechenden außen angelegten Signal gruppiert
werden, wobei die Summe aller inneren Spannungen sowie der entsprechenden angelegten Signale sich proportional ändert. In
jedam Fall kann der dynamische Bereich solcher Einrichtungen
als Verstärker und Frequenzwandler wesentlich ausgedehnt werden.
109835/U30
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Amplitude
der örtlichen Oszillatorspannung, die an einem Varactor-Frequenzwandler
liegt, durch das Eingangssignal moduliert. Die Wirkung besteht in einer augenblicklichen Änderung des Arbeitspunktes des Wandlers als Punktion der augenblicklichen Amplitude
der Signalspannung, wobei die Sättigungseffekte vermindert werden,
die normalerweise Wandlern zugeordnet sind, welche bei
einem festen örtlichen Oszillatorpegel arbeiten.
Bei einem weiteren Ausführurigsbeispiel der Erfindung wird die
augenblickliche Kollektorspannung eines Transistorverstärkers als Punktion des augenblicklichen Eingangssignals verändert,
das an der Transistorbasis liegt.
Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß durch Steigerung
des auswertbaren dynamischen Bereiches von Wandlern und Verstärkern
wirksamere und daher wirtschaftlichere Schaltungen
herstellbar sind.
Die Erfindung ist nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Pig* 1 ein elektrisches System sowie verschiedene darauf wirksame
Signale in verallgemeinerter Darstellung,
Pig. 2 einen Rundfunk-Relaisverstärker nach dem Stand der Technik
in Blockschaltbilddarstellung,
Pig. 3 die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines typischen
Frequenzwandler s,
Pig. 4- einen Relais verstärker unter Verwendung eines ordnungsgemäßen Prequenzwandlers in Blockschaltbilddarstellung,
Pig. 5, 6 einen variablen Abschwächer zur Verwendung in Verbindung
mit der Erfindung in Schaltbilddarstellung sowie dessen
Übertragungscharakteristik,
■■'■■'"■■■·■„■ - - 4 -
109835/1430
Pig. 7 einen erfindungsgemäßen Transistorverstärker in Schaltbilddarstellung
bzw. Blockschaltbilddarstellung,
Pig. θ die Kollektors tr om/Kollektorspannungs~Iiurven eine»
typischen Transistorverstärkers,
Pig. 9 Bestandteile des Verstärkers nach Pig. 7 in Schaltbilddarstellung
bzw. Blockschaltbilddarstellung.
zeigt
Pig. 1/ein verallgemeinertes elektrisches System nit n Eingängen 1, 2...η Bowie einem Ausgangsanschluß jd. Ein unterschiedliches Eingangssignal E1, E2...En wird jedem der Eingangsanschlüsse zugeführt, um ein Ausgangssignal Eo an einem Anschluß £ zu erzeugen. Die verschiedenen Signale können in ihrer allgemeinsten Porm Gleichstromkomponenten so gut wie Wecheelstromkomponenten umfassen. Beispielsweise umfaßt das der Basis eines Transistorverstärkers zugeführte Signal typischerweise eine Gleichstromvorspannung sowie Kontakt- und/oder Grenzflächen-Potentiale genausogut wie das Eingangssignal,
Pig. 1/ein verallgemeinertes elektrisches System nit n Eingängen 1, 2...η Bowie einem Ausgangsanschluß jd. Ein unterschiedliches Eingangssignal E1, E2...En wird jedem der Eingangsanschlüsse zugeführt, um ein Ausgangssignal Eo an einem Anschluß £ zu erzeugen. Die verschiedenen Signale können in ihrer allgemeinsten Porm Gleichstromkomponenten so gut wie Wecheelstromkomponenten umfassen. Beispielsweise umfaßt das der Basis eines Transistorverstärkers zugeführte Signal typischerweise eine Gleichstromvorspannung sowie Kontakt- und/oder Grenzflächen-Potentiale genausogut wie das Eingangssignal,
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß dann, wenn alle auf das System S wirkenden Eingangssignale proportional verändert
werden, das hiervon abgeleitete Ausgangssignal sich in
der gleichen Proportion ändern muß. Wenn also
EidCE2oC En (1)
ist,
so gilt
so gilt
Eo«CE1eCE2cC En (2)
Gemäß der vorixpgpnden Erfindung wird dieses Prinzip auf Frequenzwandler
und Verstärker als Mittel zur beachtlichen Ausdehnung von deren dynamischem Bereich angewendet, um hierbei wesentliche
109835/U30
wirtschaftliche Vorteile in irgendwelchen allgemeinen Übertragungssystems
chaltung en zu erzielen, beispielsweise Rundfunk—
relaisverstärkern.
-Pig. 2 zeigt eine typische Relaisverstärkerstation für ein Rundfunkrelaisnetzwerk
mit einer Empfangsantenne 10, einem nach unten transponierenden Frequenzwandler 11 nebst zugeordnetem
örtlichen Oszillator 12, einem Zi1-Verstärker 15, einem aufwärts
transponierenden Frequenzwandler 14 nebst zugeordnetem örtlichen Oszillator 15, einem HF-Verstärker 16 sowie einer Sendeantenne
17, Der Betrieb einer solchen Station verläuft insofern gerad- ·
linig, als das Hochfre'quenzsignal empfangen, auf eine niedrigere
Frequenz transponiert, verstärt und alsdann auf eine zweite Hochfrequenz zur Rückübertragung nach oben transponiert wird.
Vorteilhafterweise sollte die Verstärkung bei der niedrigeren
Zwischenfrequenz durchgeführt werden. Wegen des begrenzten linearen Arbeitsbereiches des typischen Frequenzwandlers ist
jedoch der Pegel des dem Aufwärtswandler zugeführten Zwischenfrequenzsignals
entsprechend begrenzt. Demzufolge ist eine Hochfrequenzverstärkerstufe erforderlich.
Die Begrenzung des dynamischen Bereiches eines Frequenzwandlers
ergibt sich aus Fig. 3, welche die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik eines typischen Wandlers für unterschiedliche örtliche
Oszillatorsignale zeigt. Jede der Kurven 21, 22, 23 ist über einen begrenzten Bereich linear und weist dann einen Sättigungsbereich auf, wobei eine Steigerung des Eingangssignals keine
wesentliche Steigerung des Ausgangssignalβ bewirkt. Beispielsweise führt beim Betrieb längs der Kurve 21 eine Steigerung der ■
Eingangsgröße vom dem Wert p1 auf den Wert p2 zu einer proportionalen
Steigerung der Ausgangsgröße von einem Wert P1 auf einen Wert P2. Im Gegensatz hierzu ergibt eine gleiche Steigerung
der Eingangsgröße von einem Wert p3 auf einen Wert p4 eine
wesentlich geringere Steigerung der Ausgangsgröße von einem Wert P3 auf einen Wert P4. Daraus folgt, daß dort, wo ein
linearer Betrieb erforderlich ist, der aufwärts transponierende
■ - V - 6 -
* - 109835/1430
Wandler 14 lediglich über den beschränkten Bereich p1 - p2 arbeiten
kann und danach ein Hochfrequenzverstärker an der Relaisvers-ärkerstation
eingefügt werden muß, um die Stärke des gesendeten Signals auf den gewünschten Pegel anzuheben.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß ein linearer Betrieb möglich wäre, wenn die Amplitude des Signals des örtlichen Oszillators,
das an dem Wandler liegt, mit dem Signalpegel verändert werden könnte. Während beispielsweise eine angemessene
Linearität längs der Kurve 21 zwischen den Arbeitspunkten a, _b erzielt wird, wäre an den höheren Pegeln, wo Sättigungseffekte
auftreten, ein linearer Betrieb möglich, wenn der Arbeitspunkt nicht auf die Kurve 21 beschränkt wäre, sondern auf eine der
anderen Kurven verschoben werden könnte. Wenn somit der Arbeitspunkt sich von dem Punkt <c auf der Kurve 21 auf den Punkt
ja auf der Kurve 23 verschieben könntev so würde die Ausgangsgröße
von dem Wert P3 auf einen Wert P'4 zunehmen können, wenn die Eingangsgröße von dem Wert p3 auf den Wert p4 gesteigert
wird. Unter diesen Bedingungen wird der brauchbare dynamische Bereich des Wandlers nicht langer auf den Bereich zwischen den
Punkten p1, p2 beschränkt, sondern über die ganze Strecke von p1 bis p4 ausgedehnt, wobti es möglich wird, den Hochfrequenzverstärker
wegzulassen. Ein Relaisverstärker mit einem ausgedehnten dynamischen Bereich nach der Erfindung ergibt sich aus
Fig. 4.
Unter Verwendung der gleichen Bezugsziffern zur Ermöglichung eines
Vergleiches entsprechender Bauelemente umfaßt der Relaisverstärker
nach Fig. 4 eine Empfangsantenne 10, einen abwärts
transponierenden Wandler 11 nebst einem zugeordneten örtlichen Oszillator 12, einen Zwischenfrequenzverstärker 13, einen aufwärts transponierenden Wandler 14 nebst zugeordnetem örtlichen
Oscillator 15 sowie eine Sendeantenne 17. In der Schaltung nach
Fig. 4 ist ebenfalls ein variabler Abschwächer 20 zwischen dem örtlichen Oszillator 15 sowie dem Frequenzwandler 14 vorgesehen,
dessen Abschwächung durch das Zwiachenfrequenzsignal gesteuert ist, wie sich dies nachfolgend in Einzelheiten ergibt. Bei dem
— 7 — 109835/1430
EeIaisverstärker nach Pig. 4 fehlt der Hochfrequenzverstärker
Beim Betrieb eines Frequenzwandler nach dem Stand der Technik
nimmt das Eingangssignal einen sich ändernden Wertebereich gegenüber demjenigen des örtlichen Oszillators an. Als Ergebnis
ändert sich ständig die last an dem örtlichen Oszillator. J3e.ispielsweise
stellt die Beziehung von Manley-Rowe fest, daIjP einem
induktiven Frequenzwandler das Verhältnis der absorbierten EingangssignalgrößePs zu der Frequenz des-Eingangssignals ws
gleich dem gleichen Verhältnis P1^w1 Q für den örtlichen Oszillator und das Ausgangssignal Po/wo sind. Damit gilt:
PPP
ws wlo wo
Aus dieser Beziehung folgt, daß für sehr geringe Eingangssignale
im wesentlichen keine Leistung des Örtlichen Oszillators absorbiert
wird, wogegen für größere Eingangssignale entsprechend größere Anteile der Energie des örtlichen Oszillators absorbiert werden. Somit erscheint der Wandler als ständig sich ändernde
Last an dem örtlichen Oszillator. Insbesondere ändert das System seinen Zustand von einer im wesentlichen induktiven
Last auf eine im wesentlichen Ohm'sche Last über dem Bereich
der Signalpegel. Dies bewirkt eine Änderung der Phase ebenso wie eine Änderung der Amplitude des auf den Wandler übertragenen Signals des örtlichen Oszillators. Diese Änderungen erzeugen
die vorangehend erwähnten nichtlinearen Effekte und begrenzen den dynamischen Arbeitsbereich bekannter Wandler.
Aus Leistungsbetrachtungen ergibt sich, daß der typische Frequenzwandler
eine diesem eigene nichtlineare Eingangs/Ausgangs-Charakteristik aufweist. Dies könnte zu dem Vorschlag führen,
daß durch Veränderung der Ausgangsgröße des örtlichen Oszillators
als Funktion der Größe des Eingangssignals Sättigungseffekte eliminiert werden könnten. Obgleich Leistungsbetrachtungen
zur Erläuterung des Verhaltens des Wandlers brauchbar
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sind, verwischen sie die tatsächliche Beziehung zwischen Ursache und Wirkung, well sich die Leistung über viele Zyklen ausmittelt.
Obgleich dieser Ausmittelungsprozeß zur Überprüfung vieler Fälle geeignet ist, bietet er keinen Weg zur Identifizierung eines besonderen
Falles. Ferner ergibt sich ein Verlust des Zeitgefühls insofern, alB eine Leistungsmessung vergangene Vorgänge beschreibt
und keinen möglichen Weg bietet, eine Korrektur irgendeines dieser
Fälle nach dem Ereignis zu bewirken.
Eine zweckmäßigere Überprüfung der Wechselwirkung von Signal und örtlichem Oszillator erfordert eine Betrachtung auf der augenblicklichen
Basis. Somit werden erfindungsgemäß Sättigungseffekte vermindert, indem eine augenblickliche konstante Beziehung
zwischen dem Pegel des Eingangssignals sowie dem Pegel
des verwendeten örtlichen Oszillators aufrechterhalten wird. Wenn dieser Zustand hergestellt ist, so ist die Systemlast an
dem örtlichen Oszillator insofern stets konstant, als die auftreffende Leistung des örtlichen Oszillators stets genau derjenigen
entspricht, welche dem besonderen Signalpegel zugeordnet ist, so daß alle auftreffende Leistung absorbiert wird. Der Oszillator
ist unter diesen Umständen stets angepaßt abgeschlossen. Dies wird erreicht durch die Einfügung eines Abschwächere 20
zwischen den örtlichen Oszillator 15 sowie den Frequenzwandler 14
und durch eine Veränderung der augenblicklichen Abschwöchung
des Abschwächers gemäß der augenblicklichen Amplitude des angelegten
Signals. Wenn somit das Eingangssignal gering ist, so ist auch der Pegel des Signals des örtlichen Oszillators entsprechend
niedrig. Wenn der Eingangssignalpegel steigt, so steigt auch der Pegel des Signals des örtlichen Oszillators, wobei der Arbeitspunkt von der Kurve 21 auf einen Punkt der Kurve 22 oder 23 bewegt
wird, je nach den Erfordernissen des augenblicklichen Sign»ipegels.
Wenn dieser Zustand aufgebaut ist, so wird die Eingangs/ Ausgangs-Charakteristik des Wandlers 14 in größerer Annäherung
durch die lineare Kurve 24 nach Fig. 3 gegeben. Tatsächlich ist der brauchbare dyranische Bereich nicht länger eine Funktion
irgendeines besonderen Signalpegels des örtlichen Oszillators, wie durch die Kurven 21, 22, 23 angegeben ist, sondern dehnt sich
— 9 — 109835/U30
stattdessen automatisch entsprechend den Erfordernissen des angelegten
Signals aus.
5 zeigt zum Zwecke der besseren Darstellung in Einzelheiten
einen Frequenzwandler sowie einen variablen Abschwächer eines Typs, welcher zur Durchführung dea Erfindungsgedankens verwendbar
ist. Der Wandler 14 umfaßt eine Varaetordiode 30 in Parallelanordnung
mit einer Resonanzschaltung 31, die auf die Ausgangsslgnalfrequenz
abgestimmt ist. Eine Gleichstromquelle 3-2 sowie
ein üTebenschluß-Parallelachaltkondensator 33 liegen in Reihe
mit der Varactordiode aus nachfolgend erläuterten Gründen.
Der variable Abschwächer 20 umfaßt einen 3db*-Quadrat-Gabelkoppler
34 sowie ein Paar von Dioden 35, 36. Die letzteren sind
entsprechend mit einem Paar konjugierter Anschlüsse 43» 44 des Gabelkopplers 34 sowie mit dem Wellenweg des Eingangssignals
verbunden. Der örtliche Oszillator 15 liegt an einem Anschluß
42 des anderen Paares konjugierter Anschlüsse 41V"42. Der Anschluß
41 ist mit dem Wandler 14 verbunden.
Die Dioden 35, 36 sind durch eine Vorspannungsquelle 37 so vorgespannt
, daß sie als Anpassungsabschluß an dem Koppler 34 erscheinen.
Mit solcher Vorspannung wird die Gesamtheit des Signals des örtlichen Oszillators in den Dioden absorbiert, so
daß nichts den-Windler erreicht. Beim Vorliegen eines angelegten
Signals jedoch wird die reine Vorspannung an den Dioden moduliert^
wobei die Größen von deren Impedanzen verändert werden· Da die Dioden nicht länger eine Anpassung für den Gabeikoppler
sind, werden sich ändernde Größen des Signals des örtlichen Oszillators durch die Dioden reflektiert. Die-reflektierten
Signale vereinigen sich wieder in dem Anschluß 41, von wo sie
zu dem Wandler gekoppelt werden. Hg, 6 zeigt die augenblickliche
Änderung dör Größe des Signals des örtlichen Oszillators
in Kopplung auf den Wandler ala Funktion des Eingangssignals.
Die erstere Größe ändert sich als eine im wesentlichen lineare
Funktion des augenblicklichen Wertes der letzteren Funktion, wobei ein konstantes Verhältnis zwischen diesen beiden Signalen
- 10 10 98.3 5/ U 3D
aufrechterhalten wird.
Wie vorangehend erwähnt wurde, liegt eine Gleichstromquelle 32
in Reihe mit dem Varactor 30. Es ist bekannt, daß in Zuordnung zu irgendeiner Halbleitereinrichtung Kontaktpotentiale und/oder
Grenzflächenpotentiale vorliegen, in Abhängigkeit von der Art der Einrichtung. Für beste Ergebnisse sollten diese Potentiale
entweder gemäß dem Eingangssignal verändert oder durch geeignet angeordnete Gegenspannungen eliminiert werden. Bei dem Ausführungsbeispiel
nach Pig. 5 ist die Stromquelle 32 eingeführt, um die Kontakt- und/oder Grenzflächenpotentiale des Varactors
30 zu neutralisieren.
Die Grundlagen nach der Erfindung können auch auf andere Einrichtungen
angewendet werden, beispielsweise auf Verstärker. Zum Zwecke der Darstellung sei der Transistorverstärker nach
Pig. 7 betrachtet. Grundsätzlich umfaßt der Verstärker einen Transistor 60 mit einer Basis 61, einem Emitter 62 sowie einem
Kollektor 63. Der Emitter liegt über eine Gleichstromquelle 64 auf Masse, welche jegliche Kontakt- und/oder Grenzflächenpotentiale
in der Emitterschaltung aus den oben angegebenen Gründen neutralisiert. Die Stromquelle 64 ist durch einen
Kondensator 65 überbrückt.
Die Basis ist mit einer Gleichstrom-Basis-Vorspannungsqiuelle 67
und mit der Eingangs signalqxielle über einen Spannungsteiler 71
verbunden. Der Kollektor liegt wiederum an einer Gleichstrom-Kollektorquelle
79 Über eine KoIlektor-Belastungsimpedanz 68 aowie
einen Kollektor-Gleichstrom-Modulator 70. Ein Teil des Eingangssignals wird auch von dem Teiler 71 auf den Modulator 70 gekoppelt.
Ein typischer Transistorverstärker der beschriebenen Art umfaßt eine Schar von Kollektorstrom/Kollektorspannungs-Kurven, beispielsweise
gemäß Pig. 8, wobei jede der Kurven 81, 82, 83, 84 einer unterschiedlichen Basisspannung entspricht. Das Ansprechve-1"-mögen
des Verstärkers auf ein gegebenes Eingangssignal wird durch
- 11 109835/1430
.Zeichen einer Lastlinie durch den Kollektor-Versorgungsspannungs-Punkt
Ecc bestimmt, welcher bei bekannten Verstärkern üblicherweise konstant ist, und indem ein Arbeitspunkt längs dieser
Linie angeordnet wird. Beispielsweise liegt bei durch die Kurven 82 gegebener Basisvorspannung der Arbeitspunkt für die besondere
Lastlinie an einem Punkt f.
Ein Eingangssignal, welches eine Abweichung der augenblicklichen
BasiGGpannung zwischen den Kurven 82, 63 und 82, 81 bewirkt,
wobei diese Änderungen gleiche Zunahmen der Basisspannung bewirken, erzeugt ein verzerrtes Ausgangssignal Eo, da die resultierenden
Änderungen der Kollektorspannung/\ 1Ec undA 2Ec offensichtlich ungleich sind* Dies ergibt sich Wegen Sättigungseffekten, welche die Änderung des Kollektorstromes zu reduzieren
trachten, wenn die Baeisspannung für eine gegebene Kollektor-Versorgungsspannung gesteigert wird. Erfindungsgemäß
wird diese Sättigungstendenz vermindert, indem augenblicklich die Kollektorversorgungsspannung in Abhängigkeit von dem Eingangssignal
verändert wird. Inabesondere wird die Kollektorversorgungsspannung
gesteigert, wenn das Eingangssignal zunimmt, und vermindert, wenn das Eingangssignal abnimmt, wobei
ein konstantes Verhältnis zwischen den beiden Spannungen aufrechterhalten wird. Wenn die augenblickliche Kollektorspannung
durch Ecc + ec gegeben wird, wobei ec die Summe aller Gleichspannungen
einschließlich der Kontakt- und/oder Grenzflächenpotentiale darstellt, und die augenblickliche Basisspannung
durch Es + Ebb dargestellt wird, wobei Es die Signalspannung und
Ebb die Summe aller Basisgleiehspannungen sind, einschließlich
Vorspannungen und Kontakt- und/oder Grenzflächenpotentialen, so erhält man einen linearen Betrieb, wenn die Bedingung erfüllt
ist:
c =k, (4)
V + Ebb
wobei k eine Konstante ist.
wobei k eine Konstante ist.
- 12 109835/U30
Eine Lösung für Ecc ergibtί
Da sowohl k als auch (Ebb - ec) Konstanten sind, ändert sich Ecc als lineare Punktion von Es. Demgemäß spricht der Modulator 70
vermöge entsprechender Auslegung auf das Eingangssignal in der durch die Gleichung 5 erforderlichen Weise an.
Fig. 9 zeigt den Verstärker von Pig. 7 sowie ein besonderes Ausführungsbeispiel
des Modulators 70, welches zur Durchführung der Erfindung verwendet werden kann.
Das Eingangssignal zu dem Transistorverstärker 60 ist typischerweise
klein und kann infolgedessen möglicherweise nicht in der
Lage sein, die Kollektorversorgungsspannung in der nach der Gleichung (5) erforderlichen Weise zu modulieren. Dies bedeutet,
daß eine gewisse Verstärkung in der Modulatorschaltung benötigt werden kann. Bei den niedrigeren Frequenzen kann ein Hilfsverstärker
verwendet werden. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß der Hilfsverstärker kein Verstärker von hoher
Qualität zu sein braucht, da jede hierbei erzeugte Änderung von Ecc das Gesamtansprechvermögen des Verstärkers über das verbessert,
was bei einer konstanten Kollektorversorgungsspannung vorliegt.
Bei den höheren Frequenzen kann jedoch sogar ein Hilfsverstärker von geringer Qualität einen wesentlichen Aufwand enthalten. XJm
dies zu vermeiden, wird bei einer wahlweisen Anordnung das Eingangssignal auf eine zweckmäßigere Frequenz nach unten transponiert,
dieses Signal/geringerer Frequenz verstärkt und alsdann
das verstärkte Signal nach oben transponiert. Das nach oben transponierte Signal wird alsdann der Kollektoreleichspannung
uberlft.^.-xiu , um die erforderliche Änderung der Kollektorversorgungsspannung
zu erzeugen. Demgemäß umfaßt der in Fig. 9 erzeugte Modulator 70 einen örtlichen Oszillator 91, welcher mit
einem nach unten transponierenden Wandler 90 sowie einem nach
- 13 -109835/U30
oben transponierenden Wandler 92 verbunden ist. Der Teil des von
dem Teiler 71 abgenommenen Eingangs signals wird zu dem nach unten
transponierenden Wandler 90 gekoppelt, dessen Auegangsgröße
wiederum an dem Verstärker 93liegt. Das verstärkte Signal wird
.dem nach oben transponierenden Wandler 92 zugeführt} dessen
Ausgangsgröße alsdann auf die von der Quelle 69 abgenommene
Gleichspannung überlagert wird.
/Die Gleichung (5) zeigt, daß die Kollektorspannung sich als
lineare Punktion des Eingangssignals ändern soll«, Dies ist offensichtlich
der bevorzugte Zustand. Jedoch kann im Vergleich zu einem Verstärker mit einer konstanten Kollektorep-annung eine
wesentliche Verbesserung auch erreicht werdan, w©nu die Kollektors
pannungsschwankungen 9 welche durch den Modulator 70 eingeführt
werden, geringer als ideal sind. Di© Sorgfalt d©r Auslegung
des Modulators 70 ist demgemäß eine funktion d©s G-radee
an. Linearität, wie ei? durch den Verstärker ©^fordert wird«
Kollektorspannungsänderungen komplisiesterer Art können leicht
erhalten werden, indem eis. Verstärker mit variablem
faktor in dem Modulator verwendet
Obgleich nicht veranschaulicht; sei darauf hliisewiesen,, daß
Phasen- und Zeitverzögerungs- Einstellungen erforderlipb sein
können j um jegliche Zeit- xmö. Phaseiadifferenzön zu kompensieren
die durch die beiden Eingangesignalkomponenteia auftreten P welche
von dem Teller 71 abgenommen und zu der Basis 61 des Transistors 60 bzw. der Eollektorlastimpedans 68 gekoppelt wsrcleru
Claims (6)
- 2061933(Neuer) AnspruchflLineares Uebertragungssystem für elektrische Signale, insbesondere für elektromagnetische Wellen, welchem mindestens zwei Signale zugeführt werden, und von dem ein Ausgangssignal abgenommen wird, gekennzeichnet durch Schaltungsmittel (32, 64) zur Ausloschun^· aller Aktivierungsenergie-Effekte in dem System sowie durch. Schaltungsmittel (20) zur Sicherstellung einer proportionalen Aenderung der Augenblicksanplitude eines dem System zugeführten Signals (z.3. vor. 13) ir: Bezug auf die Augenblicksamp'litude eines anderen de.r. ^-jazsiu zugeführten Signals (2.B. von 13)* wodurch sich 'las Ausgangssignal proportional zu den zugeführten Signalen ändert=(Die Ansprache 2-5 werden in der Fass; ;/-^ ve-.;: 16. Dezember 1970 unverändert aufrecht erhalten.-*1 0 9 S 3 5 /45-S?\^T T *sTn V^iS-welchem zumindest zwei Signale zugeführt werden und vp»"aem ein Aus gangs signal abgenommen wird, gekennzeichjie-treLurch Bauelemente (.32;- 64-) zur Vernichtung aller A]c%ivierungsenergieeffekte in dem System und BauelemenJbe^t20) zur Sicherstellung einer proportionalen Änderung^ter reinen augenblicklichen Spannung eines an das!System angelegten Signals (z.B. von 15) proportional zu^d«r"*r einen augenblicklichen Spannung eines an das System^afigelegten anderen Singais (z.B. von 13)» wobei dasA«B"gangssignal sich proportional zu den angelegten ffaiDauuf 44Uu. f»-?t■ι
- 2. System nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Ausbildung als Verstärker (60).
- 3. System nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Ausbildung als Prequenzwandler(14) ·
- 4. System nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein aktives Element (30, 60), eine Signalquelle (13, 71) in Verbindung mit dem Element und Bauelemente (20, 70) zum Aufbau eines Arbeitspunktes sowie zur Änderung desselben in Abhängigkeit von dem augenblicklichen Eingangssignal.
- 5. System nach Anspruch 4» dadurch gekennzeichnet, daß das Element (60) einen Emitter (63), eine Steuerelektrode (61) sowie einen Kollektor (62) aufweist und daß die Summe der an dem Kollektor liegenden Spannungen proportional zu der Summe der an der Steuerelektrode liegenden Spannungen änderbar ist.
- 6. System nach Ansprtnh 4-, gekennzeichnet durch einen örtlichen Oszillator (15), dessen dem Element zugeführtes Signal proportional zu der augenblicklichen Amplitude des Signals änderbar ist, das von der Signalquelle (13) abgenommen ist.109835/1430.JtLeersei
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US4247822A (en) * | 1979-01-04 | 1981-01-27 | Rca Corporation | Frequency translation means |
NL7901118A (nl) * | 1979-02-13 | 1980-08-15 | Philips Nv | Versterker bevattende een voedingsschakeling en een daarmee verbonden versterker-trap. |
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US4506383A (en) * | 1980-01-04 | 1985-03-19 | Harris Corporation | Method and apparatus for relaying signals between a ground station and a satellite using a ground relay station |
DE3531961A1 (de) * | 1985-09-07 | 1987-03-19 | Bosch Gmbh Robert | Batterie- oder akkumulatorbetriebener funkempfaenger |
GB9313981D0 (en) * | 1993-07-06 | 1993-08-18 | Plessey Semiconductors Ltd | Wide-band microwave modulator arrangements |
IT1270173B (it) * | 1994-06-07 | 1997-04-29 | Sits Soc It Telecom Siemens | Amplificatore lineare di potenza a microonde con iniezione di potenza di alimentazione comandata dall'inviluppo di modlazione |
US5802452A (en) * | 1996-01-17 | 1998-09-01 | Gte Government Systems Corporation | Multiple channel radio frequency repeater |
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US6285251B1 (en) * | 1998-04-02 | 2001-09-04 | Ericsson Inc. | Amplification systems and methods using fixed and modulated power supply voltages and buck-boost control |
US8660057B2 (en) * | 2010-08-26 | 2014-02-25 | Golba, Llc | Method and system for distributed communication |
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