DE102013212756B4

DE102013212756B4 - System und verfahren für einen kaskodenverstärker

Info

Publication number: DE102013212756B4
Application number: DE102013212756.1A
Authority: DE
Inventors: Martin Mataln; Christian Schuberth; David Seebacher; Peter Singerl
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-06-29
Filing date: 2013-06-28
Publication date: 2023-04-06
Anticipated expiration: 2033-06-29
Also published as: KR20140002520A; CN103532506B; CN103532506A; KR101500093B1; US8754712B2; US20140002192A1; DE102013212756A1

Abstract

System, umfassend:einen ersten Transistor (T1), der einen an einen ersten Signaleingang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an ein erstes Bezugspotential gekoppelten ersten Bezugsknoten umfasst;einen zweiten Transistor, der einen an einen zweiten Signaleingang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Systems gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten zweiten Bezugsknoten umfasst; undeinen ersten Schalter (S1), der den ersten gemeinsamen Knoten schaltbar an ein zweites Bezugspotential koppelt;wobei das System darüber hinaus eine Steuerung umfasst;der erste Schalter (S1) einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang umfasst, worin der erste Schalter (S1) so konfiguriert ist, dass er offen ist, wenn der Steuereingang in einem ersten Zustand ist, und der erste Schalter (S1) so konfiguriert ist, dass er geschlossen ist, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist; unddie Steuerung so konfiguriert ist,dass sie ein erstes Signal selektiv an den ersten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist, unddass sie das erste Signal an den zweiten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen Halbleiterschaltungen und -verfahren, und im Besonderen ein System und Verfahren für einen Kaskodenverstärker.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Im Zuge der immer stärker verbreiteten Nutzung von mobilen Kommunikationssystemen mit niedriger Leistung wurde der Marktdruck immer stärker, die Leistung sowohl in den mobilen Stationen als auch in den Basisstationen zu reduzieren. Eine derartige Reduktion der Leistung führt nicht nur zu niedrigeren Stromkosten, sondern ermöglicht auch günstigere und kompaktere Schaltungsausführungen. Indem der Energieverbrauch der Übertragungseinrichtung reduziert wird, gibt es folglich auch geringeren Bedarf an Kühlvorrichtungen sowie an elektronischen Bauelementen, die in ihrer Leistung für Hochtemperaturbetrieb konzipiert sind. Darüber hinaus sind Vorrichtungen mit niedriger Leistung häufig kleiner in ihrer Ausführung als entsprechende Vorrichtungen mit höherem Energieverbrauch.
In einem Hochfrequenz- (HF-) Übertragungssystem ist einer der Hauptenergieverbraucher der HF-Leistungsverstärker. In manchen Systemen wird ein Energieeffizienz-Signalisierungssystem verwendet, um den Wirkungsgrad solcher Systeme zu erhöhen. Die in GSM-Systemen eingesetzte Gaußsche Frequenzumtastung (Gaussian Minimum Shift Keying, GMSK) mit konstanter Hüllkurve zum Beispiel ist sehr effizient, da der Leistungsverstärker näher an der Kompression betrieben werden kann bzw. da sich das GSM-Signalisierungssystem zur Verwendung von hocheffizienten Leistungsverstärkern wie Klasse-E-Verstärkern eignet.
Die Druckschrift US 2010 / 0 277 252 A1 bezieht sich auf Hochfrequenz (HF)-Vorrichtungen und insbesondere auf ein Multimode-Hochfrequenz-Frontend-Modul und eine zugehörige Schaltschaltung, die die Mängel in Bezug auf die Leistungs-/Wirkungsgradmerkmale herkömmlicher Frontend-Module verringern sollen.
Die Druckschrift US 7 187 239 B2 beschreibt einen rauscharmen Multibandverstärker, der in einer Vielzahl von Bandmodi arbeiten kann und ein Verfahren zum Verbinden eines Ausgangsverstärkers mit einer Vielzahl von Eingangsverstärkern in Kaskodenschaltung an einem Knoten mit der niedrigsten Impedanz, um die Impedanz des rauscharmen Multibandverstärkers zu verringern.
Da der Bedarf an hohen Datenbandbreiten steigt, verwenden immer mehr Systeme wie LTE und WiMAX Signalisierungssysteme, die hohe PAPRs (peak to average power ratio, Verhältnis von Spitzenleistung zu Durchschnittsleistung) aufweisen. Während diese Hoch-PAPR-Signalisierungssysteme eine hohe Bandbreiteneffizienz aufweisen, verbrauchen sie im Allgemeinen mehr Energie als manche energiesparenden Signalisierungssysteme, da Leistungsverstärker, die Signale mit hohem PAPR übertragen, in einer weniger effizienten Backoff-Stellung betrieben werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein System einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor. Der erste Transistor weist einen an einen ersten Signaleingang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an ein erstes Bezugspotential gekoppelten ersten Bezugsknoten auf, und der zweite Transistor weist einen an einen zweiten Signaleingang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Systems gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten zweiten Bezugsknoten auf. Das System umfasst darüber hinaus einen ersten Schalter, der schaltbar den ersten gemeinsamen Knoten an ein zweites Bezugspotential koppelt. Das System umfasst darüber hinaus eine Steuerung; wobei der erste Schalter einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang umfasst, worin der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er offen ist, wenn der Steuereingang in einem ersten Zustand ist, und der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er geschlossen ist, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist. Weiterhin ist die Steuerung so konfiguriert, dass sie ein erstes Signal selektiv an den ersten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist und dass sie das erste Signal an den zweiten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist.
Die Details zu einer oder mehreren Ausführungsform(en) der Erfindung werden in den beiliegenden Zeichnungen und der nachfolgenden Beschreibung dargelegt. Andere Eigenschaften, Ziele und Vorteile der Erfindung gehen aus der Beschreibung und den Zeichnungen sowie aus den Ansprüchen hervor.
Figurenliste
Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung und deren Vorteile wird nun Bezug genommen auf die folgenden Beschreibungen, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen zu lesen sind, welche Folgendes darstellen:

1a-f veranschaulichen eine Schaltung einer Ausführungsform und damit verbundene Wellenformdiagramme;
2a-b veranschaulichen eine Schaltung einer Ausführungsform mit N Stufen und ein zugeordnetes Wirkungsgraddiagramm;
3a-b veranschaulichen eine Schaltung einer Ausführungsform mit verschiedenen Schalterausführungsformen;
4a-4o veranschaulichen eine Schaltung einer Ausführungsform, angeordnet in einer Gegentaktkonfiguration, und zugeordnete Wellenformdiagramme;
5a-b veranschaulichen eine Schaltung einer weiteren Ausführungsform, angeordnet in einer Gegentaktkonfiguration, und ein zugeordnetes Wirkungsgraddiagramm;
6a-k veranschaulichen Schaltungen einer Ausführungsform, die für Pulsweitenmodulations-(PWM-) Betrieb konfiguriert sind, und zugeordnete Wellenformdiagramme;
7a-b zeigen Schaltbilder von Systemen einer Ausführungsform; und
8a-c zeigen Schaltbilder von Systemen weiterer Ausführungsformen.

Außer gesondert anders angeführt, beziehen sich entsprechende Bezifferungen und Symbole in den einzelnen Figuren im Allgemeinen auf die entsprechenden Teile. Die Figuren wurden zur deutlichen Veranschaulichung der relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen angefertigt und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu. Um bestimmte Ausführungsformen noch deutlicher zu veranschaulichen, wurde gegebenenfalls zur Angabe von Varianten der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder des gleichen Verfahrensschrittes ein Buchstabe einer Figurenzahl nachgestellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VERANSCHAULICHENDER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Nachstehend werden die Herstellung und Verwendung der zurzeit bevorzugten Ausführungsformen im Detail erläutert. Es gilt jedoch zu verstehen, dass die vorliegende Erfindung zahlreiche anwendbare Erfindungskonzepte bereitstellt, die in einer großen Vielzahl spezifischer Kontexte ausgeführt werden können. Die hier erläuterten spezifischen Ausführungsformen dienen ausschließlich der Veranschaulichung spezifischer Möglichkeiten, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und stellen in keiner Weise eine Einschränkung für den Schutzumfang der Erfindung dar.
Die vorliegende Erfindung wird in Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem spezifischen Kontext, nämlich dem einer Kaskoden-Ausgangsstufe zur Verwendung mit Basisband- und HF-Übertragungssystemen, beschrieben. Die Erfindung kann jedoch auch bei anderen Arten von Schaltungen und Anlagen wie tonfrequenten Anlagen, Kommunikationsanlagen und anderen elektronischen oder optischen Systemen angewandt werden.
In einer Ausführungsform wird in einem Kaskodenverstärker durch Anlegen eines Signals an einen Sourceschaltungs-Verstärker bis zu einem Ausgangssignal-Grenzpegel und Anlegen des Signals an den Kaskodentransistor während gleichzeitigen Abschaltens des Sourceschaltungs-Verstärkers für Ausgangssignalpegel im Bereich des Ausgangssignal-Grenzpegels ein hoher Wirkungsgrad erhalten.
1a veranschaulicht einen Verstärker 100 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Verstärker 100 weist einen an eine HF-Eingangsquelle V_HF2, die auch Gleichstrom-Vorspannung bezüglich Masse bereitstellt, gekoppelten Eingangstransistor T₂ und über einen in einer Kaskodenkonfiguration an Transistor T₂ gekoppelten Kaskodentransistor T₁ auf. Der Gate-Anschluss von Transistor T₁ ist an eine HF-Eingangsquelle V_HF1 gekoppelt, die auch Gleichvorspannung bezogen auf die Versorgungsgleichspannung V_DC2 bereitstellt. Schalter Si ist zwischen dem Drain-Anschluss von Transistor T₂ und der Versorgungsgleichspannung V_DC2 gekoppelt. In einer Ausführungsform liefert V_HF1 ein HF-Signal, während V_HF2 kein HF-Signal liefert, oder V_HF2 liefert ein HF-Signal, während V_HF1 kein HF-Signal liefert. In manchen Ausführungsformen kann V_HF1 auch ein HF-Signal liefern, während V_HF2 das HF-Signal liefert (d.h. T₁ empfängt weiterhin das HF-Signal, auch wenn T₂ aktiv ist). Wenn V_HF1 aktiv ist, wird Schalter S₁ geschlossen.
In manchen der veranschaulichten Ausführungsformen können die Transistoren T₁ und T₂ eine Schwellenspannung von 0V haben, damit kein explizites Vorspannungsnetzwerk erforderlich ist und ein leichteres Verständnis der veranschaulichten Ausführungsformen und deren Wellenformen ermöglicht wird. In alternativen Ausführungsformen können jedoch zusätzliche Gleichspannungs-Vorspannungsnetzwerke verwendet werden, um an die Gate-Anschlüsse von T₁ und T₂ eine Vorspannung anzulegen. Der Drain-Anschluss von Transistor T₁ wird durch den Vorspannungsinduktor L_BIAS unter Vorspannung gesetzt und an eine Last R_LOAD über einen Gleichspannungs-Trennkondensator C_DC und einen Parallelresonanzschwingkreis, gebildet durch einen Kondensator C_TANK parallel zu L_TANK, gekoppelt, wodurch Klasse-B-Betrieb des Verstärkers mit einem Wirkungsgrad von etwa 70 % ermöglicht wird. In weiteren Ausführungsformen kann der Verstärker 100 als ein Klasse-F-Verstärker oder ein Klasse-J-Verstärker betrieben werden, um einen erhöhten Wirkungsgrad zu erzielen.
In einer ersten Betriebsweise ist Schalter S₁ offen, eine Gleichspannung wird am Gate-Anschluss von Transistor T₁ angelegt und die HF-Spannungsquelle V_HF1 ist nicht in Betrieb und liefert eine Gleichspannungsverbindung für die Versorgungsspannung V_DC2. HF-Spannung V_HF2 wird am Gate-Anschluss von Transistor T₂ angelegt und V_G1 bleibt konstant, wodurch Klasse-B-Betrieb erzielt wird. Die entsprechende Klasse-B-Wirkungsgradkurve ist in Kurve 110, gezeigt in 1b, abzulesen. Es gilt anzumerken, dass die erste Betriebsweise jener eines konventionellen Klasse-B-Kaskodenverstärkers ähnlich ist. Das HF-Signal für den Gate-Anschluss des Kaskodentransistors T₁ kann unter Verwendung eines Transformators oder eines regulären Vorspannungsnetzwerks angelegt werden, um den Gleichstrompegel auf den für Transistor T₁ erforderlichen Pegel anzuheben. In manchen Ausführungsformen, wie z.B. in Ausführungsformen, die unter Verwendung eines Transformators ein HF-Signal an den Gate-Anschluss von T₁ anlegen, kann das HF-Signal kontinuierlich während der ersten Betriebsweise angelegt werden.
In einer zweiten Betriebsweise ist der Schalter S₁ geschlossen, und die HF-Signalquelle V_HF1 wird aktiviert (sofern sie nicht bereits aktiv ist) und an den Gate-Anschluss von Transistor T₁ angelegt. HF-Signalquelle V_HF2 andererseits wird deaktiviert, was bedeutet, dass kein HF-Signal am Gate-Anschluss von Transistor T₂ angelegt wird. Da die Gleichstromvorspannung im Bereich der Schwellenspannung angesetzt wird, um die Vorrichtung für Klasse-B-Betrieb mit Vorspannung zu versorgen, fließt nur ein geringer Drainstrom unter Gleichstrombedingungen, wenn kein HF-Signal am Gate-Anschluss angelegt wird. Wenn der Schalter S₁ geschlossen ist und V_HF2 deaktiviert ist, bedeutet dies, dass Transistor T₂ inaktiv ist und keine Energie verbraucht. Andere Vorspannungsbedingungen neben Klasse B können durch Modulation der Gleichstromvorspannung erreicht werden. In der zweiten Betriebsweise arbeitet Transistor T₁ als ein Sourceschaltungs-Verstärker. In einer Ausführungsform beträgt V_DC2 etwa 20 V und V_DC1 beträgt etwa 20 V. Alternativ dazu können auch andere Gleichstromvorspannungen verwendet werden.
1b zeigt ein Diagramm, das den Wirkungsgrad von Verstärker 100 in Bezug auf eine normalisierte Ausgangsspannung veranschaulicht. Kurve 110 veranschaulicht den Wirkungsgrad eines Systems unter Verwendung von Verstärker 100 ausschließlich in der ersten (Kaskoden-) Betriebsweise; und Kurve 112 veranschaulicht den Wirkungsgrad eines Systems unter Verwendung von Verstärker 100 in der zweiten (Sourceschaltungs-) Betriebsweise mit einer normalisierten Ausgangsspannung von bis zu etwa 50 %, und in der ersten (Kaskoden-) Betriebsweise mit einer normalisierten Ausgangsspannung von etwa 50 % bis 100 %. Für normalisierte Ausgangsspannungen über 50 %, wobei von gleichen Netzspannungen V_DC1 und V_DC2 ausgegangen wird, ist der Wirkungsgrad des Systems mit zwei Betriebsweisen und die des Kaskoden-Betriebssystems (in dem Schalter S₁ offen ist) ungefähr die gleiche.
Bei normalisierten Ausgangsspannungen unter 50 % bleibt die Drainspannung von Transistor T₂ in der Kaskoden- (ersten) Betriebsweise ungefähr konstant rund um den Wert von V_DC2. Dies verhält sich so, weil der Spannungshub am Drain-Anschluss von Transistor T₁ nicht groß genug ist, um T₁ zur Sättigung zu bringen. So wird Energie am Transistor T₁ verloren, was zu einem geringeren Wirkungsgrad führt. Durch Schließen von Schalter S₁ und Anlegen des HF-Signals V_HF1 nur am Gate-Anschluss von T₁ wird Transistor T₂ abgeschaltet, und somit kann die Verlustleistung innerhalb des Verstärkers minimiert und ein höherer Wirkungsgrad erzielt werden. In manchen Ausführungsformen wird Transistor T₂ vollständig abgeschaltet und zieht somit keine Leistung von V_DC2 ab.
1c veranschaulicht die Gate-Spannungen der Transistoren T₁ und T₂ zeitbezogen für die zweite Betriebsweise, in der Schalter S₁ geschlossen ist. Hier ist zu sehen, dass die Gate-Spannung V_G1 von Transistor T₁ mit einem HF-Signal ausgesteuert wird, und Gate-Spannung V_G2 von Transistor T₂ wird auf Masse gelegt. 1d zeigt die Drain-Spannungen und -Ströme der Transistoren T₁ und T₂ zeitbezogen für die zweite Betriebsweise. Hier ist ersichtlich, dass Drainstrom I_D1 von Transistor T₁ für weniger als einen Halbzyklus aktiv ist, was ein Hinweis auf Klasse-B-Betrieb ist, und Drainstrom I_D2 von Transistor T₂ ist gleich null. Es wird gezeigt, dass der Ausgangsspannungshub V_D1 weniger als 50 % des maximalen Ausgangsspannungshubs beträgt.
1e veranschaulicht die Gate-Spannungen der Transistoren T₁ und T₂ zeitbezogen für die erste Betriebsweise, in welcher Schalter S₁ offen ist. Hier ist ersichtlich, dass Gate-Spannung V_G1 von Transistor T₁ mit einer Gleichspannung von etwa 20 V ausgesteuert wird und dass Gate-Spannung V_G2 von Transistor T₂ mit einem HF-Signal ausgesteuert wird. 1f veranschaulicht die Drain-Spannungen und -Ströme der Transistoren T₁ und T₂ zeitbezogen für die erste Betriebsweise. Hier ist ersichtlich, dass die Drain-Ströme I_D1 und I_D2 der beiden Transistoren T₁ und T₂ für weniger als einen Halbzyklus aktiv sind, was ein Hinweis auf Klasse-B-Betrieb ist. Es wird gezeigt, dass sich der Ausgangsspannungshub V_D1 auf mehr als 50 % des maximalen Ausgangsspannungshubs beläuft.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann der in 1a veranschaulichte Verstärker 100 einer Ausführungsform durch N Stufen erweitert werden, wie in 2a in Bezug auf Verstärker 200 gezeigt wird. In einer Ausführungsform weist der Verstärker 200 zusätzliche, in Reihe unter den Transistoren T₁ und T₂ angeordnete Transistoren, dargestellt als Transistor T_N, über zusätzliche, in Reihe unter den Gleichstromquellen V_DC1 und V_DC2 angeordnete Stromquellen, dargestellt als V_DCN, und über zusätzliche schaltbare, an die Gate-Anschlüsse der jeweiligen Transistoren gekoppelte HF-Signalquellen, dargestellt als V_HFN, gekoppelt an den Gate-Anschluss von Transistor T_N, und dies mit insgesamt N Transistoren, N Stromquellen und N HF-Signalquellen, auf. Darüber hinaus werden zusätzliche Schalter zwischen dem Source-Anschluss und den Gate-Anschlüssen der übereinander angeordneten Transistoren, dargestellt als S_N-1, gekoppelt. In einer Ausführungsform sind nur die Stufen gleichzeitig in Betrieb, die erforderlich sind, um ein Ausgangssignal mit einem bestimmten Spannungshub hervorzubringen. In einer Ausführungsform z. B. kann nur eine der N HF-Signalquellen zu einer bestimmten Zeit aktiv sein.
2b veranschaulicht eine Wirkungsgradkurve 210 von Verstärker 200, worin N=3, verglichen mit dem Wirkungsgrad eines Kaskodenverstärkers, dargestellt mittels Wirkungsgradkurve 110. Wie gezeigt, weist die Wirkungsgradkurve 210 ebensoviele Spitzen auf, wie Verstärkungsstufen vorhanden sind. In einer Ausführungsform können sich die Netzspannungen V_DC1 bis V_DCN voneinander unterscheiden und können auf solche Weise festgelegt werden, dass der Gesamtwirkungsgrad des Systems erhöht oder optimiert wird. Es kann beobachtet werden, dass die Wirkungsgradkurve besser und der potenzielle Durchschnittswirkungsgrad höher wird, je größer die Anzahl der verfügbaren Stufen ist.
3a-b veranschaulichen Verstärker, die einen Schalter S₁ auf zwei verschiedene Arten ausgeführt haben. In Verstärker 220 von 3a wird Schalter S₁ unter Verwendung der Diode 222 ausgeführt. In einer Ausführungsform bildet S₁ einen impedanzarmen Strompfad zum positiven Pol der Gleichstromquelle V_DC2 in Betriebsweisen, in denen Signal V_HF1 aktiv ist und Signalquelle V_HF2 inaktiv ist. Andererseits ist Diode Si in Rückwärtsrichtung vorgespannt bzw. weist eine relativ hohe Impedanz auf, Signalquelle V_HF1 ist inaktiv und Signalquelle V_HF2 ist aktiv bzw. V_HF1 und V_HF2 sind beide aktiv. In einer Ausführungsform kann Diode 222 beispielsweise unter Verwendung einer Schottky-Diode ausgeführt werden.
In Verstärker 230 von 3b wird Schalter S₁ unter Verwendung eines Transistors 224 implementiert, der durch Spannung V_SW1 gesteuert wird, der durch dieselbe Steuerung (nicht dargestellt) gesteuert werden kann, die den Zustand der Signalquellen V_HF1 und V_HF2 steuert. In manchen Ausführungsformen ist Transistor 224 so ausgerichtet, dass er einen geringen Ein-Widerstand aufweist, da weniger Degeneration bei Transistor T₁ und weniger Steigerung der erforderlichen Gate-Ansteuerung zur Erreichung desselben Stroms wie bei einem nichtdegenerierten Transistor zu beobachten ist, je geringer der Widerstand im eingeschalteten Zustand ist.
4a veranschaulicht den Verstärker 250 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hier werden zwei unsymmetrische Verstärker 252 und 254 der Ausführungsform in einer Gegentaktkonfiguration angeordnet, um zusätzliche Ausgangsstufen hinzuzufügen und so eine höhere Ausgangsleistung zu erzielen. In einer Ausführungsform werden die Verstärker 252 und 254 über einen Symmetrieübertrager 256 an die Last R_LOAD gekoppelt. Schalter S₂ wird darüber hinaus eingebunden, um den Verstärker 254 in niedrigeren Ausgangsleistungskonfigurationen zu deaktivieren. Es gilt anzumerken, dass der Transformer 256 nicht unter allen Betriebsbedingungen als ein Symmetrieübertrager (BALUN) arbeitet.
In einer Ausführungsform können unter Verwendung von Verstärker 250 vier Ausgangsstufen erreicht werden. In der ersten und untersten Ausgangsstufe ist nur HF-Quelle V_HF1 in Betrieb und die Schalter S₁ und S₂ sind geschlossen. 4c zeigt eine Zeitverlaufsaufzeichnung der Gate-Spannungen V_G1, V_G2, V_G3 und V_G4; 4d zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₁ und T₃, und 4e zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₃ und T₄ für diese erste Betriebsweise. Wie in 4d gezeigt ist, stellt nur Drain-Strom I_D1 von Transistor T₁ einen Signalstrom in dieser Ausführungsform dar.
Wenn die erforderliche Ausgangsspannung die maximale Ausgangsspannung des Transistors T₁ überschreitet, wird Schalter S₁ geöffnet, Schalter S₂ bleibt geschlossen, und nur HF-Quelle V_HF2 ist betriebsbereit und wird für eine zweite Betriebsweise am Gate-Anschluss von Transistor T₂ angelegt. In manchen Ausführungsformen kann HF-Quelle V_HF1 ebenfalls betriebsbereit sein. 4f zeigt eine Zeitverlaufsaufzeichnung der Gate-Spannungen V_G1, V_G2, V_G3 und V_G4; 4g zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₁ und T₃, und 4h zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₃ und T₄ für diese zweite Betriebsweise. Wie aus den 4g und 4h hervorgeht, geben die Drain-Ströme I_D1 und I_D2 der Transistoren T₁ und T₂ einen Signalstrom ab, während die Drain-Ströme I_D3 und I_D4 der Transistoren T₃ und T₄ keinen Strom abgeben.
In einer dritten Betriebsweise sind für einen Ausgangsspannungsbereich zwischen beispielsweise etwa 50 % und etwa 75 % des maximalen Ausgangsspannungsbereichs die Schalter Si und S₂ offen, und Schalter S₃ ist geschlossen. Der Gate-Anschluss von T₁ ist mit einer Gleichspannung vorgespannt, und die Transistoren T₂ und T₃ werden in einem asymmetrischen Gegentaktmodus durch Aktivierung der HF-Signalquellen V_HF2 und V_HF3, beispielsweise mit gleichen Amplituden und entgegengesetzten Phasen, betrieben. 4i zeigt eine Zeitverlaufsaufzeichnung der Gate-Spannungen V_G1, V_G2, V_G3 und V_G4; 4j zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₁ und T₂, und 4k zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₃ und T₄ für diese dritte Betriebsweise. Wie aus den 4j und 4k hervorgeht, geben die Drain-Ströme I_D1, I_D2 und I_D3 der Transistoren T₁, T₂ und T₃ einen Signalstrom ab, während Drain-Strom I_D4 von Transistor T₄ keinen Strom abgibt.
Auf der vierten und höchsten Ausgangsstufe sind alle Schalter S₁, S₂ und S₃ offen, eine konstante Vorspannung wird an den Gate-Anschlüssen der Transistoren T₁ und T₂ angelegt, und die Transistoren T₂ und T₄ werden in einem asymmetrischen Gegentaktmodus durch Aktivieren der HF-Signalquellen V_HF2 und V_HF4, beispielsweise mit gleichen Amplituden und entgegengesetzten Phasen, betrieben. Hier arbeitet Verstärker 250 in einem symmetrischen Gegentaktmodus. 41 zeigt eine Zeitverlaufsaufzeichnung der Gate-Spannungen V_G1, V_G2, V_G3 und V_G4; 4m zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₁ und T₂, und 4n zeigt Drain-Ströme und -Spannungen für die Transistoren T₃ und T₄ für diese dritte Betriebsweise. Wie aus den 4m und 4n hervorgeht, geben die Drain-Ströme I_D1, I_D2, I_D3 und I_D4 der Transistoren T₁, T₂, T₃ und T₄ einen Signalstrom ab.
Ein Wirkungsgraddiagramm für diese Ausführungsform der vierstufigen Betriebsweise für Verstärker 250 ist in 4b veranschaulicht und zeigt vier Wirkungsgradspitzen für Kurve 260.
Kurve 110, die den Wirkungsgrad eines unsymmetrischen Kaskodenverstärkers zeigt, ist zu Vergleichszwecken auch dargestellt.
In manchen Ausführungsformen kann Schalter S₂ weggelassen werden, sodass Verstärker 250 drei Betriebsstufen aufweist. Ein Wirkungsgraddiagramm für diese Ausführungsform der dreistufigen Betriebsweise für Verstärker 250 ist in 4o veranschaulicht und zeigt drei Wirkungsgradspitzen für Kurve 262. Kurve 110, die den Wirkungsgrad eines unsymmetrischen Kaskodenverstärkers zeigt, ist zu Vergleichszwecken auch dargestellt.
5a zeigt Verstärker 270 gemäß einer weiteren Ausführungsform. Verstärker 270 weist unsymmetrische Verstärker 272 und 274 auf, wobei jeder dieser zwei Verstärker individuell an- und abgeschaltet werden kann, über Schalter S₁ für Verstärker 272 und Schalter S₃ für Verstärker 274, sodass jeder die jeweiligen Vorspannungsinduktoren L_BIAS überbrückt. In manchen Ausführungsformen ist die Funktion von Schalter S₃ in 5a äquivalent zur Funktion des in 4a gezeigten Schalters S₂. In einer Ausführungsform werden verschiedene Netzspannungen für die Stromquellen V_DC1, V_DC2, V_DC3 und V_DC4 verwendet, um bis zu 8 verschiedene Ausgangsspannungspegel bereitzustellen. In einer Ausführungsform beispielsweise werden diese Netzspannungen so ausgewählt, dass V_DC1 = 20 V, V_DC2 = 18 V, V_DC3 = 10 V und V_DC4 = 25 V. Alternativ dazu können andere Gleichspannungen für die Stromquellen V_DC1, V_DC2, V_DC3 und V_DC4 verwendet werden.
In einer Ausführungsform können die folgenden Schalterkombinationen verwendet werden: in einem ersten Ausgangsmodus sind die Schalter S₁ und S₄ geschlossen und die Schalter S₂ und S₃ offen (10 V); in einem zweiten Ausgangsmodus sind die Schalter S₂ und S₃ geschlossen und die Schalter S₁ und S₄ offen (20 V); in einem dritten Ausgangsmodus sind die Schalter S₂ und S₄ geschlossen und die Schalter S₁ und S₃ offen (30 V); in einem vierten Ausgangsmodus ist Schalter S₁ geschlossen und die Schalter S₂, S₃ und S₄ sind offen (35 V); in einem fünften Ausgangsmodus ist Schalter S₃ geschlossen und die Schalter S₁, S₂ und S₄ sind offen (38 V); in einem sechsten Ausgangsmodus ist Schalter S₄ geschlossen und die Schalter Si, S₂ und S₃ sind offen (48 V); in einem siebten Ausgangsmodus ist Schalter S₂ geschlossen und die Schalter Si, S₃ und S₄ sind offen (55 V); und in einem achten Ausgangsmodus sind die Schalter S₁ bis S₄ offen (73 V). In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können verschiedene Gleichspannungspegel entsprechend verschiedenen Ausgangsmodi gemäß dem bestimmten System und dessen Spezifikationen verwendet werden.
Ein Wirkungsgraddiagramm für diese Ausführungsform mit achtstufiger Betriebsweise für Verstärker 270 ist in 5b dargestellt und zeigt acht Wirkungsgradspitzen für Kurve 278. Kurve 110, die den Wirkungsgrad eines unsymmetrischen Kaskodenverstärkers zeigt, ist zu Vergleichszwecken auch dargestellt. Es gilt zu verstehen, dass die Anordnung einer jeden Spitze in Kurve 278 durch Einstellen der Gleichspannungen der Gleichspannungsquellen V_DC1, V_DC2, V_DC3 und V_DC4 einstellbar ist.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann ein pulsweitenmoduliertes Signal verwendet werden, um die Verstärker der Ausführungsform anzusteuern. Beispielsweise wird ein zeitquantisiertes, pulsweitenmoduliertes Signal durch Berechnen einer beschränkten Anzahl an Basisfunktionen, die ein Ausgangs-PWM-Signal darstellen, geschaffen. Die bandbegrenzte Eigenschaft dieser Basisfunktionen vermeidet Rückspiegelungen durch die zeitquantisierte Eigenschaft des Signals, wodurch eine Hochdynamik und ein geringes Grundrauschen außerhalb des Bandes ermöglicht werden. Die Verwendung von Basisfunktionen zur Bildung von pulsweitenmodulierten Signalen zur effizienten Aussteuerung eines Verstärkers (PA) ist in der US-Offenlegungsschrift US 2012 / 0 256 697 A1 eingereicht am 7. April 2011, mit dem Titel „System and Method for Generating a Pulse-width Modulated Signal“, beschrieben, wobei diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit hierin durch Verweis aufgenommen ist. Darüber hinaus können Basisfunktionen kombiniert werden, um mehrstufige pulsweitenmodulierte Signale zu bilden, wie in der US-Offenlegungsschrift US 2013 / 0 070 836 A1 eingereicht am 19. September 2011, mit dem Titel „System and Method for Generating a Radio Frequency Pulse-width Modulated Signal“ beschrieben wird, wobei diese Anmeldung in ihrer Gesamtheit hierin durch Verweis aufgenommen ist.
6a veranschaulicht ein System 300 der Ausführungsform, das zur Erzeugung eines mehrstufigen pulsweitenmodulierten Signals konfiguriert ist. Hierin umfasst das System 300 einen Verstärker 301 der Ausführungsform wie oben beschrieben, gekoppelt an einen Gleichspannungs-Trennkondensator C_DC, parallele Schwingkreiskomponenten C_TANK und L_TANK, Zirkulator 302, gekoppelt an Widerstand R_SB, und Bandfilter 304. Die Belastung von System 300 ist als Widerstand R_LOAD gestaltet. In einer Ausführungsform werden pulsweitenmodulierte Signale separat an den Gate-Anschlüssen der Transistoren T₁ und T₂ eingeführt. In einer Betriebsweise ist Schalter S₁ geschlossen und ein pulsweitenmoduliertes Signal ist an den Gate-Anschluss von T₁ gekoppelt, während Transistor T₂ abgeschaltet ist. In einer zweiten Betriebsweise wird ein mehrstufiges pulsweitenmoduliertes Signal zwischen dem Gate-Anschluss von Transistor T₁ und Transistor T₂ gleichzeitig gesendet, während Schalter S₁ dementsprechend gesteuert wird.
In einer Ausführungsform werden Träger-Bursting-Verfahren verwendet, um die Gate-Anschlüsse der Transistoren T₁ und T₂ mit einem Pulsweitenmodulations- (PWM-) getasteten HF-Signal auszusteuern. In einer Ausführungsform sind diese PWM-Signale Rechteckwellensignale, oder sie sind reich an Oberwellen, was zu Seitenbändern führt, die durch Bandfilter 304 entfernt werden. In einer Ausführungsform werden diese Seitenbänder durch Bandfilter 304 reflektiert und deren Energie wird durch Seitenbandwiderstand R_SB über einen Zirkulator 302 umgewandelt. Unter Verwendung von Zirkulator 302 kann der Verstärker 301 durch einen reellen Lastwiderstand im Frequenzbereich der generierten Seitenbänder belastet werden, und so hat die Eingangsimpedanz von Bandfilter 304 wenig, wenn überhaupt Einfluss auf den Betrieb von Verstärker 301. In solch einer Ausführungsform kann der Verstärker 301 an seinen effizientesten Arbeitspunkten betrieben werden, und die erwünschte Ausgangsspannung kann durch das schaltbare Einführen von Signalen über Quelle V_HF1 und V_HF2 auf eine PWM-Art erzeugt werden.
6b-d zeigen Wellenformdiagramme des Betriebs von Verstärker 301 an einem Arbeitspunkt entsprechend einer relativen Ausgangsspannung von etwa 25 % der maximalen Ausgangsspannung und einem 50%-Arbeitszyklus. Während des ersten Abschnitts 310 der gezeigten Modulationsperiode ist Schalter S₁ geschlossen und nur Transistor T₁ ist aktiv. Hier arbeitet der Verstärker 301 mit einem relativen Ausgangsignal von 50 %. Während des zweiten Abschnitts 312 der gezeigten Modulationsperiode sind keine Transistoren aktiv, wenn auch Schalter S₁ aktiv oder inaktiv sein kann. Daher arbeitet der Verstärker bei 0 % seines maximalen Ausgangs. Die Kombination eines 50%igen Arbeitszyklus und der Alternative zwischen einem 50%igen Ausgangsignal und einem 0%igen Ausgangsignal ergibt ein Signal mit einer Amplitude, die sich auf 25 % der maximalen Amplitude am Widerstand R_LOAD beläuft. 6b zeigt die Gate-Spannungen V_G1 und V_G2 der Transistoren T₁ und T₂; 6c zeigt die Drain-Ströme I_D1 und I_D2 und Drain-Spannungen V_D1 und V_D2 der Transistoren T₁ und T₂; und 6d zeigt die belastete Ausgangsspannung am Widerstand R_LOAD, die etwa 25 % des maximalen Ausgangspegels entspricht.
6e-g zeigen Wellenformdiagramme des Betriebs von Verstärker 301 an einem Arbeitspunkt, der dem Umschalten zwischen dem Einspeisen eines Signals an Quelle V_HF1 bei geschlossenem Schalter S₁ und dem Einspeisen eines Signals an Quelle V_HF1 bei offenem Schalter S₁ mit einem 50%-Arbeitszyklus entspricht. Während des ersten Abschnitts 316 der gezeigten Modulationsperiode ist Schalter S₁ offen und ein Signal wird am Gate-Anschluss von Transistor T₂ eingespeist, während der Gate-Anschluss von Transistor T₁ bei einer konstanten Gleichspannung gehalten wird. Hier kann die Drain-Spannung von T₁ so konfiguriert sein, dass sie einen maximalen Hub hat, um die Effizienz des Verstärkers zu erhöhen. Während des zweiten Abschnitts 318 der gezeigten Modulationsperiode ist Schalter Si geschlossen und ein Signal wird am Gate-Anschluss von Transistor T₁ eingespeist. Wiederum kann die Drain-Spannung von T₁ maximiert werden, um die Verstärkereffizienz zu erhöhen. Ein Umschalten zwischen diesen Betriebsweisen bei einem 50%-Arbeitszyklus bringt eine relative Ausgangsspannung von 75 % des Maximalpegels hervor. 6e zeigt die Gate-Spannungen V_G1 und V_G2 der Transistoren T₁ und T₂; 6f zeigt die Drain-Ströme I_D1 und I_D2 und Drain-Spannungen V_D1 und V_D2 der Transistoren T₁ und T₂; und 6g zeigt die belastete Ausgangsspannung bei Widerstand R_LOAD entsprechend etwa 75 % des maximalen Ausgangspegels. Es versteht sich, dass die Beispiele der 6b-g zwei Beispiele der zahlreichen spezifischen möglichen Ausgangspegel sind, die unter Verwendung von Verstärker 301 erreicht werden können. In alternative Ausführungsformen können andere Arbeitszyklen und Ausgangspegel kombiniert werden, um andere Ausgangsamplituden hervorzubringen. Darüber hinaus kann auch die Phase der Signale moduliert werden, um Information in der Phase des Ausgangssignals zusätzlich zu seiner Amplitude zu übertragen.
6h zeigt eine Wirkungsgradkurve für Verstärker 301 unter PWM-Modulation unter der Annahme, dass der Verstärker 301 bei maximalem Wirkungsgrad in allen Betriebsweisen betrieben wird. Das Abfallen in Kurve 321 zwischen den normalisierten Ausgangsspannungen von 0,5 und 1,0 ist hauptsächlich der durch Widerstand R_SB abgeführten Seitenbandenergie zuzuschreiben.
Kurve 322, die eine in Bezug auf 1a beschriebene, zweistufige Ausführungsform darstellt, und Kurve 110, die für einen Kaskodenverstärker steht, sind als weitere Bezugsbeispiele gezeigt.
Die Ausführungsform von 6a kann darüber hinaus zu einer Gegentaktausführung erweitert werden, wie in 6i gezeigt wird, die System 350 darstellt. System 350 umfasst die Verstärker 352 und 354 der Ausführungsform, gekoppelt an eine mit R_LOAD bezeichnete Last über den Symmetrieübertrager 360, Zirkulator 356 und Bandfilter 358. In einer Ausführungsform kann das System 350 für Ausgangssignale mit vier Ausgangspegeln konfiguriert werden, wie obig in Bezug auf die Ausführungsform von 4a beschrieben wurde. Durch Einspeisen von PWM-Signalen mit den Quellen V_HF1, V_HF2, V_HF3 und V_HF4 kann ein mehrstufiges PWM-Signal am Ausgang von Bandfilter 358 erzeugt werden.
6j zeigt eine Wirkungsgradkurve 370 für System 350 unter PWM-Betrieb unter der Annahme, dass das System 350 bei maximalem Wirkungsgrad in allen Betriebsweisen unter Verwendung gleicher Netzspannungen betrieben wird. Kurve 372, die eine in Bezug auf 4a beschriebene, vierstufige Ausführungsform darstellt, und Kurve 110, die für einen Kaskodenverstärker steht, sind als weitere Bezugsbeispiele gezeigt.
6k zeigt eine Wirkungsgradkurve 380 für einen Verstärker unter Verwendung einer ähnlichen Struktur wie in der Ausführungsform von 5a, wobei hier der Ausgang des Symmetrieübertragers mit dem Zirkulator und Bandfilter, wie in 6i, belastet ist. Hier wird der PWM-Betrieb unter der Annahme verwendet, dass der Verstärker bei maximaler Effizienz in allen Betriebsweisen unter Verwendung ungleicher Netzspannungen betrieben wird. Kurve 382, die eine in Bezug auf 5a beschriebene, vielstufige Ausführungsform darstellt, und Kurve 110, die für einen Kaskodenverstärker steht, sind als weitere Bezugsbeispiele gezeigt.
7a zeigt eine CMOS-Ausführung eines Verstärkers 700 der Ausführungsform. Der Verstärker 700 weist einen Eingangstransistor 722, einen Kaskodentransistor 724 und einen Schaltertransistor 720 auf. In einer Ausführungsform können diese Transistoren wie dargestellt mittels NMOS-Elementen ausgeführt werden. In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können andere Transistorentypen wie PMOS-Transistoren verwendet werden. Signalquellen 702, die Signalquelle V_HF1 entsprechen, und Signalquelle 706, die V_HF2 entspricht, sind als Zweipolersatzschaltbilder innerhalb gestrichelter Linien dargestellt, um zu zeigen, dass diese Quellen nicht notwendigerweise Teil des Verstärkers 700 sind. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können die Quellen 702 und 706 unter Verwendung von Ausgangsstufen anderer Elemente innerhalb des Systems, beispielsweise Signalgeneratoren, Ausgang von Digital-Analog-Wandlern und dergleichen, ausgeführt werden. Inverter 704, der unter Verwendung des PMOS-Elements 701 und NMOS-Elements 703 ausgeführt wird, hat einen an den Gate-Anschluss von Schaltertransistor 720 gekoppelten Ausgang. Inverter 704 ist ebenfalls innerhalb gestrichelter Linien dargestellt, um darauf hinzuweisen, dass er nicht notwendigerweise Teil des Verstärkers 700 ist. Es gilt zu verstehen, dass die Aufgabe von Inverter 704 jene ist, den Schaltertransistor 720 an- oder abzuschalten. Daher kann in alternativen Ausführungsformen ein Inverter 704 mit dem Ausgang anderer Logik-Gates oder anderen Ausgangsstufen ausgeführt werden. Signal Vctrl steht für ein Steuersignal, das beispielsweise von einer Steuerung erzeugt werden kann. In einer Ausführungsform werden die Signalquellen 702 und 706 sowie der Schaltertransistor 720 gemäß den obig beschriebenen Ausführungsformen aktiviert.
In einer Ausführungsform ist der Gate-Anschluss von Transistor 722 an Signalquelle 706 über Gleichspannungs-Trennkondensator 729 und Eingangs-Anpassungsnetzwerk (IMN) 710 gekoppelt. Die Vorspannung am Gate-Anschluss von Transistor 722 wird von der Gleichspannungs-Signalquelle 730 in Serie mit Induktor 728 bereitgestellt. In einer Ausführungsform wird die Spannung der Gleichspannungs-Signalquelle 730 auf eine Spannung festgelegt, die eine geeignete Vorspannung für Transistor 722 bereitstellt. In einer Ausführungsform kann die Gleichspannungs-Spannungsquelle 730 unter Verwendung von auf dem Gebiet der Erfindung bekannten Schaltungsverfahren ausgeführt werden. Die Gleichspannungsquelle 730 kann beispielsweise unter Verwendung einer Stromquelle, die im Gleichlauf mit der Gate-Quellenspannung von Transistor 722 ist, ausgeführt werden. Alternativ dazu können andere Schaltkreise verwenden werden.
Transistor 724 ist an HF-Signalquelle 702 über ein Eingangs-Anpassungsnetzwerk (IMN) 708 und Gleichspannungs-Trennkondensator 714 gekoppelt. An den Gate-Anschluss von Transistor 724 kann eine Vorspannung angelegt werden, beispielsweise durch eine Serienkombination von Gleichspannungsquellen 716 und 718 in Serie mit Vorspannungsinduktor 726. In Ausführungsformen, in denen die Schwellenspannung von Transistor 724 gleich 0 V ist, kann die Gleichspannungsquelle 718 weggelassen werden und Vorspannungsinduktor 726 kann direkt an den positiven Pol von Gleichspannungsquelle 716 gekoppelt werden. Vorspannungsinduktor 740 ist an den Drain-Anschluss des Kaskodentransistors 724 gekoppelt und kann unter Verwendung der Gleichspannungsquelle 742 vorgespannt werden. Der Drain-Anschluss von Transistor 724 kann über Gleichspannungs-Trennkondensator 736 und das Ausgangs-Anpassungsnetzwerk (OMN) 712 an einen Lastwiderstand 738 gekoppelt werden. Lastwiderstand 738 ist innerhalb gestrichelter Linien dargestellt, um anzuzeigen, dass die Last nicht notwendigerweise Teil des Verstärkers ist. Eher stellt der Belastungswiderstand 738 die Belastung von Verstärker 700 dar. In einer Ausführungsform können Eingangs-Anpassungsnetzwerk 708 und 710 sowie Ausgangs-Anpassungsnetzwerk 712 unter Verwendung von auf dem Gebiet der Erfindung bekannten Schaltkreisen und Verfahren ausgeführt werden.
In einer Ausführungsform kann Kondensator 732 beinhaltet sein, um den Gate-Spannungshub von Transistor 724 zu steuern, wenn Verstärker 700 in einer Kaskodenkonfiguration arbeitet. Dies ist der Fall, wenn Signalquelle 706 aktiv ist, Schaltertransistor 720 in einem Zustand hoher Impedanz ist und Transistor 724 als ein Kaskodentransistor arbeitet. Unter Verwendung von Kondensator 732 wird ein kapazitiver Spannungsteiler zusammen mit der parasitären Gate-Source-Kapazität 734 gebaut. Das Spannungsteilerverhältnis wird so festgelegt, dass die maximale Gate-Spannung nicht überschritten wird und kein Übersteuern des Transistors eintritt. Für andere Transistoren wie HEMT-Transistoren (superschnelle Transistoren) ist 0 V die maximale Spannung, und somit wird dieser Spannungsteiler verwendet, um die Leitung der Stördioden in diesem Fall zu unterbinden. Es versteht sich, dass dieser Spannungsteiler optional ist, da er verwendet werden kann, um zu verhindern, dass Transistoren Spannungen ausgesetzt werden, die ihre Schwellwerte überschreiten. In dieser Funktion kann der Spannungsteiler weggelassen werden, insbesondere, wenn die verwendete Technologie den angesetzten Spannungen standhalten kann. Das Bezugspotential für Kondensator 732 muss nicht notwendigerweise auf Massepotential liegen, jeder andere stabile Bezugspunkt wie z. B. die Versorungsspannung würde dieselbe Aufgabe erfüllen. Die parasitäre Gate-Kapazität 734 kann durch paralleles Hinzufügen eines Kondensators erhöht werden, sofern dies für die spezifische Ausführung erforderlich ist.
7b zeigt Verstärker 750 gemäß einer weiteren CMOS-Ausführung. Die Ausführungsform von 7b ist der Ausführungsform von 7a ähnlich, mit der Ausnahme, dass der Gate-Anschluss von Transistor 724 über den Wandler 752 an Signalquelle 702 gekoppelt ist. Der Gleichspannungs-Sperrkondensator 754 wird verwendet, um den Drain-Anschluss von Transistor 722 von der Sekundärwicklung des Wandlers 752 zu entkoppeln.
8a zeigt System 800 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. System 800 hat eine Steuerung 802, die an die HF-Signalquellen 804 und 806 gekoppelt ist. Die Ausgänge der HF-Quellen 804 und 806 sind an die Gate-Anschlüsse der Transistoren 724 und 722 über Anpassungsnetzwerke 708 bzw. 710 gekoppelt, wie in Bezug auf die Ausführungsform von 7a beschrieben wurde. In einer Ausführungsform steuert die Steuerung 802 die Ausgänge der HF-Quellen 804 und 806 und steuert ebenfalls den Zustand des Schalttransistors 720. Die Steuerung 802 kann auch den Signaltyp sowie die Phase und Amplitude des Ausgangs durch die HF-Signalquellen 804 und 806 steuern. In manchen Ausführungsformen kann der Ausgang der HF-Quellen 804 und 806 eine pulsweitenmodulierte Wellenform sein, wie in Bezug auf die Ausführungsformen von 6a und 6i beschrieben wurde.
8b zeigt System 820 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hier steuert die Steuerung 826 das ein Schaltnetzwerk 822, das den Ausgang von HF-Signalquelle 824 entweder zum Gate-Anschluss von Transistor 724 oder zum Gate-Anschluss von Transistor 722 führt. Die Steuerung 826 misst darüber hinaus die Leistung der HF-Quelle, gekoppelt durch einen Koppler 828, und bestimmt entsprechend der gemessenen Leistung den Zustand von Schaltnetzwerk 822. Des Weiteren steuert die Steuerung 826 auch den Zustand von Schalttransistor 720.
8c zeigt System 840 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Hier überprüft Detektor 832 die über Koppler 828 gekoppelte Leistung von HF-Quelle 824 und vergleicht die überprüfte Leistung mit dem Schwellwert REF unter Verwendung eines Komparators 834. Das Ergebnis dieses Vergleichs wird verwendet, um den Zustand von HF-Schalter 822 sowie den Zustand von Schalttransistor 720 festzulegen. In solch einer Ausführungsform kann die HF-Quelle 824 stellvertretend für ein externes HF-Signal in Bezug auf das verstärkte Signal sein. Der Schwellwert REF kann auf ein Niveau festgelegt werden, das die Effizienz des Verstärkers maximiert oder optimiert.
In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können Verstärker der Ausführungsform in zahlreichen verschiedenen Verfahren eingesetzt werden. Beispielsweise in einem bipolaren Verfahren, einem CMOS-Verfahren, wie in den 7a-b und 8a-c gezeigt, in einem Galliumarsenid- (GaAs-) Verfahren, einem Galliumnitrid- (GaN-) Verfahren und anderen. In einer Ausführungsform können die in den 7a-b und 8a-c gezeigten CMOS-Transistoren durch GaN-HEMT-Elemente ersetzt werden.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein System einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor. Der erste Transistor weist einen an einen ersten Signaleingang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Schaltungsknoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an eine erste Bezugsspannung gekoppelten Bezugsknoten auf, und der zweite Transistor weist einen an einen zweiten Signaleingang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Systems gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten zweiten Bezugsknoten auf. Das System umfasst darüber hinaus einen ersten Schalter, der den ersten gemeinsamen Knoten schaltbar an eine zweite Bezugsspannung koppelt.
In einer Ausführungsform umfasst das System darüber hinaus eine Steuerung, und der erste Schalter hat einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang, worin der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er offen ist, wenn der Steuereingang in einem ersten Zustand ist, und der erste Schalter so konfiguriert ist, dass er geschlossen ist, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist. Die Steuerung kann so konfiguriert sein, dass sie ein erstes Signal selektiv an den ersten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist, und das erste Signal an den zweiten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist. In einer weiteren Ausführungsform ist die Steuerung außerdem so konfiguriert, dass sie das erste Signal vom zweiten Signaleingang entkoppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist. Darüber hinaus kann die Steuerung auch bestimmen, ob der Steuereingang im ersten Zustand oder im zweiten Zustand ist.
In einer Ausführungsform ist die Steuerung so konfiguriert, dass sie den Steuereingang in den ersten Zustand setzt, wenn das erste Signal eine Amplitude über einem ersten Amplitudenschwellwert hat, und die Steuerung ist so konfiguriert, dass sie den Steuereingang in den zweiten Zustand setzt, wenn das erste Signal eine Amplitude unter dem ersten Amplitudenschwellwert hat. In manchen Ausführungsformen ist das erste Signal ein pulsweitenmoduliertes Signal.
Das System kann auch einen dritten Transistor mit einem an einen dritten Signaleingang gekoppelten dritten Eingangsknoten einem an den Ausgang des Systems gekoppelten dritten Ausgangsknoten und einem an den zweiten Ausgangsknoten des zweiten Transistors gekoppelten dritten Bezugsknoten umfassen. Das System kann auch einen zweiten Schalter umfassen, der den dritten Bezugsknoten des dritten Transistors schaltbar an eine dritte Bezugsspannung koppelt.
In manchen Ausführungsformen umfasst der erste Transistor einen ersten FET und der zweite Transistor einen zweiten FET. Der erste Eingangsknoten des ersten Transistors umfasst beispielsweise einen Gate-Anschluss des ersten FET; der erste Ausgangsknoten des ersten Transistors umfasst einen Drain-Anschluss des ersten FET; der erste Bezugsknoten des ersten Transistors umfasst einen Teil einer Quelle des ersten FET; der zweite Eingangsknoten des zweiten Transistors umfasst einen Gate-Anschluss des zweiten FET; der zweite Ausgangsknoten des zweien Transistors umfasst einen Drain-Anschluss des zweiten FET; und der zweite Bezugsknoten des zweiten Transistors umfasst einen Teil Quelle des zweiten FET.
Gemäß einer anderen Ausführungsform umfasst ein Hochfrequenz- (HF-) Übertragungssystem eine steuerbare Signalquelle mit einem ersten HF-Signalausgang und einem zweiten HF-Signalausgang. Die steuerbare Signalquelle kann so konfiguriert sein, dass sie ein HF-Signal am ersten HF-Signalausgang liefert, wenn die Amplitude des HF-Signals über einem gewissen Schwellwert liegt, und dass sie ein HF-Signal am zweiten HF-Signalausgang liefert, wenn die Amplitude des HF-Signals unter diesem Schwellwert liegt. Das HF-Übertragungssystem umfasst auch einen Verstärker mit einem ersten Transistor, der einen an den ersten HF-Signalausgang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Schaltungsknoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an eine erste Bezugsspannung gekoppelten ersten Bezugsknoten umfasst; und mit einem zweiten Transistor, der einen an den zweiten HF-Signalausgang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Verstärkers gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Schaltungspunkt gekoppelten zweiten Bezugsschaltungspunkt umfasst. Der erste Schalter koppelt den ersten gemeinsamen Schaltungspunkt schaltbar an eine zweite Bezugsspannung. Die steuerbare Signalquelle kann weiter konfiguriert werden, um zu verhindern, dass das HF-Signal am zweiten HF-Signalausgang geliefert wird, wenn die Amplitude des HF-Signals höher als der Schwellwert ist.
In einer Ausführungsform umfasst die steuerbare Signalquelle des Weiteren eine Steuerung, und der erste Schalter umfasst einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang. Die Steuerung kann so konfiguriert werden, dass sie den ersten Schalter aktiviert, wenn die Amplitude des HF-Signals geringer als der Schwellwert ist, und dass sie den ersten Schalter deaktiviert, wenn die Amplitude des HF-Signals größer als der Schwellwert ist.
In einer Ausführungsform ist das HF-Signal so konfiguriert, dass es ein pulsweitenmoduliertes Signal ist. Das HF-Übertragungssystem kann auch einen zwischen dem Ausgang des Verstärkers und einem Ausgang des HF-Übertragungssystems gekoppelten Zirkulator umfassen.
In einer Ausführungsform kann der erste Transistor mittels eines ersten FET ausgeführt sein, und der zweite Transistor kann mittels eines zweiten FET ausgeführt sein. Erster und zweiter FET können MOS-Feldeffekttransistoren, ausgeführt in einem CMOS-Verfahren, sein oder sie können Feldeffekttransistoren, ausgeführt in einem Galliumnitrid-Verfahren, sein.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines HF-Übertragungssystems das Bestimmen, ob eine Amplitude eines HF-Signals größer al seine Schwellwertamplitude ist. Wenn das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die größer als die Schwellwertamplitude ist, so wird das HF-Signal an einen ersten Transistor gekoppelt, der in Serie mit einem Kaskodentransistor gekoppelt ist; und wenn das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die geringer als die Schwellwertamplitude ist, so wird der erste Transistor deaktiviert und das HF-Signal wird an den Kaskodentransistor gekoppelt. Das Verfahren umfasst darüber hinaus das Koppeln eines Ausgangs des Kaskodentransistors an einen Ausgang des HF-Übertragungssystems.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren des Weiteren das Entkoppeln des HF-Signals vom Kaskodentransistor, wenn das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die größer als die Schwellwertamplitude ist. Des Weiteren kann der Schritt des Deaktivierens des ersten Transistors auch das Schließen eines Schalters, der zwischen einem Ausgangsknoten des ersten Transistors und einer ersten Bezugsspannung gekoppelt ist, umfassen.
In einer Ausführungsform umfasst das Verfahren des Weiteren das Erzeugen des HF-Signals durch Produzieren eines pulsweitenmodulierten Signals. In manchen Ausführungsformen kann Seitenbandenergie unter Verwendung eines Zirkulators und eines Bandfilters, gekoppelt zwischen dem Ausgang des Kaskodentransistors und dem Ausgang des HF-Übertragungssystems, beschränkt werden. Das Verfahren kann auch das Festlegen des Amplitudenschwellwertes umfassen, um einen vorbestimmten Leistungswirkungsgrad des HF-Übertragungssystems hervorzubringen, wenn das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die etwa im Bereich des Amplitudenschwellwertes liegt.
Ein Vorteil der Ausführungsformen betrifft die Fähigkeit, einen Verstärker mit hohem Wirkungsgrad bei niedrigen Ausgangspegeln zu betreiben.
Während diese Erfindung unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben wurde, ist nicht beabsichtigt, dass diese Beschreibung in einer einschränkenden Weise ausgelegt wird. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen sowie andere Ausführungsformen der Erfindung werden Fachleuten unter Bezugnahme auf die Beschreibung ersichtlich sein. Daher ist es vorgesehen, dass die angefügten Ansprüche jegliche solche Modifikationen oder Ausführungsformen mit umfassen.

Claims

System, umfassend: einen ersten Transistor (T1), der einen an einen ersten Signaleingang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an ein erstes Bezugspotential gekoppelten ersten Bezugsknoten umfasst; einen zweiten Transistor, der einen an einen zweiten Signaleingang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Systems gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten zweiten Bezugsknoten umfasst; und einen ersten Schalter (S1), der den ersten gemeinsamen Knoten schaltbar an ein zweites Bezugspotential koppelt; wobei das System darüber hinaus eine Steuerung umfasst; der erste Schalter (S1) einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang umfasst, worin der erste Schalter (S1) so konfiguriert ist, dass er offen ist, wenn der Steuereingang in einem ersten Zustand ist, und der erste Schalter (S1) so konfiguriert ist, dass er geschlossen ist, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist; und die Steuerung so konfiguriert ist, dass sie ein erstes Signal selektiv an den ersten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist, und dass sie das erste Signal an den zweiten Signaleingang koppelt, wenn der Steuereingang in einem zweiten Zustand ist.
System nach Anspruch 1, worin die Steuerung darüber hinaus so konfiguriert ist, dass sie das erste Signal vom zweiten Signaleingang entkoppelt, wenn der Steuereingang im ersten Zustand ist.
System nach Anspruch 1 oder 2, worin die Steuerung darüber hinaus so konfiguriert ist, dass sie bestimmt, ob der Steuereingang im ersten Zustand oder im zweiten Zustand ist.
System nach Anspruch 3, worin: die Steuerung so konfiguriert ist, dass sie den Steuereingang in den ersten Zustand versetzt, wenn das erste Signal eine größere Amplitude als eine erste Schwellwertamplitude aufweist; und die Steuerung so konfiguriert ist, dass sie den Steuereingang in den zweiten Zustand versetzt, wenn das erste Signal eine geringere Amplitude als die erste Schwellwertamplitude aufweist.
System nach einem der Ansprüche 2 bis 4, worin das erste Signal ein pulsweitenmoduliertes Signal umfasst.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, darüber hinaus umfassend: einen dritten Transistor, der einen an einen dritten Signaleingang gekoppelten dritten Eingangsknoten, einen an den Ausgang des Systems gekoppelten dritten Ausgangsknoten und einen an den zweiten Ausgangsknoten des zweiten Transistors gekoppelten dritten Bezugsknoten umfasst; und einen zweiten Schalter (S2), der den dritten Bezugsknoten des dritten Transistors schaltbar an ein drittes Bezugspotential koppelt.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 6, worin: der erste Transistor (T1) einen ersten FET umfasst; und der zweite Transistor (T2) einen zweiten FET umfasst.
System nach Anspruch 7, worin: der erste Eingangsknoten des ersten Transistors (T1) einen Gate-Anschluss des ersten FET bildet; der erste Ausgangsknoten des ersten Transistors (T1) einen Drain-Anschluss des ersten FET bildet; der erste Bezugsknoten des ersten Transistors (T1) einen Teil einer Quelle des ersten FET bildet; der zweite Eingangsknoten des zweiten Transistors (T2) einen Gate-Anschluss des zweiten FET bildet; der zweite Ausgangsknoten des zweiten Transistors (T2) einen Drain-Anschluss des zweiten FET bildet; und der zweite Bezugsknoten des zweiten Transistors (T2) einen Teil einer Quelle des zweiten FET bildet.
Ein HF-Übertragungssystem umfassend: eine steuerbare Signalquelle mit einem ersten HF-Signalausgang und einem zweiten HF-Signalausgang, wobei die steuerbare Signalquelle so konfiguriert ist, dass sie ein HF-Signal am ersten HF-Signalausgang liefert, wenn eine Amplitude des HF-Signals größer als ein Schwellwert ist, und dass sie das HF-Signal am zweiten HF-Signalausgang liefert, wenn die Amplitude des HF-Signals geringer als der Schwellwert ist; einen Verstärker, umfassend einen ersten Transistor (T1), der einen an den ersten HF-Signalausgang gekoppelten ersten Eingangsknoten, einen an einen ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten ersten Ausgangsknoten und einen an ein erstes Bezugspotential gekoppelten ersten Bezugsknoten umfasst, einen zweiten Transistor, der einen an den zweiten HF-Signalausgang gekoppelten zweiten Eingangsknoten, einen an einen Ausgang des Verstärkers gekoppelten zweiten Ausgangsknoten und einen an den ersten gemeinsamen Knoten gekoppelten zweiten Bezugsknoten umfasst; und einen ersten Schalter (S1), der den ersten gemeinsamen Knoten schaltbar an ein zweites Bezugspotential koppelt.
HF-Übertragungssystem nach Anspruch 9, worin die steuerbare Signalquelle des Weiteren so konfiguriert ist, dass sie das Liefern des HF-Signals am zweiten HF-Signalausgang unterbindet, sofern die Amplitude des HF-Signals größer als der Schwellwert ist.
HF-Übertragungssystem nach Anspruch 9 oder 10, worin: die steuerbare Signalquelle darüber hinaus eine Steuerung umfasst; und der erste Schalter (S1) einen an die Steuerung gekoppelten Steuereingang umfasst, worin die Steuerung so konfiguriert ist, dass sie den ersten Schalter (S1) aktiviert, wenn die Amplitude des HF-Signals geringer als der Schwellwert ist, und dass sie den ersten Schalter (S1) deaktiviert, wenn die Amplitude des HF-Signals größer als der Schwellwert ist.
HF-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 11, worin das HF-Signal als ein pulsweitenmoduliertes Signal konfiguriert ist.
HF-Übertragungssystem nach Anspruch 12, das des Weiteren einen zwischen dem Ausgang des Verstärkers und einem Ausgang des HF-Übertragungssystems gekoppelten Zirkulator umfasst.
HF-Übertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 13, worin der erste Transistor (T1) einen ersten FET umfasst und der zweite Transistor einen zweiten FET umfasst.
HF-Übertragungssystem nach Anspruch 14, worin der erste FET und der zweite FET MOS-Feldeffekttransistoren sind.
HF-Übertragungssystem nach Anspruch 14 oder 15, worin der erste FET und der zweite FET unter Verwendung eines Galliumnitrid-Verfahrens ausgeführt werden.
Ein Betriebsverfahren für ein HF-Übertragungssystem, folgende Verfahrensschritte umfassend: das Bestimmen, ob eine Amplitude eines HF-Signals größer als eine Schwellwertamplitude ist; sofern das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die größer als die Schwellwertamplitude ist, das Koppeln des HF-Signals an einen in Serie mit einem Kaskodentransistor gekoppelten ersten Transistor (T1), sofern das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die geringer als die Schwellwertamplitude ist, das Deaktivieren des ersten Transistors (T1) und Koppeln des HF-Signals an den Kaskodentransistor; und das Koppeln eines Ausgangs des Kaskodentransistors an einen Ausgang des HF-Übertragungssystems.
Verfahren nach Anspruch 17, des Weiteren umfassend das Entkoppeln des HF-Signals vom Kaskodentransistor, sofern das HF-Signal eine Amplitude aufweist, die größer als die Schwellwertamplitude ist.
Verfahren nach Anspruch 17 oder 18, worin das Deaktivieren des ersten Transistors (T1) das Schließen eines Schalters, der zwischen einem Ausgangsknoten des ersten Transistors (T1) und ein erstes Bezugspotential gekoppelt ist, umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, des Weiteren umfassend das Erzeugen des HF-Signals, wobei das Erzeugen das Hervorbringen eines pulsweitenmodulierten Signals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 20, des Weiteren umfassend das Einschränken von Seitenbandenergie unter Verwendung eines Zirkulators und eines Bandfilters, gekoppelt zwischen dem Ausgang des Kaskodentransistors und dem Ausgang des HF-Übertragungssystems.
Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 21, des Weiteren umfassend das Festsetzen des Amplitudenschwellwertes, um einen vorbestimmten Leistungswirkungsgrad des HF-Übertragungssystems hervorzubringen, wenn das HF-Signal eine Amplitude etwa im Bereich des Amplitudenschwellwertes aufweist.